Искусство схемотехники.

Том I.

Кэрол, Джекобу, Мише и Джинджер.

_{Перевод О.А. Соболевой.}

Эта книга представляет собой учебник по разработке электронных схем и одновременно справочное пособие для инженеров, уровень изложения в ней постепенно повышается от простейшего, рассчитанного на новичков, к сложному, требующему глубоких знаний по электронике. Мы строго подошли к выбору круга рассматриваемых проблем и постарались просто и доходчиво изложить основные вопросы, с которыми сталкивается разработчик, стараясь совместить прагматический подход физика-практика и точку зрения инженера, стремящегося к точности и обоснованности в разработке электронной схемы.

Основой для этой книги послужили конспекты курса электроники, которые читаются в Гарварде в течение одного семестра. Аудитория у этого курса довольно неоднородна — это специалисты, закончившие университет и повышающие квалификацию в соответствии со спецификой своей работы в промышленности, студенты-выпускники, стремящиеся к научной работе, и соискатели ученой степени, которые неожиданно обнаружили свою неосведомленность в электронике.

Как показала практика, существующие учебники не подходят для такого курса. Очень хорошие книги написаны по отдельным разделам электроники, но все они предназначены для четырехгодичных курсов обучения или для инженеров, имеющих опыт практической работы; те учебники, в которых сделана попытка рассмотреть предмет электроники в целом, либо перегружены подробностями (и склоняются по стилю к уровню пособий), либо излагают материал очень поверхностно (и больше напоминают советы домохозяйке, чем рекомендации инженерам), либо собраны из неравномерно проработанных частей.

Большая часть материала, излагаемого в учебниках по основам электроники, на практике никогда не применяется и чаще всего для того, чтобы найти какую-нибудь нужную схему или посмотреть, как проводить анализ ее работы, инженеру приходится отыскивать фирменные руководства по применению схем, просматривать технические журналы, доставать дефицитные справочники. Короче говоря, авторы учебников, как правило, излагают теорию и никак не учат искусству схемотехники или проектирования схем.

Мы поставили перед собой задачу написать такую книгу по электронике, которая была бы полезна и инженеру-разработчику, и физику-практику, и преподавателю электроники. Мы придерживаемся мнения, и это находит свое отражение в книге, что электроника — это искусство, которое основано на нескольких основных законах и включает в себя большое количество практических правил и приемов. По этой причине мы сочли возможным полностью опустить проблемы физики твердого тела, модель транзистора с использованием h-параметров, сложную для понимания теорию цепей и свели к минимуму рассмотрение нагрузочных характеристик и использование комплексной s-плоскости. Математических выкладок вы встретите очень мало, зато приводятся разнообразные примеры схем и всячески пропагандируется быстрая прикидочная оценка параметров и характеристик (которую желательно уметь производить «в уме»).

Помимо тех проблем, которые обычно рассматривают в учебниках по электронике, наша книга включает следующие вопросы: рассмотрение удобной для использования модели транзистора; построение таких практически полезных схем, как источники тока и токовые зеркала; разработки на базе операционного усилителя с одним источником питания; ряд практических вопросов, по которым часто трудно найти информацию (методы частотной коррекции операционных усилителей, схемы с низким уровнем шумов, схемы ФАПЧ и прецизионные линейные цепи); упрощенный метод разработки активных фильтров с использованием таблиц и графиков; проблемы шумов, экранирования и заземления; оригинальный графический метод анализа усилителя с низким уровнем шумов; источники эталонного напряжения и стабилизаторы напряжения, включая источники питания постоянного тока; мультивибраторы и их разновидности; недостатки цифровых логических схем и пути их устранения; сопряжение с логическими схемами, включая новые типы больших интегральных схем на nМОП- и pМОП-структурах; методы аналого-цифрового и цифро-аналогового преобразования; генерация шумов в цифровых схемах; микропроцессоры и практические примеры их использования; конструирование, печатный монтаж, печатные платы, примеры готовых конструкций, упрощенные способы оценки быстродействия переключательных схем; измерение и обработка данных; описывается, что можно измерить и с какой точностью, как обработать данные; методы сужения полосы пропускания (усреднение сигналов, уплотнение каналов, использование усилителей с защелкой и весовых импульсов); представлена обширная коллекция негодных схем и удачных схем.

Некоторые полезные вопросы вынесены в приложения, из которых вы можете узнать, как чертить принципиальные схемы, какие существуют типы интегральных схем, как проектировать LC-фильтры. В них приведены сопротивления некоторых типов резисторов, рассмотрены осциллографы, сюда же включены некоторые полезные математические выкладки. В книге приведены таблицы с характеристиками распространенных типов диодов, транзисторов, полевых транзисторов, операционных усилителей, компараторов, стабилизаторов, источников эталонных напряжений, микропроцессоров и других устройств.

Мы стремились к конкретности в изложении всех вопросов и поэтому очень часто при рассмотрении той или иной схемы сравнивали между собой характеристики элементов, которые можно использовать в схеме, обсуждали достоинства других вариантов построения схем. В приводимых примерах схем использованы настоящие элементы, а не «черные ящики».

Главная задача состояла в том, чтобы с помощью нашей книги читатель понял, как разрабатывается электронная схема, как выбирается ее конфигурация, типы элементов и их параметры. Отказ от математических выкладок вовсе не означает, что мы хотим научить читателя строить схемы «на глазок», не очень-то заботясь об их характеристиках и надежности. Наоборот, излагаемый подход к разработке электронных схем максимально приближен к реальной жизни, он показывает, как принимаются решения при создании схем в инженерной практике.

Эту книгу можно использовать в качестве учебника для годичного курса по проектированию электронных схем, читаемого в колледжах. Требования к предварительному изучению математики невелики, однако читатель должен иметь представление о тригонометрических и экспоненциальных функциях и дифференциальном исчислении. (В приложение вынесен небольшой обзор по теории функций комплексного переменного и ее основным для электроники результатам.).

Если опустить некоторые разделы, то книгу можно использовать для курса, рассчитанного на один семестр (как в Гарварде).

Отдельно издано руководство к лабораторным работам — «Руководство к лабораторным работам по курсу «Искусство схемотехники» П. Хоровиц и Я. Робинсон, 1981 г.), которое содержит двадцать три лабораторных работы со ссылками на текст нашего учебника.

Для того чтобы облегчить чтение книги ускоренным методом, разделы, которые можно опустить при изучении материала, даны мелким шрифтом. Кроме того, если книга должна быть изучена в течение одного семестра, разумно пропустить первую половину гл. 5, а также гл. 7, 12–14 и, возможно, 15, это отмечено во вводных параграфах к перечисленным главам.

Нам бы хотелось поблагодарить наших коллег за ценные замечания и помощь, которую они оказали при подготовке рукописи, особенно М. Аронсона, Г. Берга, Д. Крауза, К. Девиса, Д. Грайсинджера, Дж. Хагена, Т. Хейеса, П. Хоровица, Б. Клайна, К. Папалиолиса, Дж. Сейджа и Б. Ваттерлинга. Мы выражаем признательность Э. Хайэбру, Дж. Мобли, Р. Джонсон и К. Вернеру из отдела прессы Кембриджского университета за работу, которую они выполнили с большим вкусом, на высоком профессиональном уровне.

Пауль Хоровиц.

Уинфилд Хилл.

_{Апрель 1980 г.}

За последние сорок лет в области электроники, может быть более, чем в любой другой области техники, наблюдалось стремительное развитие. В 1980 г., преодолев сомнения, мы приняли смелое решение создать полный курс обучения искусству схемотехники. Под «искусством» мы понимаем мастерство владения предметом, которое возникает на основе богатого опыта работы с настоящими схемами и устройствами, но не может возникнуть в результате некоего отвлеченного подхода, принятого во многих учебниках по электронике. Само собой разумеется, если дело касается столь стремительно прогрессирующей области, наш практический подход таит в себе и опасность — столь же стремительно «свежие» сегодня знания могут устареть.

Электронная техника не сбавляет темп своего развития! Не успели просохнуть чернила на листах первого издания нашей книги, как нелепыми стали слова о «классическом» стираемом программируемом постоянном ЗУ, СППЗУ типа 2716 (2 Кб), стоимостью 25 долл. «Классика» исчезла бесследно, уступив место СППЗУ, емкость которых стала больше в 64 раза, а стоимость вдвое уменьшилась. Основная доля исправлений в этом издании обусловлена появлением новых улучшенных элементов и методов разработки — полностью переписаны главы, посвященные микрокомпьютерам и микропроцессорам (на основе IBM PC и 68008), в значительной мере переработаны главы, посвященные цифровой электронике (включая программируемые логические приборы (PLD) и новые логические семейства НС и АС), операционным усилителям и разработкам на их основе (что отражает факт появления превосходных операционных усилителей с полевым транзистором на входе) и приемам конструирования (включая САПР/АСУТП). Были пересмотрены все таблицы и некоторые из них претерпели существенные изменения, например, в табл. 4.1 (операционные усилители) уцелели лишь 65 % от 120 имевшихся в таблице входов, при этом добавились сведения по 135 новым ОУ.

Мы воспользовались появившейся в связи с новым изданием возможностью откликнуться на пожелания читателей и учесть свои собственные замечания по первому изданию. В результате была переписана заново глава, посвященная полевым транзисторам (она была чересчур сложной), и помещена в другое место - перед главой по операционным усилителям (которые все в большей степени строятся на полевых транзисторах). Появилась новая глава по конструированию маломощных и микромощных схем (аналоговых и цифровых) — тема важная, но непопулярная в учебниках. Большая часть оставшихся глав существенно переработана. Появились новые таблицы, в том числе по аналого-цифровым и цифро-аналоговым преобразователям, цифровым логическим компонентам, маломощным устройствам, больше стало рисунков.

Теперь книга содержит 78 таблиц (они изданы также отдельной книгой, которая называется «Таблицы для выбора компонент Хоровица и Хилла») и более 1000 рисунков.

Перерабатывая текст, мы стремились сохранить неформальный подход, который обеспечил бы успех книге и как справочнику, и как учебнику. Трудности, с которыми сталкивается новичок, впервые взявшийся за электронику, всем известны: все вопросы сложно переплетаются друг с другом, и нет такого пути познания, пройдя по которому можно шаг за шагом преодолеть расстояние от неофита до компетентного специалиста. Вот почему в нашем учебнике появилось так много перекрестных ссылок, кроме того, мы расширили изданное отдельной книгой «Руководство по лабораторным работам» и теперь это — «Руководство для студента» («Руководство для студента к курсу «Искусство схемотехники», авторы Т. Хейес и П. Хоровиц), дополненное примерами конструирования схем, объяснениями, заданиями по тексту основного учебника, лабораторными упражнениями и ответами к задачам. Благодаря такому приложению, предназначенному для студентов, нам удалось сохранить краткость изложения и множество примеров, что и требовалось для тех читателей, которые пользуются книгой прежде всего как справочником.

Надеемся, что новое издание отвечает требованиям всех читателей - как студентов, так и инженеров-практиков. Ваши предложения и замечания направляйте непосредственно П. Хоровицу по адресу: Physics Department, Harvard University, Cambridge, MA 02138 (Кембридж, MA 02138, Гарвардский университет, физический факультет, П. Хоровицу).

Благодарим тех, кто помог нам в подготовке нового издания: М. Аронсона и Б. Матьюса (компания АОХ, Inc.), Дж. Грена (Кейптаунский университет), Дж. Авигада и Т. Хейеса (Гарвардский университет). П. Хоровица (компания EVI, Inc.), Д. Стерна и О. Уолкера. Выражаем признательность Дж. Мобли за отличное редактирование текста, С. Прибыльской и Д. Транхау из отдела прессы Кембриджского университета за высокий профессионализм и оказанную нам поддержку, а также неустанным наборщикам издательства Rosenlaui Publishing Services, Inc.

В заключение предлагаем вашему вниманию юридическую справку, отражающую современные нормы закона.

Пауль Хоровиц.

Уинфилд Хилл.

_{Март 1989 г.}

Юридическая справка.

В этой книге мы предприняли попытку научить читателя приемам конструирования электронных схем на основе примеров и данных, которые на наш взгляд являются точными. Однако примеры, данные и прочую информацию, предназначенную для обучения, не следует использовать в практических приложениях без самостоятельного тестирования и проверки. Тестирование и проверка особенно важны в тех случаях, когда неправильное функционирование может привести к несчастному случаю или повреждению имущества.

В связи с этим мы не даем никаких гарантий, прямых или косвенных, на предмет того, что примеры, данные и прочая информация в этой книге не содержат ошибок, отвечают требованиям промышленных стандартов или требованиям конкретных практических приложений. Авторы и издатель не несут ответственности за коммерческий исход и пригодность для какой-либо практической цели, даже в том случае, если авторы дали совет по практическому использованию и описали пример практического использования в тексте. Авторы и издатель не несут также юридической ответственности за прямые или косвенные, преднамеренные или случайные повреждения, возникшие в результате использования примеров, данных и прочей информации из этой книги.

Глава 1. ОСНОВЫ ЭЛЕКТРОНИКИ.

Ввведение.

Перевод О. А. Соболевой.

Электроника имеет короткую, но богатую событиями историю. Первый ее период связан с простейшими передатчиками ключевого действия и способными воспринимать их сигналы приемниками, которые появились в начале нашего века. Затем наступила эпоха вакуумных ламп, которая ознаменовала собой возможность претворения в жизнь смелых идей.

Сейчас мы являемся свидетелями нового этапа развития электроники, связанного с появлением элементов на твердом теле и характеризующегося неиссякаемым потоком новых ошеломляющих достижений. Технология изготовления больших интегральных схем (БИС) дает возможность производить такие кристаллы кремния, на основе которых создают калькуляторы, вычислительные машины и даже «говорящие машины» со словарным запасом в несколько сотен слов. Развитие технологии сверхбольших интегральных схем открывает возможность создания еще более замечательных устройств.

Наверное, стоит сказать и о том, что в истории развития электроники наблюдается тенденция уменьшения стоимости устройств при увеличении объема их производства. Стоимость электронной микросхемы, например, постоянно уменьшается по отношению к единице ее первоначальной стоимости по мере совершенствования процесса производства (см. рис. 8.87). На самом деле зачастую панель управления и корпус прибора стоят дороже, чем его электронная часть.

Если вас заинтересовали успехи электроники и если у вас есть желание самостоятельно конструировать всевозможные хитроумные вещи, которые были бы надежны, недороги, просты и красивы, то эта книга — для вас. В ней мы попытались раскрыть предмет электроники, показать, как он интересен и в чем состоят его секреты.

Первую главу мы посвящаем изучению законов, практических правил и хитростей, составляющих в нашем понимании основу искусства электроники. Начинать всегда следует с самого начала, поэтому мы выясним, что такое напряжение, ток, мощность и из каких компонентов состоит электронная схема. На первых порах, пока вы не научитесь видеть, слышать, осязать и ощущать электричество, вам придется столкнуться с определенными абстрактными понятиями (их особенно много в гл. 1), а также увязать свои представления о них с показаниями таких визуальных приборов, как осциллографы и вольтметры. Первая глава содержит в себе много математики, больше, чем другие главы, несмотря на то, что мы старались свести математические выкладки к минимуму и хотели бы способствовать развитию интуитивного понимания построения и работы электронных схем.

Раз уж мы занялись основами электроники, нам следует прежде всего начать с так называемых активных схем (усилителей, генераторов, логических схем и т. п.), благодаря которым электроника и вызывает к себе такой интерес. Читатель, у которого уже есть некоторые знания по электронике, может эту главу пропустить.

Она предназначена для тех, кто прежде электроникой никогда не занимался.

Итак, приступим к делу.

Напряжение, ток и сопротивление.

1.01. Напряжение и ток.

Напряжение и ток — это количественные понятия, о которых следует помнить всегда, когда дело касается электронной схемы. Обычно они изменяются во времени, в противном случае работа схемы не представляет интереса.

Напряжение (условное обозначение U, иногда Е). Напряжение между двумя точками — это энергия (или работа), которая затрачивается на перемещение единичного положительного заряда из точки с низким потенциалом в точку с высоким потенциалом (т. е. первая точка имеет более отрицательный потенциал по сравнению со второй). Иначе говоря, это энергия, которая высвобождается, когда единичный заряд «сползает» от высокого потенциала к низкому. Напряжение называют также разностью потенциалов или электродвижущей силой (э.д. с).

Единицей измерения напряжения служит вольт. Обычно напряжение измеряют в вольтах (В), киловольтах (1 кВ = 10³ В), милливольтах (1 мВ = 10^-3 В) или микровольтах (1 мкВ = 10^-6 В) (см. разд. «Приставки для образования кратных и дольных единиц измерения», напечатанный мелким шрифтом). Для того чтобы переместить заряд величиной 1 кулон между точками, имеющими разность потенциалов величиной 1 вольт, необходимо совершить работу в 1 джоуль. (Кулон служит единицей измерения электрического заряда и равен заряду приблизительно 6·10¹⁸ электронов.) Напряжение, измеряемое в нановольтах (1 нВ = 10^-9 В) или в мегавольтах (1 мВ = 10⁶ В), встречается редко; вы убедитесь в этом, прочитав всю книгу.

Ток (условное обозначение I). Ток — это скорость перемещения электрического заряда в точке. Единицей измерения тока служит ампер. Обычно ток измеряют в амперах (А), миллиамперах (1 мА = 10^-3 А), микроамперах (1 мкА = 10^-6 А), наноамперах (1 нА = 10^-9 А) и иногда в пикоамперах (1 пкА = 10^-12 А).

Ток величиной 1 ампер создается перемещением заряда величиной 1 кулон за время, равное 1 с. Условились считать, что ток в цепи протекает от точки с более положительным потенциалом к точке с более отрицательным потенциалом, хотя электрон перемещается в противоположном направлении.

Запомните: напряжение всегда измеряется между двумя точками схемы, ток всегда протекает через точку в схеме или через какой-нибудь элемент схемы.

Говорить «напряжение в резисторе» нельзя — это неграмотно. Однако часто говорят о напряжении в какой-либо точке схемы. При этом всегда подразумевают напряжение между этой точкой и «землей», т. е. такой точкой схемы, потенциал которой всем известен. Скоро вы привыкните к такому способу измерения напряжения.

Напряжение создается путем воздействия на электрические заряды в таких устройствах, как батареи (электрохимические реакции), генераторы (взаимодействие магнитных сил), солнечные батареи (фотогальванический эффект энергии фотонов) и т. п. Ток мы получаем, прикладывая напряжение между точками схемы.

Здесь, пожалуй, может возникнуть вопрос, а что же такое напряжение и ток на самом деле, как они выглядят? Для того чтобы ответить на этот вопрос, лучше всего воспользоваться таким электронным прибором, как осциллограф. С его помощью можно наблюдать напряжение (а иногда и ток) как функцию, изменяющуюся во времени. Мы будем прибегать к показаниям осциллографов, а также вольтметров для характеристики сигналов. Для начала советуем посмотреть приложение А, в котором идет речь об осциллографе, и разд. «Универсальные измерительные приборы», напечатанный мелким шрифтом.

В реальных схемах мы соединяем элементы между собой с помощью проводов, металлических проводников, каждый из которых в каждой своей точке обладает одним и тем же напряжением (по отношению, скажем, к земле). В области высоких частот или низких полных сопротивлений это утверждение не совсем справедливо, и в свое время мы обсудим этот вопрос.

Сейчас же примем это допущение на веру. Мы упомянули об этом для того, чтобы вы поняли, что реальная схема не обязательно должна выглядеть как ее схематическое изображение, так как провода можно соединять по-разному.

Запомните несколько простых правил, касающихся тока и напряжения.

1. Сумма токов, втекающих в точку, равна сумме токов, вытекающих из нее (сохранение заряда). Иногда это правило называют законом Кирхгофа для токов. Инженеры любят называть такую точку схемы узлом. Из этого правила вытекает следствие: в последовательной цепи (представляющей собой группу элементов, имеющих по два конца и соединенных этими концами один с другим) ток во всех точках одинаков.

2. При параллельном соединении элементов (рис. 1.1) напряжение на каждом из элементов одинаково. Иначе говоря, сумма падений напряжения между точками А и В, измеренная по любой ветви схемы, соединяющей эти точки, одинакова и равна напряжению между точками А и В.

Иногда это правило формулируется так: сумма падений напряжения в любом замкнутом контуре схемы равна нулю. Это закон Кирхгофа для напряжений.

Рис. 1.1.

3. Мощность (работа, совершенная за единицу времени), потребляемая схемой, определяется следующим образом:

Р = U·I.

Вспомним, как мы определили напряжение и ток, и получим, что мощность равна: (работа/заряд) x (заряд/время). Если напряжение U измерено в вольтах, а ток I — в амперах, то мощность Ρ будет выражена в ваттах. Мощность величиной 1 ватт — это работа в 1 джоуль, совершенная за 1 с (1 Вт = 1 Дж/с).

Мощность рассеивается в виде тепла (как правило) или иногда затрачивается на механическую работу (моторы), переходит в энергию излучения (лампы, передатчики) или накапливается (батареи, конденсаторы). При разработке сложной системы одним из основных является вопрос определения ее тепловой нагрузки (возьмем, например, вычислительную машину, в которой побочным продуктом нескольких страниц результатов решения задачи становятся многие киловатты электрической энергии, рассеиваемой в пространство в виде тепла).

В дальнейшем при изучении периодически изменяющихся токов и напряжений нам придется обобщить простое выражение Р = U·I для того, чтобы определять среднее значение мощности. В таком виде оно справедливо для определения мгновенного значения мощности.

Кстати, запомните, что не нужно называть ток силой тока — это неграмотно.

Нельзя также называть резистор сопротивлением. О резисторах речь пойдет в следующем разделе.

1.02. Взаимосвязь напряжения и тока: резисторы.

Тема эта очень обширна и интересна. В ней заключена суть электроники. Если попытаться изложить ее в двух словах, то она посвящена тому, как можно сделать элемент, имеющий ту или иную характеристику, выраженную определенной зависимостью между током и напряжением, и как его использовать в схеме.

Примерами таких элементов служат резисторы (ток прямо пропорционален напряжению), конденсаторы (ток пропорционален скорости изменения напряжения), диоды (ток протекает только в одном направлении), термисторы (сопротивление зависит от температуры), тензорезисторы (сопротивление зависит от деформации) и т. д.

Постепенно мы познакомимся с некоторыми экзотическими представителями этой плеяды; а сейчас рассмотрим самый нехитрый и наиболее распространенный элемент — резистор (рис. 1.2).

Рис. 1.2.

* * *

ПРИСТАВКИ ДЛЯ ОБРАЗОВАНИЯ КРАТНЫХ И ДОЛЬНЫХ ЕДИНИЦ ИЗМЕРЕНИЯ. Следующие приставки приняты для образования кратных и дольных единиц измерения в научной и инженерной практике: При сокращенном обозначении дольных единиц измерения соответствующая приставка и условное обозначение единицы пишутся слитно. Обратите внимание на использование прописных и строчных букв, особенно м и Μ в приставках и обозначениях единиц 1 мВт — это 1 милливатт, или тысячная доля ватта; 1 МГц — это 1 миллион герц. Полные наименования единиц измерения всегда пишутся со строчной буквы, даже если они образованы от имен собственных. Полное наименование единицы измерения с приставкой также всегда пишется со строчной буквы. Прописные буквы используются для условных сокращений единиц измерения. Например: герц и килогерц, но Гц и кГц; ватт, милливатт и мегаватт, но Вт, мВт и МВт.

* * *

Сопротивление и резисторы. Интересно, что ток, протекающий через металлический проводник (или другой материал, обладающий некоторой проводимостью), пропорционален напряжению, приложенному к проводнику. (Что касается провода, который используется в качестве проводников в схемах, то его обычно берут достаточно большого сечения, чтобы можно было пренебречь падениями напряжения, о которых мы говорили выше.) Это ни в коем случае не обязательно для всех случаев жизни. Например, ток, протекающий через неоновую лампу, представляет собой нелинейную функцию от приложенного напряжения (он сохраняет нулевое значение до критического значения напряжения, а в критической точке резко возрастает). То же самое можно сказать и о целой группе других элементов — диодах, транзисторах, лампах и др. Если вас интересует, почему металлические проводники ведут себя именно так, советуем прочитать курс физики Berkeley Physics Course, том II, разд. 4.3–4.7 (см. библиографию). Резисторы изготавливают из проводящего материала (графита, тонкой металлической или графитовой пленки или провода, обладающего невысокой проводимостью). К каждому концу резистора прикреплен провод.

Резистор характеризуется величиной сопротивления.

R = U/I;

Сопротивление R измеряется в омах, если напряжение U выражено в вольтах, а ток I в амперах. Это соотношение носит название «закон Ома». Резисторы наиболее распространенного типа — углеродистые композиционные — имеют сопротивление от 1 ома (1 Ом) до 22 мегаом (22 МОм).

Резисторы характеризуются также мощностью, которую они рассеивают в пространство (наиболее распространены резисторы с мощностью рассеяния 1/4 Вт) и такими параметрами, как допуск (точность), температурный коэффициент, уровень шума, коэффициент напряжения (показывающий, в какой степени сопротивление зависит от приложенного напряжения), стабильность во времени, индуктивность и пр. Более подробную информацию о резисторах содержит разд. «Резисторы», напечатанный мелким шрифтом, а также приложения Б и Г в конце второго тома.

Грубо говоря, резисторы используются для преобразования напряжения в ток и наоборот. Этот вывод может показаться банальным, но скоро вы поймете, что имеется в виду.

Последовательное и параллельное соединение резисторов. Из определения сопротивления следует несколько выводов:

1. Сопротивление двух последовательно соединенных резисторов (рис. 1.3) равно:

R = R₁ + R₂.

Рис. 1.3.

При последовательном соединении резисторов всегда получаем большее сопротивление, чем сопротивление отдельного резистора.

2. Сопротивление двух параллельно соединенных резисторов (рис. 1.4) равно.

R = R₁R₂/(R₁ + R₂) или R = 1/(1/R₁ + 1/R₂).

Рис. 1.4.

При параллельном соединении резисторов всегда получаем меньшее сопротивление, чем соединение отдельных резисторов. Сопротивление измеряется в омах (Ом). На практике, когда речь идет о резисторах с сопротивлением более 1000 Ом (1 кОм), иногда оставляют только приставку, опуская в обозначении «Ом», т. е. резистор с сопротивлением 10 кОм иногда обозначают как 10 К, а резистор с сопротивлением 1 МОм — как 1 М. На схемах иногда опускают и обозначение «Ом», оставляя только число. Может быть, все это кажется вам не очень интересным? Немного терпения, и мы перейдем к интересным практическим примерам.

* * *

РЕЗИСТОРЫ. Резисторы поистине вездесущи. Типы резисторов почти столь же многочисленны, как и схемы, в которых они применяются. Резисторы используются в усилителях, в качестве нагрузки для активных устройств, в схемах смещения и в качестве элементов обратной связи. Вместе с конденсаторами они используются для задания постоянной времени и работают как фильтры. Они служат для установки величин рабочих токов и уровней сигналов. В схемах питания резисторы используются для уменьшения напряжения за счет рассеяния мощности, для измерения токов и для разряда конденсаторов после снятия питания. В прецизионных схемах они помогают устанавливать нужные токи, обеспечивать точные коэффициенты пропорциональности для напряжения, устанавливать точные коэффициенты усиления. В логических схемах резисторы выступают в качестве конечных элементов линий и шин, «повышающих» и «понижающих» элементов. В высоковольтных схемах резисторы служат для измерения напряжений, для выравнивания токов утечки через диоды или конденсаторы, соединенные последовательно. На радиочастотах они используются даже в качестве индуктивностей. Промышленность выпускает резисторы с сопротивлением от 0,01 Ом до 10¹² Ом и мощностью от 1/8 до 250 Вт с допуском от 0,005 до 20 %. Резисторы изготавливают из графитовых смесей, металлических пленок, проводов, накрученных на каркас, или на основе полупроводниковых элементов, подобных полевым транзисторам. Наиболее распространены углеродистые композиционные резисторы, имеющие мощность 1/4 или 1/2 Вт. Существует стандартный диапазон значений сопротивлений - от 1 Ом до 100 МОм, причем для резисторов с допуском на сопротивление, равным 5 %, выпускается в два раза больше значений сопротивлений, чем для резисторов с допуском 10 % (см. приложение В). Мы рекомендуем использовать резисторы фирмы Allen Bradley типа AB (1/4 Вт, 5 %), так как они имеют понятную маркировку, стабильные характеристики и надежное соединение с проводниками выводов. Резисторы настолько просты в обращении, что очень часто их принимают как нечто само собой разумеющееся. Между тем они не идеальны, и стоит обратить внимание на некоторые их недостатки. Возьмем, например, получившие широкое распространение резисторы композиционного типа с допуском 5 %. Они хороши почти для любых схем с некритичными параметрами, но невысокая стабильность этих резисторов не позволяет использовать их в прецизионных схемах. Следует помнить об ограничениях, свойственных этим элементам, чтобы в один прекрасный день не оказаться разачарованным. Основной недостаток состоит в изменении сопротивления во времени под действием температуры, напряжения, влажности. Другие недостатки связаны с индуктивными свойствами (они существенно сказываются на высоких частотах), с наличием термальных точек в мощных схемах или шумов в усилителях с низким уровнем шума. Ниже приводятся параметры резисторов в самых жестких условиях эксплуатации; обычно условия бывают лучше, но правильнее рассчитывать на худшее. ХАРАКТЕРИСТИКИ РЕЗИСТОРОВ ФИРМЫ ALLEN BRADLEY, (СЕРИЯ АВ, ТИП СВ) Стандартный допуск в номинальных условиях составляет 5 %. Максимальная мощность при температуре окружающей среды 70 °C составляет 0,25 Вт, при этом внутренняя температура повышается до 150 °C. Максимальное приложенное напряжение составляет (0,25 R)^1/2 или 250 В (меньшее из двух значений). И это на самом деле так! (см. рис. 6.53). Однократное превышение напряжения до 400 В в течение 5 с вызывает необратимое изменение сопротивления на 2 %. В схемах, где требуется высокая точность или стабильность, следует использовать резисторы из металлической пленки с допуском 1 % (см. приложение Г). Они обеспечивают стабильность не хуже 0,1 % в нормальных условиях и не хуже 1 % в самых жестких условиях. Прецизионные проволочные резисторы способны удовлетворить наиболее высоким требованиям. Если ожидается, что мощность, рассеиваемая в схеме, будет составлять более 0,1 Вт, то следует выбрать резистор с большим значением рассеиваемой мощности. Композиционные углеродистые резисторы характеризуются мощностью до 2 Вт, а мощные проволочные резисторы - более высокими значениями. Для мощных схем наилучшие характеристики обеспечивает резистор с отводом тепла. Резисторы этого типа выпускаются с допуском 1 % и могут надежно работать при собственной температуре до 250 °C в течение длительного периода времени. Допустимая рассеиваемая мощность зависит от воздушного потока, температурных условий на выводах и плотности схемы; следовательно, мощность на резисторе следует рассматривать как грубую ориентировочную величину. Отметим также, что мощность резистора связана со средним значением мощности, рассеиваемой в схеме, и может существенно превышаться в короткие интервалы времени (в зависимости от «тепловой массы» эти интервалы могут длиться несколько секунд или более).

_{Упражнение 1.1. Возьмем два резистора сопротивлением 5 и 10 кОм. Чему равно сопротивление при (а) последовательном и (б) параллельном их соединении?}

_{Упражнение 1.2. Какую мощность будет рассеивать в пространство резистор с сопротивлением 1 Ом, подключенный к батарее автомобиля с напряжением 1 В?}

_{Упражнение 1.3. Докажите справедливость формул для сопротивления последовательного и параллельного соединения резисторов.}

_{Упражнение 1.4. Покажите, что сопротивление нескольких параллельно соединенных резисторов определяется следующим образом:}

* * *

Секрет резисторов, соединенных параллельно: начинающие часто приступают к сложным алгебраическим выкладкам или углубляются в законы электроники, а здесь как раз лучше всего воспользоваться интуитивным правилом.

Приступим теперь к освоению интуитивных правил и развитию интуиции.

Правило 1. Сопротивление двух резисторов, один из которых обладает большим сопротивлением, а другой малым, соединенных между собой последовательно (параллельно), приблизительно равно большему (меньшему) из двух сопротивлений.

Правило 2. Допустим, вы хотите узнать, чему равно сопротивление двух параллельно соединенных резисторов, обладающих сопротивлением 5 и 10 кОм. Если вообразить, что резистор сопротивлением 5 кОм представляет собой параллельное соединение двух резисторов сопротивлением 10 кОм, то схема будет представлена параллельным соединением трех резисторов с сопротивлением 10 кОм. Так как сопротивление одинаковых параллельно соединенных резисторов равно 1/n-й части сопротивления одного из них, то ответ в нашей задаче будет 10 кОм/3, или 3,33 кОм. Это правило полезно усвоить, так как с его помощью можно быстро проанализировать схему «в уме».

Мы хотим, чтобы вы научились решать стоящие перед вами задачи, имея под рукой минимум — оборотную сторону почтового конверта и ручку. Тогда блестящие идеи, возникшие у вас в любой момент, не будут встречать препятствий на пути своего развития.

И еще несколько принципов нашей доморощенной философии: среди начинающих наблюдается тенденция вычислять значения сопротивлений резисторов и характеристики других компонентов схем с большой точностью, доступность же карманных калькуляторов в наше время помогает развитию этой тенденции.

Поддаваться ей не следует по двум причинам: во-первых, компоненты сами по себе имеют определенную конечную точность (наиболее распространенные резисторы — ± 5 %; характеристики транзисторов, например часто задаются одним-двумя коэффициентами); во-вторых, одним из признаков хорошей схемы является ее нечувствительность к точности величин компонентов (бывают, конечно, и исключения). И еще: вы скорее придете к интуитивному пониманию схем, если разовьете в себе способность быстро прикидывать «в уме», а не будете увлекаться вычислениями с ненужной точностью на красивых калькуляторах.

Некоторые считают, что для того чтобы скорее научиться оценивать величину сопротивления, полезно вводить понятие проводимость, G = 1/R. Ток, протекающий через элемент с проводимостью G, к которому приложено напряжение U, определяется как I = G·U (это закон Ома).

Чем меньше сопротивление проводника, тем больше его проводимость и тем больше ток, протекающий под воздействием напряжения, приложенного между концами проводника.

С этой точки зрения формула для определения сопротивления параллельно соединенных проводников вполне очевидна: если несколько резисторов или проводящих участков подключены к одному и тому же напряжению, то полный ток равен сумме токов, протекающих в отдельных ветвях. В связи с этим проводимость соединения равна сумме отдельных проводимостей составных элементов: G = G₁ + G₂ + G₃ +…, а это выражение эквивалентно выражению для параллельно соединенных резисторов, приведенному выше.

Инженеры неравнодушны к обратным величинам, и в качестве единицы измерения проводимости они установили 1 сименс (1 См = 1/1 Ом), который иногда называют «мо» («ом» наоборот). Хотя понятие проводимости и помогает развить интуицию в отношении сопротивления резисторов, широкого применения оно не находит, и большинство предпочитает иметь дело с величинами сопротивления, а не проводимости.

Мощность и резисторы. Мощность, рассеиваемая резистором или любым другим элементом, определяются как Ρ = U·I.

Пользуясь законом Ома, эту формулу можно записать в эквивалентном виде:

Ρ = I²R и Ρ = U²/R.

* * *

_{Упражнение 1.5. Возьмем схему, работающую от батареи с напряжением 15 В. Докажите, что независимо от того, как будет включен в схему резистор, обладающий сопротивлением более 1 кОм, мощность на нем не превысит 1/4 Вт.}

_{Упражнение 1.6. Дополнительное упражнение: для Нью-Йорка требуется 10¹⁰ Вт электрической энергии при напряжении 110 В (цифры вполне правдоподобны: 10 млн. жителей, каждый потребляет в среднем 1 кВт электроэнергии). Высоковольтный кабель может иметь диаметр 25,4 мм. Давайте подсчитаем, что произойдет, если в качестве кабеля взять провод из чистой меди диаметром 0,305 м. Сопротивление такого провода составляет 0,05 мкОм (5·10^-8 Ом) в расчете на 0,305 м. Определите: а) потери мощности в расчете на 0,305 м, исходя из того, что потери оцениваются величиной I²R; б) длину кабеля, на которой будут потеряны все 10¹⁰ Вт; в) если вы знаете физику, определите, до какой температуры нагреется кабель (σ = 6· 10"12 Вт/(К⁴·см²)).}

_{Если расчет выполнен правильно, то результат, вероятно, удивил вас. Как же разрешить проблему?}

* * *

Вход и выход. Практически во всех электронных схемах что-либо подается на вход (обычно это напряжение) и соответственно снимается с выхода (это также чаще всего напряжение). Например, с выхода усилителя звуковой частоты снимается напряжение (оно имеет переменное значение), которое в 100 раз превышает входное напряжение (изменяющееся аналогично). В этом усилителе выходное напряжение рассматривается для данного значения напряжения, действующего на входе. Инженеры пользуются понятием передаточной функции Н, которая представляет собой отношение напряжения, измеренного на выходе, к напряжению, действующему на входе; для вышеупомянутого усилителя звуковой частоты Н — это постоянная величина (Н = 100). К изучению усилителей мы приступим в следующей главе. Однако, уже сейчас, имея представление только о резисторах, мы рассмотрим делитель напряжения (по сути он является «де-усилителем»), который играет немаловажную роль в электронных схемах.

1.03. Делители напряжения.

Мы приступаем к рассмотрению делителя напряжения, который используется в электронных схемах весьма широко. В любой настоящей схеме можно найти не меньше полдюжины делителей напряжения. Простейший делитель напряжения — это схема, которая для данного напряжения на входе создает на выходе напряжение, которое является некоторой частью входного. Простейший делитель представлен на рис. 1.5.

Рис. 1.5. Делитель напряжения. Приложенное напряжение U_вх создает на выходе напряжение U_вых (меньшее приложенного).

Что такое U_вых? Предположим здесь и далее, что нагрузки на выходе нет, тогда ток определяется следующим образом:

I = U_вх/(R₁ + R₂)

(Мы воспользовались формулой для определения сопротивления резистора и правилом для последовательного соединения резисторов). Тогда для R_2.

U_вых = I·R₂ = U_вхR₂/(R₁ + R₂).

Обратите внимание, что выходное напряжение всегда меньше входного (или равно ему); поэтому мы говорим о делителе напряжения. Если одно из сопротивлений будет отрицательным, то можно получить усиление (т. е. выходное напряжение будет больше входного). Эта идея не так невероятна, как кажется на первый взгляд: вполне можно сделать устройство с отрицательными «приращениями» сопротивления (в качестве примера может служить туннельный диод) или просто с настоящим отрицательным сопротивлением (например, преобразователь с отрицательным импедансом, о котором мы поговорим позже). Однако эти примеры достаточно специфичны и не должны занимать сейчас ваше внимание.

Делители напряжения часто используют в схемах для того, чтобы получить заданное напряжение из большего постоянного (или переменного) напряжения.

Например, если в качестве R₂ взять резистор с регулируемым сопротивлением (рис. 1.6, а), то мы получим не что иное, как схему с управляемым выходом; более простым путем комбинацию R₁R₂ можно получить, если у вас есть один резистор с переменным сопротивлением, или потенциометр (рис. 1.6, б).

Рис. 1.6. Регулируемый делитель напряжения может состоять из двух резисторов — с фиксированным сопротивлением и с переменным сопротивлением, или из потенциометра.

Простой делитель напряжения играет важную роль и в тот момент, когда вы задумываете схему: входное напряжение и сопротивление верхней части резистора могут представлять собой, скажем, выход усилителя, а сопротивление нижней части резистора — вход последующего каскада. В этом случае, воспользовавшись уравнением для делителя напряжения, можно определить, что поступит на вход последнего каскада.

Все сказанное станет более понятным, когда чуть позже мы познакомим вас с одним интересным фактом (имеется в виду теорема об эквивалентном преобразовании схем). А сейчас немного отвлечемся от нашей темы и поговорим об источниках тока и напряжения.

1.04. Источники тока и напряжения.

Идеальный источник напряжения — это «черный ящик», имеющий два вывода, между которыми он поддерживает постоянное падение напряжения независимо от величины сопротивления нагрузки. Это означает, например, что он должен порождать ток, равный I = U/R, если к выводам подключить резистор с сопротивлением R. Реальный источник напряжения не может дать ток, больший некоторого предельного максимального значения, и в общем случае он ведет себя как идеальный источник напряжения, к которому последовательно подключен резистор с небольшим сопротивлением. Очевидно, чем меньше сопротивление этого последовательно подключенного резистора, тем лучше. Например, стандартная щелочная батарея на 9 В в последовательном соединении с резистором, имеющим сопротивление 3 Ом, ведет себя как идеальный источник напряжения 9 В и дает максимальный ток (при замыкании накоротко) величиной 3 А (который, к сожалению, погубит батарею за несколько минут). По понятным причинам источник напряжения «предпочитает» нагрузку в виде разомкнутой цепи, а нагрузку в виде замкнутой цепи «недолюбливает». (Понятия «разомкнутая цепь» и «замкнутая цепь» очевидны: к разомкнутой цепи ничего не подключено, а в замкнутой цепи кусок провода замыкает выход.).

Условные обозначения источников напряжения приведены на рис. 1.7.

Рис. 1.7. Источники напряжения постоянного и переменного тока.

Идеальный источник тока — это «черный ящик», имеющий два вывода и поддерживающий постоянный ток во внешней цепи независимо от величины сопротивления нагрузки и приложенного напряжения.

Для того чтобы выполнять свои функции, он должен уметь поддерживать нужное напряжение между своими выводами. Реальные источники тока (самая нелюбимая тема для большинства учебников) имеют ограниченный диапазон, в котором может изменяться создаваемое ими напряжение (он называется рабочим диапазоном выходного напряжения или просто диапазоном), и, кроме того, выходной ток источника нельзя считать абсолютно постоянным. Источник тока «предпочитает» нагрузку в виде замкнутой цепи, а нагрузку в виде разомкнутой цепи «недолюбливает». Условные. обозначения источника тока приведены на рис. 1.8.

Рис. 1.8. Условные обозначения источников тока.

Хорошим примером источника напряжения может служить батарея (для источника тока подобной аналогии найти нельзя). Например, стандартная батарейка от карманного фонаря обеспечивает напряжение 1,5 В, ее эквивалентное последовательное сопротивление составляет 1/4 Ом, а общий запас энергии равен приблизительно 10 000 Вт·с (постепенно эти характеристики ухудшаются; к концу срока службы батарейки напряжение может составлять около 1 В, а внутреннее сопротивление — несколько ом). О том, как создать источник напряжения с лучшими характеристиками, вы узнаете, когда мы изучим обратную связь. В электронных устройствах, за исключением портативных, батарейки используются редко. В гл. 14 мы рассмотрим интересную тему конструирования маломощных схем (на батарейках).

1.05. Теорема об эквивалентном преобразовании источников (генераторов).

Теорема об эквивалентном преобразовании источников утверждает, что всякую схему, состоящую из резисторов и источников напряжения и имеющую два вывода, можно представить в виде эквивалентной схемы, состоящей из одного резистора R, последовательно подключенного к одному источнику напряжения U.

Представьте, как это удобно. Вместо того чтобы разбираться с мешаниной батарей и резисторов, можно взять одну батарею и один резистор (рис. 1.9). (Кстати, известна еще одна теорема об эквивалентном преобразовании, которая содержит такое же утверждение относительно источника тока и параллельно подключенного резистора).

Рис. 1.9.

Как определить эквивалентные параметры R_экв и U_экв для заданной схемы? Оказывается просто. U_экв — это напряжение между выводами эквивалентной схемы в ее разомкнутом (ненагруженном) состоянии; так как обе схемы работают одинаково, это напряжение совпадает с напряжением между выводами данной схемы в разомкнутом состоянии (его можно определить путем вычислений, если схема вам известна, или измерить, если схема неизвестна). После этого можно определить R_экв, если учесть, что ток в эквивалентной схеме, при условии, что она замкнута (нагружена), равен U_экв/R_экв.

Иными словами, U_экв = U (разомкнутая схема),

R_экв = U (разомкнутая схема)/I (замкнутая схема).

* * *

УНИВЕРСАЛЬНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ПРИБОРЫ. Существует немало приборов, с помощью которых в схемах можно измерять напряжения и токи. Самым универсальным из них является осциллограф (см. приложение А); он позволяет наблюдать изменение напряжения во времени в одной или нескольких точках схемы. Специально для отысканий неисправностей в цифровых схемах предназначены логические щупы и логические анализаторы. Универсальный измерительный прибор дает возможность измерять напряжение, ток и сопротивление очень часто с достаточно высокой точностью, однако у него медленная реакция, и он не может заменить осциллограф в тех случаях, когда интерес представляют меняющиеся напряжения. Универсальные измерительные приборы можно разделить на две группы: приборы, показания которых определяются по обычной шкале с перемещающейся стрелкой, и приборы с цифровым отображением показания. Стандартный вольтметр позволяет измерить ток по перемещению стрелки (обычно полный диапазон шкалы составляет 50 мкА). (Для того чтобы разобраться в работе измерительного прибора, советуем покопаться в книгах по электротехнике, но не в руководствах по разработке электронных схем, а пока нас вполне удовлетворит информация о том, что в приборе используются индуктивности и сердечники.) При измерении напряжения в вольтметре последовательно к основной схеме подключается резистор. Например, диапазон шкалы измерения напряжения, равный 1 В, обеспечивается последовательным подключением резистора с сопротивлением 20 кОм к схеме, рассчитанной на ток 50 мкА; для больших диапазонов напряжения используются соответственно резисторы с большими сопротивлениями. Такой вольтметр характеризуется как прибор на 20 000 Ом/В. Это значит, что сопротивление его резистора, равное 20 кОм, умножается на полный размах напряжения в выбранном диапазоне измерения. Полный размах в любом диапазоне напряжения составляет 1/20 000 В/Ом, или 50 мкА. Очевидно, что подобный вольтметр оказывает тем меньше влияния на схему, чем выше диапазон, так как играет роль резистора с большим сопротивлением (представим вольтметр в качестве нижнего плеча делителя напряжения, при этом верхнее плечо будет образовано эквивалентным выходным сопротивлением схемы, в которой подключен прибор). В идеальном случае вольтметр должен обладать бесконечным входным сопротивлением. В настоящее время применяются разнообразные измерительные приборы с небольшим усилением, входное сопротивление которых может достигать 10⁹ Ом. К приборам такого типа относят большинство измерительных цифровых приборов и даже некоторые приборы с аналоговым отсчетом на полевых транзисторах (см. гл. 3). Замечание: иногда входное сопротивление измерительных приборов со входом на полевом транзисторе может быть очень большим в наиболее чувствительном диапазоне, а в других диапазонах оно может иметь меньшее значение. Например, типичными являются следующие значения: 10⁹ Ом для диапазонов 0,2 В и 10⁷ Ом для всех остальных диапазонов. Внимательно изучайте характеристики приборов! Для работы с транзисторными схемами подходит вольтомметр на 20 000 Ом/В, который создает для них небольшую нагрузку. В любом случае нетрудно оценить влияние измерительного прибора на работу схемы, если воспользоваться уравнением для делителя напряжения. Обычно универсальные измерительные приборы имеют диапазоны измерения напряжения от 1 В (и меньше) до 1 кВ (и больше) для полного размаха шкалы. С помощью вольтомметра можно измерить ток, оценивая его величину по простому отклонению указателя прибора (в предыдущем примере диапазон измерения тока составляет 50 мкА) или за счет резистора с небольшим сопротивлением, подключаемого параллельно основной схеме (шунта). Так как для перемещения указателя необходимо небольшое падение напряжения (обычно 0,25 В на полный размах шкалы), шунт выбирают при изготовлении прибора таким, чтобы максимальный ток вызывал соответствующее падение напряжения на параллельном соединении шунта и резистора измерительного прибора (для вас выбор шунта сводится к тому, что нужно лишь установить переключатель на нужный диапазон измерения). В идеальном случае прибор для измерения тока должен иметь нулевое сопротивление, тогда при подключении его к схеме последовательно он не будет оказывать влияния на нее. На практике приходится мириться с падением напряжения, составляющим десятые доли вольта как для вольтомметров, так и для цифровых приборов (это как бы накладные расходы при измерении напряжения, от которых никуда не денешься). Обычно универсальные измерительные приборы имеют диапазоны измерения тока от 50 мкА (или ниже) до 1 А (или выше) для полного размаха шкалы. В универсальных измерительных приборах имеется одна или несколько батарей для подачи питания при измерении сопротивления. Измерения падения напряжения при протекании небольшого тока позволяют определить величину сопротивления; предусмотренные для этих измерений диапазоны перекрывают величины сопротивления от 1 Ом (или ниже) до 10 МОм (или выше). Замечание: не пытайтесь измерить «ток источника напряжения» путем подключения прибора к штепсельной розетке в стене; то же самое можно сказать об измерении сопротивления. Подобные «измерения» служат причиной гибели многих приборов.

_{Упражнение 1.7. Что покажет вольтметр на 20 000 Ом/В при шкале диапазона 1 В, если его подключить к источнику напряжения 1 В с внутренним сопротивлением 10 кОм? Что покажет этот прибор, если его подключить к делителю напряжения с плечами 10 кОм-10 кОм, питающемуся от источника постоянного напряжения (с нулевым сопротивлением) с напряжением 1 В?}

_{Упражнение 1.8. Измерительный прибор с максимальным отклонением указателя, соответствующим току 50 мкА, имеет внутреннее сопротивление, равное 5 кОм. Какое шунтирующее сопротивление нужно подключить, чтобы прибор измерял ток в пределах 0–1 А? Какое сопротивление нужно подключить последовательно для того, чтобы прибор мог измерить напряжение в пределах 0-10 В?}

* * *

Попробуем применить описанный метод к делителю напряжения, для чего составим его эквивалентную схему:

1. Напряжение при разомкнутой цепи:

U = U_вх[R₂/(R₁ + R₂)]

2. Ток замкнутой накоротко цепи:

I_вх/R_1.

Тогда эквивалентная схема представляет собой источник напряжения.

U_экв = U_вх[R₂/(R₁ + R₂)]

К которому последовательно подключен резистор с сопротивлением.

R_экв = R₁R₂/(R₁ + R₂)

(Не случайно сопротивление равно сопротивлению параллельно соединенных резисторов R₁ и R₂. Объяснение этому факту будет дано ниже.).

Приведенный пример показывает, что делитель напряжения не может служить хорошей батареей, так как его выходное напряжение существенно уменьшается при подключении нагрузки. Рассмотрим упражнение 1.9. Вам сейчас известно все, что необходимо для того, чтобы точно рассчитать, насколько уменьшится выходное напряжение, если подключить к схеме нагрузку с определенным сопротивлением. Воспользуйтесь эквивалентной схемой, подключите нагрузку и подсчитайте новое выходное напряжение, учитывая, что новая схема представляет собой не что иное, как делитель напряжения (рис. 1.10).

Рис. 1.10.

_{Упражнение 1.9. Для схемы, показанной на рис. 1.10, (Uвх = 30 В, R1 = R2 = 10 кОм. Требуется определить: а) выходное напряжение в отсутствие нагрузки (напряжение разомкнутой цепи); б) выходное напряжение при условии, что подключена нагрузка 10 кОм (представьте схему в виде делителя напряжения R2 и Rн объедините в один резистор); в) эквивалентную схему; г) выходное напряжение при том же условии, что и в п. б), но для эквивалентной схемы здесь придется иметь дело с делителем напряжения; ответ должен быть таким же, как в п. б); д) мощность, рассеиваемую каждым резистором.} 

Эквивалентное сопротивление источника и нагрузка схемы. Как мы только что убедились, делитель напряжения, на который подается некоторое постоянное напряжение, эквивалентен некоторому источнику напряжения с последовательно подключенным к нему резистором; например, делитель напряжения 10 кОм-10 кОм, на который подается напряжение от идеальной батарейки напряжением 30 В, в точности эквивалентен идеальной батарейке напряжением 15 В с последовательно подключенным резистором с сопротивлением 5 кОм (рис. 1.11).

Рис. 1.11.

Подключение резистора в качестве нагрузки вызывает падение напряжения на выходе делителя, обусловленное наличием некоторого сопротивления источника (вспомним эквивалентное сопротивление для делителя напряжения, если его выход выступает в качестве источника напряжения). Очень часто это явление нежелательно. Один подход к решению проблемы создания «устойчивого» источника напряжения (называемого «устойчивым» в том смысле, что он не поддается действию нагрузки) состоит в использовании в делителе напряжения резисторов с малыми сопротивлениями. Иногда этот прямой подход оказывается полезным. Однако лучше всего для создания источника напряжения, или как его часто называют, источника питания, использовать активные компоненты, такие, как транзисторы или операционные усилители, которыми мы займемся в гл. 2–4. Этот подход позволяет создать источник напряжения, внутреннее сопротивление которого (или эквивалентное сопротивление) составит миллиомы (тысячные доли ома), при этом не требуются большие токи и не рассеивается значительная мощность, что характерно для низкоомного делителя напряжения с такими же рабочими характеристиками. Кроме того, в активном источнике питания не представляет труда регулировка выходного напряжения. Понятие эквивалентного внутреннего сопротивления применимо ко всем типам источников, а не только к батареям и делителям напряжения. Все источники сигналов (например, генераторы синусоидальных сигналов, усилители и измерительные приборы) обладают эквивалентным внутренним сопротивлением.

Подключение нагрузки, сопротивление которой меньше или даже сравнимо с внутренним сопротивлением, вызывает значительное уменьшение выходного параметра. Нежелательное уменьшение напряжения (или сигнала) разомкнутой цепи за счет подключения нагрузки называется «перегрузкой цепи». В связи с этим следует стремиться к тому, чтобы выполнялось условие R_н >> R_внутр, так как высокоомная нагрузка оказывает небольшое ослабляющее влияние на источник (рис. 1.12); примеры тому вы встретите в последующих главах.

Рис. 1.12. Сопротивление нагрузки должно быть большим по сравнению с выходным сопротивлением для того, чтобы сигнал источника не ослаблялся ниже значения напряжения при разомкнутой цепи.

Условие высокоомности является обязательным для таких измерительных приборов, как вольтметры и осциллографы. (Есть и исключения из этого общего правила; например, когда речь пойдет о линиях передач на радиочастотах, вы узнаете, что следует «согласовывать импедансы» для предотвращения отражений и потерь энергии.).

Несколько слов о принятых выражениях: часто можно услышать «сопротивление со стороны входа делителя напряжения» или «нагрузка со стороны выхода составляет столько-то ом». Советуем принять эти обороты на вооружение, так как они в понятной форме указывают, где, по отношению к схеме, находится резистор.

Преобразование энергии. Задумайтесь над таким интересным вопросом: каким должно быть сопротивление нагрузки, чтобы при данном сопротивлении источника ей была передана максимальная мощность? (Термины «сопротивление источника», «внутреннее сопротивление» и «эквивалентное сопротивление» относятся к одному и тому же сопротивлению).

Нетрудно заметить, что при выполнении условий R_н = 0 и R_н = , переданная мощность равна нулю. Условие R_н = 0 означает, что U_н = 0, а I_н = U_н/R_н и поэтому Р_н = U_нI_н = 0. Условие R_н = означает, что U_н = U_и и I_н= 0, поэтому Р_н = 0. Максимум заключен, следовательно, между 0 и .

_{Упражнение 1.10. Докажите, что при выполнении условия Rн = Rи мощность в нагрузке максимальна для данного сопротивления источника. Замечание: пропустите это упражнение, если вы не знаете дифференциального исчисления, и примите на веру, что приведенное здесь утверждение справедливо.}

Чтобы приведенный пример не вызвал у вас неправильного впечатления, хотим еще раз подчеркнуть, что обычно схемы проектируют таким образом, чтобы сопротивление нагрузки было значительно больше, чем внутреннее сопротивление источника сигнала, работающего на эту нагрузку.

1.06. Динамическое сопротивление.

Часто приходится иметь дело с электронными устройствами, в которых ток I не пропорционален напряжению U; в подобных случаях нет смысла говорить о сопротивлении, так как отношение U/I не является постоянной величиной, независимой от U, а, наоборот, зависит от U. Для подобных устройств полезно знать наклон зависимости U-I (вольт-амперной характеристики). Иными словами, представляет интерес отношение небольшого изменения приложенного напряжения к соответствующему изменению тока через схему: ΔU/ΔI (или dU/dI). Это отношение измеряется в единицах сопротивления (в омах) и во многих расчетах играет роль сопротивления. Оно называется сопротивлением для малых сигналов, дифференциальным сопротивлением, динамическим или инкрементным сопротивлением.

Зенеровские диоды (стабилитроны). В качестве примера рассмотрим зенеровский диод (стабилитрон), вольт-амперная характеристика которого приведена на рис. 1.13.

Рис. 1.13. Вольт-амперные характеристики.

_{А — резистор (линейная зависимость); б — зенеровский диод (нелинейная зависимость).}

Зенеровские диоды используют для получения постоянного напряжения на каком-либо участке схемы. Это достигается за счет тока (в грубом приближении постоянного), получаемого от источника большего напряжения в той же схеме. Например, зенеровский диод, представленный на рис. 1.13, преобразует питающий ток, изменяющийся в указанном диапазоне, в соответствующий (но более узкий) диапазон напряжений. Важно понять, как будет вести себя соответствующее напряжение на зенеровском диоде (зенеровское напряжение пробоя) при изменении питающего тока, это изменение есть мера влияния изменений питающего тока. Оно характеризуется динамическим сопротивлением зенеровского диода, определяемым при заданном токе. (Учтите, что динамическое сопротивление зенеровского диода в режиме стабилизации изменяется обратно пропорционально току). Например, динамическое сопротивление зенеровского диода, создающего напряжение стабилизации 5 В, может быть равно 10 Ом при токе 10 мА.

Воспользовавшись определением динамического сопротивления, найдем, чему будет равно изменение напряжения при изменении питающего тока на 10 %: ΔU = R_динΔI = 10·0,1·0,001 = 10 мВ или ΔU/U = 0,002 = 0,2 %. Тем самым подтверждаются высокие стабилизирующие качества зенеровского диода. На практике часто приходится иметь дело с такими схемами, как показанная на рис. 1.14.

Рис. 1.14. Регулятор на зенеровском диоде.

Здесь ток, протекающий через стабилитрон и резистор, обусловлен имеющимся в той же схеме напряжением, большим чем напряжение стабилизации. При этом I = (U_вх — U_вых)/R и ΔI = (ΔU_вх — ΔU_вых)/R, тогда ΔU_вых = R_динΔI = (R_дин/R)(ΔU_вх — ΔU_вых) и наконец, ΔU_вых = ΔU_вхR_дин/(R + R_дин). Следовательно, по отношению к изменениям напряжения схема ведет себя как делитель напряжения, в котором зенеровский диод заменен резистором, сопротивление которого равно динамическому сопротивлению диода при рабочем токе. Приведенный пример показывает, для чего нужен такой параметр, как динамическое сопротивление. Допустим, что в рассмотренной нами схеме входное напряжение изменяется в пределах от 15 до 20 В, а для получения стабильного источника напряжения 5,1 В используется зенеровский диод типа 1NA733 (зенеровский диод с напряжением 5,1 В и мощностью 1 Вт). Резистор сопротивлением 300 Ом обеспечит максимальный зенеровский ток, равный 50 мА: (20 — 5,1)/300.

Оценим изменение выходного напряжения, зная, что максимальное сопротивление для выбранного диода составляет 7 Ом при токе 50 мА. В диапазоне изменения входного напряжения ток через зенеровский диод изменяется от 50 мА до 33 мА; изменение тока на 17 мА вызывает изменение напряжения на выходе схемы, равное ΔU = R_динΔI, или 0,12 В. Другие примеры использования зенеровских диодов вы найдете в разд. 2.04 и 16.14. В реальных условиях зенеровский диод обеспечивает наивысшую стабильность, если он питается от источника тока, у которого по определению R_дин =  (ток не зависит от напряжения). Но источник тока представляет собой достаточно сложное устройство, и поэтому на практике мы чаще всего удовлетворяемся простым резистором.

Туннельные диоды. Еще один интересный пример использования параметра динамического сопротивления связан с туннельным диодом. Его вольт-амперная характеристика показана на рис. 1.15.

Рис. 1.15.

В области между точками А и В он обладает отрицательным динамическим сопротивлением. Из этого вытекает важное следствие: делитель напряжения, состоящий из резистора и туннельного диода, может работать как усилитель (рис. 1.16).

Рис. 1.16.

Воспользуемся уравнением для делителя напряжения и для изменяющегося напряжения U_сигн, получим.

U_вых = [R/(R + r_t)]U_сигн,

Где r_t - динамическое сопротивление туннельного диода при рабочем токе, U_сигн — изменение малого сигнала, которое до настоящего момента мы обозначали через ΔU_сигн (в дальнейшем мы будем пользоваться этим широко распространенным обозначением). Для туннельного диода r_t.дин < 0. Значит, ΔU/ΔI < 0 или u/i < 0 для области вольт-амперной характеристики туннельного диода, заключенной между точками А и В. Если r_t.дин < 0, то знаменатель становится близким к нулю, и схема начинает работать как усилитель. Напряжение u_бат создает постоянный ток, или смещение, которое смещает рабочую точку в область отрицательного сопротивления. (Безусловно, во всяком усилительном приборе необходимо иметь источник питания.).

И наконец, в двух словах история туннельных диодов: они появились в конце 50-х годов, и с ними сразу стали связывать пути разрешения множества проблем схемотехники. Их высокое быстродействие дало основание предположить, что они произведут революцию в области вычислительной техники. К сожалению, оказалось, что эти элементы сложны в использовании; это обстоятельство, а также успешное развитие транзисторов привело к тому, что туннельные диоды сейчас почти не находят применения.

Позже при рассмотрении активных фильтров мы вернемся к явлению отрицательного сопротивления. Тогда вы познакомитесь со схемой преобразователя отрицательного импеданса, которая обеспечивает наряду с другими характеристиками настоящее (а не динамическое) отрицательное сопротивление.

Сигналы.

Следующий раздел главы посвящен конденсаторам — элементам, свойства которых зависят от того, как изменяются в схеме напряжения и токи.

Закономерности, с которыми мы познакомили вас при изучении цепей постоянного тока (закон Ома, эквивалентные преобразования схем и др.), сохраняют свою силу и в тех случаях, когда напряжения и токи изменяются по времени. Для лучшего понимания работы цепей переменного тока полезно изучить некоторые распространенные типы сигналов (напряжений, которые определенным образом изменяются во времени).

1.07. Синусоидальные сигналы.

Синусоидальные сигналы распространены наиболее широко; именно их мы извлекаем из стенной розетки. Если вы услышите выражение «10 мкВ на частоте 1 МГц», то знайте, что речь идет о синусоидальном сигнале. Математическое выражение, описывающее синусоидальное напряжение, имеет вид.

U = Asin2πft,

Где А — амплитуда сигнала, f — частота в циклах в секунду или в герцах.

Синусоидальный сигнал показан на рис. 1.17.

Рис. 1.17. Синусоидальная зависимость изменения амплитуды А от частоты f.

Иногда бывает полезно переместить начало координат (t = 0) в точку, соответствующую произвольному моменту времени; в этом случае в выражение для синусоидального напряжения следует включить фазу.

U = Asin(2πft + )

Можно также воспользоваться понятием угловая частота и переписать выражение для синусоидального сигнала в другом виде:

U = Asinωt,

Где ω — угловая частота в радианах в 1 с.

Если вы вспомните, что ω = 2πf, то все станет на свои места. Основное достоинство синусоидальной функции (а также основная причина столь широкого распространения синусоидальных сигналов) состоит в том, что эта функция является решением целого ряда линейных дифференциальных уравнений, описывающих как физические явления, так и свойства линейных цепей. Линейная цепь обладает следующим свойством: выходной сигнал, порожденный суммой двух входных сигналов, равен сумме двух выходных сигналов, каждый из которых порожден входными сигналами, действующими не в совокупности, а отдельно: иначе говоря, если Вых. (А) — выходной сигнал, порожденный сигналом А, то для линейной цепи справедливо следующее равенство: Вых. (А + В) = Вых. (А) + Вых. (В). Если на входе линейной цепи действует синусоидальный сигнал, то на выходе также получим синусоидальный сигнал, но в общем случае его амплитуда и фаза будут другими. Это утверждение справедливо только для синусоидального сигнала. На практике принято оценивать поведение схемы по ее амплитудно-частотной характеристике, показывающей, как изменяется амплитуда синусоидального сигнала в зависимости от частоты. Усилитель звуковой частоты, например, имеет «плоскую» амплитудно-частотную характеристику в диапазоне от 20 Гц до 20 кГц.

Частота синусоидальных сигналов, с которыми чаще всего приходится работать, лежит в диапазоне от нескольких герц до нескольких мегагерц. Для получения очень низких частот, от 0,0001 Гц и ниже, достаточно аккуратно построить нужную схему. Получение более высоких частот, например до 2000 МГц, также не вызывает принципиальных трудностей, но для сигналов такой частоты нужны специальные линии передач и специальные приемы передачи. Кроме того, здесь приходится иметь дело с микроволновыми сигналами, для которых не подходят привычные схемы, состоящие из отдельных элементов, соединенных между собой проводами, а нужны специальные волноводы.

1.08. Измерение амплитуды сигналов.

Оказывается, амплитуду синусоидального сигнала, а также любого другого сигнала, можно оценивать не только как абсолютное максимальное его значение. Иногда пользуются понятием двойная амплитуда (амплитуда от пика до пика сигнала), которая, как нетрудно догадаться, равна удвоенной амплитуде. Иногда употребляют понятие эффективное значение, которое определяется следующим образом: U_эфф = (1/√2)А = 0,101А или 2А/U_эфф = 2√2 (это соотношение справедливо только для синусоидальных сигналов: для других видов сигналов отношение двойной амплитуды к эффективному значению будет другим). Пусть вас не удивляет, что сигнал часто характеризуется эффективным значением; дело в том, что именно эффективное значение используется для определения мощности. В США напряжение в сети имеет эффективное значение 117 В и частоту 60 Гц. Амплитуда этого напряжения равна 165 В (двойная амплитуда составляет 330 В).

Изменение амплитуды в децибелах. Как сравнить амплитуды двух сигналов? Можно, например, сказать, что сигнал X в два раза больше, чем сигнал Y. Во многих случаях именно так и производят сравнение. Но очень часто подобные отношения достигают миллионов, и тогда удобнее пользоваться логарифмической зависимостью и измерять отношение в децибелах (децибел составляет одну десятую часть бела, но единицей «бел» никогда не пользуются). По определению отношение двух сигналов, выраженное в децибелах, это дБ = 20·lg(A₂/A₁), где А₁ и А₂  — амплитуды двух сигналов.

Например, если один сигнал имеет амплитуду вдвое большую, чем другой, то отношение первого сигнала ко второму составляет +6 дБ, так как lg2 = 0,3010. Если один сигнал в 10 раз больше другого, то отношение первого ко второму составляет +20 дБ, а если один сигнал в 10 раз меньше другого - то -20 дБ. Отношение мощностей двух сигналов определяется так:

ДБ = 10·lg(P₂/P₁),

Где Р₁ и Р₂ — мощности двух сигналов.

Если оба сигнала имеют одну и ту же форму, т. е. представлены синусоидами, то оба способа определения отношения сигналов (через амплитуду и мощность) дают одинаковый результат. Для сравнения сигналов разной формы, например, синусоидального и шумового следует использовать мощность (или эффективные значения).

Хотя децибел служит для определения отношения двух сигналов, иногда эту единицу используют для измерения абсолютного, а не относительного значения амплитуды. Дело в том, что можно взять некоторую эталонную амплитуду и определять любую другую амплитуду в децибелах по отношению к эталонной.

Известно несколько стандартных значений амплитуды, используемых для такого сравнения (эти значения не указываются, но подразумеваются); приведем некоторые из них: а) дБВ — эффективное значение 1 В; б) дБВт — напряжение, соответствующее мощности 1 мВт на некоторой предполагаемой нагрузке, для радиочастот это обычно 50 Ом, для звуковых частот — 600 Ом (напряжение 0 дБВт на этих нагрузках имеет эффективное значение 0,22 В и 0,78 В); в) дБп — небольшой шумовой сигнал, генерируемый резистором при комнатной температуре (об этом более подробно пойдет речь в разд. 7.11).

Помимо перечисленных существуют эталонные сигналы для измерений в других областях. Например, в акустике уровень звукового давления 0 дБ соответствует сигналу, среднее квадратурное давление которого составляет 0,0002 мкбар (1 бар равен 10⁶ дин на квадратный сантиметр или приблизительно 1 атмосфере); в связи уровни определяются в дБС (относительный шум в полосе частот с весовой функцией С). Обращаем ваше внимание на эталонную амплитуду 0 дБ: пользуясь этим значением, не забывайте его оговорить, например «амплитуда 27 дБ относительно эффективного значения 1 В», или в сокращенной форме «27 дБ относительно 1 Вэфф», или пользуйтесь условным обозначением дБВ.

_{Упражнение 1.11. Отношение двух сигналов составляет: а) 3 дБ, б) 6 дБ, в) 10 дБ, г) 20 дБ. Для каждого случая определите отношение напряжений и мощностей сигналов.}

1.09. Другие типы сигналов.

Линейно-меняющийся сигнал. Линейно-меняющийся сигнал (показан на рис. 1.18) — это напряжение, возрастающее (или убывающее) с постоянной скоростью. Это напряжение, конечно, не может расти бесконечно. Поэтому обычно такое напряжение имеет вид, показанный на графике рис. 1.19, - напряжение нарастает до конечного значения, или на графике рис. 1.20 — пилообразное напряжение.

Рис. 1.18. Напряжение в виде линейно-меняющегося сигнала.

Рис. 1.19. Ограниченный линейно-меняющийся сигнал.

Рис. 1.20. Пилообразный сигнал.

Треугольный сигнал. Треугольный сигнал приходится «ближайшим родственником» линейно-меняющемуся сигналу; отличие состоит в том, что график треугольного сигнала является симметричным (рис. 1.21).

Рис. 1.21. Треугольный сигнал.

Сигналы шумов. Сигналы, о которых пойдет речь, очень часто смешивают с шумами, имея в виду только тепловые случайные шумы. Шумовые напряжения характеризуются частотным спектром (произведение мощности на частоту в герцах) и распределением амплитуд. Одним из наиболее распространенных типов шумовых сигналов является белый шум с гауссовым распределением в ограниченном спектре частот. Для такого сигнала произведение мощности на частоту в герцах сохраняется постоянным в некотором диапазоне частот, а вариации амплитуды для большого числа измерений мгновенного значения описываются распределением Гаусса. Шумовой сигнал такого типа генерирует резистор (шум Джонсона), и он создает неприятности при всевозможных измерениях, в которых требуется высокая чувствительность. На экране осциллографа мы видим шумовой сигнал таким, как он показан на рис. 1.22.

Рис. 1.22. Шумовой сигнал.

Более подробно шумовые сигналы и способы борьбы с шумовыми помехами будут рассмотрены в гл. 7. В разд. 9.32-9.35 рассматриваются вопросы генерации шумовых сигналов.

Прямоугольные сигналы. График изменения прямоугольного сигнала во времени показан на рис. 1.23. Как и синусоидальный, прямоугольный сигнал характеризуется амплитудой и частотой. Если на вход линейной схемы подать прямоугольный сигнал, то сигнал на выходе вряд ли будет иметь прямоугольную форму. Для прямоугольного сигнала эффективное значение равно просто амплитуде.

Форма реального прямоугольного сигнала отличается от идеального прямоугольника; обычно в электронной схеме время нарастания сигнала t_н составляет от нескольких наносекунд до нескольких микросекунд. На рис. 1.24 показано, как обычно выглядит скачок прямоугольного сигнала. Время нарастания определяется как время, в течение которого сигнал нарастает от 10 до 90 % своей максимальной амплитуды.

Рис. 1.23. Прямоугольные сигналы.

Рис. 1.24. Время нарастания скачка прямоугольного сигнала.

Импульсы. Импульсы — это сигналы, показанные на рис. 1.25. Они характеризуются амплитудой и длительностью импульса. Если генерировать периодическую последовательность импульсов, то можно говорить о частоте, или скорости повторения импульса, и о «рабочем цикле», равном отношению длительности импульса к периоду повторения (рабочий цикл лежит в пределах от 0 до 100 %).

Импульсы могут иметь положительную или отрицательную полярность (пьедестал), кроме того, они могут быть нарастающими или спадающими. Например, второй импульс, показанный на рис. 1.25, является убывающим импульсом положительной полярности (или спадающим импульсом с положительным пьедесталом).

Рис. 1.25. Нарастающие и убывающие импульсы обоих полярностей.

Сигналы в виде скачков и пиков. Сигналы в виде скачков и пиков упоминаются часто, но широкого применения не находят. К их помощи прибегают для описания работы схем. Если попытаться их нарисовать, то они будут выглядеть так, как показано на рис. 1.26. Скачок представляет собой часть прямоугольного сигнала, а пик — это два скачка, следующие с очень коротким интервалом.

Рис. 1.26.

1.10. Логические уровни.

Импульсы и прямоугольные сигналы широко используются в цифровой электронике. В цифровой схеме состояние любой точки в любой момент времени определяют заранее известные уровни напряжения. Эти уровни называют просто «ВЫСОКИЙ» и «НИЗКИЙ». Они соответствуют значениям «ложь» (0) и «истина» (1) булевой алгебры логики, которая имеет дело с переменными, принимающими эти значения.

В цифровой электронике точные значения напряжений не играют роли. Задача состоит в том, чтобы различать только уровни напряжения. В связи с этим для каждого семейства цифровых логических элементов определены допустимые значения высокого и низкого уровня напряжения. Например, логическое семейство цифровых элементов «74НС» работает от напряжения +5 В, при этом выходные уровни составляют 0 В (низкий уровень) и 5 В (высокий уровень), а порог срабатывания на входе равен 2,5 В. Реальные значения выходного напряжения могут составлять 1 В относительно «земли» или +5 В, но без учета ложного срабатывания. О логических уровнях речь пойдет дальше, в гл. 8–9.

1.11. Источники сигналов.

Нередко источник сигнала входит как неотъемлемая часть в саму схему. Но для испытательного режима работы очень удобен отдельный независимый источник сигнала. В качестве такого источника могут выступать три типа приборов: генераторы (синусоидальных) сигналов, генераторы импульсов и генераторы функций (сигналов специальной формы).

Генераторы (синусоидальных) сигналов. Генераторами сигналов называют генераторы синусоидальных колебаний, которые обычно обеспечивают широкий диапазон частот (как правило, от 50 кГц до 50 МГц) и приспособлены для «тонкой» регулировки амплитуды (для этой цели используется схема резистивного делителя, называемого аттенюатором). В некоторых генераторах предусмотрена возможность модуляции выходного сигнала (см. гл. 13). Одной из разновидностей генератора сигнала является свип-генератор (генератор качающейся частоты) — он может периодически производить развертку выходной частоты в некотором диапазоне частот. Это качество прибора очень полезно при испытаниях схем, свойства которых определенным образом зависят от частоты (например, резонансные схемы или фильтры). В наши дни эти и многие другие приборы выпускаются в исполнении, позволяющем задавать (программировать) частоту, амплитуду и другие параметры с помощью вычислительной машины или другого цифрового устройства.

Еще одной разновидностью генераторов сигналов является синтезатор частот — устройство, которое позволяет производить точную установку частоты генерируемых синусоидальных колебаний. Частота задается цифровым способом, часто с точностью до восьми или более знаков после запятой, и синтезируется с помощью точного эталона кварцевого генератора цифровыми методами, о которых речь пойдет позже (в разд. 9.27-9.31). Если перед вами когда-нибудь будет стоять задача получения сигнала с абсолютно достоверным, точным значением частоты, то без синтезатора ее не решить.

Генераторы импульсов. Генераторы импульсов всего лишь формируют импульсы, но как совершенно они выполняют свою задачу. В них предусмотрена возможность регулировки ширины (длительности) импульса, частоты повторения, амплитуды, времени нарастания и других параметров. Кроме того, многие генераторы позволяют генерировать пары импульсов с заданными интервалами и частотой повторения и даже кодовые последовательности импульсов. В большинстве современных генераторов импульсов предусмотрены логические выходы, обеспечивающие легкое сопряжение с цифровыми схемами. Как и в генераторах синусоидальных сигналов, в генераторах импульсов часто предусмотрено внешнее программирование.

Генераторы функций (специальных сигналов). Во многих отношениях генераторы функций являются наиболее гибкими из всех источников сигналов. Они позволяют формировать синусоидальные, треугольные, прямоугольные сигналы в очень широком диапазоне частот (от 0,01 Гц до 10 МГц), при этом предусмотрена возможность регулировки амплитуды и смещения по постоянному току (постоянное напряжение, добавляемое к сигналу). Многие генераторы функций могут производить развертку частоты, причем в нескольких режимах (линейное или логарифмическое изменение частоты во времени). Промышленность выпускает генераторы функций с импульсным выходом (правда, они не обладают гибкостью генераторов импульсов) и возможностью модуляции выходного сигнала.

Промышленность выпускает также программируемые и цифровые генераторы функций. В цифровых генераторах значение частоты (а иногда и амплитуды) считывается в цифровом виде. В последние годы семейство генераторов функции пополнилось синтезирующим генератором функции (генератором-синтезатором функций) — устройством, которое сочетает в себе гибкость генератора функций со стабильностью и точностью синтезатора частот. Примером служит генератор типа HP 8116А, который формирует синусоидальные, прямоугольные и треугольные сигналы (а также импульсы, линейно-меняющиеся сигналы, сигналы, изменяющиеся как функция hav х и т. д.), в диапазоне частот от 0,001 Гц до 50 МГц.

Частота и амплитуда (от 10 мВ до 16 В от пика до пика) задаются программно, с помощью программы определяется также линейное или логарифмическое изменение частоты во времени. Помимо всего прочего устройство может работать как триггер, логическая схема, формировать всплески, производить амплитудную, частотную, импульсную модуляцию, формировать частоту, управляемую напряжением, и одиночные циклы. И последнее: если вам хотелось бы иметь один источник сигналов на все случаи жизни, то для этой цели лучше подойдет генератор функций.

Конденсаторы и цепи переменного тока.

Коль скоро мы начинаем рассматривать изменяющиеся сигналы напряжения и тока, нам необходимо познакомиться с двумя очень занятными элементами, которые не находят применения в цепях постоянного тока, — речь идет о конденсаторах и индуктивностях. Скоро вы убедитесь, что эти компоненты вместе с резисторами являются основными элементами пассивных линейных цепей, составляющих основу почти всей схемотехники.

Особенно следует подчеркнуть роль конденсаторов — без них не обходится почти ни одна схема. Они используются при генерации колебаний, в схемах фильтров, для блокировки и шунтирования сигналов. Их используют в интегрирующих и дифференцирующих схемах. На основе конденсаторов и индуктивностей строят схемы формирующих фильтров для выделения нужных сигналов из фона.

Некоторые примеры подобных схем вы найдете в этой главе, а еще большее число интересных примеров использования конденсаторов и индуктивностей встретится вам в последующих главах.

Приступим к более детальному изучению конденсаторов. Явления, протекающие в конденсаторе, описываются математическими зависимостями, поэтому читателям, которые имеют недостаточную подготовку в области математики, полезно прочитать приложение Б. Не огорчайтесь, если некоторые детали не будут сразу вполне понятны, главное — это общее понимание вопроса.

1.12. Конденсаторы.

Конденсатор (рис. 1.27) — это устройство, имеющее два вывода и обладающее следующим свойством:

Q = CU.

Рис. 1.27. Конденсатор.

Конденсатор, имеющий емкость С фарад, к которому приложено напряжение U вольт, накапливает заряд Q кулон на одной пластине и —Q — на другой.

В первом приближении конденсаторы — это частотно-зависимые резисторы. Они позволяют создавать, например, частотно-зависимые делители напряжения. Для решения некоторых задач (шунтирование, связывание контуров) больших знаний о конденсаторе и не требуется, другие задачи (построение фильтров, резонансных схем, накопление энергии) требуют более глубоких знаний. Например, конденсаторы не рассеивают энергию, хотя через них и протекает ток, — дело в том, что ток и напряжение на конденсаторе смещены друг относительно друга по фазе на 90°.

Продифференцировав выражение для Q (см. приложение Б), получим.

I = C(dU/dt).

Итак, конденсатор — это более сложный элемент, чем резистор; ток пропорционален не просто напряжению: а скорости изменения напряжения. Если напряжение на конденсаторе, имеющем емкость 1 Ф, изменится на 1 В за 1 с, то получим ток 1 А. И наоборот, протекание тока 1 А через конденсатор емкостью 1 Φ вызывает изменение напряжения на 1 В за 1 с.

Емкость, равная одной фараде, очень велика, и поэтому чаще имеют дело с микрофарадами (мкФ) или пикофарадами (пФ). Для того чтобы сбить с толку непосвященных, на принципиальных схемах иногда опускают обозначения единиц измерения. Их приходится угадывать из контекста. Например, если подать ток 1 мА на конденсатор емкостью 1 мкФ, то напряжение за 1 с возрастет на 1000 В.

Импульс тока продолжительностью 10 мс вызовет увеличение напряжения на конденсаторе на 10 В (рис. 1.28).

Рис. 1.28. Напряжение на конденсаторе изменяется, когда через него протекает ток.

Промышленность выпускает конденсаторы разнообразных форм и размеров, через некоторое время вы познакомитесь с наиболее распространенными представителями этого обширного семейства.

Простейший конденсатор состоит из двух проводников, расположенных на небольшом расстоянии друг от друга (но не соприкасающихся между собой), настоящие простейшие конденсаторы имеют именно такую конструкцию. Чтобы получить большую емкость, нужны большая площадь и меньший зазор между проводниками, обычно для этого один из проводников покрывают тонким слоем изолирующего материала (называемого диэлектриком), для таких конденсаторов используют, например, алитированную (покрытую алюминием) майларовую пленку.

Широкое распространение получили следующие типы конденсаторов: керамические, электролитические (изготовленные из металлической фольги с оксидной пленкой в качестве изолятора), слюдяные (изготовленные из металлизированной слюды). Каждому типу конденсаторов присущи свои качества, краткий перечень отличительных особенностей каждого типа конденсаторов приведен мелким шрифтом в разделе «Конденсаторы». В общем можно сказать, что для некритичных схем подходят керамические и майларовые конденсаторы, в схемах, где требуется большая емкость, применяются танталовые конденсаторы, а для фильтрации в источниках питания используют электролитические конденсаторы.

Параллельное и последовательное соединение конденсаторов. Емкость нескольких параллельно соединенных конденсаторов равна сумме их емкостей. Нетрудно в этом убедиться: приложим напряжение к параллельному соединению, тогда.

CU = Q = Q₁ + Q₂ + Q₃ +… =

= C₁U + C₂U + C₃U +…=

= (C₁ + C₂ + C₃ +…)·U =

Или.

С = С₁ + С₂ + С₃ +….

Для последовательного соединения конденсаторов имеем такое же выражение, как для параллельного соединения резисторов:

В частном случае для двух конденсаторов:

С = С₁С₂/(С₁ + С₂).

Ток, заряжающий конденсатор (I = C·dU/dt), обладает некоторыми особыми свойствами. В отличие от тока, протекающего через резистор, он пропорционален не напряжению, а скорости изменения напряжения (т. е. его производной по времени). Далее, мощность (U умноженное на I), которая связана с протекающим через конденсатор током, не обращается в тепло, а сохраняется в виде энергии внутреннего электрического поля в конденсаторе. При разряде конденсатора происходит извлечение энергии. Эти занятные свойства мы рассмотрим с другой точки зрения, когда будем изучать реактивность (начиная с разд. 1.18).

* * *

КОНДЕНСАТОРЫ. Промышленностью выпускается много типов конденсаторов. Здесь перечислены основные преимущества и недостатки различных типов. Очевидно, что данная оценка имеет несколько субъективный характер (см. таблицу).

_{Упражнение 1.12. Получите выражение для емкости двух последовательно соединенных конденсаторов.}

_{Подсказка: так как точка соединения конденсаторов не имеет внешних подключений, то заряд, накопленный двумя конденсаторами, должен быть одинаков.}

* * *

1.13. RС-цепи: изменения во времени напряжения и тока.

Для анализа цепей переменного тока (или в общем случае схем, работающих с изменяющимися напряжениями и токами) можно использовать характеристики двух типов. Во-первых, можно рассматривать изменения напряжения U и тока I во времени, а во-вторых, — изменение амплитуды при изменении частоты сигнала. И те, и другие характеристики имеют свои преимущества, и в каждом практическом случае приходится выбирать наиболее подходящие. Мы начнем изучение цепей переменного тока с временных зависимостей, а в разд. 1.18 перейдем к частотным характеристикам.

Каковы же свойства схем, в состав которых входят конденсаторы? Для того чтобы ответить на этот вопрос, рассмотрим простейшую RС-цепь (рис. 1.29).

Рис. 1.29.

Воспользуемся полученным ранее выражением для емкости:

C(dU/dt) = I = — U/R.

Это выражение представляет собой дифференциальное уравнение, решение которого имеет вид.

U = A·e^-t/RC.

Отсюда следует, что если заряженный конденсатор подключить к резистору, то он будет разряжаться так, как показано на рис. 1.30.

Рис. 1.30. Сигнал разряда RС-цепи.

Постоянная времени. Произведение RC называют постоянной времени цепи. Если R измерять в омах, а С — в фарадах, то произведение RC будет измеряться в секундах. Для конденсатора емкостью 1 мкФ, подключенного к резистору сопротивлением 1 кОм, постоянная времени составляет 1 мс, если конденсатор был предварительно заряжен и напряжение на нем составляет 1 В, то при подключении резистора в цепи появится ток, равный 1 мА.

На рис. 1.31 показана несколько иная схема.

Рис. 1.31.

В момент времени t = 0 схема подключается к батарее. Уравнение, описывающее работу такой схемы, выглядит следующим образом:

I = C(dU/dt) = (U_вх - U)/R.

И имеет решение.

U = U_вх + Ae^-t/RC.

Не пугайтесь, если не поняли, как выполнено математическое преобразование. Важно запомнить полученный результат. В дальнейшем мы будем многократно его использовать, не прибегая к математическим выкладкам. Постоянная величина А определяется из начальных условий (рис. 1.32): U = 0 при I = 0, откуда А = — U_вх и U = U_вх(1 — e^-t/RC).

Рис. 1.32.

Установление равновесия. При условии t >> RC напряжение достигает значения U_вх. (Советуем запомнить хорошее практическое правило, называемое правилом пяти RC. Оно гласит: за время, равное пяти постоянным времени, конденсатор заряжается или разряжается на 99 %.) Если затем изменить входное напряжение U_вх (сделать его равным, например, нулю), то напряжение на конденсаторе U будет убывать, стремясь к новому значению по экспоненциальному закону e^-t/RC.

Например, если на вход подать прямоугольный сигнал U_вх, то сигнал на выходе U будет иметь форму, показанную на рис. 1.33.

Рис. 1.33. Напряжение, снимаемое с конденсатора (верхние сигналы), при условии, что на него через резистор подается прямоугольный сигнал.

_{Упражнение 1.13. Докажите, что время нарастания сигнала (время, в течение которого сигнал изменяется от 10 до 90 % своего максимального значения) составляет 2,2RC.}

У вас, наверное, возник вопрос: каков закон изменения для произвольного U_вх(t)? Для того чтобы ответить на него, нужно решить неоднородное дифференциальное уравнение (стандартные методы решения таких уравнений здесь не рассматриваются). В результате получим.

Согласно полученному выражению, RC- цепь усредняет входное напряжение с коэффициентом пропорциональности e^-Δt/RC, где Δt = τ — t_^. На практике, однако, такой вопрос возникает редко. Чаще всего рассматриваются частотные характеристики и определяют, какие изменения претерпевает каждая частотная составляющая входного сигнала. Скоро (разд. 1.18) мы также перейдем к этому немаловажную вопросу. А пока рассмотрим несколько интересных схем, для анализа которых достаточно временных зависимостей.

Упрощение с помощью эквивалентного преобразования Тевенина. Можно было бы приступить к анализу более сложных схем, пользуясь, как и раньше, методом решения дифференциальных уравнений. Однако чаще всего не стоит прибегать к решению дифференциальных уравнений.

Большинство схем можно свести к RC-схеме, показанной на рис. 1.34.

Рис. 1.34.

Пользуясь эквивалентным преобразованием для делителя напряжения, образованного резисторами R₁ и R₂, можно определить U(t) для скачка входного напряжения U_вх.

_{Упражнение 1.14. Для схемы, показанной на рис. 1.34, R1 = R2 = 10 кОм и С = 0,1 мкФ. Определите U(t) и изобразите полученную зависимость в виде графика.}

Пример: схема задержки. Мы уже упоминали логические уровни — напряжения, определяющие работу цифровых схем. На рис. 1.35 показано, как с помощью конденсаторов можно получить задержанный импульс.

Рис 1.35. Использование RC-цепи для формирования задержанного цифрового сигнала.

В виде треугольников изображены КМОП-буферные усилители. Они дают высокий уровень на выходе (более половины величины напряжения питания постоянного тока) и наоборот. Первый буферный усилитель воспроизводит входной сигнал и обеспечивает небольшое выходное сопротивление, предотвращая тем самым воздействие на источник сигнала RС-цепи (вопрос о нагрузке схемы мы рассмотрели в разд. 1.05). Согласно характеристике RС-цепи, выходной сигнал для нее задерживается относительно входного, поэтому выходной буферный усилитель переключается на 10 мкс позже скачка напряжения на входе (напряжение на выходе RС-цепи достигает 50 % своего максимального значения через 0,7RC.

На практике приходится принимать во внимание отклонение входного порога буфера от величины, равной половине напряжения питания, так как это отклонение изменяет задержку и ширину выходного импульса. Иногда подобную схему используют для того, чтобы задержать импульс на время, в течение которого может произойти какое-либо событие. При проектировании схем лучше не прибегать к подобным трюкам, но иногда они бывают полезны.

1.14. Дифференцирующие цепи.

Рассмотрим схему, изображенную на рис. 1.36.

Рис. 1.36.

Напряжение на конденсаторе С равно U_вх — U, поэтому.

I = Cd(U_вх - U)/dt = U/R.

Если резистор и конденсатор выбрать так, чтобы сопротивление R и емкость С были достаточно малыми и выполнялось условие dU/dt << dU_вх/dt, то.

C(dU_вх/dt) = U/R или U(t) = RC[dU_вх(t)/dt].

Таким образом, мы получили, что выходное напряжение пропорционально скорости изменения входного сигнала.

Для того чтобы выполнялось условие dU/dt << dU_вх/dt, произведение RC должно быть небольшим, но при этом сопротивление R не должно быть слишком малым, чтобы не «нагружать» вход (при скачке напряжения на входе изменение напряжения на конденсаторе равно нулю и R представляет собой нагрузку со стороны входа схемы). Более точный критерий выбора для R и С мы получим, когда изучим частотные характеристики. Если на вход схемы подать прямоугольный сигнал, то сигнал на выходе будет иметь вид, представленный на рис. 1.37.

Рис. 1.37. Выходной сигнал (верхний), снимаемый с дифференциатора, на вход которого подается прямоугольный сигнал.

Дифференцирующие цепи удобно использовать для выделения переднего и заднего фронтов импульсных сигналов, и в цифровых схемах можно иногда встретить цепи, подобные той, которая показана на рис. 1.38.

Рис. 1.38. Выделение переднего фронта импульса.

Дифференцирующая RC-цепь генерирует импульсы в виде коротких пиков в моменты переключения входного сигнала, а выходной буферный усилитель преобразует эти импульсы в короткие прямоугольные импульсы. В реальных схемах отрицательный пик бывает небольшим благодаря встроенному в буфер диоду (речь об этом элементе пойдет в разд. 1.25).

Паразитная емкостная связь. Иногда схема неожиданно начинает проявлять дифференцирующие свойства, причем в ситуациях, где они совершенно нежелательны. При этом можно наблюдать сигналы, подобные показанным на рис. 1.39.

Рис. 1.39.

Первый сигнал (а точнее, импульсная помеха) может возникнуть при наличии емкостной связи между рассматриваемой линией и схемой, в которой присутствует прямоугольный сигнал; причиной появления подобной помехи может служить отсутствие оконечного резистора в линии. Если же резистор есть, то следует либо уменьшить сопротивление источника сигналов для линии, либо найти способ ослабления емкостной связи с источником сигналов прямоугольной формы. Сигнал второго типа можно наблюдать в цепи, по которой должен проходить сигнал прямоугольной формы, при наличии дефекта в контакте с этой цепью, например, в щупе осциллографа. Небольшая емкость, возникающая при плохом контакте, и входное сопротивление осциллографа образуют дифференцирующую цепь. Если вы обнаружили, что ваша схема «что-то» дифференцирует, то сказанное может помочь вам найти причину неисправности и устранить ее.

1.15. Интегрирующие цепи.

Рассмотрим схему, изображенную на рис. 1.40.

Рис. 1.40.

Напряжение на резисторе R равно U_вх — U, следовательно, I = C(dU/dt) = (U_вх — U)/R. Если обеспечить выполнение условия U << U_вх за счет большого значения произведения RC, то получим C(dU/dt) ~= U_вх/R или.

Мы получили, что схема интегрирует входной сигнал во времени! Рассмотрим, каким образом эта схема обеспечивает аппроксимацию интегрирования в случае входного сигнала прямоугольной формы: U(t) представляет собой знакомый уже нам график экспоненциальной зависимости, определяющей заряд конденсатора (рис. 1.41).

Рис. 1.41.

Первый участок экспоненты (интеграл от почти постоянной величины) — прямая с постоянным углом наклона; при увеличении постоянной времени RC используется все меньший участок экспоненты, тем самым обеспечивается лучшая аппроксимация идеального пилообразного сигнала.

Отметим, что условие U << U_вх равносильно тому, что ток пропорционален напряжению U_вх. Если бы в качестве входного сигнала выступал ток I(t), а не напряжение, то мы получили бы идеальный интегратор. Источником тока может служить резистор с большим сопротивлением и с большим падением напряжения на нем, и на практике часто пользуются этим приближением.

В дальнейшем, когда мы познакомим вас с операционными усилителями и обратной связью, вы узнаете, как построить интегратор, не прибегая к условию U_вых << U_вх. Такой интегратор работает в широком диапазоне частот и напряжений с пренебрежимо малой ошибкой.

Интегрирующие цепи находят широкое применение в аналоговой технике. Их используют в управляющих системах, схемах с обратной связью, при аналого-цифровом преобразовании и генерации колебаний.

Генераторы пилообразного сигнала. Теперь вы без труда разберетесь в том, как работает генератор пилообразного сигнала. Эта схема хорошо зарекомендовала себя и нашла очень широкое применение: ее используют во время-задающих схемах, в генераторах синусоидальных и других типов колебаний, в схемах развертки осциллографов, в аналого-цифровых преобразователях. Схема использует постоянный ток для заряда конденсатора (рис. 1.42).

Рис. 1.42. Источник постоянного тока, заряжающий конденсатор, генерирует напряжение в виде линейно-меняющегося сигнала.

Из уравнения для тока, протекающего через конденсатор, I = C(dU/dt) получим U(t) = (I/C)t. Выходной сигнал изображен на рис. 1.43.

Рис. 1.43.

Линейное нарастание сигнала прекращается тогда, когда «иссякает» напряжение источника тока, т. е. достигается его предельное значение. Кривая для простой RC-цепи с резистором, подключенным к источнику напряжения, ведет себя аналогично случаю достижения предела источником тока. На рис. 1.43 эта вторая кривая показана для случая, когда R выбрано так, чтобы ток при нулевом выходном напряжении был равен току источника тока; при этом вторая кривая стремится к тому же пределу, что и ломаная. (В реальных источниках тока выходное напряжение ограничено напряжением используемых в них источников питания, так что такое поведение вполне правдоподобно.) В следующей главе, посвященной транзисторам, мы построим простые схемы источников тока, а в главах, где рассматриваются операционные усилители и полевые транзисторы, — их усовершенствованные типы.

Вот как много интересных вопросов ожидает нас впереди.

_{Упражнение 1.15. Ток 1 мА заряжает конденсатор емкостью 1 мкФ. Через какое время напряжение достигнет 10 В?}

Индуктивности и трансформаторы.

1.16. Индуктивности.

Если вы поняли, что такое конденсатор, то вы поймете и что такое индуктивность (рис. 1.44).

Рис. 1.44. Индуктивность.

Сравним индуктивность и конденсатор между собой; в индуктивности скорость изменения тока зависит от приложенного напряжения, а в конденсаторе скорость изменения напряжения зависит от протекающего тока.

Уравнение индуктивности имеет следующий вид:

U = L(dI/dt)

Где L — индуктивность в генри (или мГн, мкГн и т. д.). Напряжение, приложенное к индуктивности, вызывает нарастание протекающего через нее тока, причем изменение тока происходит по линейному закону (если пропустить ток через конденсатор, то это приведет к нарастанию напряжения на нем, причем изменение напряжения будет происходить по линейному закону); напряжение величиной 1 В, приложенное к индуктивности 1 Гн, приводит к нарастанию тока через индуктивность со скоростью 1 А в 1 с.

Ток, протекающий через индуктивность, также как и ток, протекающий через конденсатор, не просто пропорционален напряжению. Более того, в отличие от резистора мощность, связанная с током через индуктивность (произведение U на I), не преобразуется в тепло, а сохраняется в виде энергии магнитного поля индуктивности. Эту энергию можно извлечь, если прервать ток через индуктивность.

Условно индуктивность изображают в виде нескольких витков провода — такую конструкцию имеет простейшая индуктивность. Другие, более совершенные конструкции включают сердечник, на который наматывается провод.

Материалом для сердечника чаще всего служит железо (пластинки, прокатанные из сплавов железа или изготовленные методами порошковой металлургии) или феррит, представляющий собой хрупкий непроводящий магнитный материал черного цвета. Сердечник позволяет увеличить индуктивность катушки за счет магнитных свойств материала сердечника. Сердечник может быть изготовлен в виде бруска, тора или может иметь какую-нибудь более причудливую форму, например «горшка» (описать его словами не так-то просто: представьте себе форму для выпечки пончиков, которая разнимается пополам).

Индуктивности находят наибольшее применение в радиочастотных схемах, где они используются в качестве радиочастотных дросселей, и в резонансных схемах (см. гл. 13). Пара связанных индуктивностей образует такой интересный элемент, как трансформатор. О нем мы поговорим в следующем разделе.

По сути дела индуктивность — это противоположность конденсатора. Последующие разделы этой главы, в которых вводится такое важное понятие, как полное сопротивление, или импенданс, покажут вам, в чем эта противоположность проявляется.

1.17. Трансформаторы.

Трансформатор — это устройство, состоящее из двух связанных катушек индуктивности (называемых первичной и вторичной обмотками). Напряжение, снимаемое со вторичной обмотки, иное по сравнению с напряжением переменного тока, поданным на первичную обмотку, причем коэффициент изменения (трансформации) напряжения прямопропорционален отношению числа витков обмоток трансформатора, а коэффициент изменения тока — обратно пропорционален. Мощность сохраняется неизменной. На рис. 1.45 показано условное обозначение трансформатора с пластинчатым сердечником (трансформаторы такого типа используются для преобразования напряжения переменного тока с частотой 60 Гц).

Рис. 1.45. Трансформатор.

Трансформатор обладает весьма высоким коэффициентом полезного действия (мощность на его выходе почти равна мощности на входе); в связи с этим повышающий трансформатор обеспечивает рост напряжения при уменьшении тока.

Немного забегая вперед, отметим, что трансформатор с отношением числа витков обмоток, равным n, изменяет полное сопротивление в n² раз. Если вторичная обмотка не нагружена, то в первичной протекает очень небольшой ток.

В электронных приборах трансформаторы выполняют две важные функции: во-первых, они преобразуют напряжение переменного тока сети к нужному, обычно более низкому значению, которое можно использовать в схеме, и, во-вторых, они «изолируют» электронную схему от непосредственного контакта с силовой сетью, так как обмотки трансформатора электрически изолированы одна от другой. Выпускаемые промышленностью силовые трансформаторы (предназначенные для работы с напряжением силовых сетей, равным 110, 127 или 220 В) обеспечивают разнообразные значения вторичных напряжений и токов: диапазон напряжений включает значения от 1 В до нескольких тысяч вольт, диапазон тока — от нескольких миллиампер до сотен ампер.

Трансформаторы, используемые обычно в электронных приборах, обеспечивают диапазон вторичного напряжения от 10 до 50 В, диапазон тока — от 0,1 до 5 А.

Промышленность выпускает также трансформаторы, предназначенные для работы в диапазоне звуковых частот, иногда используют резонансные трансформаторы. Интерес представляют трансформаторы для линий передач, о которых мы немного поговорим в гл. 13, в разд. 13.10. Для сердечников высокочастотных трансформаторов используют специальные материалы или прибегают к специальным конструкциям для того, чтобы уменьшить потери энергии в сердечнике; что же касается сердечников низкочастотных (т. е. силовых) трансформаторов, то их делают тяжелыми или крупногабаритными. Трансформаторы для высоких и низких частот, вообще говоря, не взаимозаменяемы.

Полное и реактивное сопротивление.

Замечание: Этот раздел содержит много математических выкладок; при желании их можно пропустить, но ни в коем случае не упускайте из внимания результаты.

Схемы с конденсаторами и индуктивностями сложнее, чем рассмотренные ранее резистивные схемы, — их работа зависит от частоты входного сигнала: «делитель напряжения» с конденсатором или индуктивностью будет обладать частотно — зависимым коэффициентом деления. Кроме того, схемы, в состав которых входят эти компоненты (их, кстати, относят к классу пассивных), искажают такие входные сигналы, как, например, прямоугольные колебания — в этом мы только что убедились.

Однако и конденсаторы, и индуктивности являются линейными элементами. Это означает, что амплитуда выходного сигнала, независимо от его формы, строго пропорциональна амплитуде входного сигнала. Линейностью обусловлены многие закономерности поведения схем, и важнейшая состоит в следующем: Если на вход линейной схемы подан синусоидальный сигнал с частотой f, то на выходе будет получен также синусоидальный сигнал с такой же частотой, но, возможно, с другой амплитудой и фазой.

Помня об этом замечательном свойстве при анализе схем, содержащих резисторы, конденсаторы и индуктивности, вы всегда должны ответить на вопрос: как зависит выходное напряжение (его амплитуда и фаза) от входного напряжения в виде синусоидального сигнала определенной частоты. Этот вопрос важен и тогда, когда схема предназначена для другого режима работы. График результирующей амплитудно-частотной характеристики, отражающей отношение выходного сигнала к входному для каждого значения частоты синусоиды, полезен при анализе работы схемы со многими видами сигналов. Амплитудно-частотная характеристика (АЧХ), представленная на рис. 1.46, может принадлежать, например, репродуктору какого-нибудь «говорящего ящика».

Рис. 1.46. Пример частотного анализа: выравнивание для громкоговорителя.

Под выходным сигналом в данном случае понимается звуковое давление, а не напряжение. Желательно, чтобы АЧХ репродуктора была «плоской», т. е. чтобы отношение звукового давления к частоте было постоянной величиной в диапазоне звуковых частот. В этом случае недостатки репродуктора можно скомпенсировать за счет пассивного фильтра с инверсной АЧХ (как показано на графике), включенного в усилитель радиоприемника.

Как мы увидим в дальнейшем, можно обобщить закон Ома, заменив понятие «сопротивление» понятием «полное сопротивление», или «импеданс», тогда он будет справедлив для любой схемы, в состав которой входят линейные пассивные элементы (резисторы, конденсаторы, индуктивности). Итак, понятия «импеданс» и «реактивное сопротивление» делают закон Ома справедливым для схем, содержащих конденсаторы и индуктивности. Уточним терминологию.

Импеданс — это обобщенное или полное сопротивление, индуктивности и конденсаторы обладают реактивным сопротивлением (можно сказать, что они реагируют на воздействие); резисторы обладают сопротивлением (по аналогии они оказывают сопротивление воздействию). Иными словами, импеданс = сопротивление + реактивное сопротивление (более подробно поговорим об этом позже).

Однако можно встретить, например, такое выражение: «импеданс конденсатора на данной частоте составляет…». Дело в том, что в импеданс входит реактивное сопротивление, и поэтому не обязательно говорить «реактивное сопротивление конденсатора», можно сказать и «импеданс конденсатора». На самом деле слово «импеданс» часто употребляют и тогда, когда известно, что речь идет о сопротивлении; например, говорят «импеданс источника» или «выходной импеданс», имея в виду эквивалентное сопротивление некоторого источника. То же самое относится и к «входному импедансу».

В дальнейшем речь пойдет о схемах, для питания которых используется синусоидальный сигнал с определенной частотой. Анализ схем, работающих с сигналами другой формы, требует большей тщательности и предполагает использование уже известных нам методов (например, метода дифференциальных уравнений или метода преобразования Фурье, при котором сигнал представляют в виде ряда синусоид). На практике эти методы редко используются.

1.18. Частотный анализ реактивных схем.

Для начала рассмотрим конденсатор, на который подается синусоидальное напряжение источника питания (рис. 1.47).

Рис. 1.47.

Ток в схеме определяется следующим образом:

I(t) = C(dU/dt) = C·ω·U₀·cos ωt.

Из этого уравнения следует, что ток имеет амплитуду I и опережает входное напряжение по фазе на 90°. Если не принимать во внимание соотношение фаз, то.

I = U/(1/ωC).

(Напомним, что ω = 2πf). Конденсатор ведет себя как резистор, сопротивление которого зависит от частоты и определяется выражением R = 1/ωC, и, кроме того, ток, протекающий через конденсатор, сдвинут по фазе на 90° относительно напряжения (рис. 1.48).

Рис. 1.48.

Например, через конденсатор емкостью 1 мкФ, подключенный к силовой сети с напряжением 110 В (эффективное значение) и частотой 60 Гц, будет протекать ток, эффективная амплитуда которого определяется следующим образом: I = 110/[1/(2π·60·10^-6)] = 41,5 мА (эффективное значение).

Замечание: сейчас нам необходимо воспользоваться комплексными переменными; при желании вы можете пропустить математические выкладки, приводимые в последующих разделах, и принять на веру полученные результаты (они выделены в тексте). Не думайте, что подробные алгебраические преобразования, приводимые в этих разделах, необходимы для понимания всего остального материала книги. Это не так - глубокое знание математики похвально, но совсем не обязательно. Следующий раздел, пожалуй, наиболее труден для тех, у кого нет достаточной математической подготовки. Но пусть это вас не огорчает.

Определение напряжения и тока с помощью комплексных чисел. Только что вы убедились в том, что в цепи переменного тока, работающей с синусоидальным сигналом некоторой частоты, возможен сдвиг по фазе между напряжением и током. Тем не менее если схема содержит только линейные элементы (резисторы, конденсаторы, индуктивности), то амплитуда токов на всех участках схемы пропорциональна амплитуде питающего напряжения. В связи с этим можно попытаться найти некоторые общие выражения тока, напряжения и сопротивления и обобщить тем самым закон Ома.

Очевидно, что для того, чтобы определить ток в какой-либо точке схемы, недостаточно задать одно значение-дело в том, что ток характеризуется как амплитудой, так и сдвигом фазы.

Конечно, можно определять амплитуды и фазовые сдвиги напряжений и токов явно, например U(t) = 23,7·sin(377·t + 0,38), но оказывается, что проще это делать с помощью комплексных чисел. Вместо того чтобы тратить время и силы на сложение и вычитание синусоидальных функций, можно легко и просто складывать и вычитать комплексные числа. Так как действующие значения напряжения и тока представляют собой реальные количественные величины, изменяющиеся во времени, следует вывести правило для перевода реальных количественных величин в комплексное представление и наоборот. Напомним еще раз, что мы имеем дело с частотой синусоидального колебания ω, и сформулируем следующие правила:

1. Напряжение и ток представляются комплексными величинами U и I.

Напряжение U₀cos(ωt + φ) представляется комплексным числом U₀e^jφ. Напомним, что e^jθ = cos θ + jsin θ, где j = √—1.

2. Для того чтобы получить выражение для действующего напряжения и тока, нужно умножить соответствующие комплексные представления на e^jωt и выделить действительную часть. Это записывается следующим образом: U(t) = Re(U·e^jωt), Ι(t) = Re(I·e^jωt). Иначе говоря,

(В электронике символ j используется вместо принятого в алгебре для комплексной переменной символа i, с тем чтобы избежать путаницы с током, который также обозначают символом i). Итак, в общем случае действующие напряжения и токи определяются следующим образом:

U(t) = Re(U·e^jωt) = Re(U)·cos ωt — Im(U)·sin ωt,

Ι(t) = Re(I·e^jωt) = Re(I)·cos ωt — Im(I)·sin ωt,

Например, комплексному напряжению U = 5j соответствует реальное напряжение.

U(t) = Re[5j·cos ωt + 5j(j)·sin ωt] = 5sin ωt B.

Реактивное сопротивление конденсаторов и индуктивностей. Принятое соглашение позволяет применять закон Ома для схем, содержащих как резисторы, так и конденсаторы, и индуктивности.

Определим реактивное сопротивление конденсатора и индуктивности. Нам известно, U(t) = Re(U₀·e^jωt). Так как в случае конденсатора справедливо выражение I = C(dU/dt), получим.

Ι(t) = — U₀Cω·sin ωt = Re[U₀·e^jωt/(-j/ωC)] = Re(U₀·e^jωt/X_C),

Т. е. для конденсатора.

X_C = — j/ωC,

Х_C — это реактивное сопротивление конденсатора на частоте ω. Конденсатор емкостью 1 мкФ, например, имеет реактивное сопротивление —2653j Ом на частоте 60 Гц и —0,16j Ом на частоте 1 МГц. Для постоянного тока реактивное сопротивление равно бесконечности. Аналогичные рассуждения для индуктивности дают следующий результат:

X_L = jωL.

Схема, содержащая только конденсаторы и индуктивности, всегда обладает мнимым импедансом; это значит, что напряжение и ток всегда сдвинуты по фазе друг относительно друга на 90°- схема абсолютно реактивна. Если в схеме присутствуют резисторы, то импеданс имеет и действительную часть. Под реактивным сопротивлением подразумевается при этом только мнимая часть импеданса.

Обобщенный закон Ома. Соглашения, принятые для представления напряжений и токов, позволяют записать закон Ома в следующей простой форме:

I = U/Z, U = I·Z, означающей, что напряжение U, приложенное к схеме с импедансом Z, порождает ток I. Импеданс последовательно и параллельно соединенных элементов определяется по тем же правилам, что и сопротивление последовательно и параллельно соединенных резисторов:

Z = Z₁ + Z₂ + Z₃ +…

(для последовательного соединения),

И в заключение приведем формулы для определения импеданса резисторов, конденсаторов и индуктивностей:

Z_R = R (резистор),

Z_C = —j/ωC (конденсатор),

Z_L = jωL (индуктивность).

Полученные зависимости позволяют анализировать любые схемы переменного тока с помощью методов, принятых для схем постоянного тока, а именно с помощью закона Ома и формул для последовательного и параллельного соединения элементов. Результаты, которые мы получили при анализе таких схем, как, например, делитель напряжения, сохраняют почти такой же вид. Так же как и для схем постоянного тока, для сложных разветвленных схем переменного тока справедливы законы Кирхгофа; отличие состоит в том, что вместо токов I и напряжений U здесь следует использовать их комплексные представления: сумма падений напряжения (комплексного) в замкнутом контуре равна нулю; сумма токов (комплексных), втекающих в узел, равна сумме токов (комплексных), вытекающих из него. Из последнего правила, как и в случае с цепями постоянного тока, вытекает, что ток (комплексный) в последовательной цепи всюду одинаков.

_{Упражнение 1.16. Используя формулы для импеданса параллельного и последовательного соединения элементов, выведите формулы (разд. 1.12) для емкости двух конденсаторов, соединенных (а) параллельно, (б) последовательно. Подсказка: допустим, что в каждом случае конденсаторы имеют емкость С1 и С2. Запишите выражение для импеданса параллельно и последовательно соединенных элементов и приравняйте его импедансу конденсатора с емкостью С. Найдите С.}

Попробуем воспользоваться рекомендованным методом для анализа простейшей цепи переменного тока, которая состоит из конденсатора, к которому приложено напряжение переменного тока. После этого кратко остановимся на вопросе о мощности в реактивных схемах (это будет последний кирпич в фундаменте наших знаний) и рассмотрим простую, но очень полезную схему RC-фильтра.

Представим себе, что к силовой сети с напряжением 110 В (эффективное значение) и частотой 60 Гц подключен конденсатор емкостью 1 мкФ. Какой ток протекает при этом через конденсатор?

Воспользуемся обобщенным законом Ома: Ζ = —j/ωC. Следовательно, ток можно определить следующим образом: I = U/Z.

Фаза напряжения произвольна, допустим U = А, т. е. U(t) = A·cos ωt, где амплитуда А = 110√2 ~= 156 В, тогда I = jωCA ~= 0,059·sin ωt. Искомый ток имеет амплитуду 59 мА (эффективное значение составляет 41,5 мА) и опережает напряжение по фазе на 90°. Результат соответствует полученным ранее выводам. Отметим, что если бы нас интересовала только амплитуда тока, то можно было бы не прибегать к комплексным числам: если А = В/С, то А = В/С, где А, В, С — амплитуды комплексных чисел. То же самое справедливо и для произведения (см. упражнение 1.17). Для нашего случая.

I = U/Z = ωCU.

Иногда этот прием очень полезен.

Как ни странно, конденсатор в нашем примере мощность не рассеивает. Его подключение к сети не приводит к увеличению показаний счетчика электроэнергии. Разгадку этой «тайны» вы узнаете, прочитав следующий раздел. А затем мы продолжим анализ схем, содержащих резисторы и конденсаторы, с помощью обобщенного закона Ома.

_{Упражнение 1.17. Докажите, что если А = ВС, то А = ВС, где А, В, С — амплитуды комплексных чисел. Подсказка: представьте каждое комплексное число в форме А = Ае^jθ.}

Мощность в реактивных схемах. Мгновенное значение мощности, потребляемой любым элементом схемы, определяется произведением Ρ = UI. Однако в реактивных схемах, где напряжение U и ток I связаны между собой не простой пропорциональной зависимостью, просто перемножить их нельзя. Дело в том, что могут возникать странные явления, например, знак произведения может изменяться в течение одного периода сигнала переменного тока. Такой пример показан на рис. 1.49.

Рис. 1.49. При использовании синусоидального сигнала ток через конденсатор опережает напряжение по фазе на 90°.

На интервалах А и С на конденсатор поступает некоторая мощность (правда, скорость ее изменения переменна), и благодаря этому он заряжается: накапливаемая конденсатором энергия увеличивается (мощность — это скорость изменения энергии). На интервалах В и D потребляемая мощность имеет отрицательный знак — конденсатор разряжается. Средняя мощность за период для нашего примера равна нулю; этим свойством обладают все реактивные элементы (индуктивности, конденсаторы и всевозможные их комбинации). Если вы знакомы с интегралами от тригонометрических функций, то следующее упражнение поможет вам доказать это свойство.

_{Упражнение 1.18. (дополнительное). Докажите, что схема в среднем за полный период не потребляет мощности, если протекающий через нее ток сдвинут по фазе относительно питающего напряжения на 90 °.}

Как определить среднюю потребляемую мощность для произвольной схемы?

В общем случае можно просуммировать произведения U·I и разделить сумму на длительность истекшего интервала времени. Иными словами.

Где Т — полный период времени.

Практически так мощность почти никогда не определяют. Нетрудно доказать, что средняя мощность определяется следующим выражением:

P = Re(U*I) = Re(UI*),

Где U и I — эффективные комплексные значения напряжения и тока.

Рассмотрим пример. Допустим, что в предыдущей схеме конденсатор питается синусоидальным напряжением, эффективное значение которого равно 1 В. Для простоты будем выполнять все преобразования с эффективными значениями.

Итак: U = 1, I = U/(j/ωC), Ρ = Re[UI*] = Re(jωC) = 0. Мы получили, что средняя мощность, как и утверждалось, равна нулю.

А теперь рассмотрим схему, показанную на рис. 1.50.

Рис. 1.50.

Выполним ряд преобразований:

Z = R — j/ωC,

U = U₀,

I = U/Z = U₀/[R — j/ωC] = U₀/[R + (j/ωC)]/[R² + (1/ω²C²)],

Ρ = Re(UI*) = U₀²·R/[R² + (1/ω²C²)].

В третьей строке преобразований при определении тока I мы умножили числитель и знаменатель на комплексное число, сопряженное знаменателю, для того чтобы получить в знаменателе действительное число. Полученная величина меньше, чем произведение амплитуд U и I; ее отношение к этому произведению называют коэффициентом мощности:

Коэффициент мощности — это косинус угла, определяющего сдвиг фаз напряжения и тока, он лежит в диапазоне от 0 (для реактивной схемы) до 1 (для резистивной схемы). Если коэффициент мощности меньше 1, то это значит, что в схеме присутствует реактивный элемент.

_{Упражнение 1.19. Докажите, что вся средняя мощность предыдущей схемы рассеивается на резисторе. Для того, чтобы решить эту задачу, нужно определить величину отношения} U_R²/R_{. Определите, чему будет равна эта мощность в ваттах, если цепь, состоящая из последовательно соединенных конденсатора емкостью 1 мкФ и резистора сопротивлением 1 кОм, подключена к силовой сети с эффективным напряжением 110 В (частота 60 Гц).}

Коэффициент мощности играет немаловажную роль в распределении больших мощностей, так как реактивные токи не передают нагрузке никакой полезной мощности, зато вызывают нагрев в сопротивлениях проводов генераторов и трансформаторов (температура нагрева пропорциональна I²R). Бытовые потребители электроэнергии платят только за «действительную» потребляемую мощность [Re(UI*)], а промышленные потребители - с учетом коэффициента мощности. Вот почему большие предприятия для погашения влияния индуктивных реактивных сопротивлений производственного оборудования (моторов) сооружают специальные конденсаторные блоки.

_{Упражнение 1.20. Покажите, что последовательное подключение конденсатора емкостью С = 1/ω²L к последовательной RL-цепи делает коэффициент мощности этой цепи равным единице. Затем рассмотрите параллельную цепь и параллельно подключенный конденсатор.}

Делители напряжения: обобщение. Простейший делитель напряжения (рис. 1.5) состоит из пары последовательно соединенных резисторов. Входное напряжение измеряется в верхней точке относительно земли, а выходное-в точке соединения резисторов относительно земли. От простейшего резистивного делителя перейдем к более общей схеме делителя, если один или оба резистора заменим на конденсатор или индуктивность, как, на рис. 1.51 (в более сложной схеме присутствуют и R, и L, и С).

Рис. 1.51. Обобщенная схема делителя напряжения: пара электрических цепей с произвольным импедансом.

Вообще говоря, в таком делителе отношение U_вых/U_вх не является постоянной величиной, а зависит от частоты. Анализ схемы выполняется без всяких хитроумных приемов:

I = U_вх/Z_полн,

Z_полн = Z₁+ Z₂,

U_вых = Z₂ = U_вх[Z₂/(Z₁+ Z₂)].

Не будем сосредоточивать внимание на полученном результате, рассмотрим лучше некоторые простые, но очень важные примеры.

1.19. RС-фильтры.

Благодаря тому что импеданс конденсатора, равный Z_С = —j/ωС, зависит от частоты, с помощью конденсаторов и резисторов можно строить частотно-зависимые делители напряжения, которые будут пропускать только сигналы нужной частоты, а все остальные подавлять. В этом разделе вы познакомитесь с примерами простейших RС-фильтров, к которым мы будем неоднократно обращаться в дальнейшем. В гл. 5 и приложении 3 описаны более сложные фильтры.

Фильтры высоких частот. На рис. 1.52 показан делитель напряжения, состоящий из конденсатора и резистора.

Рис. 1.52. Фильтр высоких частот.

Согласно закону Ома для комплексных величин,

(Окончательный результат получен после умножения числителя и знаменателя на комплексное число, сопряженное знаменателю.) Итак, напряжение на резисторе R равно.

Чаще всего нас интересует не фаза, а амплитуда U_вых:

U_вых = (U_выхU^*_вых)^1/2 = U_вхR/[R² + (1/ω²С²)]^1/2.

U_вых = U_вхR₁/(R₁ + R₂).

Векторное представление импеданса RС-цепи (рис. 1.53) показано на рис. 1.54.

Рис. 1.53.

Рис. 1.54.

Итак, если не принимать во внимание сдвиг фаз, а рассматривать только модули комплексных амплитуд, то «отклик» схемы будет определяться следующим образом:

U_вых = U_вхR[R² + (1/ω²С²)]^1/2 =

= U_вх2πf·RC/[1+(2πf·RC)²]^1/2.

График этой зависимости представлен на рис. 1.55.

Рис. 1.55. Частотная характеристика фильтра высоких частот.

Такой же результат мы бы получили, если бы определили отношение модулей импедансов как в упражнении 1.17 и в примере перед этим упражнением; числитель представляет собой модуль импеданса нижнего плеча делителя R, а знаменатель-модуль импеданса последовательного соединения R и С.

Как вы видите, на высоких частотах выходное напряжение приблизительно равно входному (ω >= 1/RC), а на низких частотах выходное напряжение уменьшается до нуля. Мы пришли к важному результату, запомните его. Подобная схема, по понятным причинам, называется фильтром высоких частот. На практике ее используют очень широко.

Например, в осциллографе предусмотрена возможность связи по переменному току между исследуемой схемой и входом осциллографа. Эта связь обеспечивается с помощью фильтра высоких частот, имеющего перегиб характеристики в области 10 Гц (связь по переменному току используют для того, чтобы рассмотреть небольшой сигнал на фоне большого напряжения постоянного тока).

Инженеры часто пользуются понятием «точки излома» —3 дБ для фильтра (или любой другой схемы, которая ведет себя как фильтр)! В случае простого RС-фильтра высоких частот точка излома —3 дБ определяется выражением:

F_3дБ = 1/2πRC.

Обратите внимание, что конденсатор не пропускает ток (f = 0). Самый распространенный пример использования конденсатора — это использование его в качестве блокирующего конденсатора постоянного тока. Если возникает необходимость обеспечить связь между усилителями, то почти всегда прибегают к помощи конденсатора. Например, у любого усилителя звуковой частоты высокого класса все входы имеют емкостную связь, так как заранее не известно, какой уровень постоянного тока будут иметь входные сигналы. Для обеспечения связи необходимо подобрать R и С таким образом, чтобы все нужные частоты (в данном случае 20 Гц-20 кГц) поступали на вход без потерь (без деления на входе).

Часто, например при конструировании фильтров, возникает необходимость определить импеданс конденсатора на некоторой частоте. На рис. 1.56 представлен очень полезный график, охватывающий большой диапазон емкостей и частот для зависимости |Z| = 1/2πfC.

Рис. 1.56. а — Изменение реактивного сопротивления индуктивностей и конденсаторов в зависимости от частоты. Все декады одинаковы и отличаются лишь масштабом, б — Увеличенное изображение одной декады из графика А, график построен для стандартных компонентов, имеющих точность 20 %.

В качестве примера рассмотрим фильтр, показанный на рис. 1.57.

Рис. 1.57.

Это фильтр высоких частот с точкой перегиба 3 дБ на частоте 15,9 кГц. Импеданс нагрузки, подключаемой к фильтру, должен быть значительно больше 1 кОм, иначе нагрузка будет искажать выходное напряжение фильтра. Источник сигнала должен обеспечивать возможность подключения нагрузки 1 кОм без значительной аттенюации (потери амплитуды сигнала), иначе фильтр будет искажать выход источника сигнала.

Фильтры низких частот. Если поменять местами R и С (рис. 1.58), то фильтр будет вести себя противоположным образом в отношении частоты. Можно показать, что U_вых = [1/(1 + ω²R²C²]^1/2]U_вх.

Рис. 1.58. Фильтр низких частот.

График этой зависимости представлен на рис. 1.59.

Рис. 1.59. Частотная характеристика фильтра низких частот.

Такой фильтр называют фильтром низких частот. Точка —3 дБ на характеристике фильтра находится на частоте f = 1/2πRC. Фильтры низких частот находят очень широкое применение. Например, их используют для устранения влияния близлежащих радио- и телевизионных станций (550 кГц-800 МГц), на работу усилителей звуковых частот и других чувствительных электронных приборов.

_{Упражнение 1.21. Докажите справедливость выражения для выходного напряжения фильтра низких частот.}

Выход фильтра низких частот можно рассматривать в качестве самостоятельного источника сигналов. При использовании идеального источника напряжения переменного тока (с нулевым импедансом) фильтр со стороны выхода низких частот имеет сопротивление R (при расчетах полных сопротивлений идеальный источник сигналов можно заменить коротким замыканием, т. е. его нулевым импедансом для малого сигнала). В выходном импедансе фильтра преобладает емкостная составляющая, и на высоких частотах он становится равным нулю.

Для входного сигнала фильтр представляет собой нагрузку, состоящую на низких частотах из сопротивления R и сопротивления нагрузки, а на высоких частотах — нагрузку, равную просто сопротивлению R.

На рис. 1.60 изображена также частотная характеристика фильтра низких частот, но в более общепринятом виде — для вертикальной и горизонтальной осей использован логарифмический масштаб.

Рис. 1.60. Фазочастотная и амплитудно-частотная характеристики фильтра низких частот, изображенные в логарифмическом масштабе. В точке 3 дБ фазовый сдвиг составляет 45° и в пределах декады изменения частоты лежит в пределах 6° от асимптотического значения.

Можно считать, что по вертикальной оси откладываются децибелы, а по горизонтальной — октавы (или декады). На таком графике равные расстояния соответствуют равным отношениям величин. В виде графика изображен также фазовый сдвиг, при этом для вертикальной оси (градусы) использован линейный масштаб, а для оси частот — логарифмический. Такой график удобен для анализа частотной характеристики даже в случае значительной аттенюации (справа); целый ряд таких графиков представлен в гл. 5, посвященной изучению активных фильтров. Отметим, что при значительной аттенюации изображенная на графике кривая вырождается в прямую линию с наклоном — 20 дБ/декада (инженеры предпочитают выражение «— 6 дБ/октава»).

Отметим также, что фазовый сдвиг плавно изменяется от 0° (на частотах ниже точки перегиба) до 90° (на частотах существенно выше точки перегиба), а в точке — 3 дБ составляет 45°. Практическое правило для односекционных RС-фильтров говорит о том, что фазовый сдвиг составляет ~= 6° от асимптот в точках 0,1f_3дБ и 10f_3дБ.

_{Упражнение 1.22. Докажите последнее утверждение.}

Возникает интересный вопрос: можно ли сделать фильтр с какой-либо другой заданной амплитудной характеристикой и какой-либо другой заданной фазовой характеристикой. Пусть вас это не удивляет, но ответить можно только отрицательно-нельзя. Фазовая и амплитудная характеристики для всех возможных фильтров подчиняются законам причинной связи (т. е. характеристика является следствием определенных свойств, но не их причиной).

Частотные характеристики дифференцирующих и интегрирующих RC-цепей. Схема дифференцирующей RС-цепи, которую мы рассмотрели в разд. 1.14, имеет такой же вид, как и схема фильтра высоких частот, приведенная в настоящем разделе. Чем же считать такую схему, зависит от того, что вас больше интересует: преобразование сигналов во времени или частотная характеристика. Полученное ранее временное условие правильной работы схемы (U_вых << U_вх) можно сформулировать иначе, применительно к частотной характеристике: для того чтобы выходной сигнал был небольшим по сравнению с входным, частота должна быть значительно ниже, чем в точке — 3 дБ. В этом легко убедиться. Допустим, что входной сигнал равен U_вх = sin ωt. Воспользуемся уравнением, которое мы получили ранее для выхода дифференциатора:

Отсюда U_вых << U_вх, если ωRC << 1, т. е. RC << 1/ω. Если входной сигнал содержит некоторый диапазон частот, то условие должно выполняться для самых высоких частот входного диапазона. Схема интегрирующей RС-цепи (разд. 1.15) имеет такой же вид, как и схема фильтра низких частот: аналогично в хорошем интеграторе самые низкие частоты входного сигнала должны существенно превышать частоту в точке -3 дБ.

Индуктивности и конденсаторы. Индуктивности, также как и конденсаторы, в сочетании с резисторами образуют схемы фильтров низких (или высоких) частот. Однако на практике RL-фильтры низких и высоких частот встречаются редко. Это связано с тем, что индуктивности более громоздки и дороги, а работают хуже, чем конденсаторы (их характеристики более существенно отличаются от идеальных). Если есть возможность выбора, то предпочтение лучше отдать конденсатору. Исключением из этой общей рекомендации являются ферритовые бусины (маленькие торроидальные сердечники) и дроссели в высокочастотных схемах.

Несколько бусин нанизывают на провод, благодаря этому соединение, выполненное с помощью провода, становится в некоторой степени индуктивным; импеданс на высоких частотах увеличивается и предотвращает «колебания» в схеме, при этом в отличие от RС-фильтра активное сопротивление схемы не увеличивается. Радиочастотный дроссель — это катушка, состоящая из нескольких витков провода и ферритового сердечника и используемая с той же целью в радиочастотных схемах.

1.20. Векторные диаграммы.

Для анализа реактивных схем очень удобен один графический метод. В качестве примера рассмотрим тот факт, что RС-фильтр на частоте f = 1/2πRC обеспечивает ослабление на 3 дБ. Этот результат мы получили в разд. 1.19. Он справедлив как для фильтров высоких частот, так и для фильтров низких частот.

На первый взгляд этот факт может показаться странным, так как на этой частоте реактивное сопротивление конденсатора равно сопротивлению резистора и можно предположить, что ослабление должно составлять 6 дБ. К такому же результату вы придете, если замените конденсатор резистором с таким же, как у конденсатора, импедансом (напомним, что ослабление 6 дБ означает уменьшение напряжения вдвое). Дело в том, что нужно учитывать реактивность конденсатора, и в этом как раз может помочь векторная диаграмма (рис. 1.61).

Рис. 1.61.

Вдоль осей откладываются действительная (активная или резистивная) и мнимая (реактивная или емкостная) компоненты импеданса. На такой же плоскости можно изображать напряжение (комплексное) в последовательных цепях подобного типа, так как ток в такой цепи во всех точках одинаков.

Итак, в нашей схеме (будем рассматривать ее в качестве RС-делителя напряжения) входное напряжение (приложенное к последовательному соединению резистора R и конденсатора С) пропорционально длине гипотенузы, а выходное напряжение (снимаемое с резистора R) — длине стороны R треугольника.

Диаграмма соответствует такой частоте, при которой модуль реактивного сопротивления конденсатора равен R, т. е. f = 1/2πRC. Из диаграммы видно, что отношение выходного напряжения ко входному составляет 1/√2, т. е. — 3 дБ.

Угол между векторами определяет фазовый сдвиг между входным и выходным напряжением. Например, в точке 3 дБ выходная амплитуда равна входной, поделенной на √2, а сам выходной сигнал опережает входной по фазе на 45°.

Графический метод дает наглядное представление о величинах амплитуд и соотношении фаз в RLC-цепях. Например, с помощью этого метода можно определить характеристику фильтра высоких частот, которую мы уже получили раньше с помощью алгебраических преобразований.

_{Упражнение 1.23. Пользуясь методом векторной диаграммы, получите характеристику RC-фильтра высоких частот:}

_{Упражнение 1.24. На какой частоте ослабление RС-фильтра низких частот будет равно 6 дБ (выходное напряжение равно половине входного)? Чему равен фазовый сдвиг на этой частоте?}

_{Упражнение 1.25. Пользуясь методом векторной диаграммы, получите характеристику фильтра низких частот, выведенную выше алгебраическим путем.}

В следующей главе (разд. 2.08) приводится интересный пример использования векторной диаграммы для построения фазосдвигающей схемы, дающей постоянную амплитуду.

1.21. «Полюсы» и наклон в пределах октавы.

Еще раз рассмотрим характеристику RС-фильтра низких частот (рис. 1.59). Вправо от точки перегиба графика выходная амплитуда убывает пропорционально 1/f. В пределах одной октавы (одна октава, как в музыке, соответствует изменению частоты вдвое) выходная амплитуда уменьшается вдвое, т. е. ослабление составляет — 6 дБ; следовательно, простой RС-фильтр обеспечивает ослабление 6 дБ/октаву. Можно конструировать фильтры, состоящие из нескольких RC-секций: тогда получим значения спада 12 дБ/октава (для двух RС-секций), 18 дБ/октава (для трех секций) и т. д. Так обычно описывают поведение фильтра на частотах, лежащих за пределами полосы пропускания. Если фильтр состоит, например, из трех RС-секций, то его часто называют «трехполюсным». (Слово «полюс» связано с методом анализа схем, который не рассматривается в этой книге. В нем используется комплексная передаточная функция на комплексной частотной плоскости, которую инженеры называют s-плоскостью.).

При работе с многокаскадными фильтрами следует учитывать одну особенность. Каждый новый каскад существенно нагружает предыдущий (так как они идентичны между собой), и это приводит к тому, что результирующая характеристика не является простой совокупностью характеристик составляющих каскадов.

Напомним, что при выводе характеристики простого RС-фильтра мы условились, что источник имеет нулевой импеданс, а нагрузка — бесконечный. Один из способов устранения влияния каскадов друг на друга состоит в том, чтобы каждый последующий каскад имел значительно больший импеданс, чем предыдущий. Еще эффективнее использовать в качестве межкаскадных буферов активные схемы на транзисторах или операционных усилителях (ОУ), т. е. строить активные фильтры. Этим вопросам посвящены гл. 2–5.

1.22. Резонансные схемы и активные фильтры.

Конденсаторы, которые используются в специальных схемах, называемых активными фильтрами, а также в сочетании с индуктивностями, позволяют «заострять» частотную характеристику схемы (по сравнению с пологой характеристикой RС-фильтра характеристика такой схемы на некоторой частоте имеет большой резкий всплеск). Подобные схемы находят применение в устройствах, работающих в диапазоне звуковых частот и радиочастот. Итак, познакомимся с LC-цепями (подробному анализу этих цепей и активных фильтров посвящены гл. 5 и приложение 3).

Начнем со схемы, представленной на рис. 1.62.

Рис. 1.62. Резонансная LC-схема: широкополосный фильтр.

На частоте f реактивное сопротивление LC-контура равно.

LC-контур в сочетании с резистором R образует делитель напряжения; в связи с тем, что индуктивность и конденсатор противоположным образом реагируют на изменение частоты, импеданс параллельной LC-цепи на резонансной частоте f₀ = 1/2π(LC)^1/2 стремится к бесконечности - на характеристике при этом значении частоты должен наблюдаться резкий всплеск. График такой характеристики представлен на рис. 1.63.

Рис. 1.63.

В действительности пик характеристики сглажен за счет потерь в индуктивности и конденсаторе, однако если схема сконструирована хорошо, то эти потери очень невелики. Если же хотят специально сгладить характеристику, то в схему включают дополнительный резистор, ухудшающий добротность контура Q. Такая схема называется параллельным резонансным LC-контуром или избирательной схемой. Она широко используется в радиотехнике для выделения из всего частотного диапазона сигналов некоторой частоты усиления (L или С могут быть переменными, и с их помощью можно настраивать резонансный контур на определенную частоту). Чем выше импеданс источника, тем острее пик характеристики; как вы вскоре убедитесь, в качестве источника принято использовать устройство типа, источника тока.

Коэффициент добротности Q позволяет оценивать характеристику контура: чем больше добротность, тем острее характеристика. Добротность равна резонансной частоте, поделенной на ширину пика, определенную по точкам —3 дБ. Для параллельной RLC-схемы Q = ω₀RС.

Другой разновидностью LC-схем является последовательная LC-схема (рис. 1.64).

Рис. 1.64. Узкополосный режекторный LC-фильтр («ловушка»).

Используя выражение для импеданса, можно показать, что импеданс последовательной LC-схемы стремится к нулю на частоте f₀ = 1/2π(LC)^1/2; такая схема на резонансной частоте или вблизи нее как бы «захватывает» сигнал и заземляет его. Эта схема, так же как и предыдущая, применяется в основном в радиотехнике. На рис. 1.65 изображена ее характеристика. Для последовательной RLC-схемы Q = ω₀L/R.

Рис. 1.65.

_{Упражнение 1.26. Выведите выражение для характеристики (определяющей зависимость отношения Uвых/Uвх от частоты) схемы с последовательным LC-контуром, показанной на рис. 1.64.}

1.23. Другие примеры использования конденсаторов.

Конденсаторы являются необходимым компонентом не только для фильтров, резонансных, дифференцирующих и интегрирующих схем, но и для ряда других немаловажных схем. Более подробно мы поговорим об этих схемах позже, а сейчас просто ознакомимся с ними.

Шунтирование. Импенданс конденсатора уменьшается с увеличением частоты. На этом основано использование конденсатора в качестве шунта. Бывают такие случаи, что на некоторых участках схемы должно присутствовать только напряжение постоянного или медленно меняющегося тока. Если к тому участку схемы (обычно резистору) параллельно подключить конденсатор, то все сигналы переменного тока на резисторе будут устранены. Конденсатор выбирают так, чтобы его импеданс был малым для шунтируемого сигнала. В последующих главах вы встретите множество примеров шунтирования сигналов с помощью конденсатора.

Фильтрация в источниках питания. Обычно, говоря о фильтрации в источниках питания, имеют в виду накопление энергии. Практически при фильтрации происходит шунтирование сигналов. В электронных схемах обычно используют напряжение постоянного тока, которое получают путем выпрямления напряжения переменного тока сети (процесс выпрямления мы рассмотрим дальше в этой главе). Часть составляющих входного напряжения, которое имело частоту 60 (50) Гц, остается и в выпрямленном напряжении, от них можно избавиться, если предусмотреть шунтирование с помощью больших конденсаторов. Шунтирующие конденсаторы — это как раз те круглые блестящие элементы, которые можно увидеть внутри большинства электронных приборов. О том, как конструировать источники питания, мы поговорим позже в этой главе, а затем в гл. 6 еще раз вернемся к этому вопросу.

Синхронизация и генерация сигналов. Если через конденсатор протекает постоянный ток, то при заряде конденсатора формируется линейно нарастающий сигнал. Это явление используют в генераторах линейно-изменяющихся и пилообразных сигналов, в генераторах функций, схемах развертки осциллографов, в аналого-цифровых преобразователях и схемах задержки. Для синхронизации используют также RС-цепи, и на их основе строят цифровые схемы задержки (ждущие мультивибраторы). Во многих областях электроники используют конденсаторы для синхронизации и генерации сигналов, и именно об этих применениях конденсаторов вы более подробно узнаете из гл. 3, 5, 8 и 9.

1.24. Обобщенная теорема Тевенина об эквивалентном преобразовании (эквивалентном генераторе).

Для схем, включающих конденсаторы и индуктивности, теорема об эквивалентном преобразовании должна быть сформулирована следующим образом: всякая схема, имеющая два вывода и содержащая резисторы, конденсаторы, индуктивности и источники сигналов, эквивалентна цепи, представляющей собой последовательное соединение одного комплексного импеданса и одного источника сигнала. Как и прежде, эквивалентный импеданс и источник определяют по выходному напряжению разомкнутой цепи и по току короткого замыкания.

Диоды и диодные схемы.

1.25. Диоды.

Элементы, которые мы рассматривали до сих пор, относятся к линейным. Это значит, что удвоение приложенного сигнала (скажем, напряжения) вызывает удвоение отклика (скажем, тока). Этим свойством обладают даже реактивные элементы, конденсаторы и индуктивности. Рассмотренные элементы являются также пассивными, т. е. они не имеют встроенного источника энергии. И, кроме того, все эти элементы имеют по два вывода.

Диод (рис. 1.66) представляет собой пассивный нелинейный элемент с двумя выводами.

Рис. 1.66. Диод.

Вольт-амперная характеристика диода показана на рис. 1.67. (Придерживаясь принятого нами подхода, не будем объяснять физику явлений, определяющих функционирование этого элемента.).

Рис. 1.67. Вольт-амперная характеристика диода.

На условном обозначении направление стрелки диода (так обозначают анод элемента) совпадает с направлением тока. Например, если через диод в направлении от анода к катоду протекает ток величиной 10 мА, то анод на 0,5 В более положителен, чем катод; эта разница напряжений называется «прямым напряжением диода». Обратный ток для диодов общего назначения измеряется в наноамперах (обратите внимание на разный масштаб измерений по оси абсцисс для прямого и обратного тока), и его, как правило, можно не принимать во внимание до тех пор, пока напряжение на диоде не достигнет значения напряжения пробоя (это напряжение называют также пиковым обратным напряжением). Для диодов общего назначения типа 1N914 напряжение пробоя составляет обычно 75 В. (Как правило, на диод подают такое напряжение, которое не может вызвать пробой, исключение составляет упомянутый ранее зенеровский диод.) Чаще всего падение напряжения на диоде, обусловленное прямым током через него, составляет от 0,5 до 0,8 В. Таким падением напряжения можно пренебречь, и тогда диод можно рассматривать как проводник, пропускающий ток только в одном направлении.

К другим важнейшим характеристикам, отличающим существующие типы диодов друг от друга, относят: максимальный прямой ток, емкость, ток утечки и время восстановления обратного сопротивления (см. табл. 1.1, в которой приведены характеристики некоторых типов диодов).

Прежде чем начинать рассматривать схемы, содержащие диоды, отметим два момента: 1) диод не обладает сопротивлением в указанном выше смысле (не подчиняется закону Ома); 2) схему, содержащую диоды, нельзя заменить эквивалентной.

1.26. Выпрямление.

Выпрямитель преобразует переменный ток в постоянный; выпрямительные схемы являются самыми простыми и наиболее полезными в практическом отношении диодными схемами (иногда диоды даже называют выпрямителями).

Простейшая выпрямительная схема показана на рис. 1.68.

Рис. 1.68. Однополупериодный выпрямитель.

Символ «Перем.» используется для обозначения источника переменного напряжения; в электронных схемах он обычно используется с трансформатором, питающимся от силовой линии переменного тока. Для синусоидального входного напряжения, значительно превышающего прямое напряжение диода (обычно в выпрямителях используют кремниевые диоды, для которых прямое напряжение составляет 0,6 В), выходное напряжение будет иметь вид, показанный на рис. 1.69. Если вы вспомните, что диод — это проводник, пропускающий ток только в одном направлении, то нетрудно понять, как работает схема выпрямителя.

Рис. 1.69.

Представленная схема называется однополупериодным выпрямителем, так как она использует только половину входного сигнала (половину периода).

На рис. 1.70 представлена схема двухполупериодного выпрямителя, а на рис. 1.71 показан ее выходной сигнал.

Рис. 1.70. Двухполупериодный мостовой выпрямитель.

Рис. 1.71.

Из графика видно, что входной сигнал используется при выпрямлении полностью. На графике выходного напряжения наблюдаются интервалы с нулевым значением напряжения, они обусловлены прямым напряжением диодов. В рассматриваемой схеме два диода всегда подключены последовательно к входу; об этом следует помнить при разработке низковольтных источников питания.

1.27. Фильтрация в источниках питания.

Выпрямленные сигналы, полученные в предыдущем разделе, еще не могут быть использованы как сигналы постоянного тока. Дело в том, что их можно считать сигналами постоянного тока только в том отношении, что они не изменяют свою полярность. На самом деле в них присутствует большое количество «пульсаций» (периодических колебаний напряжения относительно постоянного значения), которые необходимо сгладить для того, чтобы получить настоящее напряжение постоянного тока. Для этого схему выпрямителя нужно дополнить фильтром низких частот (рис. 1.72).

Рис. 1.72.

Вообще говоря, последовательный резистор здесь не нужен, и его, как правило, не включают в схему (если же резистор присутствует, то он имеет очень маленькое сопротивление и служит для ограничения пикового тока выпрямителя). Дело в том, что диоды предотвращают протекание тока разряда конденсаторов, и последние служат скорее как накопители энергии, а не как элементы классического фильтра низких частот. Энергия, накопленная конденсатором, определяется выражением W = 1/2CU². Если емкость С измеряется в фарадах, а напряжение U — в вольтах, то энергия W будет измеряться в джоулях (в ваттах в 1 с).

Конденсатор подбирают так, чтобы выполнялось условие R_нC >> 1/f (где f — частота пульсаций, в нашем случае 120 Гц). При этом происходит ослабление пульсаций за счет того, что постоянная времени для разрядки конденсатора существенно превышает время между перезагрузками. В следующем разделе мы поясним это утверждение.

Определение напряжения пульсаций. Приблизительно определить напряжение пульсаций нетрудно, особенно если оно невелико по сравнению с напряжением постоянного тока (рис. 1.73).

Рис. 1.73. Определение напряжения пульсаций источника.

Нагрузка вызывает разряд конденсатора, который происходит в промежутке между циклами (или половинами циклов для двухполупериодного выпрямления) выходного сигнала. Если предположить, что ток через нагрузку остается постоянным (это справедливо для небольших пульсаций), то ΔU = (I/C)Δt (напомним, что I = C(dU/dt). Подставим значение 1/f (или 1/2f для двухполупериодного выпрямления) вместо Δt (такая замена допустима, так как конденсатор начинает снова заряжаться меньше, чем через половину цикла). Получим.

ΔU = I_нагр/fC.

(однополупериодное выпрямление),

ΔU = I_нагр/2fC.

(двухполупериодное выпрямление).

(Наш преподавательский опыт говорит о том, что студенты любят заучивать эти уравнения! Неофициальный опрос, проведенный авторами, показал, что из каждых двух опрошенных инженеров два не помнят эти уравнения. Так что не трудитесь напрасно над бесполезным заучиванием, а лучше научитесь выводить эти зависимости.).

Если воспользоваться экспоненциальной функцией, определяющей изменение напряжения на конденсаторе при его разряде, то результат получим неправильным по следующим причинам:

1. Разряд конденсатора описывается экспоненциальной зависимостью только в том случае, если нагрузка резистивна; в большинстве случаев это не так. Часто на выходе выпрямителя устанавливают стабилизатор напряжения, который обеспечивает постоянство выпрямленного напряжения — он выступает в роли нагрузки, через которую протекает постоянный ток.

2. Для источников питания используют, как правило, конденсаторы с точностью 20 % и более. При разработке схем следует учитывать разброс параметров компонентов и для страховки производить расчет для наиболее неблагоприятного сочетания их значений. В таком случае, если считать, что в начальный момент разряд конденсаторов происходит по линейному закону, приближение будет весьма точным, особенно если пульсации невелики. Неточности приближения приводят лишь к некоторой перестраховке — они проявляются в завышении расчетного напряжения пульсаций по сравнению с его истинным значением.

_{Упражнение 1.27. Разработайте схему двухполупериодного выпрямителя, обеспечивающего на выходе напряжение постоянного тока с амплитудой 10 В. Напряжение пульсаций не должно превышать 0,1 В (двойной амплитуды). Ток в нагрузке составляет 10 мА. Выберите соответствующее входное напряжение переменного тока, учитывая, что падение напряжения на диоде составляет 0,6 В. При расчете правильно задайте частоту пульсаций.}

1.28. Схемы выпрямителей для источников питания.

Двухполупериодная мостовая схема. На рис. 1.74 показана схема источника питания постоянного тока с мостовым выпрямителем, который мы только что рассмотрели.

Рис. 1.74. Схема мостового выпрямителя. Значок полярности и электрод в виде дуги служат для обозначения поляризованного конденсатора, заряжать его с другой полярностью недопустимо.

Промышленность изготавливает мостовые схемы в виде функциональных модулей. Маленькие мостовые модули рассчитаны на предельный ток 1 А и напряжение пробоя от 100 до 600 В, а иногда до 1000 В. Для больших мостовых выпрямителей предельный ток равен 25 А и выше. В табл. 6.4 приведены параметры нескольких типов таких модулей.

Двухполупериодный однофазный выпрямитель. Схема двухполупериодного однофазного выпрямителя приведена на рис. 1.75.

Рис. 1.75. Двухполупериодный выпрямитель на основе трансформатора со средней точкой.

Выходное напряжение здесь в 2 раза меньше, чем в схеме мостового выпрямителя. Схема двухполупериодного однофазного выпрямителя не является эффективной с точки зрения использования трансформатора, так как каждая половина вторичной обмотки используется только в одном полупериоде. В связи с этим ток в обмотке за этот интервал времени в 2 раза больше, чем в простой двухполупериодной схеме. Согласно закону Ома, температура нагрева обмотки пропорциональна произведению I²R, значит, за время в 2 раза меньшее нагрев будет в 4 раза больше или в среднем больше по сравнению с эквивалентной двухполупериодной схемой.

Трансформатор для этой схемы следует выбирать так, чтобы его предельный ток был в 1,4 (в √2) раз больше, чем у трансформатора мостовой схемы, в противном случае такой выпрямитель будет более дорогим и более громоздким, чем мостовой.

 _{Упражнение 1.28. Это упражнение поможет вам разобраться в механизме нагрева обмотки, пропорционального I²R, и понять, в чем проявляется недостаток однофазного выпрямителя. На какое предельное минимальное значение тока должен быть расчитан плавкий предохранитель, чтобы в цепи мог протекать ток, изменяющийся согласно графику, показанному на рис. 1.76, и имеющий среднюю амплитуду 1 А?}

_{Подсказка: предохранитель «перегорает», когда в цепи начинает протекать ток, превышающий предельное значение тока предохранителя. При этом в предохранителе расплавляется металлический проводник (температура его нагрева пропорциональна I²R).}

_{Допустим, что и в нашем случае температурная постоянная времени для плавкого предохранителя значительно больше, чем период прямоугольных колебаний, т. е. предохранитель реагирует на значение I², осредненное за несколько периодов входного сигнала.}

_{Рис. 1.76.}

Расщепление напряжения питания. Широко распространена мостовая однофазная двухполупериодная схема выпрямителя, показанная на рис. 1.77. Она позволяет расщеплять напряжение питания (получать на выходе одинаковые напряжения положительной и отрицательной полярности).

Рис. 1.77. Формирование двухполярного (расщепленного) напряжения питания.

Эта схема эффективна, так как в каждом полупериоде входного сигнала используются обе половины вторичной обмотки. Выпрямители с умножением напряжения. Схема, показанная на рис. 1.78, называется удвоителем напряжения.

Рис. 1.78. Удвоитель напряжения.

Для того чтобы понять, как работает эта схема, представьте, что она состоит из двух последовательно соединенных выпрямителей. Фактически эта схема является двухполупериодным выпрямителем, так как она работает в каждом полупериоде входного сигнала — частота пульсаций в 2 раза превышает частоту колебаний питающей сети (для сети с частотой 60 Гц, как в США, частота пульсаций составляет 120 Гц). Разновидности этой схемы позволяют увеличивать напряжение в 3, 4 и более раз.

На рис. 1.79 показаны схемы выпрямителей, обеспечивающие увеличение напряжения в 2, 3 и 4 раза, в которых один конец обмотки трансформатора заземлен.

Рис. 1.79. Схемы умножения напряжения; наличие источника с плавающим напряжением в представленных схемах не обязательно.

1.29. Стабилизаторы напряжения.

Путем увеличения емкости конденсатора можно уменьшить пульсации напряжения до требуемого уровня. Такой способ борьбы с пульсациями имеет два недостатка:

1. Конденсаторы нужной емкости могут оказаться недопустимо громоздкими и дорогими.

2. Даже в том случае, когда пульсации уменьшены до пренебрежимо малого уровня, наблюдаются колебания выходного напряжения, обусловленные уже другими причинами, например, изменения входного напряжения сети ведут к флуктуациям выходного напряжения постоянного тока. Кроме того, изменение выходного напряжения может быть вызвано изменением тока нагрузки, так как трансформатор, диод и другие элементы обладают конечным внутренним сопротивлением. Иначе говоря, для эквивалентной схемы источника питания постоянного тока справедливо соотношение R > 0.

Более правильный подход к разработке источника питания состоит в том, чтобы с помощью конденсатора уменьшить пульсации до некоторого уровня (чтобы они составляли, например, 10 % от напряжения постоянного тока), а затем, для устранения остатков пульсаций, использовать схему с обратной связью. Такая схема содержит управляемый резистор (транзистор), подключаемый последовательно к выходу схемы, за счет которого уровень выходного напряжения поддерживается постоянным (рис. 1.80).

Рис. 1.80. Стабилизатор напряжения постоянного тока.

Подобные стабилизаторы напряжения используют почти повсеместно в качестве источников питания для электронных схем. В настоящее время промышленность выпускает стабилизаторы напряжения в виде законченных, готовых к использованию модулей. На основе стабилизатора напряжения можно построить удобный для работы источник питания, которому не страшны никакие опасности (короткие замыкания, перегрев и т. п.) и характеристики которого удовлетворяют самым высоким требованиям, предъявляемым к источнику напряжения (например, внутреннее сопротивление такого источника измеряется в миллиомах).

Источники питания постоянного тока со стабилизаторами напряжения мы рассмотрим в гл. 6.

1.30. Примеры использования диодов.

Выпрямление сигналов. Бывают такие случаи, помимо тех, что мы рассмотрели выше, когда сигнал должен иметь только одну полярность. Если входной сигнал не является синусоидальным, то говорить о его выпрямлении не принято, хотя процесс выпрямления применим и к нему. Например, требуется получить последовательность импульсов, совпадающих с моментами нарастания прямоугольного сигнала. Проще всего продифференцировать прямоугольный сигнал, а затем выпрямить его (рис. 1.81).

Рис. 1.81.

Следует всегда иметь в виду, что прямое напряжение диода составляет приблизительно 0,6 В. На выходе нашей схемы, например, сигнал будет получен лишь в том случае, когда двойная амплитуда прямоугольного входного сигнала будет не меньше 0,6 В. Это условие накладывает определенные ограничения на разработку схемы, но известны приемы, с помощью которых их можно преодолеть. Например, можно воспользоваться диодом Шоттки, для которого прямое напряжение составляет около 0,25 В (можно также использовать так называемый обращенный диод с нулевым прямым напряжением, но его применение ограничено из-за того, что он имеет малое напряжение пробоя). Можно также воспользоваться схемой, показанной на рис. 1.82.

Рис. 1.82. Компенсация прямого напряжения на диоде в схеме диодного ограничителя сигналов.

Прямое напряжение на диоде Д₂ компенсируется за счет диода Д₁, обеспечивающего смещение величиной 0,6 В. Это смещение определяет порог проводимости для Д₂. Формирование смещения с помощью диода Д₁ (а не с помощью, например, делителя напряжения) имеет следующие преимущества: нет необходимости проводить регулировку уровня смещения, так как схема обеспечивает почти идеальную компенсацию; изменение прямого напряжения диодов (связанное, например, с изменением температуры) компенсируется и не сказывается на работе схемы. В дальнейшем мы еще не раз встретим компенсации изменений прямого напряжения с помощью согласованной пары диодов, транзисторов и полевых транзисторов: этот прием очень эффективен и прост в исполнении.

Диодные вентили. Еще одна область применения диодов основана на их способности пропускать большее из двух напряжений, не оказывая влияния на меньшее. Схемы, в которых используется это свойство, объединены в семейство логических схем. Рассмотрим схему с резервной батареей питания — она, используется в устройствах, которые должны работать непрерывно даже при отключениях питания (например, точные электронные часы). Схема, показанная на рис. 1.83, включает как раз такую батарею. В отсутствие сбоев питания батарея не работает, при возникновении сбоя питание на схему начинает поступать от батареи, при этом перерыва в подаче питания не происходит.

Рис. 1.83. Диодный вентиль ИЛИ с резервной батареей питания.

_{Упражнение 1.29. Измените схему так, чтобы батарея заряжалась от источника постоянного тока (в том случае, разумеется, когда питание есть) током 10 мА (такая схема нужна для того, чтобы поддерживать заряд батареи).}

Диодные ограничители. В тех случаях, когда необходимо ограничить диапазон изменения сигнала, например напряжения, можно воспользоваться схемой, показанной на рис. 1.84.

Рис. 1.84. Диодный ограничитель напряжения.

Благодаря диоду выходное напряжение не может превышать значения +5,6 В, при этом наличие диода никак не сказывается на меньших значениях напряжения (в том числе и на отрицательных); единственное условие состоит в том, что отрицательное входное напряжение не должно достигать значения напряжения пробоя (например, для диода типа 1N914 это значение составляет — 70 В). Во всех схемах семейства цифровых логических КМОП-схем используются входные диодные ограничители. Они предохраняют эти чувствительные схемы от разрушения под действием разрядов статического электричества.

_{Упражнение 1.30. Разработайте схему симметричного ограничителя, задающего диапазон изменения сигнала от —5,6 до +5,6 В.}

Эталонное опорное напряжение можно подавать на ограничитель от делителя напряжения (рис. 1.85).

Рис. 1.85.

Если делитель напряжения заменить его эквивалентной схемой, то исходная схема преобразуется к виду, представленному на рис. 1.86.

Рис. 1.86.

Анализируя преобразованную схему, можно заключить, что импеданс со стороны выхода делителя напряжения (R_дел) должен быть мал по сравнению с сопротивлением R. Когда диод открыт (входное напряжение превышает напряжения ограничения), выходное напряжение совпадает с напряжением, снимаемым с делителя, при этом нижнее плечо делителя представлено эквивалентным сопротивлением (рис. 1.87).

Рис. 1.87.

Следовательно, для указанных параметров схемы выходное напряжение для треугольного входного сигнала будет иметь вид, показанный на рис. 1.88.

Рис. 1.88.

Затруднение здесь возникает в связи с тем, что делитель напряжения не обеспечивает жесткофиксированного значения эталонного напряжения. Хорошо зафиксированный опорный эталонный сигнал не «плывет», а это значит, что источник такого напряжения обладает небольшим импедансом (имеется в виду эквивалентный импеданс).

На рис. 1.85 показан простой способ, с помощью которого можно «зафиксировать» схему ограничителя по крайней мере для высокочастотных сигналов — для этого к резистору 1 кОм нужно подключить шунтирующий конденсатор.

Например, конденсатор емкостью 15 мкФ с одним заземленным выводом на частотах выше 1 кГц уменьшает импеданс со стороны входа делителя до значения ниже 10 Ом. (Аналогично можно подключить конденсатор к Д₁, как показано на рис. 1.82). Само собой разумеется, эффективность этого приема тем ниже, чем ниже частота, а для постоянного тока этот прием просто бесполезен.

На практике малое значение импеданса эталонного источника обеспечивается за счет использования транзистора или операционного усилителя. Такой способ, конечно, лучше, чем использование резисторов с очень малым сопротивлением, так как он не приводит к потреблению больших токов и обеспечивает значения импеданса порядка нескольких ом и ниже.

Следует отметить, что известны и другие схемы ограничения, в которых используются операционные усилители. Об этих схемах мы поговорим в гл. 4.

Интересным примером является использование ограничителя для восстановления сигнала по постоянному току в случае емкостной связи по переменному току. Смысл сказанного поясняет рис. 1.89. Подобные приемы необходимо использовать в схемах, входы которых работают аналогично диодам (например, это могут быть транзисторы с заземленным эмиттером), в противном случае при наличии емкостной связи сигнал просто пропадает.

Рис. 1.89.Восстановление сигнала по постоянному току.

Двусторонний ограничитель. Еще один ограничитель показан на рис. 1.90.

Рис. 1.90. Диодный ограничитель.

Эта схема ограничивает «размах» выходного сигнала и делает его равным падению напряжения на диоде, т. е. приблизительно 0,6 В. Может показаться, что это — очень малое значение, но если следующим каскадом схемы является усилитель с большим коэффициентом усиления по напряжению, то входной сигнал для него всегда должен быть немногим больше чем 0 В, иначе усилитель попадет в режим «насыщения» (например, если коэффициент усиления каскада равен 1000, а питающее напряжение составляет ±15 В, то входной сигнал не должен превышать диапазон ±15 мВ). Описанная схема часто используется в качестве защиты на входе усилителя с большим коэффициентом усиления.

Диоды как нелинейные элементы. Мы получим достаточно хорошее приближение, если будем считать, что ток через диод пропорционален экспоненциальной функции от напряжения на нем при данной температуре (точная зависимость между током и напряжением дается в разд. 2.10). В связи с этим диод можно использовать для получения выходного напряжения, пропорционального логарифму тока (рис. 1.91).

Рис. 1.91. Логарифмический преобразователь: идея схемы основана на нелинейной вольт-амперной характеристике диода.

Поскольку напряжение U лишь незначительно отклоняется от значения 0,6 В (под воздействием колебаний входного тока), входной ток можно задавать с помощью резистора при условии, что входное напряжение значительно превышает падение напряжения на диоде (рис. 1.92).

Рис. 1.92.

На практике иногда желательно, чтобы в выходном напряжении присутствовало смещение 0,6 В, обусловленное падением напряжения на диоде. Кроме того, желательно, чтобы схема не реагировала на изменения температуры. Эти требования позволяет удовлетворить метод диодной компенсации (рис. 1.93).

Рис. 1.93. Компенсация падения напряжения на диоде в логарифмическом преобразователе.

Резистор R₁ открывает диод Д₂ и создает в точке А напряжение, равное —0,6 В. Потенциал точки В близок к потенциалу земли (при этом ток I_вх строго пропорционален напряжению U_вх). Если два одинаковых диода находятся в одинаковых температурных условиях, то напряжения на них полностью компенсируют друг друга, за исключением, конечно, той разницы, которая обусловлена входным током, протекающим через диод Д₁ и которая определяет выходное напряжение. Для этой схемы резистор R₁ следует выбирать таким, чтобы ток через диод Д₂ был значительно больше максимального входного тока. При этом условии диод Д₂ будет открыт.

В главе, посвященной операционным усилителям, мы рассмотрим более совершенные схемы логарифмических преобразователей и более точные методы температурной компенсации. Они позволяют обеспечивать высокую точность преобразования - ошибка достигает всего нескольких процентов для шести и более декад изменения входного тока. Но для того, чтобы заняться такими схемами, необходимо сначала изучить характеристики диодов, транзисторов и операционных усилителей. Настоящий раздел служит лишь предисловием к такому изучению.

1.31. Индуктивные нагрузки и диодная защита.

Что произойдет, если разомкнуть переключатель, управляющий током через индуктивность? Индуктивность, как известно, характеризуется следующим свойством: U = L(dI/dt), а из этого следует, что ток нельзя выключить моментально, так как при этом на индуктивности появилось бы бесконечное напряжение. На самом деле напряжение на индуктивности резко возрастает и продолжает увеличиваться до тех пор, пока не появится ток. Электронные устройства, которые управляют индуктивными нагрузками, могут не выдержать такого роста напряжения, особенно это относится к компонентам, в которых при некоторых значениях напряжения наступает «пробой». Рассмотрим схему, представленную на рис. 1.94.

Рис. 1.94. Индуктивный «бросок».

В исходном состоянии переключатель замкнут и через индуктивность (в качестве которой может выступать, например, обмотка реле) протекает ток. Когда переключатель разомкнут, индуктивность «стремится» обеспечить ток между точками А и В, протекающий в том же направлении, что и при замкнутом переключателе. Это значит, что потенциал точки В становится более положительным, чем потенциал точки А. В нашем случае разница потенциалов может достичь 1000 В, прежде чем в переключателе возникнет электрическая дуга, которая и замкнет цепь. При этом укорачивается срок службы переключателя и возникают импульсные наводки, которые могут оказывать влияние на работу близлежащих схем. Если представить себе, что в качестве переключателя используется транзистор, то срок службы такого переключателя не укорачивается, а просто становится равным нулю!

Чтобы избежать подобных неприятностей лучше всего подключить к индуктивности диод, как показано на рис. 1.95.

Рис. 1.95. Блокирование индуктивного броска.

Когда переключатель замкнут, диод смещен в обратном направлении (за счет падения напряжения постоянного тока на обмотке катушки индуктивности). При размыкании переключателя диод открывается и потенциал контакта переключателя становится выше потенциала положительного питающего напряжения на величину падения напряжения на диоде. Диод нужно подобрать так, чтобы он выдерживал начальный ток, равный току, протекающему в установившемся режиме через индуктивность; подойдет, например диод типа 1N4004.

Единственным недостатком описанной схемы является то, что она затягивает затухание тока, протекающего через катушку, так как скорость изменения этого тока пропорциональна напряжению на индуктивности. В тех случаях, когда ток должен затухать быстро (например, быстродействующие контактные печатающие устройства, быстродействующие реле и т. д.), лучший результат можно получить, если к катушке индуктивности подключить резистор, подобрав его так, чтобы величина U_и + IR не превышала максимального допустимого напряжения на переключателе. (Самое быстрое затухание для данного максимального напряжения можно получить, если подключить к индуктивности зенеровский диод, который обеспечивает затухание по линейному, а не по экспоненциальному закону.).

Диодную защиту нельзя использовать для схем переменного тока, содержащих индуктивности (трансформаторы, реле переменного тока), так как диод будет открыт на тех полупериодах сигнала, когда переключатель замкнут. В подобных, случаях рекомендуется использовать так называемую RC-демпфирующую цепочку (рис. 1.96).

Рис. 1.96. RС-«демпфер» для подавления индуктивного броска.

Приведенные на схеме значения R и С являются типовыми для небольших индуктивных нагрузок, подключаемых к силовым линиям переменного тока. Демпфер такого типа следует предусматривать во всех приборах, работающих от напряжений силовых линий переменного тока, так как трансформатор представляет собой индуктивную нагрузку. Для защиты можно также использовать такой элемент, как металлоксидный варистор. Он представляет собой недорогой элемент, похожий по внешнему виду на керамический конденсатор, а по электрическим характеристикам - на двунаправленный зенеровский диод. Его можно использовать в диапазоне напряжений от 10 до 1000 В для значений токов, достигающих тысяч ампер (см. разд. 6.11 и табл. 6.2). Подключение варистора к внешним выводам схемы позволяет не только предотвратить индуктивные наводки на близлежащие приборы, но также погасить большие всплески сигнала, возникающие иногда в силовой линии и представляющие серьезную угрозу для оборудования.

Другие пассивные компоненты.

В последующих разделах представлены разнообразные компоненты, находящие широкое применение при разработке электронных схем. Те, кто уже имеет опыт разработок, могут безболезненно перейти к следующей главе.

1.32. Электромеханические элементы.

Переключатели. Переключатели имеются в схемах почти всегда. Несмотря на свою простоту, они играют существенную роль в электронной технике и вполне заслуживают того, чтобы им было посвящено несколько параграфов в нашей книге. На рис. 1.97 показано несколько распространенных типов переключателей.

Рис. 1.97. Панельные тумблеры.

Тумблеры. В зависимости от числа полюсов или подвижных контактов тумблеры бывают нескольких типов. Наиболее распространены одно- и двухпозиционные тумблеры, показанные на рис. 1.98. Промышленность выпускает также трехпозиционные тумблеры, среднее положение которых соответствует состоянию «выключено»; они могут переключать одновременно до четырех контактных групп. Тумблерные переключатели работают по принципу «разомкнут-замкнут», это значит, что подвижный контакт никогда не замыкает оба вывода переключателя одновременно.

Рис. 1.98. Основные типы переключателей.

Кнопочные переключатели. Кнопочные переключатели полезны в тех случаях, когда требуется обеспечить мгновенный контакт; их схематическое изображение представлено на рис. 1.99 (кнопочные выключатели бывают двух типов: нормально разомкнутые (HP) и нормально замкнутые (НЗ)). В двухпозиционном переключателе выводы обозначают HP и НЗ, в однопозиционном переключателе двойное обозначение излишне. Кнопочные переключатели всегда работают по принципу «разомкнут-замкнут».

Рис. 1.99. Кнопочные выключатели (мгновенный контакт).

Электротехническая промышленность маркирует выключатели символами А, В и С, которые соответствуют однополюсному однопозиционному переключателю типа HP, однополюсному однопозиционному переключателю типа НЗ и однополюсному двухпозиционному переключателю соответственно.

Поворотные переключатели.

Существующие поворотные переключатели очень разнообразны по своей конструкции; они имеют различное число полюсов (ламелей) и рассчитаны на большое число позиций. Поворотные переключатели могут быть замыкающими (работают по принципу «замкнут-разомкнут») и незамыкающими (работают по принципу «разомкнут-замкнут»), причем очень часто эти два типа сочетаются в одном переключателе. Замыкающие переключатели используют в тех случаях, когда схема в промежуточном положении переключателя должна представлять собой замкнутый контур, при наличии разомкнутых входов состояние схемы непредсказуемо.

Незамыкающие переключатели используют, например, для подключения нескольких шин к одной общей, при этом не допускается соединения отдельных шин между собой.

Другие типы переключателей. Помимо основных типов переключателей, перечисленных выше, промышленность выпускает и некоторые специальные переключатели, например переключатели, принцип действия которых основан на эффекте Холла, магнитоуправляемые реле, язычковые переключатели и др. Все переключатели характеризуются предельными значениями токов и напряжений; для небольшого тумблерного переключателя предельное значение напряжения составляет 150 В, а предельное значение тока — 5 А. Если переключатель работает с индуктивной нагрузкой, то его срок службы резко сокращается в связи с тем, что в момент отклонения нагрузки в выключателе возникает дуговой разряд.

Примеры схем с переключателями. Рассмотрим такую задачу: предупредительный звонок должен включаться при условии, что водитель сел за руль машины, а одна из дверц открыта, К дверцам машины и к сиденью водителя подключены переключатели типа HP. На рис. 1.100 показана схема, с помощью которой можно решить поставленною задачу.

Рис. 1.100.

Если открыта одна ИЛИ другая дверца И замкнут переключатель, связанный с сиденьем, то включается звонок. Союзы ИЛИ, И имеют здесь смысл операций булевой логики. К этому примеру мы еще вернемся в гл. 2 и в гл. 8, когда будем рассматривать транзисторы и цифровые логические схемы.

На рис. 1.101 показана классическая схема с выключателем, которая используется для включения и выключения света в комнате с помощью выключателей, установленных у двух дверей комнаты.

Рис. 1.101. «Строенный» переключатель профессионального электромонтера.

_{Упражнение 1.31. Не всякий разработчик электронных схем знает то, что известно любому электромонтеру — как сделать такое приспособление, чтобы можно было включать и выключать свет с помощью N выключателей, где N — произвольное число. Подумайте, как соответствующим образом обобщить схему, представленную на рис. 1.101. Для решения задачи потребуется два однополюсных двухпозиционных переключателя и N — 2 двухполюсных двухпозиционных. (Подсказка: сначала придумайте, как с помощью двухполюсного двухпозиционного переключателя замкнуть пару проводов).}

Реле. Реле — это управляемые переключатели. Простейшее реле состоит из катушки и сердечника — катушка втягивает сердечник, когда по ней протекает ток достаточной величины. Промышленность выпускает различные по конструкции типы реле, среди них можно выделить реле «защелки» и реле «ступенчатого» типа (шаговые искатели). Последние послужили основой создания телефонных станций, а сейчас они широко используются в игральных автоматах. Промышленность выпускает реле постоянного и переменного тока и для значений напряжения на катушке от 5 до 110 В. Для быстродействующих схем (1 мс) предназначены ртутные и язычковые реле, специальные мощные реле используются в электропитании; они работают с токами, достигающими нескольких тысяч ампер. Там, где раньше использовали реле, теперь часто прибегают к помощи полевых транзисторов, а для напряжений переменного тока используют так называемые реле на твердом теле. Основное назначение реле состоит в дистанционном переключении электрических цепей и в переключении высоковольтных линий. В связи с тем, что электрические схемы должны быть изолированы от линий питающего напряжения переменного тока, реле используют для переключения питающих напряжений переменного тока, при этом управляющие сигналы должны быть изолированы.

Разъемы. Разъем представляет собой неотъемлемую (и, как правило, самую ненадежную) часть любого электронного аппарата. Функции разъема состоят в подаче сигналов на вход прибора и передаче их с его выходов на другие схемы, в передаче сигналов и питания постоянного тока между различными узлами схемы прибора. Благодаря разъемам можно заменять в приборах отдельные печатные платы и целые модули, обеспечивая тем самым гибкость схемной реализации электронного оборудования. Промышленность выпускает самые разнообразные разъемы, различающиеся по форме и размерам.

Штеккерные резъемы. Простейший разъем (однополюсная вилка с гнездом) представляет собой штырьевой или плоский («банановый») контакт и используется в универсальных измерительных приборах, источниках питания и т. п.

Такие разъемы легко достать, они недороги, но, пожалуй, не так полезны на практике, как коаксиальные резъемы для экранированного кабеля или многоконтактные разъемы. Разновидностью простейшего разъема является зажим («крокодил»), который известен в основном тем, что им неудобно пользоваться.

Разъемы для экранированных кабелей. Для предотвращения емкостной связи, а также по ряду других причин, о которых речь пойдет в гл. 13, желательно осуществлять передачу сигнала от одного прибора к другому по экранированному коаксиальному кабелю. Наиболее распространены цилиндрические разъемы (типа BNC), которые устанавливают на передней панели приборов. Сочленение частей разъема осуществляется при помощи резьбового соединения путем поворота на 90°, при этом замыкается как экранирующая цепь (земля), так и цепь сигнала. Этот разъем, как и всякий другой, служит для подключения к прибору кабеля, поэтому он состоит из двух сочленяющихся частей, одна из которых устанавливается на панели прибора, а другая присоединяется к кабелю (рис. 1.102).

Рис. 1.102. Для экранированного (коаксиального) кабеля чаще всего используют разъемы типа BNC.

_{Слева направо: гнездо разъема, соединенное с кабелем; стандартная вилка, которая устанавливается ка панели прибора; две вилки с изолирующей вставкой; Т-образный разъем типа BNC (очень удобная вещь).}

К этому семейству разъемов для коаксиальных кабелей относятся: разъемы типа TNC (ближайший родственник разъема типа BNC, но с резьбой на корпусе), хороший, но громоздкий разъем типа N, миниатюрный разъем типа SMA, субминиатюрный разъем типа LEMO и SMC, и разъем типа MHV, представляющий собой разновидность разъема типа BNC, предназначенную для высоковольтных цепей. Так называемый граммофонный разъем, используемый в схемах звуковых частот, представляет собой яркий пример плохой конструкции — при соединении частей разъема сигнальная цепь замыкается раньше, чем экранирующая; более того, конструкция разъема такова, что и экранирующая, и центральная части разъема, как правило, обеспечивают плохой контакт. А результат плохого контакта вы без сомнения слышали! Чтобы не отстать, телевизионная промышленность выпустила свой собственный плохой стандарт, «коаксиальный разъем» типа F - в нем на штырь разъема, соединяемого с кабелем, выводится внешний провод коаксиального кабеля, и очень некачественно сделан экран на той части, которая устанавливается на панели прибора.

Многоконтактные разъемы. Для электронных приборов очень часто нужны многожильные кабели и соответственно многоконтактные разъемы. Промышленность выпускает десятки типов таких разъемов. Простейшим является разъем для 3-жильного провода. К числу наиболее распространенных относятся также субминиатюрные разъемы типа D из серии разъемов Winchester MRA, уже давно испытанные и заслужившие доверие разъемы типа MS, а также разъемы для гибкого кабеля (рис. 1.103).

Рис. 1.103. Некоторые многоконтактные разъемы.

_{Слева направо: малогабаритный D-образный разъем, выпускаемый как для кабелей, так и для установки на панелях приборов; количество контактов: 9, 15, 25, 37 или 50; старый, заслуженный разъем типа MS, выпускается с разнообразным количеством контактов и в различном конструктивном оформлении, некоторые разновидности предназначены для коаксиальных кабелей; миниатюрный разъем (типа Winchester MRA) с фиксирующими винтами, выпускается несколько разновидностей, различающихся габаритными размерами; разъем для печатных плат, гнездо предназначено для гибкого кабеля.}

Имейте в виду, что некоторые разъемы требуют осторожного обращения, например миниатюрные шестиугольные разъемы, которые нельзя ронять на пол, а в некоторых нет никакого приспособления, фиксирующего взаимное положение частей разъема (это относится, например, к разъемам серии Jones 300).

Торцевые разъемы для печатных плат. Для печатных плат чаще всего используются торцевые разъемы, состоящие из гнезда и вилки с позолоченными штырьевыми контактами, устанавливаемой на торце платы. Выпускаемые промышленностью торцевые разъемы имеют от 15 до 100 контактов и различное конструктивное оформление. Разъемы можно устанавливать на специальной плате, печатный монтаж которой обеспечивает соединение отдельных печатных плат устройства. В схемах, состоящих всего из нескольких печатных плат, могут потребоваться вилки разъемов для печатных плат и гнезда кабельных разъемов (в гл. 12 приведены некоторые фотографии, на которых видны примеры использования разъемов).

1.33. Индикаторы.

Измерительные приборы. Значения напряжения или тока можно определять с помощью стрелочных показывающих приборов или по цифровым индикаторам. Последние, конечно, более дороги, но они имеют и более высокую точность. Промышленность выпускает измерительные приборы и первого, и второго типа как для токов, так и для напряжений. Выпускаются также уникальные датчики для приборных досок, которые позволяют определять значения уровня громкости (по децибельной шкале звука), большие значения напряжения переменного тока (от 105 до 130 В), значения температуры (с помощью термопары), процентной нагрузки мотора, частоты и т. д. В цифровых датчиках часто предусмотрены логические выходы, которые позволяют использовать показания датчика для ввода в какой-либо другой прибор.

Лампы и светодиоды. Представим себе картинку из научно-фантастического фильма — вспышки света, экраны, заполненные таинственными и непонятными цифрами и символами, жуткие звуки… И все эти эффекты, за исключением звуковых, создаются с помощью ламп и дисплеев (см. разд. 9.10). В качестве индикаторов для лицевых панелей приборов долгое время использовали небольшие лампы накаливания, теперь им на смену пришли светодиоды. Они ведут себя как обычные диоды, но прямое напряжение для них составляет от 1,5 до 2,5 В. Когда светодиод открыт, через него протекает ток и он излучает свет. Для получения достаточной яркости света обычно требуется ток от 5 до 20 мА. Светодиоды дешевле, чем лампы накаливания, никогда не перегорают и бывают трех цветов (красные, желтые и зеленые). Поступают в продажу в удобном для использования виде.

Светодиоды используются также в цифровых дисплеях, например, в калькуляторах находит применение 7-сегментный цифровой дисплей. Для отображения и букв, и цифр (алфавитно-цифровой дисплей) можно использовать 16-сегментный или матричный дисплей. Для маломощных схем или схем, предназначенных для работы на улице, лучше всего использовать дисплей на жидких кристаллах.

1.34. Переменные компоненты.

Резисторы. Переменные резисторы или потенциометры используют для регулирования в схемах, их ручки часто выводят на панели приборов. Наиболее распространенным является потенциометр типа АВ, рассчитанный на мощность до 2 Вт; этот потенциометр изготовлен из того же материала, что и постоянный композитный резистор, и имеет скользящий контакт. Потенциометры других типов изготовляют из керамических материалов и пластиков; они обладают улучшенными характеристиками. Более высоким разрешением и более высокой линейностью обладают многооборотные потенциометры (3,5 или 10 оборотов). В ограниченном количестве промышленность выпускает также сблокированные потенциометры (несколько независимых секций, собранных на одной оси) для тех областей применения, где нужны именно такие потенциометры.

Потенциометры, о которых шла речь, устанавливают чаще всего на лицевых панелях приборов, внутри же приборов устанавливают подстроенные потенциометры, которые также бывают одно- и многооборотными и могут быть установлены на платах с печатным монтажом. Они используются, например, при калибровке прибора, которая выполняется «раз и навсегда». Полезный совет: не поддавайтесь соблазну установить в схеме побольше потенциометров. Лучше потратить больше сил на разработку, чем на регулировку.

На рис. 1.104 показано условное обозначение потенциометра. Обозначения «по часовой стрелке» и «против часовой стрелки» указывают направление вращения.

Рис. 1.104. Потенциометр (переменный резистор с тремя выводами).

И еще один совет по работе с переменными резисторами: не стремитесь к тому, чтобы заменить потенциометром резистор с определенным сопротивлением. Соблазн, конечно, велик - ведь с помощью потенциометра можно установить такое значение сопротивления, какое хочется. Вся беда в том, что стабильность потенциометра ниже, чем стабильность хорошего (1 %) резистора и, кроме того, потенциометры не дают хорошего разрешения (т. е. с их помощью нельзя точно установить значение сопротивления). Если на каком-либо участке схемы нужно установить точное значение сопротивления, воспользуйтесь сочетанием прецизионного резистора (1 % и выше) и потенциометра, причем большая часть сопротивления должна определяться постоянным резистором. Например, если нужно получить сопротивление 23,4 кОм, воспользуйтесь последовательным соединением постоянного резистора с сопротивлением 22,6 кОм (точность 1 %) и подстроечного потенциометра с сопротивлением 2 кОм. Можно также использовать последовательное соединение нескольких прецизионных резисторов, в котором самый маленький по величине резистор дополняет полное сопротивление до нужного точного значения.

В дальнейшем вы узнаете, что в некоторых случаях в качестве переменных резисторов, управляемых напряжением, можно использовать полевые транзисторы. Транзисторы можно использовать в качестве усилителей с переменным коэффициентом усиления, управляемым напряжением. Все эти идеи могут сослужить вам добрую службу в будущем, не оставляйте их без внимания.

Конденсаторы. Переменные конденсаторы имеют, как правило, небольшие емкости (до 100 пФ) и используются в радиочастотных схемах. Подстроечные конденсаторы бывают двух типов — для внутрисхемных и внешних регулировок. На рис. 1.105 показано условное обозначение переменного конденсатора. Диоды, к которым приложено обратное напряжение, можно использовать в качестве переменных конденсаторов, управляемых напряжением; такие диоды называют варикапами, варакторами или параметрическими диодами. Наиболее широко они используются на радиочастотах, особенно при автоматической регулировке частоты, в модуляторах и параметрических усилителях.

Рис. 1.105. Переменный конденсатор.

Индуктивности. Переменная индуктивность представляет собой катушку, в которой перемещается сердечник. Такие катушки обычно имеют индуктивность от нескольких микрогенри до нескольких генри и диапазон настройки 2:1. Промышленность выпускает также поворотный индуктор (состоит из катушки без сердечника и вращающегося скользящего контакта).

Трансформаторы. Переменные трансформаторы очень полезны для практического применения, особенно те из них, которые работают от силовой сети с напряжением 115 В переменного тока. Их называют автотрансформаторами, и они состоят из одной обмотки и скользящего контакта. Их называют еще варнаками, а выпускают их такие фирмы, как Technipower, Superior Electric и др.

Формируемое ими выходное напряжение переменного тока меняется от 0 до 135 В при входном напряжении 115 В, ток нагрузки 1-20 А и выше. Автотрансформаторы нужны для измерительных приборов, на которые могут влиять колебания в питающем напряжении. Замечание: учтите, что выход автотрансформатора не изолирован электрически от силовой линии, как в случае с трансформатором.

Дополнительные упражнения.

(1) Для делителя напряжения, изображенного на рис. 1.106, составьте эквивалентную схему (источник тока и параллельный резистор). Покажите, что выходное напряжение эквивалентной схемы равно выходному напряжению реальной схемы при подключении в качестве нагрузки резистора сопротивлением 5 кОм.

Рис. 1.106.

(2) Для схемы, изображенной на рис. 1.107, составьте эквивалентную. Совпадают ли значения эквивалентных параметров в этом примере и в схеме на рис. 1.106?

_{Рис. 1.107.}

(3) Разработайте схему фильтра звуковых частот, который бы подавлял «грохот». Он должен пропускать частоты выше 20 Гц (точка —3 дБ должна соответствовать частоте 10 Гц). Считайте, что источник имеет нулевой импеданс (идеальный источник напряжения), а нагрузка (минимальная) имеет сопротивление 10 кОм (принимая во внимание это условие, можно выбрать значения R и С таким образом, чтобы нагрузка не оказывала существенного влияния на работу фильтра). (4) Разработайте схему фильтра звуковых частот, который бы ослаблял шипение иглы (точке —3 дБ соответствует частота 10 кГц). Источник и импеданс имеют те же параметры, что в упражнении 3. (5) Как из резисторов и конденсаторов собрать фильтр, чтобы он имел такую характеристику, как показанная на рис. 1.108?

Рис 1.108.

(6) Разработайте схему широкополосного RC-фильтра (рис. 1.109): частоты f₁ и f₂ соответствуют спаду — 3 дБ. Подберите полные сопротивления так, чтобы второй каскад не оказывал существенного влияния как нагрузка на первый каскад.

Рис 1.109.

(7) Изобразите график выходного напряжения для схемы, представленной на рис. 1.110.

Рис. 1.110.

(8) Разработайте схему щупа осциллографа с масштабным коэффициентом 1:10 (см. приложение А). Входной импеданс осциллографа определяется сопротивлением 1 МОм и параллельной емкостью 20 пФ. Допустим, что кабель щупа вносит дополнительную емкость 100 пФ, а все элементы установлены на конце щупа (а не на том конце кабеля, который соединяется с осциллографом) (рис. 1.111). Схема должна давать ослабление 20 дБ (10) на всех частотах, включая сигналы постоянного тока. Щуп с масштабным коэффициентом 1:10 позволяет увеличить полное сопротивление нагрузки, подключаемой к испытуемой схеме, тем самым удается уменьшить влияние нагрузки на эту схему. Каким входным импедансом (параллельное соединение R и С) обладает щуп по отношению к тестируемой схеме?

Рис. 1.111.

Глава 2. ТРАНЗИСТОРЫ.

Введение.

Перевод О.А. Соболевой.

Транзистор — это один из основных «активных» компонентов. Он представляет собой устройство, которое может усиливать входной сигнал по мощности. Увеличение мощности сигнала происходит за счет внешнего источника питания. Отметим, что увеличение амплитуды сигнала не является в данном случае определяющим. Так, например, повышающий трансформатор — «пассивный» компонент, такой же, как резистор или конденсатор, обеспечивает усиление по напряжению, но не может усилить сигнал по мощности. Устройства, которые обладают свойством усиления по мощности, характеризуются способностью к генерации, обусловленной передачей выходного сигнала обратно на вход.

Изобретателей транзистора когда-то заинтересовала именно способность устройства усиливать сигнал по мощности. Для начала они соорудили с помощью транзистора усилитель звуковых частот для громкоговорителя и убедились, что на выходе сигнал больше, чем на входе.

Транзистор является неотъемлемой частью всякой электронной схемы, начиная от простейшего усилителя или генератора до сложнейшей цифровой вычислительной машины. Интегральные схемы (ИС), которые в основном заменили схемы, собранные из дискретных транзисторов, представляют собой совокупности транзисторов или других компонентов, построенные на едином кристалле полупроводникового материала.

Обязательно следует разобраться в том, как работает транзистор, даже если вам придется пользоваться в основном интегральными схемами. Дело в том, что, для того чтобы собрать электронное устройство из интегральных схем и подключить его к внешним цепям, необходимо знать входные и выходные характеристики каждой используемой ИС. Кроме того, транзистор служит основой построения межсоединений, как внутренних (между ИС), так и внешних. И наконец, иногда (и даже довольно часто) случается, что подходящей ИС промышленность не выпускает и приходится прибегать к схемам, собранным из дискретных компонентов. Как вы сами вскоре убедитесь, транзисторы сами по себе очень интересны, и ознакомление с их работой доставит вам удовольствие.

Мы будем рассматривать транзисторы совершенно не так, как авторы других книг. Обычно изучая транзистор, пользуются его эквивалентной схемой и h-параметрами. На наш взгляд, такой подход сложен и надуман. И дело не только в том, что, глядя на мудреные уравнения, вы едва ли поймете, как работает схема, скорее всего вы будете иметь смутное представление о параметрах транзистора, их значениях и самое главное диапазонах изменения.

Мы предлагаем вам другой подход. В этой главе мы построим простую модель транзистора и с ее помощью создадим несколько схем. Как только начнут проявляться ограничения модели, дополним ее с учетом уравнений Эберса-Молла. Полученная таким образом модель даст правильное представление о работе транзистора; с ее помощью вы сможете создавать самые хорошие схемы, не прибегая к большим расчетам. Кроме того, характеристики ваших схем не будут серьезно зависеть от таких неуправляемых параметров транзистора как, например, коэффициент усиления по току.

И наконец, несколько слов о принятых в инженерной практике условностях.

Напряжение на выводе транзистора, взятое по отношению к потенциалу земли, обозначается буквенным индексом (К, Б или Э): например, U_к - это напряжение на коллекторе. Напряжение между выводами обозначается двойным индексом, например, U_БЭ - это напряжение между базой и эмиттером. Если индекс образован двумя одинаковыми буквами, то это — напряжение источника питания: U_KK - это напряжение питания (обычно положительное) коллектора, U_ЭЭ — напряжение питания (обычно отрицательное) эмиттера.

2.01. Первая модель транзистора: усилитель тока.

Итак, начнем. Транзистор — это электронный прибор, имеющий три вывода (рис. 2.1).

Рис. 2.1. Условные обозначения транзистора и маленькие транзисторные модули.

Различают транзисторы n-р-n- и p-n-p-типа. Транзисторы n-р-n-типа, подчиняются следующим правилам (для транзисторов р-n-р-типа, правила сохраняются, но следует учесть, что полярности напряжений должны быть изменены на противоположные):

1. Коллектор имеет более положительный потенциал, чем эмиттер.

2. Цепи база-эмиттер и база-коллектор работают как диоды (рис. 2.2). Обычно диод база-эмиттер открыт, а диод база-коллектор смещен в обратном направлении, т. е. приложенное напряжение препятствует протеканию тока через, него.

Рис. 2.2. Выводы транзистора с точки зрения омметра.

3. Каждый транзистор характеризуется максимальными значениями I_K, I_Б и U_КЭ. За превышение этих значений приходится расплачиваться новым транзистором (типичные значения приведены в табл. 2.1).

Следует помнить и о предельных значениях других параметров, например рассеиваемой мощности (I_КЭU_КЭ), температуры, U_БЭ и др.

4. Если правила 1–3 соблюдены, то ток I_К прямо пропорционален току I_Б и можно записать следующее соотношение:

I_K = h_21ЭI_Б = βI_Б.

Где h_21Э - коэффициент усиления по току (обозначаемый также β), обычно составляет около 100. Токи I_K и I_Э втекают в эмиттер. Замечание: коллекторный ток не связан с прямой проводимостью диода база-коллектор; этот диод смещен в обратном направлении. Будем просто считать, что «транзистор так работает».

Правило 4 определяет основное свойство транзистора: небольшой ток базы управляет большим током коллектора.

Запомните: параметр h_21Э нельзя назвать «удобным»; для различных транзисторов одного и того же типа его величина может изменяться от 50 до 250. Он зависит также от тока коллектора, напряжения между коллектором и эмиттером, и температуры. Схему можно считать плохой, если на ее характеристики влияет величина параметра h_21Э.

Рассмотрим правило 2. Из него следует, что напряжение между базой и эмиттером нельзя увеличивать неограниченно, так как если потенциал базы будет превышать потенциал эмиттера более чем на 0,6–0,8 В (прямое напряжение диода), то возникнет очень большой ток. Следовательно, в работающем транзисторе напряжения на базе и эмиттере связаны следующим соотношением: U_Б = U_Э + 0,6 В (U_Б = U_Э + U_БЭ). Еще раз уточним, что полярности напряжений указаны для транзисторов n-р-n-типа, их следует изменить на противоположные для транзисторов р-n-р-типа.

Обращаем ваше внимание на то, что, как уже отмечалось, ток коллектора не связан с проводимостью диода. Дело в том, что обычно к диоду коллектор-база приложено обратное напряжение. Более того, ток коллектора очень мало зависит от напряжения на коллекторе (этот диод подобен небольшому источнику тока), в то время как прямой ток, а следовательно, и проводимость диода резко увеличиваются при увеличении приложенного напряжения.

Некоторые основные транзисторные схемы.

2.02. Транзисторный переключатель.

Рассмотрим схему, изображенную на рис. 2.3.

Рис. 2.3. Пример транзисторного переключателя.

Эта схема, которая с помощью небольшого управляющего тока может создавать в другой схеме ток значительно большей величины, называется транзисторным переключателем. Его работу помогают понять правила, приведенные в предыдущем разделе. Когда контакт переключателя разомкнут, ток базы отсутствует. Значит, как следует из правила 4, отсутствует и ток коллектора. Лампа не горит.

Когда переключатель замкнут, напряжение на базе составляет 0,6 В (диод база-эмиттер открыт). Падение напряжения на резисторе базы составляет 9,4 В, следовательно, ток базы равен 9,4 мА. Если, не подумав, воспользоваться правилом 4, то можно получить неправильный результат: I_K = 940 мА (для типичного значения β = 100). В чем же ошибка?

Дело в том, что правило 4 действует лишь в том случае, если соблюдено правило 1; если ток коллектора достиг 100 мА, то падение напряжения на лампе составляет 10 В. Для того чтобы ток был еще больше, нужно чтобы потенциал коллектора был меньше потенциала земли. Но транзистор не может перейти в такое состояние. Когда потенциал коллектора приближается к потенциалу земли, транзистор переходит в режим насыщения (типичные значения напряжения насыщения лежат в диапазоне 0,05-0,2 В, см. приложение Ж) и изменение потенциала коллектора прекращается. В нашем случае лампа загорается, когда падение напряжения на ней составляет 10 В. Если на базу подается избыточный сигнал (мы использовали ток 9,4 мА, хотя достаточно было бы иметь 1,0 мА), то схема не тратит этот избыток; в нашем случае это очень выгодно, так как через лампу протекает большой ток, когда она находится в холодном состоянии (сопротивление лампы в холодном состоянии в 5-10 раз меньше, чем при протекании рабочего тока). Кроме того, при небольших напряжениях между коллектором и базой уменьшается коэффициент β, а значит, для того чтобы перевести транзистор в режим насыщения, нужен дополнительный ток базы (см. приложение Ж). Иногда к базе подключают резистор (с сопротивлением, например, 10 кОм), для того чтобы при разомкнутом переключателе потенциал базы наверняка был равен потенциалу земли. Этот резистор не влияет на работу схемы при замкнутом переключателе, так как через него протекает лишь малая доля тока (0,06 мА).

При разработке транзисторных переключателей вам пригодятся следующие рекомендации:

1. Сопротивление резистора в цепи базы лучше брать поменьше, тогда избыточный базовый ток будет больше. Эта рекомендация особенно полезна для схем, управляющих включением ламп; так как при низком значении U_КЭ уменьшается и коэффициент β. О ней следует помнить и при разработке быстродействующих переключателей, так как на очень высоких частотах (порядка мегагерц) проявляются емкостные эффекты и уменьшается значение коэффициента β. Для увеличения быстродействия к базовому резистору параллельно подключают конденсатор.

2. Если потенциал нагрузки по какой-либо причине меньше потенциала земли (например, если на нагрузке действует напряжение переменного тока или она индуктивна), то параллельно коллекторному переходу следует подключить диод (можно также использовать диод, включенный в обратном направлении по отношению к положительному потенциалу питания), тогда цепь коллектор-база не будет проводить ток при отрицательном напряжении на нагрузке.

3. При использовании индуктивных нагрузок транзистор следует предохранять с помощью диода, подключенного к нагрузке, как показано на рис. 2.4.

Рис. 2.4. При подключении индуктивной нагрузки следует всегда использовать подавляющий диод.

Если переключатель разомкнут, то в отсутствие диода на коллекторе будет действовать большое положительное напряжение, скорее всего превышающее значение напряжения пробоя для цепи коллектор-эмиттер. Это связано с тем, что индуктивность стремится сохранить ток включенного состояния, протекающий от источника U_KK к коллектору (вспомните свойства индуктивностей в разд. 1.31).

Транзисторные переключатели позволяют производить переключение очень быстро, время переключения измеряется обычно долями микросекунд. С их помощью можно переключать несколько схем одним управляющим сигналом. Еще одно достоинство транзисторных переключателей состоит в том, что они дают возможность производить дистанционное «холодное» переключение, при котором на переключатели поступают только управляющие сигналы постоянного тока. (Если «гонять» сами переключаемые мощные сигналы, то при передаче их по кабелям могут возникать емкостные выбросы, а сигналы могут сильно ослабляться).

Транзистор в образе человека. Рис. 2.5 дает представление о некоторых ограничениях, свойственных транзистору.

Рис. 2.5. «Транзисторный человек» следит за током базы и регулирует выходной реостат для того, чтобы выходной ток был в h_21Э больше тока базы.

Представим себе, что задача человека на рис. 2.5 состоит в том, чтобы обеспечивать выполнение соотношения I_K = h_21ЭI_Б; при этом он может управлять только переменным резистором. Итак, он может создать короткое замыкание в схеме (режим насыщения), или разомкнуть ее (транзистор в выключенном состоянии), или создать какое-то промежуточное состояние; он не имеет права использовать батареи, источники тока и т. п. Не следует, однако, думать, что коллектор транзистора на самом деле похож на резистор. Это не так. Человек старается сделать так, чтобы через него все время протекал постоянный неизменный ток (величина этого тока зависит от приложенного к базе напряжения).

Следует помнить, что в любой заданный момент времени транзистор может:

А) быть в режиме отсечки, т. е. выключиться (отсутствует ток коллектора);

Б) находиться в активном режиме (небольшой ток коллектора, напряжение на коллекторе выше, чем на эмиттере);

В) перейти в режим насыщения (напряжение на коллекторе приблизительно равно напряжению на эмиттере).

Более подробно режим насыщения транзистора описан в приложении Ж.

2.03. Эмиттерный повторитель.

На рис. 2.6 показан эмиттерный повторитель. Он назван так потому, что выходной сигнал снимается с эмиттера, напряжение на котором равно напряжению на входе (на базе) минус падение напряжения на диоде (на переходе база-эмиттер): U_Э = U_Б — 0,6 В. Выходной сигнал по форме повторяет входной, но уровень его напряжения на 0,6–0,7 В ниже. Для приведенной схемы входное напряжение U_вх должно составлять по крайней мере 0,6 В, иначе выходное напряжение будет равно потенциалу земли. Если к эмиттерному резистору подключить источник отрицательного напряжения, то входной сигнал может быть отрицательным.

Рис. 2.6. Эмиттерный повторитель.

Обратите внимание, что в эмиттерном повторителе отсутствует резистор в коллекторной цепи.

На первый взгляд эта схема может показаться бесполезной, но дело в том, что ее входной импеданс значительно больше, чем выходной. Из этого следует, что источник входного сигнала будет отдавать меньшую мощность, если нагрузку подключить к нему не непосредственно, а через эмиттерный повторитель.

Поэтому обладающий внутренним импедансом источник (имеется в виду его эквивалентная схема) может через повторитель работать на нагрузку, которая обладает сравнимым или даже более низким импедансом, без потери амплитуды сигнала (эта потеря неизбежна при прямом включении из-за эффекта делителя напряжения). Иными словами, эмиттерный повторитель обеспечивает усиление по току, хотя и не дает усиления по напряжению. Он также обеспечивает усиление по мощности. Как видите, усиление по напряжению — это еще не все!

Импеданс источника и нагрузки. Последнее замечание очень важно, поэтому задержим на нем свое внимание, прежде чем приступить к вычислениям, связанным со свойствами эмиттерных повторителей. При анализе электронных схем всегда стремятся связать выходную величину с какой-либо входной, как например на рис. 2.7.

Рис. 2.7. Представим «нагрузку» схемы как делитель напряжения.

В качестве источника сигнала может выступать выход усилительного каскада (с эквивалентным последовательным импедансом Z_вых), к которому подключен еще один каскад или нагрузка (обладающая входным импедансом Z_вх). Вообще говоря, нагрузочный эффект следующего каскада проявляется в ослаблении сигнала, о чем шла речь ранее в разд. 1.05. В связи с этим обычно стремятся к тому, чтобы выполнялось условие Z_вых << Z_вх (практическое правило рекомендует использовать коэффициент 10, что на самом деле весьма удобно).

В некоторых случаях вполне можно пренебречь этим общим требованием для обеспечения стабильности источника по отношению к нагрузке. В частности, если нагрузка подключена всегда (например, входит в состав схемы) и если она представляет собой известную и постоянную величину Z_вх, то нет ничего опасного в том, что она «нагружает» источник. Тем не менее, хуже не будет, если уровень сигнала не изменяется при подключении нагрузки. Кроме того, если Z_вх изменяется при изменении уровня сигнала, то стабильный источник (Z_вых << Z_вх) обеспечивает линейность, а делитель напряжения дает искажение линейной зависимости.

Наконец, в двух случаях условие Z_вых << Z_вх соблюдать просто нельзя: в радиочастотных схемах импедансы обычно выравнивают (Z_вых = Z_вх) по причине, которую мы объясним в гл. 14.

Второе исключение относится к случаю, когда передаваемым сигналом является не напряжение, а ток. В этом случае ситуация меняется на противоположную, и нужно стремиться к выполнению условия Z_вх << Z_вых (для источника тока Z_вых = ).

Входной импеданс и импеданс эмиттерного повторителя. Итак, эмиттерный повторитель обладает способностью согласовывать импедансы источников сигналов и нагрузок. В этом и состоит его назначение.

Давайте подсчитаем входной и выходной импеданс эмиттерного повторителя. Предположим, что в приведенной схеме в качестве нагрузки выступает резистор R (на практике иногда так и бывает, в других случаях нагрузку подключают параллельно резистору R, но при параллельном соединении преобладает сопротивление R). Пусть напряжение на базе изменилось на величину ΔU_Б; соответствующее напряжение на эмиттере составит ΔU_Э = ΔU_Б. Определим изменение тока эмиттера: ΔU_э = ΔU_б/R, равное ΔI_б = [1/(h_21Э + 1)]ΔI_э = ΔU_б/R(h_21э + 1) (с учетом того, что I_э = I_к + I_б). Входное сопротивление схемы равно ΔU_б/ΔI_э, следовательно,

R_вх = (h_21э + 1)R.

Коэффициент β(h_21э) обычно имеет значение около 100, поэтому подключение нагрузки с небольшим импедансом приводит к тому, что импеданс со стороны базы становится очень большим; с такой нагрузкой схеме легко работать.

В выполненном только что преобразовании, как и в гл. 1, мы использовали для обозначения некоторых величин строчные буквы, например h_21э, тем самым мы указали, что имеем дело с приращениями (малыми сигналами). Чаще всего нас интересует изменение напряжения (или тока) в схеме, а не постоянные значения (или значения по постоянному току) этих величин. Очень часто эти изменения малых сигналов и представляют собой реальный сигнал, например в усилителе звуковых частот, который имеет устойчивое «смещение» по постоянному току (см. разд. 2.05). Различие между коэффициентом усиления по постоянному току (h_21э) и коэффициентом усиления по току для малого сигнала h_21Э не всегда очевидно, и для того, и для другого случая используют понятие коэффициента усиления β.

Если учесть, что h_21Э ~= h_21э (за исключением очень высоких частот) и в большинстве случаев интерес представляет не точное, а приблизительное значение этого коэффициента, то использование коэффициента β вполне допустимо. В полученном соотношении фигурируют активные сопротивления, однако его можно обобщить и распространить на комплексные импедансы, если переменные ΔU_б,ΔI_э и др. заменить их комплексными представлениями. В результате получим правило преобразования импедансов для эмиттерного повторителя:

Z_вх = (h_21э + 1)Z_нагр.

Проделав аналогичные преобразования, найдем выходной импеданс эмиттерного повторителя Z_вых (импеданс со стороны эмиттера) при использовании источника сигнала с внутренним импедансом Z_ист:

Z_вых = Z_ист/(h_21э + 1).

Строго говоря, в выходной импеданс схемы надо включить и сопротивление параллельного резистора R, но Z_вых (импеданс со стороны эмиттера) играет основную роль.

_{Упражнение 2.1. Покажите, что приведенное выше соотношение справедливо. Подсказка: найдите изменение выходного тока при фиксированном напряжении источника и заданном изменении выходного напряжения. Учтите, что напряжение источника подается на базу через его последовательно включенное внутреннее сопротивление.}

Благодаря таким полезным свойствам эмиттерные повторители находят широкое практическое применение, например при создании внутри схем (или на их выходе) источников сигналов с низким импедансом, при получении стабильных эталонных напряжений на основе эталонных источников с высоким импедансом (сформированных, скажем, с помощью делителей напряжения) и для изоляции источников сигналов от влияния последующих каскадов.

_{Упражнение 2.2. На основе эмиттерного повторителя, к базе которого подключен делитель напряжения, создайте схему источника напряжения +5 В при условии, что используется стабилизированный источник напряжения питания +15 В. Ток нагрузки (максимальный) равен 25 мА. Сопротивление резисторов следует выбрать так, чтобы при подключении полной нагрузки напряжение на выходе изменялось не более чем на 5 %.}

Некоторые замечания по поводу эмиттерных повторителей. 1. Отметим (разд. 2.01, правило 4), что транзистор n-р-n-типа в эмиттерном повторителе может только отдавать ток. Например, для схемы, показанной на рис. 2.8, выходное напряжение в положительной полуплоскости изменяется в пределах напряжения насыщения транзистора U_кк (что составляет +9,9 В), в отрицательной полуплоскости оно ограничено значением —5 В. Это связано с тем, что при увеличении отрицательного напряжения на входе транзистор в определенный момент просто выключается, напряжение на входе составляет при этом —4,4 В, а не выходе —5 В.

Рис. 2.8. Из эмиттерного повторителя n-р-n-типа может вытекать большой ток, который будет протекать через транзистор, втекать же может ограниченное количество тока и лишь через эмиттерный резистор.

Дальнейшее увеличение отрицательного напряжения на входе приводит лишь к обратному смещению перехода база-эмиттер, но на выходе это никак не проявляется. Выходной сигнал для входного синусоидального напряжения с амплитудой 10 В показан на рис. 2.9.

Рис. 2.9. Эмиттерный повторитель n-р-n-типа как схема формирования асимметричного токового сигнала.

Можно также рассматривать поведение эмиттерного повторителя, исходя из того, что он обладает небольшим выходным импедансом для малого сигнала (динамический импеданс). Его выходной импеданс для большого сигнала может быть значительно больше (равен R_Э). Изменение импеданса от первого значения ко второму происходит в тот момент, когда транзистор выходит из активного режима (в нашем примере при напряжении на выходе —5 В). Иначе говоря, небольшой выходной импеданс для малого сигнала не означает, еще, что схема может создавать большой сигнал на низкоомной нагрузке. Если схема имеет небольшой выходной импеданс для малого сигнала, то из этого не следует, что она обладает способностью передавать в нагрузку большой ток.

Для того чтобы преодолеть ограничение, присущее схеме эмиттерного повторителя, можно, например, в эмиттерной цепи использовать резистор с меньшим сопротивлением (тогда на резисторе и транзисторе будет рассеиваться большая мощность), или использовать двухтактную схему, в которой два транзистора (n-р-n-типа и р-n-р-типа) взаимно дополняют друг друга (разд. 2.15).

Проблемы такого рода возникают также в тех случаях, когда нагрузка эмиттерного повторителя имеет внутри собственный источник напряжения или тока. Примером такой схемы служит стабилизированный источник питания (на выходе которого стоит обычно эмиттерный повторитель), работающий на схему, содержащую собственный источник питания.

2. Не забывайте, что напряжение пробоя перехода база-эмиттер для кремниевых транзисторов невелико и часто составляет всего 6 В. Входные сигналы, имеющие достаточно большую амплитуду для того, чтобы вывести транзистор из состояния проводимости, могут вызвать пробой перехода (и последующее уменьшение значения коэффициента h_21э)· Для предохранения от пробоя можно использовать диод (рис. 2.10).

Рис. 2.10. Диод предохраняет переход база-эмиттер от пробоя.

3. Коэффициент усиления по напряжению для эмиттерного повторителя имеет значение чуть меньше 1,0, так как падение напряжения на переходе база-эмиттер фактически не является постоянным, а немного зависит от коллекторного тока. Далее в этой главе мы вернемся к этому вопросу, когда будем рассматривать уравнение Эберса-Молла.

2.04. Использование эмиттерных повторителей в качестве стабилизаторов напряжения.

Простейшим стабилизатором напряжения служит обычный зенеровский диод-стабилитрон (рис. 2.11).

Рис. 2.11. Простой стабилизатор напряжения на основе зенеровского диода.

Через него должен протекать некоторый ток, поэтому нужно обеспечить выполнение следующего условия:

(U_вх — U_вых)/R = I_вых (макс).

Так как напряжение U_вх не стабилизировано, то в формулу нужно поставить наименьшее возможное значение U_вх. Это пример того, как следует проектировать схему для жестких условий работы. На практике учитывают также допуски на параметры компонентов, предельные значения напряжения в сети и т. п., стремясь предусмотреть наихудшее возможное сочетание всех значений.

На стабилитроне рассеивается мощность:

P_стаб = [(U_вх — U_вых)/R — I_вых]U_вых.

Для того чтобы предусмотреть работу в жестких условиях, при расчете Р_стаб также следует использовать значения U_вх (макс), R (мин.) и I_вых (мин.).

 _{Упражнение 2.3. Разработайте стабилизированный источник напряжения +10 В для токов нагрузки величиной от 0 до 100 мА; входное напряжение изменяется в пределах от 20 до 25 Β. В любых условиях (в том числе и в самых жестких) через стабилитрон должен протекать ток 10 мА. На какую предельную мощность должен быть рассчитан стабилитрон?}

Стабилизированный источник с зенеровским диодом, как правило, используют в некритичных схемах или в схемах, где потребляемый ток невелик.

Ограничения такой схемы проявляются в следующем:

1. Напряжение U_вых нельзя отрегулировать или установить на заданное значение.

2. Стабилитроны имеют конечное динамическое сопротивление, а в связи с этим они не всегда достаточно сильно сглаживают пульсации входного напряжения и влияние изменения нагрузки.

3. При широком диапазоне изменения токов нагрузки приходится выбирать стабилитрон с большой мощностью рассеяния, так как при малом токе нагрузки он должен рассеять на себе значительную мощность, равную максимальной мощности в нагрузке.

На рис. 2.12 представлена улучшенная схема, в которой зенеровский диод отделен от нагрузки эмиттерным повторителем. В такой схеме дела обстоят лучше.

Рис. 2.12. Стабилитрон в сочетании с повторителем обеспечивает увеличение выходного тока.

Ток стабилитрона теперь относительно независим от тока нагрузки, так как по цепи базы транзистора протекает небольшой ток и мощность, рассеиваемая на стабилитроне, значительно меньше (уменьшение в h_21Э раз). Резистор R_к можно добавить в схему для того, чтобы он предохранил транзистор от выхода из строя при кратковременном коротком замыкании выхода за счет ограничения тока, и, хотя эмиттерный повторитель нормально работает и без этого резистора, его присутствие в схеме вполне обоснованно. Резистор R_к следует выбирать так, чтобы при максимальном токе нагрузки падение напряжения на нем было меньше, чем на резисторе R.

_{Упражнение 2.4. Разработайте источник напряжения +10 В, который имел бы такие же параметры, как источник в упражнении 2.3. Используйте в схеме стабилитрон и эмиттерный повторитель. Рассчитайте, какую мощность рассеивают транзистор и стабилитрон в наихудшем случае. Каково процентное изменение тока стабилитрона при переходе от ненагруженного состояния к нагруженному? Сравните эти результаты с результатами предыдущего упражнения.}

В ряде вариантов рассмотренной схемы предусматривают меры для снижения пульсаций тока в стабилитроне (протекающего через резистор R). В частности, может быть использован источник тока для питания стабилитрона. Этот случай мы рассмотрим в разд. 2.06. Другой метод основан на использовании в цепи питания стабилитрона фильтра низких частот (рис. 2.13).

Рис. 2.13. Снижение пульсаций в стабилитроне.

Резистор R выбирают так, чтобы обеспечить необходимый ток в стабилитроне. Конденсатор С должен иметь емкость, достаточно большую для того, чтобы выполнялось условие RC >> 1/f. (В одном из вариантов этой схемы верхний резистор заменен диодом). В дальнейшем вы познакомитесь с более совершенными стабилизаторами, в которых выходное напряжение можно легко и плавно настраивать благодаря обратной связи. Вместе с тем они представляют собой гораздо лучшие источники напряжения, выходные импедансы которых измеряются в миллиомах, температурные коэффициенты - в миллионных долях на °С и т. д.

2.05. Смещение в эмиттерном повторителе.

Если на эмиттерный повторитель должен поступать сигнал с предшествующего каскада схемы, то лучше всего подключить его непосредственно к выходу предыдущего каскада, как показано на рис. 2.14.

Рис. 2.14.

Так как сигнал на коллекторе транзистора Т₁ изменяется в пределах диапазона, ограниченного значениями напряжения источников питания, то потенциал базы Т₂ всегда заключен между напряжением U_KK и потенциалом земли, а следовательно, Т₂ находится в активной области (не насыщен и не в отсечке). При этом переход база-эмиттер открыт, а потенциал коллектора, по крайней мере на несколько десятых долей вольта больше, чем потенциал эмиттера. В некоторых случаях вход эмиттерного повторителя и напряжение питания неудачно соотносятся друг с другом, и тогда может возникнуть необходимость в емкостной связи (или связи по переменному току) с внешним источником сигнала (например, это относится к сигнальному входу высококачественного усилителя низкой звуковой частоты). В этом случае среднее напряжение сигнала равно нулю, и непосредственная связь с эмиттерным повторителем приведет к тому, что сигнал на выходе будет изменяться относительно входа, как показано на рис. 2.15.

Рис. 2.15.Транзисторный усилитель с положительным источником питания не может генерировать на выходе импульсы отрицательной полярности.

В эмиттерном повторителе (а фактически в любом транзисторном усилителе) необходимо создать смещение для того, чтобы коллекторный ток протекал в течение полного периода сигнала. Проще всего воспользоваться для этого делителем напряжения (рис. 2.16).

Рис. 2.16. Эмиттерный повторитель со связью по переменному току. Обратите внимание на делитель напряжения в цепи смещения базы.

Резисторы R₁ и R₂ выбраны так, что в отсутствие входного сигнала потенциал базы равен половине разности между напряжением источника U_KK и потенциалом земли, т. е. сопротивления R₁ и R₂ равны. Процесс выбора рабочих напряжений в схеме в отсутствие поданных на ее вход сигналов называется установкой рабочей точки или точки покоя. Для этой схемы, как и в большинстве случаев, точку покоя устанавливают так, чтобы на выходе формировался максимальный симметричный сигнал (без ограничений или срезов). Какими должны быть при этом сопротивления резисторов R₁ и R₂? Применяя общий подход (разд. 1.05), допустим, что импеданс источника смещения по постоянному току (импеданс со стороны выхода делителя) мал по сравнению с импедансом нагрузки (импеданс по постоянному току со стороны базы повторителя). Тогда.

R₁||R₂ << h_21ЭR_Э.

Из этого соотношения следует, что ток, протекающий через делитель напряжения, должен быть больше, чем ток, протекающий по цепи базы.

Пример разработки схемы эмиттерного повторителя. В качестве примера разработаем схему эмиттерного повторителя для сигналов звуковой частоты (от 20 Гц до 20 кГц). Напряжение U_KK составляет +15 В, ток покоя равен 1 мА.

Шаг 1. Выбор напряжения U_Э. Для получения симметричного сигнала без срезов необходимо, чтобы выполнялось условие U_Э = 0,5U_KK, или +7,5 В.

Шаг 2. Выбор резистора R_Э. Ток покоя должен составлять 1 мА, поэтому R_Э = 7,5 кОм.

Шаг 3. Выбор резисторов R₁ и R₂. Напряжение U_Б — это сумма U_Э + 0,6 В, или 8,1 В. Из этого следует, что сопротивления резисторов R₁ и R₂ относятся друг к другу как 1:1,17. Учитывая известный уже нам критерий выбора нагрузки, мы должны подобрать резисторы R₁ и R₂ так, чтобы сопротивление их параллельного соединения составляло приблизительно 75 кОм или меньше (0,1 от произведения 7,5 кОм на h_21э)· Выберем следующие стандартные значения сопротивлений: R₁ = 130 кОм, R₂ = 150 кОм.

Шаг 4. Выбор конденсатора C₁. Конденсатор C₁ и сопротивление нагрузки источника образуют фильтр высоких частот. Сопротивление нагрузки источника есть параллельное соединение входного сопротивления транзистора со стороны базы и сопротивления делителя напряжения базы. Предположим, что нагрузка схемы велика по сравнению с эмиттерным резистором, тогда входное сопротивление транзистора со стороны базы равно h_21эR_э, т. е. составляет ~= 750 кОм. Эквивалентное сопротивление делителя равно 70 кОм. Тогда нагрузка для конденсатора составляет 63 кОм и емкость конденсатора должна быть равна по крайней мере 0,15 мкФ. В этом случае точке —3 дБ будет соответствовать частота, меньшая чем 20 Гц.

Шаг 5. Выбор конденсатора С₂. Конденсатор С₂ и неизвестный импеданс нагрузки образуют фильтр высоких частот. Мы не ошибемся, если предположим, что импеданс нагрузки не будет меньше R₃. Тогда для того, чтобы точке — 3 дБ соответствовало значение частоты, меньшее чем 20 Гц, емкость конденсатора С₂ должна быть равна по крайней мере 1,0 мкФ. Так как мы получили двухкаскадный фильтр высоких частот, то для предотвращения снижения амплитуды сигнала на самой низкой из интересующих нас частот емкости следует взять немного побольше. Вполне подойдут следующие значения: C₁ = 0,5 и С₂ = 3,3 мкФ.

Эмиттерные повторители с расщепленными источниками. В связи с тем что сигналы часто находятся «возле земли», удобно использовать симметричное питание повторителей — с положительным и отрицательным напряжением. В такой схеме легче обеспечить смещение, и для нее не нужны развязывающие конденсаторы (рис. 2.17).

Рис. 2.17. Эмиттерный повторитель со связью по постоянному току с расщепленным источником питания.

Замечание: в схеме обязательно должна быть предусмотрена цепь постоянного тока для тока базы, даже если этот ток течет просто «на землю». В схеме на рис. 2.17 эту роль играет источник сигнала, соединенный с землей по постоянному току. Если же это не так (например, имеется емкостная связь с источником), то следует предусмотреть связь базы с землей через резистор (рис. 2.18). Как и прежде, сопротивление R_Б должно составлять приблизительно 0,1 от произведения h_21эR_Э.

Рис. 2.18.

_{Упражнение 2.5. Разработайте эмиттерный повторитель с источником напряжения ± 15 В для диапазона звуковых частот (20 Гц-20 кГц). Ток покоя равен 5 мА, на входе имеется емкостная связь.}

Пример плохого смещения. К сожалению, иногда встречаются такие неудачные схемы, как на рис. 2.19.

Рис. 2.19. Не следуйте этому примеру!

При выборе резистора R_Б для этой схемы предположили, что коэффициент h_21э имеет определенное значение (100), оценили величину тока базы и предположили, что падение напряжения на R_Б составит 7 В. Расчет схемы выполнен плохо; коэффициент h_21э не следует брать за основу расчета, так как его значение может существенно изменяться. Если напряжение смещения задать с помощью делителя напряжения, как в рассмотренном выше примере, то точка покоя будет нечувствительна к изменениям коэффициента β. Например, в предыдущей схеме напряжение на эмиттере увеличится всего на 0,35 В (5 %), если вместо номинальной величины h_21э = 100 будем иметь величину h_21э = 200. На примере эмиттерного повторителя мы показали вам, как можно попасть в ловушку и разработать никуда не годную схему. Такие ошибки возможны и в схемах с другим включением транзисторов (например, дальше в этой главе будет представлена схема с общим эмиттером).

2.06. Транзисторный источник тока.

Хотя источники тока не столь известны, они не менее полезны и важны, чем источники напряжения. Источники тока представляют собой прекрасное средство для обеспечения смещения транзисторов, и кроме того, незаменимы в качестве активной нагрузки для усилительных каскадов с большим коэффициентом усиления и в качестве источников питания эмиттеров для дифференциальных усилителей. Источники тока необходимы для работы таких устройств, как интеграторы, генераторы пилообразного напряжения. В схемах усилителей и стабилизаторов они обеспечивают широкий диапазон напряжений. И наконец, источники постоянного тока требуются в некоторых областях, не имеющих прямого отношения к электронике, например в электрохимии, электрофорезе.

Подключение резистора к источнику напряжения. Схема простейшего источника тока показана на рис. 2.20.

Рис. 2.20.

При условии что R_н >> R (иными словами, U_н >> U), ток сохраняет почти постоянное значение и равен приблизительно I = U/R. Если нагрузкой является конденсатор, то, при условии что U_конд >> U, он заряжается с почти постоянной скоростью, определяемой начальным участком экспоненты, характерной для данной RС-цепи.

Простейшему резистивному источнику тока присущи существенные недостатки. Для того чтобы получить хорошее приближение к источнику тока, следует использовать большие напряжения, а при этом на резисторе рассеивается большая мощность. Кроме того, током этого источника трудно управлять в широком диапазоне с помощью напряжения, формируемого где-либо в другом узле схемы.

_{Упражнение 2.6. Допустим, нам нужен источник тока, который бы обеспечивал точность 1 % в диапазоне изменения напряжения на нагрузке от 0 до +10 В. Какой источник напряжения нужно подключить последовательно к резистору?} 

 _{Упражнение 2.7. Допустим, что в предыдущем упражнении требуется получить от источника ток 10 мА. Какая мощность будет рассеиваться на резисторе? Какая мощность передается нагрузке?}

Транзисторный источник тока. Очень хороший источник тока можно построить на основе транзистора (рис. 2.21).

Рис. 2.21. Транзисторный источник тока: основная идея.

Работает он следующим образом: напряжение на базе U_Б > 0,6 В поддерживает эмиттерный переход в открытом состоянии: U_Э = U_Б — 0,6 В. В связи с этим I_Э = U_Э/R_Э = (U_Б — 0,6 В)/R_Э. Так как для больших значений коэффициента h_21эI_Э ~= I_К, то I_К ~= (U_Б — 0,6 B)/R_Э независимо от напряжения U_K до тех пор, пока транзистор не перейдет в режим насыщения (U_K > U_Э + 0,2 В).

Смещение в источнике тока. Напряжение на базе можно сформировать несколькими способами. Хороший результат дает использование делителя напряжения, если он обеспечивает достаточно стабильное напряжение. Как и в предыдущих случаях, сопротивление делителя должно быть значительно меньше сопротивления схемы со стороны базы по постоянному току h_21эR_э. Можно воспользоваться также зенеровским диодом и использовать для смещения источник питания U_кк, а можно взять несколько диодов, смещенных в прямом направлении и соединенных последовательно, и подключить их между базой и соответствующим источником питания эмиттера. На рис. 2.22 показаны примеры схем смещения. В последнем примере (рис. 2.22, б) транзистор р-n-р-типа питает током заземленную нагрузку (он — источник тока). Остальные примеры (в которых используются транзисторы n-р-n-типа) правильнее было бы называть «поглотителями» тока, но принято называть все схемы такого типа источниками тока. [Название «поглотитель» и «источник» связано с направлением тока; если ток поступает в какую-либо точку схемы, то это источник, и наоборот].

Рис. 2.22. Схемы транзисторных источников тока с тремя способами подачи смещения на базу; в транзисторы n-p-n-типа ток втекает, а из транзисторов р-n-р-типа вытекает. На схеме (в) показан источник с заземленной нагрузкой.

В первой схеме сопротивление делителя напряжения составляет приблизительно 1,3 кОм и очень мало по сравнению с сопротивлением со стороны базы, составляющим ~= 100 кОм (для h_21э = 100). Любое изменение коэффициента β, связанное с изменением напряжения на коллекторе, не повлияет существенным образом на выходной ток, так как соответствующее изменение напряжения на базе совсем мало. В двух других схемах резисторы в цепи смещения выбраны так, чтобы протекающий ток составлял несколько миллиампер, — этого достаточно, чтобы диоды были открыты.

Рабочий диапазон. Источник тока передает в нагрузку постоянный ток только до определенного конечного напряжения на нагрузке. В противном случае источник тока был бы способен генерировать бесконечную мощность. Диапазон выходного напряжения, в котором источник тока ведет себя как следует, называется рабочим диапазоном. Для рассмотренных только что транзисторных источников тока рабочий диапазон определяется из того, что транзистор должен находиться в активном режиме работы. Так, в первой схеме напряжение на коллекторе можно понижать до тех пор, пока не будет достигнут режим насыщения, т. е. до +12 В.

Вторая схема, с более высоким напряжением на эмиттере, сохраняет свойства источника лишь до значения напряжения на коллекторе, равного приблизительно +5,2 В.

Во всех случаях напряжение на коллекторе может изменяться от значения напряжения насыщения до значения напряжения питания. Например, последняя схема работает как источник тока в диапазоне напряжения на нагрузке, ограниченном значениями 0 и +8,6 В. Если в нагрузке используются батареи или собственные источники питания, то напряжение на коллекторе может быть больше, чем напряжение источника питания. При использовании такой схемы рекомендуется следить за тем, чтобы не возник пробой транзистора (напряжение U_КЭ не должно превышать значение U_{КЭ проб} - напряжение пробоя перехода коллектор-эмиттер) и не рассеивалась излишняя мощность (определяемая величиной произведения I_KU_КЭ). В разд. 6.07 вы увидите, что для мощных транзисторов область безопасной работы определяется специально.

_{Упражнение 2.8. В схеме имеются два стабилизированных источника напряжения: +5 и 15 В. Разработайте схему источника тока на основе транзистора n-р-n-типа, которая бы обеспечивала ток +5 мА. В качестве источника напряжения для базы используйте источник +5 В. Чему равен рабочий диапазон в такой схеме?}

В источнике тока напряжение на базе не обязательно должно быть фиксированным. Если предусмотреть возможность изменения напряжения U_Б, то получим программируемый источник тока. Если выходной ток должен плавно отслеживать изменения входного напряжения, то размах входного сигнала u_вх  (напоминаем, что строчными буквами мы договорились обозначать изменения) должен быть небольшим, таким, чтобы напряжение на эмиттере никогда не уменьшалось до нуля. В таком источнике тока изменение выходного тока будет пропорционально изменениям входного напряжения.

Недостатки источников тока. Как сильно отличается транзисторный источник тока от идеального? Иными словами, изменяется ли ток в нагрузке при изменении, скажем напряжения, т. е. имеет ли источник тока эквивалентное сопротивление конечной величины (R_экв < )? И если да, то почему? Наблюдаются эффекты двух видов:

1. При заданном токе коллектора и напряжение U_БЭ, и коэффициент h_21Э (эффект Эрли) несколько изменяются при изменении напряжения коллектор-эмиттер. Изменение напряжения U_БЭ, связанное с изменением напряжения на нагрузке, вызывает изменение выходного тока, так как напряжение на эмиттере (а следовательно, и эмиттерный ток) изменяется, даже если напряжение на базе фиксировано. Изменение значения коэффициента h_21э приводит к небольшим изменениям выходного (коллекторного) тока при фиксированном токе эмиттера, так как I_к = I_Э — I_Б; кроме того, немного изменяется напряжение на базе в связи с возможным изменением сопротивления источника смещения, обусловленного изменениями коэффициента h_21Э (а следовательно, и тока базы). Эти изменения незначительны. Например, изменение выходного тока для схемы, представленной на рис. 2.22, а, составляет приблизительно 0,5 % для транзистора типа 2N3565. В частности, при изменении напряжения на нагрузке от 0 до 8 В эффект Эрли обусловливает изменение тока на 0,5 %, а нагрев транзистора — на 0,2 %. Изменение коэффициента вносит дополнительный вклад в изменение выходного тока — 0,05 % (для жесткого делителя напряжения). Все эти изменения приводят к тому, что источник тока работает хуже, чем идеальный: выходной ток немного зависит от напряжения и, следовательно, его сопротивление не бесконечно. В дальнейшем вы узнаете, что есть методы, которые позволяют преодолеть этот недостаток.

2. Напряжение U_БЭ и коэффициент h_21Э зависят от температуры. В связи с этим при изменении температуры окружающей среды возникает дрейф выходного тока. Кроме того, температура перехода изменяется при изменении напряжения на нагрузке (в связи с изменением мощности, рассеиваемой транзистором) и приводит к тому, что источник работает не как идеальный. Изменение напряжения U_БЭ в зависимости от температуры окружающей среды можно скомпенсировать с помощью схемы, показанной на рис. 2.23.

Рис. 2.23. Один из методов температурной компенсации источника тока.

В этой схеме падение напряжения между базой и эмиттером транзистора Т₂ компенсируется падением напряжения на эмиттерном переходе Т₁, который имеет такие же температурные характеристики. Резистор R₃ играет роль нагрузки для Т₁, необходимой для задания втекающего тока базы транзистора Т₂.

Улучшение характеристик источника тока. Вообще говоря, изменение напряжения U_БЭ, вызванное как влиянием температуры (относительное изменение составляет приблизительно — 2 мВ/°С), так и зависимостью от напряжения U_БЭ (эффект Эрли оценивается величиной ΔU_БЭ ~= —0,001ΔU_кэ, можно свести к минимуму, если установить напряжение на эмиттере достаточно большим (по крайней мере 1 В), тогда изменение напряжения U_БЭ на десятые доли милливольта не приведет к значительному изменению напряжения на эмиттерном резисторе (напомним, что схема поддерживает постоянное напряжение на базе).

Например, если U_Э = 0,1 В (т. е. к базе приложено напряжение 0,7 В), то изменение напряжения U_бэ на 10 мВ вызывает изменение выходного тока на 10 %, если же U_э = 1,0 В, то такое же изменение U_бэ вызывает изменение тока на 1 %. Однако, не стоит заходить слишком далеко.

Напомним, что нижняя граница рабочего диапазона определяется напряжением на эмиттере. Если в источнике тока, работающем от источника питания +10 В, напряжение на эмиттере сделать равным +5 В, то диапазон выхода будет равен немного менее 5 В (напряжение на коллекторе может изменяться от U_э + 0,2 В до U_KK, т. е. от 5,2 до 10 В).

На рис. 2.24 показана схема, которая существенно улучшает характеристики источника тока.

Рис. 2.24. Каскодный источник тока, обладающий повышенной устойчивостью к изменениям напряжения на нагрузке.

Источник тока Т₁ работает, как и прежде, но напряжение на коллекторе фиксируется с помощью эмиттера Т₂. Ток, текущий в нагрузку, такой же, как и прежде, так как коллекторный (для Т₂) и эмиттерный токи приблизительно равны между собой (из-за большого значения h_21Э). В этой схеме напряжение U_КЭ (для Т₁) не зависит от напряжения на нагрузке, а это значит, что устранены изменения напряжения U_БЭ, обусловленные эффектом Эрли и температурой. Для транзисторов типа 2Ν3565 эта схема дает изменение тока на 0,1 % при изменении напряжения на нагрузке от 0 до 8 В; для того чтобы схема обеспечивала указанную точность, следует использовать стабильные резисторы с допуском 1 %. (Кстати, эту схему используют в высокочастотных усилителях, где она известна под названием «каскод»). В дальнейшем вы познакомитесь со схемами источников тока, в которых используются операционные усилители и обратная связь, и в которых также решена задача устранения влияния изменений U_бэ на выходной ток.

Влияние коэффициента h_21Э можно ослабить, если выбрать транзистор с большим значением h_21Э, тогда ток базы будет вносить незначительный вклад в ток эмиттера.

На рис. 2.25 показан еще один источник тока, в котором выходной ток не зависит от напряжения питания. В этой схеме напряжение U_БЭ транзистора Т₁, падая на резисторе R₂, определяет выходной ток независимо от напряжения U_KK.

U_вых = U_БЭ/R₂.

С помощью резистора R₁ устанавливается смещение транзистора Т₂ и потенциал коллектора Т₁, причем этот потенциал меньше, чем напряжение U_KK, на удвоенную величину падения напряжения на переходе; тем самым уменьшается влияние эффекта Эрли. В этой схеме нет температурной компенсации; напряжение на R₂ уменьшается приблизительно на 2,1 мВ/°С и вызывает соответствующее изменение выходного тока (0,3 %/°С).

Рис. 2.25. Транзисторный источник тока с использованием напряжения U_бэ в качестве опорного.

2.07. Усилитель с общим эмиттером.

Рассмотрим источник тока, нагрузкой для которого служит резистор (рис. 2.26).

Рис. 2.26.

Напряжение на коллекторе равно.

U_к = U_KK — I_кR_к.

Можно через емкость задать сигнал в цепь базы, тогда напряжение на коллекторе будет изменяться. Рассмотрим пример, представленный на рис. 2.27.

Рис. 2.27. Каскад усиления переменного тока с общим эмиттером с отрицательной обратной связью в цепи эмиттера. Обратите внимание, что выходной сигнал снимается с коллектора, а не с эмиттера.

Конденсатор С выбран так, что фильтр высоких частот, образованный этим конденсатором и последовательно соединенными с ним резисторами смещения базы, пропускает все нужные частоты (резисторы в цепи базы обычно выбирают так, чтобы импеданс со стороны базы, т. е. входное сопротивление транзистора, был гораздо больше и им можно было пренебречь).

Иначе говоря,

С >= 1/2πf(R₁||R₂)

Благодаря напряжению смещения, приложенному к базе, и наличию эмиттерного резистора сопротивлением 1,0 кОм ток покоя коллектора составляет 1,0 мА. Этот ток создает на коллекторе напряжение +10 В (+20 В минус падение напряжения на сопротивлении 10 кОм при протекании тока 1,0 мА). Допустим теперь, что на базу подан сигнал u_Б. Напряжение на эмиттере повторяет изменение напряжения на базе u_э — u_Б и вызывает изменение эмиттерного тока:

I_э = u_э/R_э = u_Б/R_э.

И приблизительно такое же изменение коллекторного тока (транзистор имеет большой коэффициент h_21Э). Итак, первоначальное изменение напряжения на базе вызывает изменение коллекторного напряжения:

U_к = — i_кR_к = — u_Б(R_к/R_э)

Стоп! Получается, что схема представляет собой усилитель напряжения, коэффициент усиления которого определяется следующим образом:

Коэффициент усиления = u_вых/u_вх = —R_к/R_э.

В нашем примере коэффициент усиления равен —10000/1000, или —10. Знак минус говорит о том, что положительный сигнал на входе дает на выходе отрицательный сигнал (амплитуда которого в 10 раз больше, чем на входе). Такая схема называется усилителем с общим эмиттером с отрицательной обратной связью в цепи эмиттера.

Входное и выходное сопротивление для усилителя с общим эмиттером. Нетрудно определить входное и выходное сопротивление усилителя. Для входного сигнала схема представляет собой параллельное соединение резисторов 110 кОм, 10 кОм и входного сопротивления со стороны базы. Последнее приблизительно равно 100 кОм (сопротивление R_Э, увеличенное в h_21Э раз), а значит, входное сопротивление равно приблизительно 8 кОм (преобладающую роль играет сопротивление 10 кОм). Если используется развязывающий конденсатор, указанный на схеме, то получаем фильтр высоких частот с точкой — 3 дБ на частоте 200 Гц. Для сигналов в рабочей полосе частот (выше частоты, соответствующей точке — 3 дБ) конденсатором емкостью 0,1 мкФ можно пренебречь и учитывать только сопротивление 8 кОм, соединенное с ним последовательно. Выходное сопротивление определяется как параллельное соединение сопротивления 10 кОм и выходного сопротивления транзистора со стороны коллектора. Что же получается? Если бы не коллекторный резистор, то схема не отличалась бы от источника тока. Коллектор обладает очень большим сопротивлением (порядка мегаОм), поэтому выходное сопротивление определяется коллекторным резистором, сопротивление которого составляет 10 кОм. Напомним, что сопротивление со стороны коллектора велико, а со стороны эмиттера мало (как и в схеме эмиттерного повторителя). В выходном сопротивлении усилителя с общим эмиттером преобладает сопротивление резистора нагрузки, стоящего в цепи коллектора, а выходное сопротивление эмиттерного повторителя определяется выходным сопротивлением транзистора со стороны эмиттера, а не сопротивлением нагрузки, стоящей в цепи эмиттера.

2.08. Схема расщепления фазы с единичным коэффициентом усиления.

Иногда полезно иметь сигнал и его инверсию, т. е. два однородных сигнала, сдвинутые друг относительно друга по фазе на 180°. Получить такие сигналы нетрудно — нужно воспользоваться усилителем с общим эмиттером, коэффициент усиления которого равен — 1 (рис. 2.28).

Рис. 2.28. Схема расщепления фазы с единичным коэффициентом усиления.

Напряжение покоя на коллекторе устанавливают равным 0,75U_KK вместо привычного значения 0,5U_KK. Это делается с уже известной нам целью — получить симметричный выходной сигнал без срезов на любом из выходов. Напряжение на коллекторе может изменяться от 0,5U_KK до U_KK, а на эмиттере — от потенциала земли до 0,5U_KK. Обращаем ваше внимание на то, что для симметричного усиления выходы схемы следует нагружать одинаковыми (или очень большими) импедансами.

Фазовращатель. На рис. 2.29 показан хороший пример использования схемы расщепления фазы выходного сигнала.

Рис. 2.29. Схема расщепления фазы с постоянной амплитудой.

Схема позволяет регулировать фазу выходного синусоидального сигнала (от нуля до 180°) при условии, что входной сигнал тоже представляет собой синусоиду; амплитуда сигнала при регулировке фазы сохраняется постоянной. Работу схемы помогает понять векторная диаграмма напряжений (см. гл. 1), для нашей схемы представленная на рис. 2.30; входной сигнал на ней изображен в виде единичного вектора, направленного вдоль действительной оси. Направления векторов, соответствующих сигналам U_R и U_K, должны быть такими, чтобы этим двум векторам соответствовал вектор постоянной длины, направленный вдоль действительной оси.

Рис. 2.30. Векторная диаграмма для схемы расщепления фазы.

В геометрии есть теорема, согласно которой геометрическим местом таких точек служит окружность. Итак, результирующий вектор (выходное напряжение) всегда имеет единичную длину, т. е. такую же, как вектор входного сигнала, так как R может изменяться от нуля до значений, значительно превышающих Ζ_К на рабочей частоте. Обратите внимание, что величина фазового сдвига при данном положении потенциометра R зависит также от частоты входного сигнала.

Следует отметить, что в качестве схемы, обеспечивающей регулируемый сдвиг фаз, можно использовать простейший RC-фильтр высоких (или низких) частот. Правда, в этом случае при регулировке фазы амплитуда выходного сигнала изменяется в широком диапазоне.

Отметим также, что фазовращатель RС-типа нагружает схему расщепления фазы. В идеальном случае нагрузка представляет собой импеданс, который велик по сравнению с коллекторным и эмиттерным резисторами. Поэтому данная схема не может применяться в случаях, когда требуется обеспечить широкий диапазон фазовых сдвигов. В следующей главе приведена улучшенная схема фазовращателя.

2.09. Крутизна.

В предыдущем разделе мы проанализировали работу усилителя с общим эмиттером следующим образом: а) предположив, что сигнал (напряжение) на базе изменяется в некоторых пределах, обнаружили, что напряжение на эмиттере имеет такой же размах; б) подсчитали эмиттерный ток; затем, пренебрегая незначительным влиянием тока базы, определили размах коллекторного тока и в) коллекторного напряжения. При этом коэффициент усиления есть просто отношение коллекторного напряжения (выходного) к напряжению на базе (входному).

Рассмотрим работу усилителя этого типа с другой точки зрения. Мысленно расчленим схему, как показано на рис. 2.31.

Рис. 2.31. Усилитель с общим эмиттером в качестве каскада с передаточной проводимостью, управляющий нагрузкой (резистивной).

Одна часть представляет собой управляемый напряжением источник тока, его ток покоя равен 1,0 мА, а коэффициент передачи составляет — 1 мА/В. Коэффициент передачи представляет собой отношение выходного сигнала к входному; в данном случае он измеряется в единицах [ток/напряжение] или [1/сопротивление]. Величина, обратная сопротивлению, называется проводимостью (величина, обратная реактивному сопротивлению, называется реактивной проводимостью; величина, обратная импедансу или полному сопротивлению, называется полной проводимостью), и единицей ее измерения служит сименс, раньше эту единицу измерения называли мо (обратный ом). Если коэффициент передачи измеряется в единицах проводимости, то такой усилитель называется усилителем с передаточной проводимостью; отношение I_вых/U_вх называется крутизной и обозначается g_m.

Итак, одна часть схемы представляет собой усилитель с передаточной проводимостью, коэффициент передачи которого (крутизна) составляет 1 мА/В (1000 мкСм или 1 мСм, а это есть не что иное, как 1/R_Э). Другая часть схемы представляет собой нагрузочный резистор («усилитель»), преобразующий ток в напряжение. Резистор можно назвать усилителем с передаточным сопротивлением, его коэффициент усиления измеряется в единицах [напряжение/ток], т. е. в единицах сопротивления. В данном случае напряжение покоя (рабочее напряжение) — это U_KK, а коэффициент передачи (передаточное сопротивление) равен 10 кВ/А (10 кОм), а это есть не что иное, как R_к.

Соединив эти две части последовательно, получим усилитель напряжения, общее усиление которого определяется произведением коэффициентов передачи составных частей. В данном случае: К = g_mR_к = R_к/R_Э = —10 — безразмерная величина, равная отношению [(выходное напряжение)/(входное напряжение)].

Описанный метод очень полезен для анализа усилителей, так как позволяет рассматривать составные части схемы независимо друг от друга. Например, для усилителя с передаточной проводимостью можно оценить величину g_m для схем различной конфигурации и для иных элементов, например для полевых транзисторов. Затем можно рассмотреть нагрузку (или часть схемы с передаточным сопротивлением) и оценить, как связан коэффициент усиления с диапазоном изменения напряжения. Если вас интересует общее усиление по напряжению, то его можно определить следующим образом: К_U = g_mr_m, где r_m - передаточное сопротивление нагрузки. В конечном счете замена простой активной нагрузки схемой с высоким передаточным сопротивлением позволяет получать для одного каскада усилителя величину коэффициента усиления, равную 10000 и выше. С помощью описанного метода удобно рассматривать каскодный усилитель, с которым вы познакомитесь ниже.

В гл. 4, где рассматриваются операционные усилители, приведено немало примеров усилителей, на входах и выходах которых действуют напряжения и токи, усилители напряжения, усилители тока, усилители с передаточной проводимостью, усилители с передаточным сопротивлением.

Предельный коэффициент усиления: границы применимости простейшей модели транзистора. В соответствии с нашей моделью коэффициент усиления по напряжению усилителя с общим эмиттером равен — R_K/R_Э. Что произойдет, если сопротивление R_Э будет уменьшаться, стремясь к нулю? Согласно уравнению, коэффициент усиления будет при этом беспредельно возрастать. Однако измерения, выполненные в рассмотренной выше схеме, покажут, что, хотя при постоянном токе покоя, равном 1 мА, коэффициент усиления и растет, при R_Э = 0 (эмиттер заземлен) он становится равным всего 400.

Окажется также, что усилитель начнет при этом работать как нелинейный элемент (выходной сигнал не воспроизводит по форме в точности входной), входное сопротивление становится небольшим и нелинейным, а смещение начинает зависеть от температуры. Очевидно, что модель транзистора, которой мы пользовались, несовершенна и ее необходимо дополнить, чтобы она пришла в соответствие с измерениями, описанными выше, и некоторыми другими фактами, на которых мы еще остановимся. Модель, которую мы сейчас рассмотрим, будет достаточно точна и удовлетворит нас в дальнейшем.

Модель Эберса-Молла для основных транзисторных схем.

2.10. Улучшенная модель транзистора: усилитель с передаточной проводимостью (крутизной).

Существенную поправку следует внести в правило 4 (разд. 2.01), которое определяет, что I_R = h_21ЭI_Б. Мы рассматривали транзистор как усилитель тока, вход которого работает как диод. Это приближение является грубым, но для некоторых практических случаев большей точности и не требуется. Однако для того чтобы понять, как работают дифференциальные усилители, логарифмические преобразователи, схемы температурной компенсации и некоторые другие практически полезные схемы, следует рассматривать транзистор как элемент с передаточной проводимостью - коллекторный ток в нем определяется напряжением между базой и эмиттером.

Итак, правило 4 в измененном виде:

4. Если правила 1–3 соблюдены (разд. 2.01), то ток I_К связан с напряжением U_БЭ следующей зависимостью:

I_К = I_нас[exp(U_БЭ/U_T) — 1].

Где U_T = kT/q = 25,3 мВ при комнатной температуре (20 °C), q — заряд электрона (1,60·10^-19 Кл), k — постоянная Больцмана (1,38·10^-23 Дж/К), Т — абсолютная температура в Кельвинах (К = °С + 273,16), I_нас - ток насыщения транзистора (зависит от T). Тогда ток базы, который также зависит от U_БЭ, можно приблизительно определить так:

I_Б = I_Кh_21Э.

Где «постоянная» h_21Э обычно принимает значения от 20 до 1000 и зависит от транзистора, I_К, U_КЭ и температуры. Ток I_нас  представляет собой обратный ток эмиттерного перехода. В активной области I_К >> I_нас и членом — 1 можно пренебречь.

Уравнение для I_К известно под названием «уравнение Эберса-Молла». Оно приблизительно описывает также зависимость тока от напряжения для диода, если U_T умножается на корректировочный коэффициент m со значением между 1 и 2.

Следует запомнить, что в транзисторе коллекторный ток зависит от напряжения между базой и эмиттером, а не от тока базы (ток базы в грубом приближении определяется коэффициентом h_21Э). Экспоненциальная зависимость между током I_К и напряжением U_БЭ точно соблюдается в большом диапазоне токов, обычно от наноампер до миллиампер. На рис. 2.32 приведен график этой зависимости.

Рис. 2.32. Зависимость базового и коллекторного токов транзистора от напряжения между базой и эмиттером.

Если измерить ток базы при различных значениях коллекторного тока, то получим график зависимости h_21Э от I_К (рис. 2.33).

Рис. 2.33. Типичная зависимость коэффициента усиления по току для транзистора (h_21Э) от коллекторного тока.

Согласно уравнению Эберса-Молла, напряжение между базой и эмиттером «управляет» коллекторным током, однако это свойство нельзя использовать непосредственно на практике (создавать смещение в транзисторе с помощью напряжения, подаваемого на базу), так как велик температурный коэффициент напряжения между базой и эмиттером. В дальнейшем вы увидите, как уравнение Эберса-Молла помогает решить эту проблему.

Практические правила для разработки транзисторных схем. На основании уравнения Эберса-Молла получены некоторые зависимости, которые часто используют при разработке схем:

1. Ступенчатая характеристика диода. На сколько нужно увеличить напряжение U_БЭ, чтобы ток I_К увеличился в 10 раз? Из уравнения Эберса-Молла следует, что U_БЭ нужно увеличить на U_Tlog_e10, или на 60 мВ при комнатной температуре. Напряжение на базе увеличивается на 60 мВ при увеличении коллекторного тока в 10 раз. Эквивалентным является следующее выражение I_К= I_K0e^ΔU/25, где ΔU измеряется в милливольтах.

2. Импеданс для малого сигнала со стороны эмиттера при фиксированном напряжении на базе. Возьмем производную от U_БЭ по I_К: r_Э U_T/I_K = 25/I_K Ом, где ток I_K измеряется в миллиамперах. Величина 25/I_K Ом соответствует комнатной температуре. Это собственное сопротивление эмиттера r_Э выступает в качестве последовательного для эмиттерной цепи во всех транзисторных схемах. Оно ограничивает усиление усилителя с заземленным эмиттером, приводит к тому, что коэффициент усиления эмиттерного повторителя имеет значение чуть меньше единицы и не позволяет выходному сопротивлению эмиттерного повторителя стать равным нулю.

Этот параметр относится к параметрам малого сигнала. Отметим, что крутизна для усилителя с заземленным эмиттером определяется следующим образом: g_m = 1/r_Э.

3. Температурная зависимость. Глядя на уравнение Эберса-Молла, можно предположить, что U_БЭ имеет положительный температурный коэффициент. Однако, в связи с тем что ток I_нас зависит от температуры, напряжение U_БЭ уменьшается на 2,1 мВ/°С. В грубом приближении оно пропорционально 1/Т_абс, где Т_абс - абсолютная температура.

И еще одна зависимость пригодится нам на практике, правда, она не связана с уравнением Эберса-Молла. Речь идет об эффекте Эрли, описанном в разд. 2.06, который накладывает ограничения на выходную характеристику транзистора как источника тока.

4. Эффект Эрли. U_БЭ хоть и в слабой мере, но зависит от U_КЭ при постоянном токе I_К. Этот эффект обусловлен изменением эффективной ширины базы и описывается следующей приблизительной зависимостью: ΔU_БЭ = —αU_КЭ, где α ~= 0,0001.

Мы перечислили основные соотношения, которые могут быть полезны на практике. Эти соотношения, а не сами уравнения Эберса-Молла, используются при разработке транзисторных схем.

2.11. Еще раз об эмиттерном повторителе.

Прежде чем мы еще раз рассмотрим усилитель с общим эмиттером, используя преимущества новой модели транзистора, ненадолго задержим свое внимание на скромном эмиттерном повторителе. Согласно модели Эберса-Молла эмиттерный повторитель должен иметь ненулевой выходной импеданс даже в том случае, когда схемой управляет источник напряжения, так как эмиттерный повторитель обладает вполне определенным сопротивлением r_Э (см. предыдущий раздел, пункт 2). По той же причине усиление по напряжению будет немного меньше единицы, так как r_Э и резистор нагрузки образуют делитель напряжения.

Эти явления нетрудно описать математически. При фиксированном напряжении на базе импеданс со стороны эмиттера есть не что иное, как R_вых = dU_БЭ/dI_Э, но I_Э = I_К, поэтому R_вых ~= r_Э - собственное сопротивление эмиттера [r_Э = 25/I_К (мА)]. Например, на рис. 2.34, а импеданс со стороны нагрузки r_Э = 25 Ом, так как I_К = 1 мА. (Если используется эмиттерный резистор R_Э, то образуется параллельное соединение, на практике R_Э всегда значительно больше, чем r_Э). На рис. 2.34, б представлена более распространенная ситуация — источник имеет конечное сопротивление R_ист (для простоты в схеме опущены компоненты смещения — базовый делитель и блокировочный конденсатор — эти компоненты присутствуют на рис. 2.34, в).

Рис. 2.34.

В этом случае выходной импеданс эмиттерного повторителя — это просто r_Э в последовательном соединении с R_ист/(h_21Э + 1) (опять же в параллельном соединении с несущественным резистором R_Э, если он присутствует). Например, если R_ист = 1 кОм и I_К = 1 мА, то R_вых = 35 Ом (предположим, что h_21Э = 100). Нетрудно показать, что собственное сопротивление эмиттера r_Э вносит также вклад во входной импеданс эмиттерного повторителя, как если бы оно было соединено последовательно с нагрузкой (на самом деле не с нагрузкой, а с параллельным соединением резистора, нагрузки и эмиттерного резистора). Другими словами, для схемы эмиттерного повторителя эффект Эберса-Молла состоит просто в добавлении последовательно подключенного сопротивления эмиттера r_Э к полученным ранее результатам.

Усиление по напряжению эмиттерного повторителя несколько меньше единицы из-за наличия делителя напряжения, образованного r_Э и нагрузкой. Это нетрудно вычислить, так как выход схемы находится в точке соединения r_Э и R_нагр: G_U = U_вых/U_вх; R_нагр/(r_Э + R_нагр). Таким образом, если взять, например, повторитель, ток затухания которого равен 1 мА, а нагрузка составляет 1 кОм, то его усиление по напряжению будет равно 0,976.

Инженерам иногда нравится считать усиление в единицах сверхпроводимости для получения выражения, подходящего также для ОУ (см. разд. 3.07); в этом случае (используя выражение b_m = 1/r_Э) получим G_U = R_нагрb_m/(1 + R_нагрb_m).

2.13. Еще раз об усилителе с общим эмиттером.

Выше мы определили усиление по напряжению для усилителя с общим эмиттером при условии, что сопротивление эмиттерного резистора равно нулю, но результат получили неверный. Дело в том, что транзистор обладает собственным — эмиттерным сопротивлением, равным 25/I_к (мА) (выражено в омах), которое следует добавлять к сопротивлению включенного в эмиттерную цепь резистора. Это сопротивление значительно в тех случаях, когда в цепь эмиттера включен небольшой резистор (или когда его нет вообще). Например, для усилителя, который мы рассмотрели выше, коэффициент усиления по напряжению равен —10 кОм/r_Э, или —400, при условии, что сопротивление эмиттерного резистора равно нулю. Мы предполагали раньше, что входной импеданс h_21ЭR_Э равен нулю при R_Э = 0; на самом деле он приблизительно равен h_21Эr_Э и в данном случае составляет около 2,5 кОм (ток покоя равен 1 мА).

Мы уже упоминали усилитель с «заземленным эмиттером» и схемы «с общим эмиттером». Эти схемы не следует путать. Усилитель с «заземленным эмиттером» — это усилитель с общим эмиттером, в котором R_Э = 0. В усилительном каскаде с общим эмиттером может присутствовать эмиттерный резистор; особенность этой схемы состоит в том, что цепь эмиттера является общей для входа и выхода схемы.

Недостатки однокаскадного усилителя с заземленным эмиттером. Дополнительное усиление, обусловленное отсутствием резистора в эмиттерной цепи R_Э = 0, мы получаем за счет ухудшения некоторых параметров усилителя. Как ни популярен усилитель с заземленным эмиттером в учебниках, на практике его следует использовать только в схемах, охваченных общей петлей отрицательной обратной связи. Для того чтобы понять, с чем это связано, рассмотрим рис. 2.35.

Рис. 2.35. Усилитель с общим эмиттером без отрицательной обратной связи в цепи эмиттера.

1. Нелинейность. Коэффициент усиления определяется выражением k = —g_mR_K = —R_K/r_Э = —R_KI_K(мА)/25, т. е. для тока покоя 1 мА он равен —400. Но дело в том, что ток I_K изменяется при изменении входного сигнала. В нашем примере коэффициент усиления может изменяться от — 800 (U_вых = 0, I_K = 2 мА) до нуля (U_вых = U_КК, I_K = 0). Если на входе действует треугольный сигнал, то сигнал на выходе будет таким, как показано на рис. 2.36.

Рис. 2.36.Нелинейный выходной сигнал, снимаемый с усилителя с заземленным эмиттером.

Усилитель вносит большие искажения, т. е. обладает плохой линейностью. Усилитель с заземленным эмиттером без обратной связи можно использовать лишь для небольших диапазонов изменения сигнала вблизи точки покоя. Что же касается усилителя с общим эмиттером, то его усиление почти не зависит от коллекторного тока, при условии что R_Э >> r_Э; он обеспечивает усиление без искажений в большом диапазоне изменения сигнала.

2. Входное сопротивление. Входное сопротивление приблизительно равно Z_вх = h_21эr_Э = (25/h_21э/I_K(мА)) Ом. Здесь мы опять сталкиваемся с тем, что ток I_K изменяется при изменении выходного сигнала, а значит меняется и входное сопротивление. Если источник, питающий базу, обладает небольшим выходным сопротивлением, то вы получите нелинейный переменный делитель напряжения, образованный источником сигнала и входным сопротивлением усилителя. Что касается усилителя с общим эмиттером, то он обладает постоянным и высоким входным сопротивлением.

3. Смещение. В усилителе с заземленным эмиттером смещение выполнить трудно. Возникает соблазн просто подать напряжение (с делителя), которое обеспечит нужный ток покоя в соответствии с уравнением Эберса-Молла. Однако так сделать нельзя, потому что напряжение U_БЭ зависит от температуры (при фиксированном значении I_К) и изменяется на 2,1 мВ/°С (фактически напряжение уменьшается при повышении температуры Т из-за того, что изменяется ток I_нас; в результате оказывается, что напряжение U_БЭ приблизительно пропорционально 1/Т, где T — абсолютная температура). Это ведет к тому, что коллекторный ток (при фиксированном значении U_БЭ) будет увеличиваться в 10 раз при повышении температуры на 30 °C. Такая нестабильность делает смещение неработоспособным, так как даже небольшие колебания температуры будут приводить усилитель в режим насыщения.

Например, если напряжение смещения сделать равным половине напряжения питания коллектора, то усилитель с заземленным эмиттером будет переходить в режим насыщения при повышении температуры на 8 °C.

_{Упражнение 2.9. Убедитесь в том, что при повышении температуры окружающей среды на 8 °C усилитель с заземленным эмиттером и поданным на базу напряжением смещения переходит в режим насыщения. В исходном состоянии транзистор смещен так, что Uк = 0,5Uкк.}

О том, как решается задача смещения, вы узнаете из следующих разделов. Что касается усилителя с общим эмиттером, то здесь стабильное смещение создается с помощью напряжения, приложенного к базе; большая часть этого напряжения приходится на резистор в цепи эмиттера, тем самым обеспечивается постоянный ток покоя.

Эмиттерный резистор в качестве элемента обратной связи. Если к собственному сопротивлению эмиттера добавить сопротивление внешнего эмиттерного резистора, то многие параметры усилителя с общим эмиттером улучшатся, правда за счет снижения коэффициента усиления. Аналогичное явление рассматривается в следующих двух главах, посвященных использованию отрицательной обратной связи, позволяющей улучшить характеристики усилителя за счет частичной передачи выходного сигнала на вход. Это не простое совпадение, дело в том, что в усилителе с общим эмиттером используется одна из форм отрицательной обратной связи. Представим себе, что транзистор — это элемент с передаточной крутизной, в котором коллекторный ток (а следовательно, и выходное напряжение) зависит от напряжения, действующего между базой и эмиттером; на вход усилителя подается напряжение, действующее между базой и землей. Входное напряжение представляет собой напряжение между эмиттером и базой минус напряжение (I_ЭR_Э). Следовательно, в схеме с общим эмиттером действует отрицательная обратная связь, и благодаря этому улучшаются характеристики усилителя (высокая линейность и стабильность, большой входной импеданс; выходной импеданс можно уменьшить, если ввести обратную связь непосредственно с коллектора). Это лишь первое знакомство с обратной связью, но и оно позволяет оценить значение материала, изложенного в гл. 4–5.

2.13. Смещение в усилителе с общим эмиттером.

Существует возможность задать смещение в усилителе с общим эмиттером и при необходимости получения максимально возможного коэффициента усиления (или если усилительный каскад охвачен петлей обратной связи). Есть три варианта схем смещения, которые можно комбинировать между собой: с помощью шунтируемого резистора в эмиттерной цепи, с помощью согласованного транзистора и с помощью обратной связи по постоянному току.

Шунтируемый резистор в эмиттерной цепи. Смещение можно обеспечить с помощью шунтируемого резистора в эмиттерной цепи, как показано на рис. 2.37.

Рис. 2.37. Шунтируемый резистор в эмиттерной цепи можно использовать для получения стабильного смещения в усилителе с заземленным эмиттером.

Для того чтобы облегчить задачу создания смещения, резистор R_Э выбран так, что его сопротивление составляет 0,1R_К; если резистор R_Э слишком мал, то напряжение на эмиттере будет намного меньше, чем падение напряжения между базой и эмиттером, а это приведет к температурной нестабильности точки покоя, так как напряжение U_ВЭ зависит от температуры.

Шунтирующий эмиттерный конденсатор следует выбирать так, чтобы его импеданс был небольшим по сравнению с r_Э (а не с R_Э) на самой низкой из интересующих вас частот. В данном случае его импеданс составляет 25 Ом на частоте 650 Гц. В диапазоне рабочих частот входного сигнала для выбора входного конденсатора межкаскадной связи существенно, что входное сопротивление схемы определяется параллельным соединением сопротивления 10 кОм и входного сопротивления транзистора со стороны базы, в данном случае — это сопротивление 25 Ом, умноженное на h_21э, т. е. приблизительно 2,5 кОм. Для сигналов постоянного тока сопротивление со стороны базы значительно больше (сопротивление эмиттерного резистора, умноженное на h_21э, т. е. приблизительно 100 кОм), и именно благодаря этому можно обеспечить стабильное смещение.

Одна из разновидностей рассмотренной схемы отличается использованием в эмиттерной цепи двух последовательных резисторов, один из которых шунтируется. Например, нужно спроектировать усилитель, коэффициент усиления которого равен 50, ток покоя -1 мА, а напряжение U_KK составляет +20 В; частота сигнала может изменяться от 20 Гц до 20 кГц. Если для решения поставленной задачи вы выберете схему с общим эмиттером, то получите усилитель, показанный на рис. 2.38.

Рис. 2.38.

Коллекторный резистор выбран так, чтобы коллекторное напряжение покоя составляло 0,5U_KK. Эмиттерный резистор выбран с учетом требуемого значения коэффициента усиления и влияния r_Э, составляющего 25/I_К(мА). Трудность состоит в том, что эмиттерное напряжение, равное лишь 0,175 В, будет подвержено существенным изменениям. Дело в том, что падение напряжения на переходе база-эмиттер, равное ~= 0,6 В, зависит от температуры (относительное изменение составляет примерно —2,1 мВ/°С), тогда как напряжение на базе поддерживается постоянным с помощью резисторов R₁ и R₂; например, вы можете убедиться, что при увеличении температуры на 20 °C коллекторный ток возрастает примерно на 25 %. Это неприятное явление можно устранить, если включить в эмиттерную цепь дополнительный зашунтированный конденсатором резистор, который не будет влиять на коэффициент усиления в рабочем диапазоне частот (рис. 2.39).

Рис. 2.39. Усилитель с общим эмиттером, обладающий стабильным смещением, линейностью и большим коэффициентом усиления по напряжению.

Как и в предыдущей схеме, коллекторный резистор выбран здесь так, чтобы напряжение на коллекторе было равно 10 В (0,5U_KK). Нешунтируемый резистор в цепи эмиттера выбран таким образом, чтобы с учетом собственного сопротивления эмиттера, составляющего r_Э = 25/I_К(мА), коэффициент усиления был равен 50. Дополнительное сопротивление в цепи эмиттера должно быть таким, чтобы смещение было стабильным (хороший результат дает сопротивление, в 10 раз меньшее коллекторного). Напряжение базы выбрано так, чтобы ток эмиттера был равен 1 мА, при условии что сопротивление цепи смещения составляет десятую часть от сопротивления по постоянному току со стороны базы (в данном случае около 100 кОм).

Сопротивление шунтирующего конденсатора в цепи эмиттера должно быть небольшим по сравнению с сопротивлением 180 + 25 Ом на самой низкой частоте диапазона. И наконец, входной конденсатор межкаскадной связи должен иметь небольшой импеданс по сравнению с входным сопротивлением усилителя на частоте входного сигнала, которое определяется параллельным соединением сопротивления делителя напряжения и сопротивления (180 + 25)/h_21э Ом (на частотах входного сигнала сопротивление 820 Ом шунтировано конденсатором и равноценно замкнутой накоротко цепи).

В другом варианте этой схемы цепи сигнала и постоянного тока разделены (рис. 2.40). Это разделение позволяет изменять коэффициент усиления (за счет резистора 180 Ом), не изменяя смещения.

Рис. 2.40. Другой вариант схемы, показанной на рис. 2.39.

Использование согласованного транзистора. Для получения напряжения базы, обеспечивающего нужный ток коллектора, можно использовать согласованные транзисторы, при этом будет обеспечена автоматическая температурная компенсация (рис. 2.41).

Рис. 2.41. Схема смещения, в которой компенсируется падение напряжения между базой и эмиттером U_БЭ.

В цепи коллектора транзистора Т₁ протекает ток 1 мА, потенциал коллектора близок потенциалу земли (точнее, превышает потенциал земли примерно на величину падения напряжения U_БЭ); если транзисторы Т₁ и Т₂ представляют собой согласованную пару (например, два транзистора, изготовленных на одном кристалле кремния), то смещение транзистора Т₂ будет таким, что этот транзистор также будет порождать ток 1 мА и напряжение на его коллекторе будет равно +10 В, при этом симметричный сигнал на коллекторе может иметь размах ±10 В. Изменение температуры не влияет на работу схемы, так как оба транзистора находятся в одинаковых температурных условиях. Вот чем хороши «монолитные» сдвоенные транзисторы.

Обратная связь по постоянному току. Для стабилизации точки покоя (рабочей точки) можно использовать обратную связь по постоянному току. Один из методов такой стабилизации показан на рис. 2.42.

Рис. 2.42. Стабильность смещения обеспечивается за счет обратной связи.

Определенное улучшение стабильности можно получить, если напряжение смещения подавать с коллектора, а не от источника U_KK. Напряжение на базе превышает потенциал земли на величину падения напряжения на диоде; так как напряжение смещения снимается с делителя 10:1, то напряжение на коллекторе превышает потенциал земли на величину, равную падению напряжения на диоде, увеличенному в 11 раз, т. е. составляет ~ 7 В.

Эта схема уменьшает склонность к насыщению (которая может возникнуть, например, если коэффициент β будет необычно большим) за счет того, что при уменьшении коллекторного напряжения уменьшается напряжение смещения на базе. Эту схему можно использовать в тех случаях, когда не нужна высокая стабильность. Точка покоя (выхода) подвержена дрейфу примерно на 1 В за счет изменений температуры окружающей среды. Это связано с тем, что напряжение между базой и эмиттером имеет большой температурный коэффициент. Большей стабильностью обладает схема, в которой петля обратной связи охватывает несколько каскадов усиления. Примеры вы увидите там, где речь пойдет об обратной связи.

Для того, чтобы понять, как работает эта схема, нужно внимательнее рассмотреть обратную связь. Например, обратная связь уменьшает входной и выходной импедансы. Для входного сигнала сопротивление R₁ уменьшено за счет усиления по напряжению, которым обладает каскад. В данном случае резистор R₁ эквивалентен резистору с сопротивлением 200 Ом, один конец которого заземлен. В следующей главе мы рассмотрим обратную связь более подробно, и тогда вы сможете определить коэффициент усиления по напряжению и входной и выходной импедансы данной схемы.

Отметим, что сопротивление резистора смещения базы можно увеличить, и тогда увеличится входной импеданс схемы, но ток базы уже нельзя будет считать пренебрежимо малым. Можно, например, взять такие резисторы: R₁ = 220 кОм и R₂ = 33 кОм. Другая возможность состоит в том, что в цепь обратной связи можно включить шунтирующий конденсатор, как показано на рис. 2.43. При этом удается избавиться от обратной связи (а следовательно, и от пониженного входного импеданса) на частотах сигнала.

Рис. 2.43. Устранение обратной связи на частотах сигнала.

Некоторые замечания относительно смещения и усиления. Первое важное замечание касается усилительных каскадов с заземленным эмиттером: создается впечатление, что коэффициент усиления по напряжению можно увеличить за счет увеличения тока покоя, так как собственное сопротивление эмиттера r_Э уменьшается при увеличении тока. Однако, хотя r_Э и уменьшается при увеличении коллекторного тока, для получения того же самого рабочего напряжения на коллекторе приходится использовать меньший коллекторный резистор, и в результате выигрыша нет. На самом деле можно показать, что в усилителе с заземленным эмиттером, смещенным так, что напряжение покоя составляет 0,5U_KK, коэффициент усиления по напряжению для малого сигнала равен К ~= 20U_KK независимо от величины тока покоя (рабочего тока).

_{Упражнение 2.10. Докажите, что сделанное выше утверждение справедливо.}

Если требуется увеличить коэффициент усиления каскада по напряжению, то можно, например, в качестве активной нагрузки использовать источник тока. Так как источник тока обладает очень большим импедансом, то на одном каскаде можно получить коэффициент усиления по напряжению, равный 1000 и выше. Такой подход не пригоден в схемах со смещением, которые мы рассмотрели выше; каскад должен являться частью схемы, охваченной общей петлей обратной связи по постоянному току. Об этом поговорим в следующей главе. Внешняя нагрузка такого усилителя обязательно должна быть велика, в противном случае усиление, полученное за счет большого коллекторного сопротивления, будет потеряно. В качестве такой высокоомной нагрузки можно использовать эмиттерный повторитель, полевой транзистор или операционный усилитель.

В радиочастотных усилителях, предназначенных для резонансного усиления в узкой полосе частот, в качестве коллекторной нагрузки принято использовать параллельный LC-контур; в этом случае можно получить очень большой коэффициент усиления по напряжению, так как на частоте сигнала LC-контур обладает большим импедансом (как источник тока), а его импеданс по постоянному току мал. LC-контур можно перестраивать и благодаря резонансной характеристике он подавляет сигналы, лежащие за пределами рабочего диапазона. К преимуществам этой схемы можно отнести также возможность получения размаха выходного сигнала, равного 2U_KK, и возможность использования трансформаторной связи.

_{Упражнение 2.11. Разработайте резонансный усилительный каскад с общим эмиттером для частоты 10 кГц. Используйте в схеме шунтированный эмиттерный резистор и установите ток покоя величиной 1 мА. Пусть Uкк = +15 В, a L = 1,0 мГн; параллельно LC-контуру подключите резистор 6,2 кОм, с тем чтобы получить Q = 10 (ширина полосы 10 %, см. разд. 1.22). Для межкаскадной связи используйте на входе конденсатор.}

2.14. Токовые зеркала.

От схемы смещения с использованием согласованной пары транзисторов легко перейти к так называемому токовому зеркалу (рис. 2.44).

Рис. 2.44. Классическая схема токового зеркала на основе согласованной пары биполярных транзисторов. Отметим, что положительное питающее напряжение принято обозначать U_KK, даже в тех случаях, когда используются транзисторы р-n-р-типа.

Работа токового зеркала «программируется» путем задания коллекторного тока транзистора T₁. Напряжение U_БЭ для T₁ устанавливается в соответствии с заданным током, температурой окружающей среды и типом транзистора. В результате оказывается заданным режим схемы, и транзистор Т₂, согласованный с транзистором Т₁ (лучше всего использовать монолитный сдвоенный транзистор), передает в нагрузку такой же ток, что задан для T₁. Небольшими базовыми токами можно пренебречь.

Одно из достоинств описанной схемы состоит в том, что ее диапазон устойчивости по напряжению равен U_KK за вычетом нескольких десятых долей вольта, так как нет падения напряжения на эмиттерном резисторе. Кроме того, во многих случаях удобно задавать ток с помощью тока. Легче всего получить управляющий ток I_пр с помощью резистора (рис. 2.45).

Рис. 2.45.

В связи с тем, что эмиттерные переходы транзисторов представляют собой диоды, падение напряжения на которых мало по сравнению с U_KK, резистор 14,4 кОм формирует управляющий, а следовательно, и выходной ток величиной 1 мА. Токовые зеркала можно использовать в тех случаях, когда в транзисторной схеме необходим источник тока. Их широко используют при проектировании интегральных схем, когда: а) под рукой есть много согласованных транзисторов и б) разработчик хочет создать схему, которая бы работала в широком диапазоне питающих напряжений. Существуют даже безрезисторные интегральные операционные усилители, в которых режимный ток всего усилителя задается с помощью одного внешнего резистора, а токи отдельных внутренних усилительных каскадов формируются с помощью токовых зеркал.

Недостатки токовых зеркал, обусловленные эффектом Эрли. Простое токовое зеркало обладает одним недостатком: выходной ток несколько изменяется при изменении выходного напряжения, т. е. выходное сопротивление схемы не бесконечно. Это связано с тем, что при заданном токе транзистора Т₂ напряжение U_БЭ слегка меняется в зависимости от коллекторного напряжения (проявление эффекта Эрли); иначе говоря, график зависимости коллекторного тока от напряжения между коллектором и эмиттером при фиксированном напряжении между базой и эмиттером не является горизонтальной линией (рис. 2.46).

Рис. 2.46.

Практически ток может изменяться приблизительно на 25 % в диапазоне устойчивой работы схемы, т. е. характеристики такой схемы существенно хуже, чем характеристики рассмотренного выше источника тока с эмиттерным резистором.

Если же нужен более высококачественный источник тока (чаще всего таких требований не возникает), то подойдет схема, показанная на рис. 2.47.

Рис. 2.47. Улучшенная схема токового зеркала.

Эмиттерные резисторы выбраны таким образом, что падение напряжения на них составляет несколько десятых долей вольта; такая схема — гораздо лучший источник тока, так как в ней изменения напряжения U_БЭ, обусловленные изменениями напряжения U_КЭ, оказывают пренебрежимо малое влияние на выходной ток. В этой схеме также следует использовать согласованные транзисторы.

Токовое зеркало Уилсона. На рис. 2.48 представлено еще одно токовое зеркало, обеспечивающее высокую степень постоянства выходного тока.

Рис. 2.48. Токовое зеркало Уилсона. Влияние изменений напряжения на нагрузке на выходной ток подавлено за счет каскодного включения транзистора Т₃, которое позволяет уменьшить изменения напряжения транзистора T₁.

Транзисторы Т₁ и Т₂ включены как в обычном токовом зеркале. Благодаря транзистору Т₃ потенциал коллектора транзистора Т₁ фиксирован и на удвоенную величину падения напряжения на диоде ниже, чем напряжение питания U_KK. Такое включение позволяет подавить эффект Эрли в транзисторе Т₁, коллектор которого теперь служит для задания режима работы схемы; выходной ток определяется транзистором Т₂. Транзистор Т₃ не влияет на баланс токов, если его базовый ток пренебрежимо мал; его единственная функция состоит в том, чтобы зафиксировать потенциал коллектора Т₁. В результате в токозадающих транзисторах Т₁ и Т₂ падения напряжения на эмиттерных переходах фиксированы; транзистор Т₃ можно рассматривать как элемент, который просто передает выходной ток в нагрузку, напряжение на которой является переменным (аналогичный прием используют при каскодном включении, которое мы рассмотрим позже). Кстати, транзистор Т₃ не обязательно согласовывать с транзисторами Т₁ и Т₂.

Схемы с несколькими выходами и коэффициенты отражения тока. Схему токового зеркала можно построить так, что вытекающий выходной ток (или втекающий - в случае использования транзисторов n-p-n-типа) будет передаваться в несколько нагрузок. О том, как эта идея воплощается в жизнь, дает представление схема, изображенная на рис. 2.49.

Рис. 2.49. Схема токового зеркала с несколькими выходами. Эта схема широко используется для получения нескольких программируемых источников тока.

Отметим, что если один из транзисторов — источников тока переходит в режим насыщения (в том случае, например, когда отключается его нагрузка), то его база будет отбирать повышенный ток из общей линии, соединяющей базы всех транзисторов, и в связи с этим уменьшаются остальные выходные токи. Положение можно улучшить, если включить в схему еще один транзистор (рис. 2.50).

Рис. 2.50.

На рис. 2.51 представлены два варианта многовыходного токового зеркала.

Рис. 2.51. Токовые зеркала, в которых коэффициент отражения тока отличен от 1:1.

Эти схемы отражают удвоенный (или половинный) управляющий ток. При разработке токовых зеркал в интегральных схемах коэффициент отражения тока задают путем выбора размеров (площадей) эмиттерных переходов.

Фирма Texas Instruments предлагает токовые зеркала Уилсона в виде законченных монолитных схем в удобных транзисторных корпусах типа ТО-92. Серия TL011 включает схемы, которые обеспечивают отношения 1:1, 1:2, 1:4 и 2:1, при этом диапазон устойчивости выходного напряжения определяется значениями от 1,2 до 40 В. Схема Уилсона обладает хорошими характеристиками источника тока — при постоянном программирующем токе выходной ток увеличивается только на 0,05 % на вольт — помимо всего она очень недорога (50 центов и дешевле). К сожалению, эти полезные схемы существуют только на транзисторах n-p-n-типа.

Еще один способ получения выходного тока, кратного управляющему, состоит во включении дополнительного резистора в цепь эмиттера выходного транзистора (рис. 2.52).

Рис. 2.52. Снижение выходного тока с помощью эмиттерного резистора. Отметим, что выходной ток здесь не кратен управляющему.

Если схема работает с токами различной плотности, то, согласно уравнению Эберса-Молла, разность напряжений U_БЭ зависит только от отношения плотностей токов. Для согласованных транзисторов отношение коллекторных токов равно отношению плотностей токов. График на рис. 2.53 позволяет определить разность напряжений между базой и эмиттером в подобном случае и полезен при разработке токовых зеркал с неединичным отражением.

Рис. 2.53. Зависимость отношения коллекторных токов в согласованных парах транзисторов от разности напряжений база-эмиттер.

_{Упражнение 2.12. Покажите, что токовое зеркало с неединичным отражением, показанное на рис. 2.52, работает так, как мы описали.}

Некоторые типы усилительных каскадов.

2.15. Двухтактные выходные каскады.

В этой главе уже было отмечено, что если в эмиттерном повторителе используется транзистор n-р-n-типа, то ток не может втекать в схему, если же используется транзистор р-n-р-типа, то ток не может вытекать. В результате повторитель с несимметричным выходом, в котором используются расщепленные источники питания, а ток покоя имеет большую величину, при двуполярном сигнале может работать только на заземленную нагрузку (такие схемы называют иногда усилителями класса А). Ток покоя должен быть по крайней мере таким же большим, как максимальный выходной ток при пиковых значениях сигнала, в результате схема в состоянии покоя рассеивает большую мощность. Например, на рис. 2.54 показана схема повторителя, который работает на нагрузку с сопротивлением 8 Ом и мощностью до 10 Вт.

Рис. 2.54. Усилитель громкоговорителя на 10 Вт, построенный на основе эмиттерного повторителя с однополюсным выходом, рассеивает мощность 165 Вт!

Повторитель T₁ на транзисторе р-n-р-типа служит для того, чтобы снизить требования к мощности входного сигнала схемы и скомпенсировать напряжение смещения U_БЭ в транзисторе Т₂ (напряжение 0 В на входе дает 0 В на выходе). Конечно, для простоты Т₁ можно было бы опустить. Большой источник тока, используемый в качестве нагрузки в цепи эмиттера Т₁, служит для того, чтобы обеспечить достаточный базовый ток для Т₂ при пиковом значении сигнала. Резистор в цепи эмиттера не используют потому, что он должен был бы иметь слишком малое сопротивление (50 Ом или меньше), для того чтобы при пиковом значении сигнала можно было гарантировать базовый ток Т₂, равный по крайней мере 50 мА; при этом ток нагрузки был бы максимальным, а падение напряжения на резисторе минимальным; результирующий ток покоя T₁ оказался бы чрезмерно большим.

Выходной сигнал схемы может изменяться в диапазоне ±15 В (пиковые значения) и отдавать в нагрузку требуемую мощность (эффективное напряжение 9 В на сопротивлении 8 Ом). Однако в отсутствие сигнала, выходной транзистор рассеивает мощность 55 Вт, а эмиттерный резистор — еще 110 Вт. Для усилителей такого типа, принадлежащих к классу А (транзистор всегда в открытом состоянии), характерно, что мощность, рассеиваемая в состоянии покоя, во много раз превышает максимальную выходную мощность; схема оставляет желать лучшего, особенно если речь идет о системах, связанных с большим выделением мощности.

На рис. 2.55 показана двухтактная схема повторителя, которая работает аналогичным образом.

Рис. 2.55. Двухтактная схема эмиттерного повторителя.

Транзистор Τ₁ открыт при положительных значениях сигнала, а транзистор Т₂ — при отрицательных. При нулевом входном напряжении коллекторного тока нет и мощность не рассеивается. При выходной мощности 10 Вт каждый транзистор рассеивает мощность менее 10 Вт.

Переходные искажения в двухтактных каскадах. Предыдущей схеме присуще следующее свойство: выходной сигнал отслеживает входной сигнал с разницей на величину падения напряжения U_БЭ; на положительном интервале входного сигнала выходное напряжение примерно на 0,6 В меньше, чем входное, на отрицательном интервале наоборот. Для синусоидального входного сигнала выходной сигнал будет таким, как показано на рис. 2.56.

Рис. 2.56. Переходные искажения в двухтактном повторителе.

На языке радиотехники такое искажение сигнала называется переходным искажением. Лучше всего немного сместить двухтактный каскад в состояние проводимости, как показано на рис. 2.57 (еще один метод устранения переходного искажения связан с использованием обратной связи, хотя он имеет некоторые недостатки).

Рис. 2.57. Устранение переходных искажений за счет смещения двухтактного повторителя.

Резисторы смещения R переводят диоды в состояние проводимости, благодаря этому напряжение на базе Τ₁ превышает входное напряжение на величину падения напряжения на диоде, а напряжение на базе Т₂ на величину падения напряжения на диоде меньше, чем входное напряжение. Теперь, когда входной сигнал проходит через нуль, проводящим транзистором вместо Т₂ становится Τ₁; один из выходных транзисторов всегда открыт.

Резистор R выбран так, чтобы обеспечивался необходимый базовый ток в выходных транзисторах при пиковых значениях выходного сигнала. Например, если используются источники питания ±20 В, а нагрузка имеет сопротивление 8 Ом и мощность 10 Вт для синусоидального сигнала, пиковое базовое напряжение составляет около 13,5 В, а пиковый ток нагрузки 1,6 А. Допустим, что коэффициент β транзистора равен 50 (мощные транзисторы обычно имеют меньший коэффициент усиления по току, чем малосигнальные транзисторы), тогда для получения базового тока, равного 32 мА, потребуются базовые резисторы с сопротивлением 220 Ом (при пиковом значении сигнала ток базы будет определяться напряжением 6,5 В, равным разности 13,5 В и напряжения источника питания U_KK).

Температурная стабильность двухтактных усилителей класса В. Рассмотренный выше усилитель (иногда такие схемы называют усилителями класса В, при этом имеют в виду, что каждый транзистор находится в открытом состоянии только в течение половины периода входного сигнала) имеет один серьезный недостаток: он не обладает температурной стабильностью. По мере того как выходные транзисторы нагреваются (когда приложен входной сигнал, они нагреваются, так как рассеивают мощность), напряжение U_БЭ начинает убывать, а коллекторный ток покоя — возрастать. Выделяющееся при этом дополнительное тепло усугубляет положение и повышает вероятность того, что в схеме разовьется неконтролируемая тепловая положительная обратная связь (эта вероятность зависит от ряда факторов: насколько велик радиатор для отвода тепла, совпадает ли температура диодов с температурой транзисторов и др.). Даже если этого не произойдет и схема не выйдет из строя, необходимо обеспечить более надежное управление ее работой; обычно прибегают к схеме, показанной на рис. 2.58.

Рис. 2.58. Увеличение температурной стабильности двухтактного повторителя за счет включения в схему небольших эмиттерных резисторов.

Для примера здесь показан случай, когда входной сигнал снимается с коллектора предшествующего каскада; резистор выполняет двойную функцию: он является коллекторным резистором транзистора Т₁ и формирует ток для смещения диодов и смещающего резистора в основной двухтактной схеме. Резисторы R₃ и R₄ обычно имеют сопротивление несколько ом или ниже; они «амортизируют» критическое смещение тока покоя: напряжение между базами выходных транзисторов должно быть немного больше, чем удвоенное падение напряжения на диоде; дополнительное падение напряжения обеспечивает регулируемый резистор смещения R₂ (его часто заменяют еще одним диодом).

Падение напряжения на резисторах R₃ и R₄  составляет несколько десятых долей вольта, благодаря этому температурное изменение напряжения U_БЭ не приводит к быстрому возрастанию тока (чем больше падение напряжения на R₃ и R₄, тем менее чувствителен к температуре ток) и схема работает стабильно. Стабильность увеличивается, если диоды имеют тепловой контакт с выходными транзисторами (или их радиаторами).

Температурную стабильность схемы можно оценить, если вспомнить, что падение напряжения между базой и эмиттером уменьшается примерно на 2,1 мВ при увеличении температуры на каждый градус (°С), а коллекторный ток увеличивается в 10 раз при каждом увеличении напряжения между базой и эмиттером на 60 мВ. Например, если резистор R₂ заменить диодом, то напряжение между базами транзисторов Т₂ и Т₃ будет равно утроенному падению напряжения на диоде, а на последовательное соединение резисторов R₃ и R₄ будет приходиться падение напряжения, равное падению напряжения на диоде. (Следовательно, резисторы R₃ и R₄  должны быть подобраны таким образом, чтобы обеспечивался нужный ток покоя, например 50 мА для усилителя звуковых частот.) Самым худшим для этой схемы является случай, когда смещающие диоды не имеют теплового контакта с выходными транзисторами.

Рассмотрим такой самый худший случай и вычислим увеличение тока покоя выходного каскада, соответствующее повышению температуры выходного транзистора на 30 °C. Кстати, для усилителя мощности такое увеличение температуры не является большим. Указанное повышение температуры при постоянном значении тока приводит к уменьшению напряжения U_БЭ выходных транзисторов приблизительно на 63 мВ и к увеличению падения напряжения на резисторах R₃ и R₄  приблизительно на 20 % (т. е. приблизительно на 20 % увеличивается ток покоя). Для усилителя без эмиттерных резисторов (рис. 2.57) аналогичный расчет показывает, что ток покоя увеличится в 10 раз (напомним, что ток I_К увеличивается в 10 раз при возрастании напряжения U_БЭ на 60 мВ), т. е. его рост составит 1000 %. Очевидно, что температурная стабильность последней схемы с резисторами смещения в цепях эмиттеров значительно выше.

Еще одно преимущество этой схемы состоит в том, что регулировка тока покоя позволяет управлять величиной переходных искажений. Двухтактные усилители, в которых смещение используется для получения достаточно большого тока покоя в момент перехода сигнала через нуль, называют иногда усилителями класса АВ; это название подразумевает, что в течение некоторого интервала времени оба транзистора находятся в состоянии проводимости. Практически при выборе тока покоя следует найти компромисс между уменьшением искажения и рассеиваемой мощностью в состоянии покоя. Почти всегда для ослабления переходного искажения используют еще обратную связь, о которой пойдет речь в следующей главе.

Другой метод смещения двухтактного повторителя представлен на рис. 2.59.

Рис. 2.59. Схема задания смещения двухтактного выходного каскада для уменьшения переходных искажений и повышения температурной стабильности.

Транзистор Т₄ работает как регулируемый диод: базовые резисторы образуют делитель напряжения, благодаря которому напряжение между коллектором и эмиттером Т₄ стабилизируется при значении, пропорциональном напряжению между базой и эмиттером (оно равно падению напряжения на диоде); при увеличении напряжения U_КЭ транзистор переходит в режим большей проводимости, и наоборот. Например, если оба резистора имеют сопротивления 1 кОм, то транзистор удерживает напряжение между коллектором и эмиттером, равное удвоенному падению напряжения на диоде. В показанном на рис. 2.59 случае регулировка смещения позволяет установить напряжение между базами в диапазоне от 1 до 3,5 падения напряжения на диоде. Конденсатор емкостью 1 мкФ служит для того, чтобы на базы выходных транзисторов поступил одинаковый сигнал: такой шунтирующий конденсатор полезен в любой схеме смещения. В данной схеме коллекторный резистор транзистора Т₁ заменен источником тока Т₅. Эту разновидность схемы с успехом используют на практике — дело в том, что с помощью резистора бывает иногда трудно получить нужный базовый ток для транзистора Т₂ при значениях сигнала, близких к максимальным.

Для того чтобы удовлетворить требованиям со стороны транзистора Т₂, резистор должен быть небольшим, но тогда большим будет коллекторный ток покоя транзистора Т₁ (рассеиваемая мощность также будет велика), а коэффициент усиления по напряжению также будет небольшим (напомним, что К = —R_K/R_Э). Задачу формирования базового тока для транзистора Т₂ позволяет решить также метод следящей связи, который мы рассмотрим ниже.

2.16. Составной транзистор (схема Дарлингтона).

Если соединить транзисторы, как показано на рис. 2.60, то полученная схема будет работать как один транзистор, причем его коэффициент β будет равен произведению коэффициентов β составляющих транзисторов.

Рис. 2.60. Составной транзистор Дарлингтона.

Этот прием полезен для схем, работающих с большими токами (например, для стабилизаторов напряжения или выходных каскадов усилителей мощности) или для входных каскадов усилителей, если необходимо обеспечить большой входной импеданс.

В транзисторе Дарлингтона падение напряжения между базой и эмиттером в два раза больше обычного, а напряжение насыщения равно по крайней мере падению напряжения на диоде (так как потенциал эмиттера транзистора Т₁ должен превышать потенциал эмиттера транзистора Т₂ на величину падения напряжения на диоде). Кроме того, соединенные таким образом транзисторы ведут себя как один транзистор с достаточно малым быстродействием, так как транзистор Т₁ не может быстро выключить транзистор Т₂. С учетом этого свойства обычно между базой и эмиттером транзистора Т₂ включают резистор (рис. 2.61).

Рис. 2.61. Повышение скорости выключения в составном транзисторе Дарлингтона.

Резистор R предотвращает смещение транзистора Т₂ в область проводимости за счет токов утечки транзисторов Т₁ и Т₂. Сопротивление резистора выбирают так, чтобы токи утечки (измеряемые в наноамперах для малосигнальных транзисторов и в сотнях микроампер для мощных транзисторов) создавали на нем падение напряжения, не превышающее падения напряжения на диоде, и вместе с тем чтобы через него протекал ток, малый по сравнению с базовым током транзистора Т₂. Обычно сопротивление R составляет несколько сотен ом в мощном транзисторе Дарлингтона и несколько тысяч ом в малосигнальном транзисторе Дарлингтона.

Промышленность выпускает транзисторы Дарлингтона в виде законченных модулей, включающих, как правило, и эмиттерный резистор. Примером такой стандартной схемы служит мощный n-р-n-транзистор Дарлингтона типа 2N6282, его коэффициент усиления по току равен 4000 (типичное значение) для коллекторного тока, равного 10 А.

Соединение транзисторов по схеме Шиклаи (Sziklai). Соединение транзисторов по схеме Шиклаи представляет собой схему, подобную той, которую мы только что рассмотрели. Она также обеспечивает увеличение коэффициента β. Иногда такое соединение называют комплементарным транзистором Дарлингтона (рис. 2.62).

Рис. 2.62. Соединение транзисторов по схеме Шиклаи («дополняющий транзистор Дарлингтона»).

Схема ведет себя как транзистор n-р-n-типа, обладающий большим коэффициентом β. В схеме действует одно напряжение между базой и эмиттером, а напряжение насыщения, как и в предыдущей схеме, равно по крайней мере падению напряжения на диоде. Между базой и эмиттером транзистора Т₂ рекомендуется включать резистор с небольшим сопротивлением. Разработчики применяют эту схему в мощных двухтактных выходных каскадах, когда хотят использовать выходные транзисторы только одной полярности. Пример такой схемы показан на рис. 2.63.

Рис. 2.63. Мощный двухтактный каскад, в котором использованы выходные транзисторы только n-р-n-типа.

Как и прежде, резистор представляет собой коллекторный резистор транзистора Τ₁. Транзистор Дарлингтона, образованный транзисторами Т₂ и Т₃, ведет себя как один транзистор n-р-n-типа, с большим коэффициентом усиления по току. Транзисторы Т₄ и Т₅, соединенные по схеме Шиклаи, ведут себя как мощный транзистор p-n-p-типа с большим коэффициентом усиления. Как и прежде, резисторы R₃ и R₄ имеют небольшое сопротивление. Эту схему иногда называют двухтактным повторителем с квазидополнительной симметрией. В настоящем каскаде с дополнительной симметрией (комплементарном) транзисторы Т₄ и Т₅ были бы соединены по схеме Дарлингтона.

Транзистор со сверхбольшим значением коэффициента усиления по току. Составные транзисторы — транзистор Дарлингтона и ему подобные — не следует путать с транзисторами со сверхбольшим значением коэффициента усиления по току, в которых очень большое значение коэффициента h_21Э получают в ходе технологического процесса изготовления элемента. Примером такого элемента служит транзистор типа 2N5962, для которого гарантируется минимальный коэффициент усиления по току, равный 450, при изменении коллекторного тока в диапазоне от 10 мкА до 10 мА; этот транзистор принадлежит к серии элементов 2N5961-2N5963, которая характеризуется диапазоном максимальных напряжений U_КЭ от 30 до 60 В (если коллекторное напряжение должно быть больше, то следует пойти на уменьшение значения β). Промышленность выпускает согласованные пары транзисторов со сверхбольшим значением коэффициента β. Их используют в усилителях с низким уровнем сигнала, для которых транзисторы должны иметь согласованные характеристики; этому вопросу посвященразд. 2.18. Примерами подобных стандартных схем служат схемы типа LM394 и МАТ-01; они представляют собой транзисторные пары с большим коэффициентом усиления, в которых напряжение U_БЭ согласовано до долей милливольта (в самых хороших схемах обеспечивается согласование до 50 мкВ), а коэффициент h_21Э — до 1 %. Схема типа МАТ-03 представляет собой согласованную пару p-n-p-транзисторов.

Транзисторы со сверхбольшим значением коэффициента β можно объединять по схеме Дарлингтона. При этом базовый ток смещения можно сделать равным всего лишь 50 пкА (примерами таких схем служат операционные усилители типа LM111 и LM316.

2.17. Следящая связь.

При задании напряжения смещения, например в эмиттерном повторителе, резисторы делителя в цепи базы выбирают так, чтобы делитель по отношению к базе выступал в качестве жесткого источника напряжения, т. е. чтобы сопротивление параллельно включенных резисторов было значительно меньше, чем входное сопротивление схемы со стороны базы. В связи с этим входное сопротивление всей схемы определяется делителем напряжения — для сигнала, поступающего на ее вход, входное сопротивление оказывается гораздо меньше, чем это действительно необходимо. На рис. 2.64 показан соответствующий пример.

Рис. 2.64.

Полное входное сопротивление схемы равно приблизительно 9 кОм, а сопротивление делителя напряжения для входного сигнала равно 10 кОм. Желательно, чтобы входное сопротивление всегда было большим, и уж во всяком случае неразумно нагружать источник входного сигнала схемы делителем, который в конечном счете нужен только для того, чтобы обеспечить смещение транзистора. Выйти из затруднения позволяет метод следящей связи (рис. 2.65).

Рис. 2.65. Повышение входного импеданса эмиттерного повторителя на частотах сигнала за счет включения в цепь следящей связи делителя, обеспечивающего смещение базы.

Смещение транзистора обеспечивают резисторы R₁, R₂, R₃. Конденсатор С₂ выбирают таким, чтобы его полное сопротивление на частотах сигнала было мало по сравнению с сопротивлением резисторов смещения. Как всегда смещение будет стабильным, если сопротивление его источника по постоянному току, приведенное в базе (в данном случае 9,7 кОм), значительно меньше сопротивления по постоянному току со стороны базы (в данном случае ~ 100 кОм). Но здесь входное сопротивление для частот сигнала не равно сопротивлению по постоянному току.

Рассмотрим путь прохождения сигнала: входной сигнал U_вх порождает сигнал на эмиттере u_Э ~= u_вх, поэтому приращение тока, протекающего через резистор смещения R₃, составит i = (u_вх — u_Э)/R₃ ~= 0, т. е. Z_вх = u_вх/i_вх) ~= . Мы получили, что входное (шунтирующее) сопротивление схемы смещения очень велико для частот сигнала.

Другой подход к анализу схемы основан на том, что падение напряжения на резисторе R₃ для всех частот сигнала одинаково (так как напряжение между его выводами изменяется одинаково), т. е. он представляет собой источник тока. Но сопротивление источника тока бесконечно. На самом деле фактическое значение сопротивления не бесконечно, так как коэффициент усиления повторителя немного меньше 1. Последнее вызывается тем, что падение напряжения между базой и эмиттером зависит от коллекторного тока, который изменяется при изменении уровня сигнала. Тот же результат можно получить, если рассмотреть делитель, образованный выходным сопротивлением со стороны эмиттера [r_Э = 25/I_К(мА) Ом] и эмиттерным резистором. Если коэффициент усиления повторителя по напряжению обозначить А (А ~= 1), то действующее значение сопротивления R₃ на частотах сигнала равно R₃/(1 — А). На практике действующее значение сопротивления R₃ больше его номинала приблизительно в 100 раз, и во входном сопротивлении преобладает входное сопротивление транзистора со стороны базы. В инвертирующем усилителе с общим эмиттером может быть выполнена аналогичная следящая связь, так как сигнал на эмиттере повторяет сигнал на базе. Обратите внимание, что схема делителя напряжения смещения запитывается по переменному току (на частотах сигнала) с низкоомного эмиттерного выхода, поэтому входному сигналу не приходится этим заниматься.

Следящая связь в коллекторной нагрузке. Принцип следящей связи можно использовать для увеличения действующего(эффективного) сопротивления коллекторного нагрузочного резистора, если каскад нагружен на повторитель. При этом существенно увеличится коэффициент усиления каскада по напряжению [напомним, что K_U = — g_mR_K, а g_m = 1/(R₃ + r_Э)]·

На рис. 2.66 показан пример двухтактного выходного каскада со следящей связью, построенной подобно рассмотренной выше схеме двухтактного повторителя.

Рис. 2.66. Следящая связь в коллекторной нагрузке усилителя мощности, представляющего собой нагружающий каскад.

Так как выход повторяет сигнал на базе транзистора Т₂, конденсатор С создает следящую связь в коллекторную нагрузку транзистора Т₁ и поддерживает постоянное падение напряжения на резисторе R₂ при наличии сигнала (импеданс конденсатора С должен быть малым по сравнению с R₁ и R₂ во всей полосе частот сигнала). Благодаря этому резистор R₂ становится подобен источнику тока, увеличивается коэффициент усиления транзистора Т₁ по напряжению и поддерживается достаточное напряжение на базе транзистора Т₂ даже при пиковых значениях сигнала. Когда сигнал становится близким к напряжению питания U_КК потенциал в точке соединения резисторов R₁ и R₂ становится больше, чем U_КК, благодаря заряду, накопленному конденсатором С. При этом если R₁ = R₂ (неплохой вариант выбора резисторов), то потенциал в точке их соединения превысит U_КК в 1,5 раза в тот момент, когда выходной сигнал станет равен U_КК. Эта схема завоевала большую популярность при разработке бытовых усилителей низкой частоты, хотя простой источник тока обладает преимуществами перед схемой со следящей связью, так как отпадает необходимость в использовании нежелательного элемента — электролитического конденсатора - и обеспечиваются лучшие характеристики на низких частотах.

2.18. Дифференциальные усилители.

Дифференциальный усилитель — это широко известная схема, используемая для усиления разности напряжений двух входных сигналов. В идеальном случае выходной сигнал не зависит от уровня каждого из входных сигналов, а определяется только их разностью. Когда уровни сигналов на обоих входах изменяются одновременно, то такое изменение входного сигнала называют синфазным. Дифференциальный или разностный входной сигнал называют еще нормальным или полезным. Хороший дифференциальный усилитель обладает высоким коэффициентом ослабления синфазного сигнала (КОСС), который представляет собой отношение выходного полезного сигнала к выходному синфазному сигналу, при условии что полезный и синфазный входные сигналы имеют одинаковую амплитуду. Обычно КОСС определяют в децибелах. Диапазон изменения синфазного входного сигнала задает допустимые уровни напряжения, относительно которого должен изменяться входной сигнал.

Дифференциальные усилители используют в тех случаях, когда слабые сигналы — можно потерять на фоне шумов. Примерами таких сигналов являются цифровые сигналы, передаваемые по длинным кабелям (кабель обычно состоит из двух скрученных проводов), звуковые сигналы (в радиотехнике понятие «балансный» импеданс обычно связывают с дифференциальным импедансом 600 Ом), радиочастотные сигналы (двухжильный кабель является дифференциальным), напряжения электрокардиограмм, сигналы считывания информации из магнитной памяти и многие другие. Дифференциальный усилитель на приемном конце восстанавливает первоначальный сигнал, если синфазные помехи не очень велики.

Дифференциальные каскады широко используют при построении операционных усилителей, которые мы рассматриваем ниже. Они играют важную роль при разработке усилителей постоянного тока (которые усиливают частоты вплоть до постоянного тока, т. е. не используют для межкаскадной связи конденсаторы): их симметричная схема по сути своей приспособлена для компенсации температурного дрейфа.

На рис. 2.67 показана основная схема дифференциального усилителя.

Рис. 2.67. Классический транзисторный дифференциальный усилитель.

Выходное напряжение измеряется на одном из коллекторов относительно потенциала земли; такой усилитель называют схемой с однополюсным выходом или разностным усилителем и он распространен наиболее широко. Этот усилитель можно рассматривать как устройство, которое усиливает дифференциальный сигнал и преобразует его в несимметричный сигнал, с которым могут работать обычные схемы (повторители напряжения, источники тока и т. п.). Если же нужен дифференциальный сигнал, то его снимают между коллекторами.

Чему равен коэффициент усиления этой схемы? Его нетрудно подсчитать: допустим, на вход подается дифференциальный сигнал, при этом напряжение на входе 1 увеличивается на величину u_вх (изменение напряжения для малого сигнала по отношению ко входу). До тех пор пока оба транзистора находятся в активном режиме, потенциал точки А фиксирован. Коэффициент усиления можно определить как и в случае усилителя на одном транзисторе, если заметить, что входной сигнал оказывается дважды приложенным к переходу база-эмиттер любого транзистора: К_диф = R_K/2(r_Э + R_Э). Сопротивление резистора R_Э  обычно невелико (100 Ом и меньше), а иногда этот резистор вообще отсутствует. Дифференциальное напряжение обычно усиливается в несколько сотен раз.

Для того чтобы определить коэффициент усиления синфазного сигнала, на оба входа усилителя нужно подать одинаковые сигналы u_вх. Если вы внимательно рассмотрите этот случай (и вспомните, что через резистор R₁ протекают оба эмиттерных тока), то получите К_синф = —R_K/(2R₁ + R_Э). Мы пренебрегаем сопротивлением r_Э, так как резистор R₁ обычно выбирают большим — его сопротивление составляет по крайней мере несколько тысяч ом. На самом деле сопротивлением R_Э тоже можно пренебречь. КОСС приблизительно равен R₁/(r_Э + R_Э). Типичным примером дифференциального усилителя является схема, представленная на рис. 2.68.

Рис. 2.68. Вычисление характеристик дифференциального усилителя.

К_диф  = U_вых/(U₁ — U₂) = R_K/(2R₁ + r_Э);

К_синф = R_К/(2R₁ + R_Э + r_Э);

КОСС ~= R₁/(R_Э + r_Э);

Рассмотрим, как она работает. Сопротивление резистора R_K выбрано так, чтобы коллекторный ток покоя можно было взять равным 100 мкА. Как обычно, для получения максимального динамического диапазона потенциал коллектора установлен равным 0,5U_KK. У транзистора Т₁ коллекторный резистор отсутствует, так как его выходной сигнал снимается с коллектора. другого транзистора. Сопротивление резистора R₁ выбрано таким, что суммарный ток равен 200 мкА и поровну распределен между транзисторами, когда входной (дифференциальный) сигнал равен нулю. Согласно только что выведенным формулам коэффициент усиления дифференциального сигнала равен 30, а коэффициент усиления синфазного сигнала равен 0,5. Если исключить из схемы резисторы 1,0 кОм, то коэффициент усиления дифференциального сигнала станет равен 150, но при этом уменьшится входное (дифференциальное) сопротивление с 250 до 50 кОм (если необходимо, чтобы величина этого сопротивления имела порядок мегаом, то во входном каскаде можно использовать транзисторы Дарлингтона).

Напомним, что в несимметричном усилителе с заземленным эмиттером при выходном напряжении покоя 0,5U_KK максимальное усиление равно 20U_KK, где U_KK выражено в вольтах. В дифференциальном усилителе максимальное дифференциальное усиление (при R_Э = 0) вдвое меньше, т. е. численно равно двадцатикратному падению напряжения на коллекторном резисторе при аналогичном выборе рабочей точки. Соответствующий максимальный КОСС (при условии, что R_Э = 0) также численно в 20 раз превышает падение напряжения на R₁.

_{Упражнение 2.13. Убедитесь, что приведенные соотношения правильны. Разработайте дифференциальный усилитель по вашим собственным требованиям.}

Дифференциальный усилитель можно образно назвать «длиннохвостой парой», так как, если длина резистора на условном обозначении пропорциональна величине его сопротивления, схему можно изобразить в таком виде, как показано на рис. 2.69. «Длинный хвост» определяет подавление синфазного сигнала, а небольшие сопротивления межэмиттерной связи (включающие собственные сопротивления эмиттеров) — усиление дифференциального сигнала.

Рис. 2.69.

Смещение с помощью источника тока. Усиление синфазного сигнала в дифференциальном усилителе можно значительно уменьшить, если резистор R₁ заменить источником тока. При этом действующее значение сопротивления R₁  станет очень большим, а усиление синфазного сигнала будет ослаблено почти до нуля.

Представим себе, что на входе действует синфазный сигнал; источник тока в эмиттерной цепи поддерживает полный эмиттерный ток постоянным, и он (в силу симметрии схемы) равномерно распределяется между двумя коллекторными цепями. Следовательно, сигнал на выходе схемы не изменяется. Пример подобной схемы приведен на рис. 2.70.

Рис. 2.70. Увеличение КОСС дифференциального усилителя с помощью источника тока.

Для этой схемы, в которой использованы монолитная транзисторная пара типа LM394 (транзисторы Т₁ и Т₂) и источник тока типа 2N5963, величина КОСС определяется отношением 100000:1 (100 дБ). Диапазон входного синфазного сигнала ограничен значениями —12 и +7 В; нижний предел определяется рабочим диапазоном источника тока в эмиттерной цепи, а верхний — коллекторным напряжением покоя.

Не забывайте о том, что в этом усилителе, как и во всех транзисторных усилителях, должны быть предусмотрены цепи смещения по постоянному току. Если, например, для межкаскадной связи на входе используется конденсатор, то должны быть включены заземленные базовые резисторы. Еще одно предостережение относится в особенности к дифференциальным усилителям без эмиттерных резисторов: биполярные транзисторы могут выдержать обратное смещение на переходе база-эмиттер величиной не более 6 В, затем наступает пробой; значит, если подать на вход дифференциальное входное напряжение большей величины, то входной каскад будет разрушен (при условии, что отсутствуют эмиттерные резисторы). Эмиттерный резистор ограничивает ток пробоя и предотвращает разрушение схемы, но характеристики транзисторов могут в этом случае деградировать (коэффициент h_21Э, шумы и др.). В любом случае входной импеданс существенно падает, если возникает обратная проводимость.

Применения дифференциальных схем в усилителях постоянного тока с однополюсным выходом. Дифференциальный усилитель может прекрасно работать как усилитель постоянного тока даже с несимметричными (односторонними) входными сигналами. Для этого нужно один из его входов заземлить, а на другой подать сигнал (рис. 2.71).

Рис. 2.71. Дифференциальный усилитель может работать как прецизионный усилитель постоянного тока с однополюсным выходом.

Можно ли исключить «неиспользуемый» транзистор из схемы? Нет. Дифференциальная схема обеспечивает компенсацию температурного дрейфа, и, даже когда один вход заземлен, транзистор выполняет некоторые функции: при изменении температуры напряжения U_БЭ изменяются на одинаковую величину, при этом не происходит никаких изменений на выходе и не нарушается балансировка схемы. Это значит, что изменение напряжения U_БЭ не усиливается с коэффициентом К_диф (его усиление определяется коэффициентом К_синф, который можно уменьшить почти до нуля). Кроме того, взаимная компенсация напряжений U_БЭ приводит к тому, что на входе не нужно учитывать падения напряжения величиной 0,6 В. Качество такого усилителя постоянного тока ухудшается только из-за несогласованности напряжений U_БЭ или их температурных коэффициентов.

Промышленность выпускает транзисторные пары и интегральные дифференциальные усилители с очень высокой степенью согласования (например, для стандартной согласованной монолитной пары n-р-n-транзисторов типа МАТ-01 дрейф напряжения U_БЭ определяется величиной 0,15 мкВ/°С или 0,2 мкВ за месяц).

В предыдущей схеме можно заземлить любой из входов. В зависимости от того, какой вход заземлен, усилитель будет или не будет инвертировать сигнал. (Однако, из-за наличия эффекта Миллера, речь о котором пойдет в разд. 2.19, приведенная здесь схема предпочтительна для диапазона высоких частот). Представленная схема является неинвертирующей, значит, в ней заземлен инвертирующий вход.

Терминология, относящаяся к дифференциальным усилителям, распространяется также на операционные усилители, которые представляют собой те же дифференциальные усилители с высоким коэффициентом усиления. Использование токового зеркала в качестве активной нагрузки. Иногда желательно, чтобы однокаскадный дифференциальный усилитель, как и простой усилитель с заземленным эмиттером, имел большой коэффициент усиления. Красивое решение дает использование токового зеркала в качестве активной нагрузки усилителя (рис. 2.72).

Рис. 2.72. Дифференциальный усилитель с токовым зеркалом в качестве активной нагрузки.

Транзисторы Т₁ и Т₂ образуют дифференциальную пару с источником тока в эмиттерной цепи. Транзисторы Т₃ и Т₄, образующие токовое зеркало, выступают в качестве коллекторной нагрузки. Тем самым обеспечивается высокое значение сопротивления коллекторной нагрузки, благодаря этому коэффициент усиления по напряжению достигает 5000 и выше при условии, что нагрузка на выходе усилителя отсутствует. Такой усилитель используют, как правило, только в схемах, охваченных петлей обратной связи, или в компараторах (их мы рассмотрим в следующем разделе). Запомните, что нагрузка для такого усилителя обязательно должна иметь большой импеданс, иначе усиление будет существенно ослаблено.

Дифференциальные усилители как схемы расщепления фазы. На коллекторах симметричного дифференциального усилителя возникают сигналы, одинаковые по амплитуде, но с противоположными фазами. Если снимать выходные сигналы с двух коллекторов, то получим схему расщепления фазы. Конечно, можно использовать дифференциальный усилитель с дифференциальными входами и выходами. Дифференциальный выходной сигнал можно затем использовать для управления еще одним дифференциальным усилительным каскадом, величина КОСС для всей схемы при этом значительно увеличивается.

Дифференциальные усилители как компараторы. Благодаря высокому коэффициенту усиления и стабильным характеристикам дифференциальный усилитель является основной составной частью компаратора — схемы, которая сравнивает входные сигналы и оценивает, какой из них больше. Компараторы используют в самых различных областях: для включения освещения и отопления, для получения прямоугольных сигналов из треугольных, для сравнения уровня сигнала с пороговым значением, в усилителях класса D и при импульсно-кодовой модуляции, для переключения источников питания и т. д. Основная идея при построении компаратора заключается в том, что транзистор должен включаться или выключаться в зависимости от уровней входных сигналов. Область линейного усиления не рассматривается — работа схемы основывается на том, что один из двух входных транзисторов в любой момент находится в режиме отсечки. Типичное применение с захватом сигнала рассматривается в следующем разделе на примере схемы регулирования температуры, в которой используются резисторы, сопротивление которых зависит от температуры (термисторы).

2.19. Емкость и эффект Миллера.

До сих пор мы пользовались моделью транзистора для сигналов постоянного тока или низкой частоты. В простейшей модели транзистора в виде усилителя тока и в более сложной модели Эберса-Молла напряжения, токи и сопротивления рассматривают со стороны различных выводов транзистора. Пользуясь этими моделями, мы уже охватили достаточно широкий круг вопросов, и на самом деле они содержат в себе почти все, что необходимо учитывать при разработке транзисторных схем. Однако до сих пор мы не принимали во внимание важный момент — внешние цепи и сами переходы транзистора обладают некоторой емкостью, которую необходимо учитывать при разработке быстродействующих и высокочастотных схем. На самом деле, на высоких частотах емкость зачастую определяет работу схемы: на частоте 100 МГц емкость перехода, равная 5 пкФ, имеет импеданс 320 Ом.

Более подробно мы рассмотрим этот вопрос в гл. 13. Сейчас мы хотим просто поставить вопрос, проиллюстрировать его на примере некоторых схем и предложить методы его решения. Конечно, в этой главе мы не можем не коснуться причины самого явления. Рассматривая транзистор в новом аспекте, мы познакомимся с эффектом Миллера и каскодными схемами.

Емкость схемы и перехода. Емкость ограничивает скорость изменения напряжений в схеме, так как любая схема имеет собственные конечные выходные импеданс и ток. Когда емкость перезаряжается от источника с конечным сопротивлением, ее заряд происходит по экспоненциальному закону с постоянной времени RC; если же емкость заряжает идеальный источник тока, то снимаемый с нее сигнал будет изменяться по линейному закону. Общая рекомендация заключается в следующем: для ускорения работы схемы следует уменьшать импеданс источника и емкость нагрузки и увеличивать управляющий ток. Однако некоторые особенности связаны с емкостью обратной связи и со входной емкостью. Коротко остановимся на этих вопросах.

Схема на рис. 2.73 иллюстрирует, как проявляются емкости переходов транзистора.

Рис. 2.73. Емкости перехода и нагрузки в транзисторном усилителе.

Выходная емкость образует RC-цепь с выходным сопротивлением R_н (сопротивление R_н включает в себя как сопротивление коллектора, так и сопротивление нагрузки, а емкость С_н — емкость перехода и емкость нагрузки), в связи с этим спад сигнала начинается при частоте f = 1/2πR_нС_н. То же самое можно сказать о входной емкости и сопротивлении источника R_U.

Эффект Миллера. Емкость С_кб играет иную роль. Усилитель обладает некоторым коэффициентом усиления по напряжению K_U, следовательно, небольшой сигнал напряжения на входе порождает на коллекторе сигнал, в K_U раз превышающий входной (и инвертированный по отношению к входному). Из этого следует, что для источника сигнала емкость С_кб в (K_U + 1) раз больше, чем при подключении С_кб между базой и землей, т. е. при расчете частоты среза входного сигнала можно считать, что емкость обратной связи ведет себя как конденсатор емкостью С_кб(K_U +1), подключенный между входом и землей. Эффективное увеличение емкости С_кб и называют эффектом Миллера.

Эффект Миллера часто играет основную роль в спаде усиления, так как типичное значение емкости обратной связи около 4 пкФ соответствует (эквивалентно) емкости в несколько сотен пикофарад, присоединенной на землю.

Существует несколько методов борьбы с эффектом Миллера, например, он будет полностью устранен, если использовать усилительный каскад с общей базой. Импеданс источника можно уменьшить, если подавать сигнал на каскад с заземленным эмиттером через эмиттерный повторитель. На рис. 2.74 показаны еще две возможности.

Рис. 2.74. Две схемы, в которых устранен эффект Миллера. Схема Б представляет собой пример каскодного включения транзисторов.

В дифференциальном усилителе (без резистора в коллекторной цепи Т₁) эффект Миллера не наблюдается; эту схему можно рассматривать как эмиттерный повторитель, подключенный к каскаду с заземленной базой. На второй схеме показано каскодное включение транзисторов. Т₁ - это усилитель с заземленным эмиттером, резистор R_н является общим коллекторным резистором. Транзистор Т₂ включен в коллекторную цепь для того, чтобы предотвратить изменение сигнала в коллекторе Т₁ (и тем самым устранить эффект Миллера) при протекании коллекторного тока через резистор нагрузки. Напряжение U₊ — это фиксированное напряжение смещения, обычно оно на несколько вольт превышает напряжение на эмиттере Т₁ и поддерживает коллектор Т₁ в активной области. На рис. 2.74 представлена лишь часть каскодной схемы; в нее можно включить зашунтированный эмиттерный резистор и делитель напряжения для подачи смещения на базу (подобные примеры были рассмотрены в начале настоящей главы) или охватить всю схему петлей обратной связи по постоянному току. Напряжение U₊ можно формировать с помощью делителя или зенеровского диода; для того чтобы напряжение было жестко фиксировано на частотах сигнала, можно шунтировать резистор в базе Т₂.

_{Упражнение 2.14. Объясните, почему эффект Миллера не наблюдается в транзисторах рассмотренной только что схемы дифференциального усилителя и в каскодных схемах.}

Паразитные емкости могут создавать и более сложные проблемы, чем те, которых мы сейчас коснулись. В частности: а) спад усиления, обусловленный наличием емкости обратной связи и выходной емкости, сопровождается побочными эффектами, которые мы рассмотрим в следующей главе; б) входная емкость также оказывает влияние на работу схемы даже при наличии мощного источника входных сигналов; в частности, ток, который протекает через C_бэ, не усиливается транзистором, т. е. входная емкость «присваивает» себе часть входного тока, вследствие чего коэффициент усиления малого сигнала h_21э на высоких частотах снижается и на частоте f_T становится равным единице; в) дело осложняется также тем, что емкости переходов зависят от напряжения, емкость C_бэ изменяется столь сильно при изменении базового тока, что ее даже не указывают в паспортных данных на транзистор, вместо этого указывается значение частоты f_T; г) если транзистор работает как переключатель, то заряд, накопленный в области базы в режиме насыщения, также вызывает уменьшение быстродействия. Эти, а также некоторые другие вопросы, связанные с работой быстродействующих схем, мы рассмотрим в гл. 13.

2.20. Полевые транзисторы.

В этой главе мы до сих пор имели дело с биполярными плоскостными транзисторами, характеристики которых описываются уравнениями Эберса-Молла. Биполярные плоскостные транзисторы были первыми транзисторами и до сих пор они преобладают в разработке аналоговых схем. Однако было бы ошибкой не сказать сейчас несколько слов о транзисторе особого типа - о полевом транзисторе. Детально мы рассмотрим его в следующей главе.

Полевой транзистор во многом похож на обычный биполярный транзистор. Он представляет собой усилительное устройство, имеющее 3 вывода, и может иметь любую полярность. Один из выводов (затвор) предназначен для управления током, который протекает между двумя другими выводами (истоком и стоком). Этот транзистор обладает, однако, одним особым свойством: через затвор ток не протекает, за исключением токов утечки. Это значит, что входные импедансы могут быть очень большими, их предельные значения связаны лишь с наличием емкостей или утечек. При использовании полевых транзисторов нет необходимости заботиться о величине тока, протекающего через базу, что было совершенно обязательно при разработке схем на биполярных транзисторах, о которых мы вели речь в этой главе. На практике входные токи имеют порядок пикоампер. К настоящему времени полевые транзисторы зарекомендовали себя как надежные устройства, способные выполнять разнообразные функции. Их предельно допустимые напряжения и токи сравнимы с соответствующими напряжениями и токами биполярных транзисторов.

В большинстве устройств на основе транзисторов (согласованные пары, дифференциальные и операционные усилители, компараторы, токовые ключи и усилители, радиочастотные усилители, цифровые схемы) используют полевые транзисторы и зачастую они обладают лучшими характеристиками. Более того, микропроцессоры и запоминающие устройства (а также другие крупные устройства цифровой электроники) строятся исключительно на основе полевых транзисторов. И наконец, в области разработки микромощных устройств также преобладают полевые транзисторы.

Полевые транзисторы играют столь важную роль в разработке электронных схем, что мы посвящаем им следующую главу нашей книги. Затем, в гл. 4 мы займемся операционными усилителями и обратной связью. В этих трех трудных начальных главах излагаются основополагающие сведения и мы призываем читателя проявить терпение, которое вознаградится многократно, когда в последующих главах мы приступим к изучению таких интереснейших тем, как разработка на основе операционных усилителей и цифровых интегральных схем.

Некоторые типичные транзисторные схемы.

Рассмотрим несколько примеров транзисторных схем, которые иллюстрируют основные идеи, изложенные в настоящей главе. Круг этих примеров ограничен, так как в реальных схемах часто используют отрицательную обратную связь, которую мы будем изучать в следующей главе.

2.21. Стабилизированный источник напряжения.

На рис. 2.75 показана очень распространенная схема. Ток резистора R₁ открывает транзистор Τ₁. Когда напряжение на выходе достигает значения 10 В, транзистор Τ₂ переходит в открытое состояние (потенциал базы достигает 5 В) и дальнейшее увеличение выходного напряжения предотвращается за счет отвода избытка тока с базы транзистора Τ₁. Источник питания можно сделать регулируемым, если резисторы R₂ и R₃ заменить потенциометром. По сути дела, это пример схемы с отрицательной обратной связью: Т2 «следит» за состоянием выхода и «предпринимает соответствующие меры», если величина выходного напряжения отличается от нужной.

Рис. 2.75. Стабилизированный источник напряжения с обратной связью.

2.22. Терморегулятор.

На рис. 2.76 Показана схема регулятора температуры, основанная на использовании термистора — чувствительного элемента, сопротивление которого зависит от температуры.

Рис. 2.76. Терморегулятор для нагревателя мощностью 50 Вт.

Дифференциальная схема на составных транзисторах Т₁-Т₂ сравнивает напряжение, формируемое регулируемым делителем эталонного напряжения на резисторах R₄-R₆, с напряжением, которое снимается с делителя, образованного термистором и резистором R₂. (Если производить сравнение относительно одного и того же источника, то результат не будет зависеть от колебаний напряжения источника; приведенная схема называется мостиком Уитстона.) Токовое зеркало на транзисторах Т₅, Т₆ является активной нагрузкой и служит для увеличения коэффициента усиления, а токовое зеркало на транзисторах Т₇, Т₈ обеспечивает эмиттерный ток. Транзистор Т₉ сравнивает выходное напряжение дифференциального усилителя с фиксированным напряжением и переводит в насыщение составной транзистор Т₁₀, Т₁₁, который таким образом подает мощность на нагреватель в случае, если термистор охлажден слишком сильно. Выбор сопротивления резистора R₉ зависит от требующегося тока. В данной схеме этот резистор включает защитный транзистор Т₁₂, если величина выходного тока превышает 6 А; тем самым отключается сигнал с базы составного транзистора Т₁₀, Т₁₁ и предотвращается выход схемы из строя.

2.23. Простая логическая схема на транзисторах и диодах.

На рис. 2.77 представлена схема, которая решает задачу, рассмотренную в разд. 1.32: включение звуковой сигнализации (звонка) при условии, что одна дверца машины открыта и водитель находится за рулем.

Рис. 2.77. В этой схеме «сторожа» и диоды, и транзисторы образуют схему цифрового логического «затвора».

В приведенной схеме все транзисторы работают как переключатели (находятся в режиме отсечки или насыщения). Диоды Д₁ и Д₂ образуют так называемую схему ИЛИ, которая выключает транзистор Т₁, если одна из дверц открыта (переключатель замкнут). Однако потенциал коллектора Т₁ сохраняет значение, близкое к потенциалу земли, и предотвращает включение звукового сигнала, если не замкнут переключатель П₃ (водитель находится за рулем); при выполнении последнего условия резистор R₂ обеспечивает включение транзистора Т₃ и на звонок подается напряжение 12 В.

Диод Д₃ обеспечивает падение напряжения, благодаря которому транзистор Т₁ будет выключен, если замкнуты переключатели П₁ и П₂, а диод Д₄ предохраняет транзистор Т₃ от индуктивных переходных процессов, возникающих при отключении звонка. Подробно мы рассмотрим логические схемы в гл. 8.

В табл. 2.1 приведены параметры группы малосигнальных транзисторов, широко используемых на практике, соответствующие им графики зависимости коэффициентов усиления по току от коллекторного тока представлены на рис. 2.78. См. также приложение К.

Рис. 2.78. Графики зависимости коэффициента усиления по току h_21Э от коллекторного тока I_К для группы транзисторов, параметры которых приведены в табл. 2.1 (по данным фирм-изготовителей). Возможен технологический разброс от изображенных типовых значений в пределах +100 %, —50 %.

Схемы, не требующие пояснений.

2.24. Удачные схемы.

На рис. 2.80 показаны два проекта схем с использованием транзисторов.

Рис. 2.80. a — дифференциальный усилитель со смещением, обеспечивающим нулевой температурный коэффициент усиления; б — световой интегратор.

K  R_К/r_Э; r_Э = kT/qT_К; т. е. K  I_К/T, I_Э  T.

2.25. Негодные схемы.

Как известно, учатся на ошибках, и своих, и чужих. В этом разделе вашему вниманию предложена целая серия грубых ошибок, допущенных при разработке схем (рис. 2.81). Внимательно рассмотрите представленные схемы, подумайте, какие возможны варианты и никогда не делайте подобных ошибок!

Рис. 2.81. a — повторители со связью по переменному току;

Рис. 2.81. б — стабилизатор напряжения +5 В; в — двухтактный повторитель; г — источник тока;

Рис. 2.81. д — переключатель для больших токов; е — двухкаскадный усилитель; ж — дифференциальный усилитель;

Рис. 2.81. з — повторитель с нулевым смещением; и — усилитель переменного тока с большим коэффициентом усиления.

Дополнительные упражнения.

(1) Разработайте схему транзисторного переключателя, которая позволила бы подключать к земле две нагрузки через насыщенные транзисторы n-р-n-типа. При замыкании переключателя А обе нагрузки должны находиться под напряжением, при замыкании переключателя Б мощность должна передаваться только в одну нагрузку. Подсказка: используйте в схеме диоды. (2) Рассмотрите источник тока, изображенный на рис. 2.79.

Рис. 2.79.

(а) Определите ток I_нагр. Чему равен рабочий диапазон схемы? Считайте, что напряжение U_БЭ составляет 0,6 В. (б) Как будет изменяться выходной ток, если при изменении коллекторного напряжения в пределах выходного диапазона коэффициент h_21э изменяется от 50 до 100? (При решении этой задачи следует учесть два эффекта.). (в) Как будет изменяться ток нагрузки в пределах рабочего диапазона, если известно, что изменение напряжения U_БЭ описывается зависимостью ΔU_БЭ = — 0,001ΔU_кэ (эффект Эрли)? (г) Чему равен температурный коэффициент выходного тока, если предположить, что коэффициент h_21Э не зависит от температуры? Чему равен температурный коэффициент выходного тока, если предположить, что коэффициент h_21Э увеличивается относительно номинального значения 100 на 0,4 %/°С? (3) Разработайте схему усилителя с общим эмиттером на основе транзистора n-р-n-типа по следующим исходным данным: коэффициент усиления по напряжению равен 15, напряжение питания U_кк равно 15 В, коллекторный ток I_к равен 0,5 мА. Транзистор должен быть смещен так, чтобы потенциал коллектора был равен 0,5U_кк, а точке —3 дБ должна соответствовать частота 100 Гц. (4) Предусмотрите в предыдущей схеме следящую связь для увеличения входного импеданса. Правильно определите точку спада усиления при следящей связи. (5) Разработайте схему дифференциального усилителя со связями по постоянному току по следующим исходным данным: коэффициент усиления по напряжению равен 50 (для однополюсного выхода) при входных сигналах с напряжением, близким к потенциалу земли; источники питания обеспечивают напряжение +15 В; ток покоя в каждом транзисторе равен 0,1 мА. В эмиттерной цепи используйте источник тока, а в качестве выходного каскада — эмиттерный повторитель. (6) Выполнив это упражнение, вы получите усилитель, коэффициент усиления которого управляется внешним напряжением (в гл. 3 эта задача решается с помощью полевых транзисторов), (а) Сначала разработайте схему дифференциального усилителя с источником тока в эмиттерной цепи и без эмиттерных резисторов. Используйте источник питания с напряжением +15 В. Коллекторный ток I_к (для каждого транзистора) должен быть равен 1 мА, а сопротивление коллекторного резистора сделайте равным R_к = 1,0 кОм. Подсчитайте коэффициент усиления по напряжению, при условии что один из входов заземлен, (б) Теперь модифицируйте схему так, чтобы источником тока в эмиттерной цепи можно было управлять с помощью внешнего напряжения. Составьте приблизительное выражение зависимости коэффициента усиления от управляющего напряжения. (В реальной схеме можно предусмотреть еще одну группу управляемых источников для того, чтобы скомпенсировать смещение точки покоя, обусловленное изменениями коэффициента усиления, или же можно включить в схему еще один каскад с дифференциальным входом.). (7) Не желая прислушиваться к нашим советам, высокомерный студент создает усилитель, схема которого приведена на рис. 2.82. Он регулирует сопротивление R₂ так, чтобы точке покоя соответствовало напряжение 0,5U_кк. (а) Определите Z_вх (на высоких частотах, когда выполняется условие Ζ_κ ~= 0). (б) Определите коэффициент усиления по напряжению для малого сигнала, (в) Определите грубо, при каком изменении температуры окружающей среды транзистор перейдет в режим насыщения.

Рис. 2.82.

(8) В некоторых прецизионных операционных усилителях (например, ОР-07 и LT1012) для подавления входного тока смещения используется схема, показанная на рис. 2.83 (подробно показана только половина дифференциального усилителя с симметричным входом, другая половина выглядит точно также). Объясните, как работает схема. Замечание: транзисторы T₁ и Т₂ представляют собой согласованную по β пару. Подсказка: вспомните о токовых зеркалах.

Рис. 2.83. Схема подавления входного тока, широко используемая в высококачественных ОУ.

Глава 3. ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ.

Введение.

Перевод Б.Н. Бронина.

Полевые транзисторы (ПТ) — это транзисторы, свойства которых совершенно отличаются от свойств рассмотренных в предыдущей главе обычных транзисторов, называемых также биполярными, чтобы подчеркнуть их отличие от ПТ. В расширенном толковании, однако, они имеют много общего, так что их можно определить как приборы, управляемые зарядом. В обоих случаях мы имеем прибор с тремя выводами, в котором проводимость между двумя электродами зависит от наличия носителей заряда, которое в свою очередь регулируется напряжением, приложенным к третьему управляющему электроду.

Теперь о том, чем они отличаются друг от друга. В биполярном n-p-n-транзисторе переход коллектор-база смещен в обратном направлении и обычно ток через него не течет. Подача на переход база-эмиттер напряжения около 0,6 В преодолевает «потенциальный барьер» диода, приводя к поступлению электронов в область базы, где они испытывают сильное притяжение со стороны коллектора. Хотя при этом через базу будет протекать некоторый ток, большинство такого рода «неосновных носителей» захватывается коллектором. Результатом является коллекторный ток, управляемый (меньшим по величине) током базы. Ток коллектора пропорционален скорости инжекции неосновных носителей в базу, которая является экспоненциальной функцией разности потенциалов база-эмиттер (уравнение Эберса-Молла).

Биполярный транзистор можно рассматривать как усилитель тока (с огрубленно постоянным коэффициентом усиления h_21Э) или как прибор-преобразователь проводимости (Эберс-Молл). В полевом транзисторе, как следует из его названия, проводимостью канала управляет электрическое поле, создаваемое приложенным к затвору напряжением. Здесь нет прямосмещенных р-n-переходов, так что ток через затвор не течет и это, возможно, — наиболее важное преимущество ПТ перед биполярными транзисторами. Как и последние, ПТ бывают двух полярностей: n-канальные (с проводимостью за счет электронов) и р-канальные (с дырочной проводимостью). Эти полярности аналогичны уже известным нам соответственно n-p-n и p-n-p-транзисторам биполярного типа. Однако разнообразие ПТ этим не ограничивается, что может приводить к путанице. Во-первых, ПТ могут изготавливаться с затворами двух различных типов (в результате мы имеем ПТ с p-n-переходом и ПТ с изолированным затвором, так называемые МОП-транзисторы), а во-вторых, — двумя типами легирования канала (что дает ПТ обогащенного и обедненного типа).

Рассмотрим вкратце возможности, предоставляемые ПТ различного типа. Предварим, однако, это рассмотрение несколькими замечаниями общего плана. Наиболее важной характеристикой ПТ является отсутствие тока затвора. Получаемое, как следствие этого, высокое входное полное сопротивление (оно может быть больше 10¹⁴ Ом) существенно во многих применениях и в любом случае упрощает проектирование схем. В качестве аналоговых переключателей и усилителей со сверхвысоким входным полным сопротивлением ПТ не имеют себе равных. Сами по себе или в сочетании с биполярными транзисторами они легко встраиваются в интегральные схемы. В следующей главе мы увидим, насколько успешно это сделано при создании близких к совершенству (и фактически простых в использовании) операционных усилителей, а в гл. 8-11 будет показано, как интегральные схемы на МОП-транзисторах революционизировали цифровую электронику. Так как на малой площади в ИМС может быть размещено большее число слаботочных ПТ, то они особенно полезны для создания больших интегральных микросхем (БИС), применяемых в цифровой технике, таких как микрокалькуляторы, микропроцессоры и устройства памяти. Плюс к тому недавнее появление сильноточных ПТ (30 А или более) позволяет заменить биполярные транзисторы во многих применениях, зачастую получая более простые схемы с улучшенными параметрами.

3.01. Характеристики полевых транзисторов.

Иной новичок буквально «впадает в столбняк», впрямую сталкиваясь с обескураживающим разнообразием типов ПТ (см., например, первое издание этой книги!), разнообразием, возникающим как следствие возможных комбинаций полярности (n- и p-канальные), вида изоляции затвора (ПТ с полупроводниковым переходом или МОП-транзисторы с изолятором в виде окисла), а также типа легирования канала (ПТ обогащенного или обедненного типа). Из восьми имеющихся в результате этих комбинаций возможностей шесть могли бы быть реализованы, а пять-реализованы на практике. Основной интерес представляют четыре случая из этих пяти.

Чтобы понять, как работает ПТ (и исходя из здравого смысла), будет правильно, если мы начнем только с одного типа, точно так, как мы сделали с биполярным npn-транзистором. Хорошо разобравшись с ПТ выбранного типа, мы в дальнейшем будем иметь минимум трудностей в изучении остальных членов этого семейства.

Входные характеристики ПТ. Рассмотрим вначале n-канальный МОП-транзистор обогащенного типа, биполярным аналогом которого является n-p-n-транзистор (рис. 3.1).

Рис. 3.1. α — n-канальный МОП-транзистор; б — биполярный n-р-n-транзистор.

В нормальном режиме сток (или соответствующий ему коллектор) имеет положительный потенциал относительно истока (эмиттера). Ток от стока к истоку отсутствует, пока на затвор (базу) не будет подано положительное по отношению к истоку напряжение. В последнем случае затвор становится «прямосмещенным», и возникает ток стока, который весь проходит к истоку. На рис. 3.2 показано, как изменяется ток стока I_С в зависимости от напряжения сток-исток U_СИ, при нескольких значениях управляющего напряжения затвор-исток U_ЗИ.

Рис. 3.2. Измеренные семейства выходных характеристик n-канального МОП-транзистора VN0106 (а) и биполярного n-p-n-транзистора 2N3904 (б).

Для сравнения здесь же приведено соответствующее семейство кривых зависимости I_К от U_КЭ для обычного биполярного n-p-n-транзистора. Очевидно, что n-канальные МОП-транзисторы и биполярные n-p-n-транзисторы во многом схожи.

Подобно n-p-n-транзистору, ПТ имеет большое приращение полного сопротивления стока, в результате чего при напряжении U_СИ свыше 1–2 В ток стока почти не меняется. Для этой области характеристик ПТ неудачно выбрано название «область насыщения», тогда как у биполярных транзисторов соответствующая область называется «активной». Подобно биполярному транзистору, чем больше смещение затвора ПТ относительно истока, тем больше ток стока. В любом случае поведение ПТ ближе к идеальным устройствам — преобразователям проводимости (постоянный ток стока при неизменном напряжении затвор-исток), чем биполярных транзисторов; согласно уравнению Эберса-Молла у биполярных транзисторов должны быть превосходные характеристики выходной проводимости, однако эти идеальные характеристики не достигаются из-за эффекта Эрли (см. разд. 2.10).

До сих пор ПТ выглядел подобно n-p-n-транзистору. Посмотрим, однако, на ПТ поближе. С одной стороны, свыше нормального диапазона ток насыщения стока растет довольно умеренно при увеличении напряжения затвора (U_ЗИ). Фактически он пропорционален (U_ЗИ - U_П)², где U_П - «пороговое напряжение затвора», при котором начинает идти ток стока (для ПТ на рис. 3.2 U_П ~= 1,63 В); сравните этот слабый квадратичный закон с крутой экспоненциальной зависимостью, данной нам Эберсом и Моллом. Во-вторых, постоянный ток затвора равен нулю, так что мы не должны смотреть на ПТ как на устройство, усиливающее ток (коэффициент усиления тока был бы равен бесконечности). Вместо этого будем рассматривать ПТ как характеризуемое крутизной устройство — преобразователь проводимости с программированием тока стока напряжением затвор-исток, — так, как это мы делали с биполярным транзистором в толковании Эберса-Молла. Напомним, что крутизна g_m есть просто отношение i_С/u_СИ (как и обычно, строчные буквы используются, чтобы показать «малосигнальные» изменения параметра; т. е. i_С/u_СИ = δ/I_С/U_СИ). В-третьих, у МОП-транзистора затвор действительно изолирован от канала сток-исток; поэтому, в отличие от биполярных транзисторов (и от ПТ p-n-переходом, как мы далее увидим), можно подавать на него положительное (или отрицательное) напряжение до 10 В и более, не заботясь о диодной проводимости. И наконец, ПТ отличается от биполярного транзистора в так называемой линейной области графика, где его поведение довольно точно соответствует поведению резистора, даже при отрицательном U_СИ; это оказывается очень полезным свойством, поскольку, как вы уже могли догадаться, эквивалентное сопротивление сток-исток программируется напряжением затвор-исток.

Два примера. В ПТ еще найдется, чем нас удивить. Однако прежде чем углубляться в детали, посмотрим на две простые переключающие схемы. На рис. 3.3 показан МОП-транзисторный эквивалент рис. 2.3, первого из рассмотренного нами насыщенного транзисторного переключателя.

Рис. 3.3. Ключ на МОП-транзисторе.

Схема на ПТ даже проще, поскольку здесь мы совершенно не должны заботиться о неизбежно возникшем ранее компромиссе между необходимостью задать соответствующий необходимый для переключения ток базы (рассматривая наихудший случай — минимальное значение h_21Э в сочетании с сопротивлением холодной нити лампы) и исключить избыточное расходование энергии. Вместо этого мы всего лишь подаем на затвор, имеющий высокое полное входное напряжение, полное напряжение питания постоянного тока.

Поскольку включенный ПТ ведет себя как резистор с малым по сравнению с нагрузкой сопротивлением, потенциал стока станет при этом близок к потенциалу земли; типичный мощный МОП-транзистор имеет R_вкл < 0,2 Ом, что превосходно для данной задачи.

На рис. 3.4 показана схема «аналогового переключателя», которую вообще невозможно выполнить на биполярных транзисторах.

Рис. 3.4.

Идея этой схемы состоит в том, чтобы переключать проводимость ПТ из разомкнутого (затвор смещен в «обратном» направлении) в замкнутое состояние («прямое» смещение затвора), тем самым блокируя или пропуская аналоговый сигнал (позже мы увидим множество причин выполнять такого рода вещи). В данном случае мы должны лишь обеспечить, чтобы на затвор подавалось более отрицательное переключающее напряжение, чем любой размах входного переключаемого сигнала (ключ разомкнут) или на несколько вольт более положительное, чем любой входной сигнал (ключ замкнут). Биполярные' транзисторы для такой схемы непригодны, поскольку база проводит ток и образует с коллектором и эмиттером диоды, что приводит к опасному эффекту «защелкивания». В сравнении с этим МОП-транзистор восхитительно прост, нуждаясь лишь в подаче на затвор (являющийся практически разомкнутой цепью) напряжения, равного размаху входного аналогового сигнала.

Будьте, однако, внимательны: наше рассмотрение этой схемы было до некоторой степени упрощением — например, мы игнорировали влияние емкости затвор-канал, а также вариации R_вкл при изменении сигнала. Позже мы еще поговорим об аналоговых ключах.

3.02. Типы ПТ.

N-канальные, p-канальные ПТ. Теперь о генеалогическом древе. Во-первых, полевые транзисторы (как и биполярные) могут выпускаться обеих полярностей. Таким образом, зеркальным отображением нашего n-канального МОП-транзистора является p-канальный МОП-транзистор. Его характеристики симметричны и напоминают характеристики р-n-р-транзистора: сток нормально имеет отрицательное смещение по отношению к истоку, и ток стока будет проходить, если на затвор подать отрицательное по отношению к истоку напряжение не менее одного-двух вольт. Симметрия несовершенна, поскольку носителями являются не электроны, а дырки с меньшей «подвижностью» и «временем жизни неосновных носителей». Эти параметры полупроводника важны для свойств транзисторов, а выводы стоит запомнить: p-канальные ПТ имеют обычно более плохие характеристики, а именно более высокое пороговое напряжение, более высокое R_вкл и меньший ток насыщения.

МОП-транзисторы, ПТ с р-n-переходом. У МОП-транзисторов (металл-окисел-полупроводник) затвор изолирован от проводящего канала тонким слоем SiO₂ (стекла), наращенного на канал (рис. 3.5).

Рис. 3.5. N-канальный МОП-транзистор.

Затвор, который может быть металлическим или легированным полупроводником, действительно изолирован от цепи исток-сток (характеристическое сопротивление > 10¹⁴ Ом) и действует на проводимость канала только своим электрическим полем. Иногда МОП-транзисторы называют полевыми транзисторами с изолированным затвором. Изолирующий слой довольно тонкий, обычно его толщина не превышает длины волны видимого света и он может выдержать напряжение затвора до ±20 В и более.

МОП-транзисторы просты в применении, поскольку на затвор можно подавать напряжение любой полярности относительно истока, и при этом через затвор не будет проходить никакой ток. Эти транзисторы, однако, в большой степени подвержены повреждениям от статического электричества, вы можете вывести из строя устройство на МОП-транзисторах буквально одним прикосновением.

Символическое изображение МОП-транзистора показано на рис. 3.6.

Рис. 3.6. a) — n-канальный и б) — p-канальный МОП-транзисторы.

Здесь представлен дополнительный вывод, «тело» или «подложка»-кусок кремния, на котором выполнен ПТ (см. рис. 3.5). Так как подложка образует с каналом диодное соединение, напряжение на ней должно быть ниже напряжения проводимости. Она может быть соединена с истоком или с точкой схемы, в которой напряжение ниже (выше), чем у истока n-канального (р-канального) МОП-транзистора.

Обычно на схемах вывод подложки не показывается; более того, часто инженеры используют символ с симметричным затвором. К сожалению, при этом не остается ничего, что позволило бы вам отличить сток от истока, но что еще хуже, нельзя отличить n-канальный транзистор от p-канального! В этой книге мы будем использовать только нижние схемные изображения, дабы исключить недоразумения, хотя часто мы будем оставлять вывод подложки неподключенным.

В ПТ с p-n-переходом затвор образует с расположенным под ним каналом полупроводниковый переход. Это влечет за собой важное следствие, состоящее в том, что в ПТ с p-n-переходом во избежание прохождения тока через затвор последний не должен быть смещен в прямом направлении относительно канала. Например, у n-канального ПТ с p-n-переходом диодная проводимость будет наблюдаться по мере того как напряжение на затворе приближается к 4–0,6 В по отношению к концу канала с более отрицательным потенциалом (обычно это исток). Поэтому затвор работает, будучи смещен в обратном направлении по отношению к каналу, и в цепи затвора нет никакого тока, кроме тока утечки. Схемные изображения ПТ с p-n-переходом представлены на рис. 3.7.

Рис. 3.7. a) — n-канальный и б) — p-канальный ПТ с p-n-переходом.

И вновь мы предпочитаем символические обозначения со смещенным затвором, что позволяет идентифицировать исток. Как мы увидим далее, ПТ (как с p-n-переходом, так и МОП-транзисторы) почти симметричны, но обычно они изготавливаются таким образом, чтобы получить емкость между стоком и затвором меньше, чем емкость между истоком и затвором, вследствие чего использовать сток в качестве выходного вывода предпочтительнее.

Обогащение, обеднение. N-канальный МОП-транзистор, с которого мы начали эту главу, не проводил ток при нулевом (или отрицательном) смещении затвора и начинал проводить, когда затвор становился положительно смещен относительно истока. Этот тип ПТ известен как ПТ обогащенного типа. Имеется и другая возможность изготовления n-канального ПТ, когда полупроводник канала «легирован» так, что даже при нулевом смещении затвора имеется значительная проводимость канала, и на затвор должно быть подано обратное смещение в несколько вольт для отсечки тока стока. Такой ПТ известен как прибор обедненного типа.

МОП-транзисторы могут быть изготовлены любой разновидности, поскольку здесь нет ограничения на полярность затвора. Однако ПТ с p-n-переходом допускают лишь одну полярность смещения затвора, а посему их выпускают только обедненного типа.

График зависимости тока стока от напряжения затвор-исток при фиксированном значении напряжения стока (рис. 3.8) может помочь нам уяснить, в чем состоит это различие.

Рис. 3.8. Обогащенные (1) и обедненные (2) ПТ отличаются только сдвигом напряжения затвор-исток (лог. масштаб).

МОП-транзистор обогащенного типа не проводит ток, пока напряжение затвора не станет положительным (имеются в виду n-канальные ПТ) по отношению к истоку, в то время как ток стока МОП-транзистора обедненного типа будет близок к максимальному при напряжении затвора, равном напряжению истока. В некотором смысле такое разбиение на две категории является искусственным, поскольку два графика на рис. 3.8 отличаются только на сдвиг по оси U_ЗИ. Вполне возможно было бы производство «промежуточных» МОП-транзисторов. Тем не менее эта разница становится существенной, когда дело доходит до проектирования схем.

Заметим, что ПТ с р-n-переходом — это всегда приборы обедненного типа и смещение затвора относительно истока не должно быть больше приблизительно +0,5 В (для n-канала), иначе появится проводимость в диодном переходе затвор-канал. МОП-транзисторы могут быть обогащенными или обедненными, но на практике редко можно встретить последние (исключением являются n-канальные ПТ на GaAs и каскодные пары со «сдвоенным затвором» для радиочастотных применений). Отсюда следует, что во всех практически встречающихся случаях мы имеем дело только с ПТ с p-n-переходом обедненного типа либо с обогащенными МОП-транзисторами; и те и другие могут быть любой полярности, т. е. n-канальными либо p-канальными.

3.03. Общая классификация ПТ.

Генеалогическое древо (рис. 3.9) и карта входных/выходных напряжений при заземленном истоке (рис. 3.10) помогают разобраться в ситуации.

Рис. 3.9.

Рис. 3.10.

Различные приборы (включая весь «букет» биполярных nрn- и pnp-транзисторов) нарисованы в квадрантах, характеризующих их входное и выходное напряжение в активной области при заземленном истоке (или эмиттере). При этом вовсе не обязательно запоминать свойства каждого из пяти представленных здесь типов ПТ, поскольку они в основном одинаковы.

Во-первых, при заземленном истоке ПТ включается (переходит в проводящее состояние) путем смещения напряжения затвора в сторону напряжения питания стока. Это верно как для всех пяти типов ПТ, так и для биполярных транзисторов. Например, для n-канального ПТ с р-n-переходом (который автоматически является обедненным) используется положительное напряжение питания стока, как и для всех n-канальных приборов. Таким образом, этот ПТ включается положительным смещением затвора. Здесь есть тонкость, состоящая в том, что у приборов обедненного типа для получения нулевого тока стока затвор должен иметь обратное смещение, в то время как у приборов обогащенного типа достаточно для этой цели нулевого напряжения на затворе.

Во-вторых, в связи с примерной симметрией истока и стока любой из этих выводов может работать как исток (исключение составляют мощные МОП-транзисторы, у которых подложка внутри корпуса соединена с истоком). При изучении работы ПТ, а также при расчетах за исток принимается вывод, наиболее «удаленный» по напряжению от активного питания стока. Например, допустим, что ПТ используется для замыкания на землю некоторой линии, в которой присутствуют как положительные, так и отрицательные сигналы. Обычно такая линия подключается к стоку ПТ. Если в качестве ключа взят n-канальный МОП-транзистор обогащенного типа и если случится, что в выключенном состоянии напряжение на стоковом выводе будет отрицательным, то для подсчета отпирающего напряжения затвора этот вывод следует считать в действительности «истоком». Это означает, что для обеспечения надежного запирания ключа отрицательное напряжение на затворе должно быть не только уровня «земли», но и превышать (по абсолютной величине) наибольший отрицательный сигнал.

Характеристики, приведенные на рис. 3.11, помогут вам разобраться в этих запутанных вопросах.

Рис. 3 11. Характеристики ПТ различных типов и полярностей (лог. масштаб).

_{1 — обогащенный p-канальный МОП-транзистор; 2 — обогащенный n-канальный МОП-транзистор; 3 — n-канальный ПТ с p-n-переходом; 4 — p-канальный ПТ с p-n-переходом.}

Еще раз отметим, что разница между обогащенными и обедненными приборами выражается только в сдвиге вдоль оси U_ЗИ, т. е. имеется ли большой ток стока или нет совсем никакого тока при напряжении затвора равном напряжению истока. Полевые n-канальные и p-канальные транзисторы симметричны друг другу в том же смысле, в каком являются таковыми биполярные n-р-n- и p-n-p-транзисторы.

На рис. 3.11 мы использовали стандартные обозначения для таких важных параметров ПТ, как ток насыщения и напряжение отсечки. Для ПТ с p-n-переходом величина тока стока при замкнутых накоротко затворе и истоке обозначается в спецификациях как I_{СИ нач}; она близка к величине максимально допустимого тока стока. (I_{СИ нач} означает ток от стока к истоку при короткозамкнутых затворе и истоке. Здесь и далее в этой главе мы приводим эту нотацию, в которой первые две буквы индекса обозначают соответствующие выводы, а за ними указывается состояние.) Для обогащенных МОП-транзисторов аналогичной спецификацией является I_{СИ вкл}, при некотором заданном напряжении прямого смещения затвора (I_{СИ нач} у любого прибора с обогащением был бы равен нулю).

Для ПТ с p-n-переходом напряжение затвор-исток, при котором ток стока становится равен нулю, называется «напряжением отсечки» (U_отс) или «напряжением выключения» (U_{ЗИ выкл}) и типичное его значение лежит в диапазоне от —3 до —10 В (для p-канального прибора оно, разумеется, положительное). Для обогащенного МОП-транзистора аналогичная величина называется «пороговое напряжение», U_П (или U_{ЗИ пор}), — это напряжение перехода затвор-исток, при котором начинает проходить ток стока. Типичная величина U_П составляет 0,5–5 В, разумеется в «прямом» направлении. Читая литературу по электронике на английском языке, не спутайте случайно U_П (обозначаемое там как V_T) с V_T в уравнении Эберса — Молла, которое обозначает ток коллектора биполярного транзистора; у этих двух величин нет ничего общего.

Имея дело с ПТ, легко запутаться в полярностях. Например, n-канальное устройство, у которого обычно сток положителен по отношению к истоку, может иметь положительное или отрицательное напряжение на затворе, а также положительное (обогащенный тип) или отрицательное (обедненный тип) пороговое напряжение. Еще более усложняет дело то, что сток может быть (и часто бывает) отрицателен по отношению к истоку. Все эти рассуждения, конечно, справедливы с заменой знаков для p-канальных устройств. В дальнейшем, чтобы свести к минимуму ошибки, мы будем всегда иметь в виду n-канальные устройства, если не оговорено противное. Аналогичным образом, поскольку МОП-транзисторы почти всегда обогащенные, а ПТ с p-n-переходом всегда обедненного типа, мы будем далее опускать эти их определения.

3.04. Выходные характеристики ПТ.

На рис. 3.2 мы показывали семейство кривых зависимости I_C от U_СИ, измеренных для n-канального обогащенного МОП-транзистора VN0106. (Транзисторы семейства VN01 работают в различных диапазонах напряжений, что отражается в двух последних цифрах полного обозначения. Например, VN0106 рассчитан на напряжение 60 В.) Мы уже отмечали, что ПТ ведут себя как хорошие преобразователи проводимости (т. е. I_C почти не изменяется при заданном U_ЗИ) практически во всем диапазоне изменения U_СИ, за исключением его малых значений, где они проявляют себя как сопротивление (т. е. I_С пропорционален U_СИ). В обоих случаях приложенное к переходу затвор-исток напряжение управляет поведением ПТ, которое хорошо можно описать аналогом уравнения Эберса-Молла для ПТ. Посмотрим на эти две области более подробно.

На рис. 3.12 схематически представлена указанная ситуация.

Рис. 3.12.

В обеих областях ток стока зависит от U_ЗИ - U_П, величины, на которую напряжение затвор-исток превышает пороговое напряжение (или напряжение отсечки). Линейная область, в которой ток стока приблизительно пропорционален U_ЗИ, простирается до напряжения U_{ЗИ нас}, после чего ток стока почти не изменяется. Крутизна наклона линейного участка, I_С/U_СИ, пропорциональна напряжению смещения, U_ЗИ - U_П. Далее, напряжение стока U_{СИ нас}, при котором кривая «выходит на насыщение», равно U_ЗИ - U_П, в результате чего ток насыщения, U_{С нас}, становится пропорционален (U_ЗИ - U_П)² — квадратичный закон, о котором мы упоминали ранее. Итак, имеем универсальные формулы для определения тока стока ПТ:

I_С = 2k[(U_СИ — U_П)U_СИ — 0,5U²_СИ] (линейный участок).

I_С = k[(U_ЗИ — U_П)² (участок насыщения).

Если мы назовем U_ЗИ — U_П (величину, на которую напряжение затвор-исток превышает порог) «напряжением возбуждения затвора», то можно сформулировать три важных результата из сказанного: а) удельное сопротивление ПТ в линейной области обратно пропорционально напряжению возбуждения, б) линейный участок простирается вплоть до напряжения, равного напряжению возбуждения и в) ток насыщения стока пропорционален напряжению возбуждения в квадрате.

Приведенные выражения предполагают, что подложка соединена с истоком. Обратите внимание на то, что «линейный участок» не является строго линейным, поскольку формула содержит нелинейный член U²_СИ; позже мы покажем остроумную схему, фиксирующую эту составляющую.

Масштабный коэффициент k зависит от таких параметров, как геометрия ПТ, емкость слоя окисла и подвижность носителей. У этой постоянной отрицательный температурный коэффициент:

K ~ T^-3/2.

Этот эффект сам по себе приводил бы к уменьшению I_С с увеличением температуры. Однако это компенсируется тем, что U_П также в слабой степени зависит от температуры с коэффициентом 2–5 мВ/°С; суммарный эффект дает зависимость тока стока от температуры, показанную на рис. 3.13.

Рис. 3.13. Зависимости I_С (U_ЗИ) n-канального МОП-транзистора 2Ν4351 (квадратичный масштаб вертикальной оси).

При больших токах стока убывание коэффициента к с ростом температуры влечет уменьшение тока стока — настоящее тепловое бегство! Как следствие этого, ПТ какого-нибудь одного типа могут быть соединены параллельно без токовыравнивающих резисторов, в отличие от биполярных транзисторов, где «резисторный балласт» в цепях эмиттеров необходим (см. разд. 6.07). Этот же отрицательный температурный коэффициент предотвращает также тепловую гонку на локальном участке перехода (эффект, известный под названием «прогиб тока»), которая серьезно ограничивает допустимую мощность рассеяния больших биполярных транзисторов, как мы увидим при обсуждении «вторичного пробоя» и «площади безопасной работы» в гл. 6.

При малых токах стока (когда доминирует температурная зависимость U_П) I_С растет с ростом температуры и точка перехода от возрастания к убыванию находится при некотором промежуточном значении тока стока. Этот эффект используется в операционных усилителях на ПТ для минимизации температурного дрейфа, как мы увидим в следующей главе.

Субпороговая область. Приведенное выше выражение для тока насыщения стока непригодно для очень малых значений тока стока. Этот диапазон известен как «субпороговая» область, где канал находится ниже порога проводимости, однако некоторый ток все-таки проходит за счет небольшой вероятностной популяции электронов с большим тепловым возбуждением. Если вы изучали физику или химию, то, возможно, знаете из того, что проходили, что результирующий ток имеет экспоненциальную зависимость:

I_С = k·exp(U_ЗИ — U_П)

Мы измерили ток стока некоторых МОП-транзисторов в диапазоне изменения его на 9 декад (от 1 нА до 1 А) и построили графики зависимости I_С от U_ЗИ (рис. 3.14).

Рис. 3.14. Измеренные графики зависимости тока стока от напряжения затвор-исток для двух типов МОП-транзисторов.

Диапазон от 1 нА до 1 мА очень точно соответствует экспоненте; выше этого субпорогового участка кривые входят в нормальную область насыщения. Для n-канальных МОП-транзисторов (типа VN01) мы проверили выборку из 20 транзисторов (четырех разных изготовителей, разброс выпуска — 2 года) и нанесли диапазон разноса значений, чтобы получить представление о их вариабельности (см. следующий разд.). Обратите внимание на несколько худшие характеристики (U_П, I_{С вкл}) «комплементарного» транзистора VP01.

3.05. Производственный разброс характеристик ПТ.

Перед тем как рассматривать какие-нибудь схемы, оценим сначала диапазон параметров ПТ (таким как I_{СИ нач} и U_П), а также их «разброс» среди приборов одного типа с целью получения более полного представления о ПТ. К сожалению, многие характеристики ПТ имеют разброс намного больше, чем соответствующие характеристики биполярных транзисторов, — факт, который проектировщик должен помнить. Например, в паспорте на VN01 (типичный n-канальный МОП-транзистор) оговорено, что U_П может составлять от 0,8 до 2,4 В (при I_С = 1 мА), в сравнении с тем, что аналогичный параметр биполярного npn-транзистора, U_БЭ имеет разброс от 0,63 до 0,83 В (также при I_К = 1 мА). Итак, вот что мы можем ожидать:

В этой таблице R_{СИ вкл} — сопротивление сток-исток (линейная область, т. е. малое напряжение U_ЗИ) для полностью открытого ПТ, т. е. при заземленном затворе в случае ПТ с p-n-переходом или при большом (обычно принимается 10 В) напряжении затвор-исток у МОП-транзистора. I_{СИ нач} и I_{С вкл} ~ значения тока стока в области насыщения (большое U_СИ) при тех же самых отпирающих условиях возбуждения затвора. U_отс есть напряжение отсечки (ПТ с p-n-переходом), U_П — пороговое напряжение затвора (МОП-транзисторы), а U_{СИ пр} и U_{ЗИ пр} — соответствующие напряжения пробоя. Как можно видеть, ПТ с заземленным истоком может быть хорошим источником тока, но нельзя точно предсказать, каким будет этот ток. Напряжение U_ЗИ, при котором получается заданный ток стока, может заметно варьировать в отличие от предсказуемого (~= 0,6 В) U_БЭ у биполярных транзисторов.

Согласование характеристик. Как вы можете видеть, ПТ уступают биполярным транзисторам в предсказуемости U_ЗИ, т. е. значения U_ЗИ, обеспечивающие заданный I_С, имеют большой разброс. Приборы, обладающие большим разбросом, будут, вообще говоря, давать больший сдвиг (напряжение небаланса), если их применять в качестве дифференциальных пар. Например, типичный серийный биполярный транзистор дает разброс U_БЭ в 50 мВ или около того при некотором заданном токе коллектора без всякого отбора транзисторов (берем подряд любой прибор, имеющийся под рукой). Соответствующая цифра для МОП-транзисторов — более 1 В! Но поскольку ПТ обладают весьма желательными характеристиками, имеет смысл затратить некоторые дополнительные усилия для уменьшения сдвига путем изготовления согласованных пар.

Проектировщики ИС пользуются такими приемами как перемежающаяся (гребенчатая) структура (два прибора разделяют между собой один и тот же участок подложки ИС) и выравнивание температурных градиентов в схеме между приборами (рис. 3.15).

Рис. 3.15. Гребенчатая структура (а) и температурно-градиентная компенсация (б).

Получаемые результаты впечатляют. Хотя ПТ не могут сравняться с биполярными транзисторами в согласованности U_ЗИ, их параметры вполне пригодны для большинства применений. Например, наилучшим образом согласованная пара ПТ имеет сдвиг 0,5 мВ и температурный коэффициент 5 мкВ/°С (макс), в то время как у лучшей биполярной пары эти значения будут 25 мкВ и 0,6 мкВ/°С, грубо говоря, в 10 раз лучше. Операционные усилители (универсальные дифференциальные усилители с высоким коэффициентом усиления, о которых мы будем говорить в следующей главе) выпускаются как на полевых, так и на биполярных транзисторах; для высокоточных применений вы сможете, вообще говоря, выбрать ОУ с биполярной «начинкой», (ввиду тесного согласования входных транзисторов по U_БЭ), в то время как ОУ с ПТ-входом, очевидно, является наилучшим выбором для высокоомных схем (их входы — затворы ПТ — не потребляют тока). Например, недорогой ОУ типа LF 411 со входом на ПТ с р-n-переходом, который мы используем повсеместно в схемах, приводимых в следующей главе, имеет типичное значение входного тока 50 пА и стоит 60 цент; популярный TLC212 со входом на МОП-транзисторах стоит примерно столько же и имеет типичное значение входного тока всего 1 пА! Для сравнения укажем, что обычный биполярный ОУ μΑ741 имеет типичное значение входного тока 80 000 пА (80 нА).

В табл. 3.1–3.3 дан перечень типичных ПТ с p-n-переходом (как одиночных, так и сдвоенных) и малосигнальных МОП-транзисторов. Мощные МОП-транзисторы, которые мы рассмотрим в разд. 3.14, перечислены в табл. 3.5.

Основные схемы на ПТ.

Теперь мы готовы к тому, чтобы рассмотреть схемы на ПТ. Обычно можно найти способ преобразовать схему на биполярных транзисторах в схему с использованием ПТ. Однако эта новая схема может не дать улучшения характеристик! В оставшейся части этой главы мы постараемся показать схемные решения, в которых проявляются преимущества уникальных свойств ПТ, т. е. схемы, которые работают лучше, будучи построены на ПТ, или которые совсем нельзя изготовить на биполярных транзисторах. С этой целью может оказаться полезным сгруппировать схемы на ПТ по категориям; здесь особенно важным является, как мы это видим.

Схемы с высоким полным сопротивлением (слаботочные). Сюда относятся буферные или обычные усилители для тех применений, где ток базы или конечное полное входное сопротивление биполярных транзисторов ограничивает их характеристики. Хотя мы можем построить такие схемы на отдельно взятых ПТ, однако сегодняшняя практика отдает предпочтение использованию интегральных схем, построенных на ПТ. В некоторых из них ПТ используется только в качестве высокоомного входного каскада, а вся остальная схема построена на биполярных транзисторах, в других вся схема построена на ПТ.

Аналоговые ключи. МОП-транзисторы являются превосходными аналоговыми ключами, управляемыми напряжением, как мы уже указывали в разд. 3.01. Мы еще обсудим вкратце данный предмет. И снова говоря «аналоговый ключ», мы должны в общем случае иметь в виду интегральные микросхемы, а не схемы, построенные на дискретных элементах.

Цифровая логика. МОП-транзисторы доминируют при построении микропроцессоров, схем памяти и большинства высококачественных цифровых логических схем. Микромощные логические схемы изготавливаются исключительно на МОП-транзисторах. Здесь, как и прежде, МОП-транзисторы используются в составе интегральных схем. Далее мы увидим, почему ПТ отдается предпочтение перед биполярными транзисторами.

Мощные переключатели. Мощные МОП-транзисторы часто бывают предпочтительнее биполярных транзисторов для переключения нагрузок, как мы уже показали в нашей первой схеме, приведенной в данной главе. Для таких применений используются мощные дискретные ПТ.

Переменные резисторы; источники тока. В «линейной» области стоковых характеристик ПТ ведут себя подобно резисторам, управляемым напряжением; в области «насыщения» они являются управляемыми напряжением источниками тока. Вы можете использовать эти присущие ПТ свойства в своих схемах.

Общая замена биполярных транзисторов. Вы можете использовать ПТ в генераторах, усилителях, стабилизаторах напряжения, радиоприемных схемах (по крайней мере в некоторых из них), — там, где обычно используются биполярные транзисторы. Применение ПТ не гарантирует улучшения схемы - иногда такая замена желательна, иногда нет. Их следует просто иметь в виду как возможную альтернативу.

Давайте теперь посмотрим на указанные области применения. Для лучшего понимания мы слегка изменим порядок изложения.

3.06. Источники тока на ПТ с р-n-переходом.

ПТ используется в качестве источников тока в составе интегральных схем (в частности, в ОУ), а также иногда и в схемах на дискретных элементах. Простейший источник тока на ПТ показан на рис. 3.16; мы выбрали ПТ с p-n-переходом, а не МОП-транзистор, поскольку ему не требуется смещения затвора (режим с обеднением).

Рис. 3.16.

Из стоковых характеристик ПТ (рис. 3.17) видно, что ток будет приблизительно постоянным при U_СИ больше 2 В. Однако в силу разброса I_{С нач} величина этого тока непредсказуема.

Рис. 3.17. Семейство выходных характеристик n-канального ПТ с p-n-переходом типа 2Ν5484: зависимость I_С  (U_СИ) при различных значениях U_ЗИ при полном масштабе изменений параметров (а) и на начальном участке (б).

Например, устройство 2N5484 (типичный n-канальный транзистор с p-n-переходом) имеет паспортную величину I_{С нач} от 1 до 5 мА. И все же эта схема привлекает своей простотой двухвыводного устройства, дающего постоянный ток. Существуют дешевые серийные «диодные стабилизаторы тока», представляющие собой всего лишь отобранные по току ПТ c p-n-nереходом, у которых затвор соединен со стоком. Это токовые аналоги стабилитронов (стабилизаторов напряжения).

Приведем характеристики таких приборов из серии 1Ν5283-1Ν5314:

Мы построили график вольт-амперной характеристики устройства 1Ν5294, имеющего номинальный ток стабилизации 0,75 мА; рис. 3.18, а демонстрирует хорошее постоянство тока вплоть до напряжения пробоя (140 В для данного конкретного образца), тогда как из рис. 3.18, б видно, что полный ток данного устройства достигается при падении напряжения на нем несколько меньше 1,5 В.

В разд. 5.13 мы покажем, как можно использовать такого рода устройство для создания генератора пилообразного напряжения с острыми вершинами сигнала.

В табл. 3.4 дан неполный перечень устройств серии 1Ν5283.

Источник тока с автоматическим смещением. Вариация предыдущей схемы дает регулируемый источник тока у(рис. 3.19).

Рис. 3.19.

Резистор автоматического смещения R задает обратное смещение затвора I_CR, уменьшая I_C и приводя ПТ с p-n-переходом в состояние, близкое к отсечке. Можно рассчитать значение R по выходным характеристикам для конкретного ПТ. Эта схема не только дает возможность устанавливать ток (который должен быть меньше I_{С нач}), но и сделать это более предсказуемым образом. Кроме того, эта схема является лучшим источником тока (с более высоким динамическим сопротивлением) в силу того, что истоковый резистор обеспечивает обратную связь по току (которую мы рассмотрим в разд. 4.07), а также потому, что характеристики ПТ с p-n-переходом как источника тока при обратном смещении затвора всегда улучшаются, как это видно из приведенных на рис. 3.2 и 3.17 характеристик, где чем ниже кривая зависимости I_C от U_ЗИ, тем она ближе к горизонтали. Однако, конечно, надо помнить, что значение I_C, полученное при каком-то значении U_ЗИ для данного конкретного ПТ, может отличаться от взятого из характеристики на значительную величину ввиду, технологического разброса. Если надо получить строго заданный ток, то можно использовать в цепи истока подстроечный резистор.

_{Упражнение 3.1. Подберите значение R для получения тока 1 мА в схеме источника тока на ПТ с p-n-переходом 2N5484, используя полученные измерениями кривые, представленные на рис. 3.17. Теперь оцените, к чему приводит тот факт, что паспортные данные Ic нач для 2N5484 имеют разброс от 1 до 5 мА.}

Источник тока на ПТ с p-n-переходом, даже с резистором в цепи истока, дает несколько изменяющийся ток при изменении напряжения, т. е. он имеет конечное выходное сопротивление, а не желаемое бесконечное значение Z_вых. Кривые рис. 3.17 показывают, например, что у транзистора 2N5484 при изменении напряжения стока в рабочем диапазоне от 5 до 20 В ток стока при замкнутых накоротко истоке и затворе (т. е. I_{С нач}) изменяется на 5 %. Эту вариацию можно уменьшить до 2 % или около того, включив в цепь истока резистор. Тот же прием, который был использован в схеме рис. 2.24, можно использовать и для источников тока на ПТ с p-n-переходом, как это и сделано на рис. 3.20.

Рис. 3.20. Каскодная схема «потребителя» тока на ПТ с p-n-переходом.

I_{СИ нас}(T₂) > I_{СИ нас}(T₁)

Идея (как и в случае с биполярными транзисторами) состоит в том, чтобы использовать второй ПТ с p-n-переходом для поддержания постоянным напряжения сток-исток в источнике тока. T₁ в этом случае является обычным источником тока на ПТ с p-n-переходом с истоковым резистором.

T₂ — ПТ с p-n-переходом с большим значением I_{С нач}, включенный «последовательно» с источником тока. Он пропускает постоянный ток стока T₁ в нагрузку, удерживая в то же время напряжение на стоке T₁ неизменным, а тем самым и напряжение затвор-исток, что вынуждает T₂ работать с тем же током, что и T₁.

Таким образом, T₂ «экранирует» T₁ от колебаний напряжения на выходе; поскольку T₁ не подвержен вариациям напряжения стока, он «сидит на месте» и обеспечивает постоянный ток. Если вернуться к схеме зеркала Вилсона (рис. 2.48), то мы увидим, что здесь используется та же идея фиксации напряжения.

Вы можете распознать в этой схеме на ПТ с p-n-переходом «каскодную» схему, которая обычно используется для преодоления эффекта Миллера (разд. 2.19).

Каскодная схема на ПТ с p-n-переходом проще, чем на биполярных транзисторах, поскольку здесь не требуется напряжения смещения на затворе верхнего ПТ: ввиду того, что он работает в режиме с обеднением, можно просто заземлить его затвор (сравните с рис. 2.74).

_{Упражнение 3.2. Объясните, почему верхний ПТ с p-n-переходом в каскодной схеме должен иметь более высокое значение Ic нач, чем нижний ПТ. Помочь в этом может рассмотрение каскодной схемы на ПТ с p-n-переходом без истокового резистора.}

Важно осознавать, что источник тока на хороших биполярных транзисторах обеспечит намного лучшие предсказуемость и стабильность, чем источник тока на ПТ с p-n-переходом. Более того, построенные на ОУ источники тока, которые мы увидим в следующей главе, еще лучше. Например, источник тока на ПТ в типичном диапазоне температур и вариаций напряжения нагрузки может давать ток с отклонениями на 5 %, даже если подгонкой истокового резистора установить желаемый ток; в то же время источник тока на ОУ из биполярных или полевых транзисторов даст без особых усилий со стороны разработчика предсказуемость и стабильность лучше 0,5 %.

3.07. Усилители на ПТ.

Истоковые повторители и усилители на ПТ с общим истоком — это аналоги эмиттерных повторителей и усилителей с общим эмиттером на биполярных транзисторах, о которых мы говорили в предыдущей главе. Однако отсутствие постоянного тока затвора дает возможность получить очень высокое входное сопротивление. Такие усилители необходимы, когда мы имеем дело с высокоомными источниками сигналов, встречающимися в измерительных схемах. Для некоторых специализированных применений вы, может быть, захотите построить повторители или усилители на дискретных ПТ, однако в большинстве случаев можно использовать достоинства, которыми обладают ОУ с ПТ-входом. В любом случае стоит понять, как они работают.

Когда мы имеем дело с ПТ, то обычно применяется та же схема автоматического смещения, что и в источниках тока на ПТ с p-n-переходом (разд. 3.06) с одним резистором смещения затвора, подключенным вторым выводом к земле (рис. 3.21); для МОП-транзисторов требуется делитель, питаемый от источника напряжения стока, или расщепленный источник, как это было и в случае с биполярными транзисторами.

Рис. 3.21.

Резистор смещения затвора может иметь очень большое сопротивление (свыше МОм), поскольку ток утечки затвора измеряется наноамперами.

Крутизна. Отсутствие тока затвора делает естественным параметром, характеризующим усиление ПТ, крутизну — отношение выходного тока к входному напряжению:

G_m = i_вых/u_вх·

Это отличается от того, как мы рассматривали биполярные транзисторы в предыдущей главе, где мы вначале носились с идеей усиления по току (i_вых/u_вх), а затем ввели ориентированную на параметр крутизны модель Эберса-Молла: полезно было посмотреть на биполярные транзисторы с разных сторон, в зависимости от их применения.

Крутизна ПТ может быть оценена по характеристике либо по тому, насколько увеличивается I_С при переходе от одной кривой с фиксированным значением напряжения затвора к другой из семейства кривых (рис. 3.2 или 3.17), либо, что проще, по наклону кривых «передаточных характеристик» I_С-U_ЗИ (рис. 3.14).

Крутизна зависит от тока стока (вскоре мы увидим как) и определяется просто как (Напомним, что строчными латинскими буквами обозначаются малосигнальные приращения.) Из этого выражения мы получаем коэффициент усиления по напряжению:

К_U = u_С/u_ЗИ = — R_Сi_С/u_ЗИ = — g_mR_C,

Тот же результат, что и для биполярного транзистора в разд. 2.09, если заменить резистор нагрузки R_K на R_C. Как правило, крутизна ПТ равняется нескольким тысячам микросименс (мкСм) при токе стока в несколько миллиампер. Поскольку g_m зависит от тока стока, существует некоторая нелинейность, связанная с зависимостью коэффициента усиления от изменения тока стока на протяжении периода сигнала, подобно тому, как это бывает в усилителе с заземленным эмиттером, где g_m = 1/r_Э пропорциональна I_С. Кроме того, ПТ в общем имеют значительно меньшую крутизну, чем биполярные транзисторы, что делает их менее подходящими для построения усилителей и повторителей. Рассмотрим это немного подробнее.

Сравнение крутизны ПТ и биполярных транзисторов. Чтобы перевести наше последнее замечание в числа, рассмотрим ПТ с p-n-переходом и биполярный транзистор, каждый с рабочим током 1 мА. Представим, что они включены как усилители с общим истоком (эмиттером), а сток (коллектор) через резистор 5 кОм подключен к источнику питания 4-10 В (рис. 3.22).

Рис. 3.22.

Не будем обращать внимания на детали смещения и сосредоточимся на рассмотрении коэффициента усиления.

Биполярный транзистор имеет r_Э, равное 25 Ом, а следовательно, g_m = 40 мСм и коэффициент усиления по напряжению — 200 (что можно получить прямым расчетом как — R_К/r_Э). Типичный ПТ с p-n-переходом (например, 2N4220) имеет g_m порядка 2 мСм при токе стока 1 мА, давая коэффициент усиления по напряжению порядка —10. Это сравнение выглядит обескураживающим. Малая g_m дает также относительно высокое Z_вых в схеме повторителя (рис. 3.23): ПТ с p-n-переходом имеет Z_вых = 1/g_m, что в данном случае эквивалентно 500 Ом (независимо от сопротивления источника сигнала); в сравнении с этим биполярный транзистор имеет Z_вых = R_с/h_21Э + r_Э = R_с/h_21Э + 1/g_m, равное R_с/h_21Э + 25 Ом (при 1 мА). Для типичного бета-биполярного транзистора, скажем h_21Э = 100, и при разумных значениях сопротивления источника сигнала, скажем при R_c < 5 кОм, биполярный повторитель на порядок лучше (Z_вых равно 25–75 Ом). Отметим, однако, что при R_c > 50 кОм повторитель на ПТ с p-n-переходом будет лучше.

Рис. 3.23. Выходное сопротивление повторителей напряжения на ПТ с p-n-переходом (а) и биполярном транзисторе (б).

Чтобы видеть, что происходит, вернемся к выражениям зависимости тока стока ПТ от напряжения затвор-исток и сравним с эквивалентным уравнением (Эберса-Молла) зависимости тока коллектора биполярного транзистора от напряжения база-эмиттер.

Биполярный транзистор (уравнение Эберса — Молла):

I_К = I_c[exp(U_БЭ/U_T) — 1],

Где U_T = kT/q = 25 мВ, что дает g_m = dI_К/dU_БЭ = I_К/U_T для коллекторного тока, большого в сравнении с током «утечки» I_с. Это уже знакомый нам результат — r_Э(Ом) = 25/I_К(мА), поскольку g_m = 1/r_Э.

Полевой транзистор: в «субпороговой» области он имеет очень малый ток стока.

Что, будучи экспоненциальным подобием уравнения Эберса-Молла, также дает пропорциональную зависимость крутизны от тока. Однако для наблюдающихся в реальности значений к (который зависит от геометрии ПТ, подвижности носителей и т. п.) крутизна ПТ несколько ниже, чем у биполярного транзистора, — около I/40 мВ для p-канального МОП-транзистора и около I/60 мВ для n-канального МОП-транзистора, тогда как у биполярных транзисторов она равна I/25 мВ. По мере увеличения тока ПТ входит в нормальную область «насыщения», где.

I_С = k(U_ЗИ — U_Т)²,

Что дает g_m = 2(k·I_С)^1/2. Это означает, что крутизна растет пропорционально лишь корню квадратному из I_С и становится намного меньше крутизны биполярного транзистора при тех же значениях рабочего тока (см. рис. 3.24).

Рис. 3.24. Сравнение g_m биполярных к полевых транзисторов, 1 — биполярный транзистор; 2 — р-канальный МОП-транзистор; 3 — n-канальный МОП-транзистор.

Увеличение постоянной к в предыдущих уравнениях (за счет увеличения отношения ширины канала к его длине) увеличивает крутизну (и ток стока при данном значении Um) в надпороговой области, но все равно крутизна остается меньше, чем у биполярного транзистора при том же токе.

_{Упражнение 3.3. Выведите предыдущие выражения для gm, взяв производную Iвых относительно Uвх.}

Проблему низкого коэффициента усиления в усилителях на ПТ можно разрешить, обратившись к нагрузке в виде источника тока (активной), однако вновь биполярный транзистор будет лучше в той же схеме. По этой причине редко можно видеть ПТ в схемах простых усилителей, если только не нужно использовать их уникальные входные параметры (исключительно высокое входное сопротивление и малый входной ток).

Обратите, внимание на то, что крутизна ПТ в области насыщения пропорциональна U_ЗИ — U_T; так, например, ПТ с p-n-переходом, на затвор которого подано напряжение, равное половине напряжения отсечки, имеет крутизну примерно вполовину меньше, чем приведенная в паспорте (где она всегда дается при I_С = I_Снач, т. е. при U_ЗИ = 0).

Дифференциальные усилители. Можно использовать согласованные пары ПТ для построения входных каскадов с высоким полным входным сопротивлением биполярных дифференциальных усилителей, а также играющих важную роль ОУ и компараторов, которые мы встретим в следующей главе. Как отмечалось выше, значительный разброс U_ЗИ у ПТ приведет, вообще говоря, к большим значениям входного напряжения сдвига и его дрейфа, чем у аналогичного усилителя, построенного исключительно на биполярных транзисторах; зато входное полное сопротивление колоссально возрастет.

Генераторы. Вообще говоря, ПТ по своим характеристикам могут быть хорошей заменой биполярных транзисторов почти в любой схеме, которая выигрывает благодаря их уникально высокому полному входному сопротивлению и малому входному току смещения. Примерами таких схем являются высокостабильные LC-генераторы и кварцевые генераторы, которые мы представим в разд. 5.18, 5.19 и 13.11.

Активная нагрузка. Так же как и для усилителей на биполярных транзисторах, в усилителе на ПТ можно заменить резистор нагрузки стока активной нагрузкой, т. е. источником тока. При этом можно получить очень большой коэффициент усиления по напряжению:

K_U = — g_mR_C (резистор нагрузки стока),

K_U = — g_mR₀ (источник тока),

Где R₀ — полное сопротивление в цепи стока, обычно лежащее в диапазоне значений от 100 кОм до 1 МОм.

Одним из вариантов активной нагрузки является токовое зеркало, включенное в качестве нагрузки стока в дифференциальном каскаде на ПТ (см. разд. 2.18); эта схема, однако, не обеспечивает стабильного смещения, если не охватить ее общей цепью обратной связи. Токовое зеркало можно построить как на ПТ, так и на биполярных транзисторах. Часто это схемное решение применяется в ОУ на ПТ, которые мы увидим в следующей главе. Другой прекрасный пример применения метода активной нагрузки вы увидите в разд. 3.14, когда мы будем рассматривать линейный усилитель на КМОП-транзисторах.

3.08. Истоковые повторители.

Ввиду относительно малой крутизны ПТ часто предпочитают использовать построенный на ПТ «истоковый повторитель» (являющийся аналогом эмиттерного повторителя) в качестве входного буферного каскада для усилителя на обычных биполярных транзисторах, вместо того, чтобы пытаться прямо изготовить усилитель на ПТ с общим истоком. При этом сохраняются высокое входное сопротивление и нулевой постоянный входной ток ПТ, а большая крутизна биполярного транзистора позволяет получить большой коэффициент усиления в одном каскаде. Кроме того, у дискретных ПТ (т. е. не являющихся частью интегральной схемы) межэлектродные емкости выше, чем у биполярных транзисторов, вследствие чего в усилителях с общим истоком более сильно проявляется эффект Миллера (разд. 2.19); в схеме истокового повторителя, как и в эмиттерном повторителе, эффект Миллера отсутствует.

Повторители на ПТ с их высоким полным входным сопротивлением обычно применяются как входные каскады в осциллографах и других измерительных приборах. Во многих случаях высокое полное сопротивление бывает неотъемлемой особенностью источника сигнала, как, например, у конденсаторных микрофонов, pH-метров, детекторов заряженных частиц или микроэлектродов для снятия сигналов с живых объектов в биологии и медицине; во всех этих случаях полезен входной каскад на ПТ (дискретных или в составе интегральной схемы).

В схемотехнике встречаются случаи, когда и последующий каскад должен иметь малый входной ток или вообще его не иметь. Примеры тому — схемы «слежения и хранения» и пиковые детекторы, в которых конденсатор, запоминающий уровень напряжения, «сбросится», если вход последующего усилителя проводит слишком большой ток. Во всех этих случаях пренебрежимо малый входной ток ПТ является более важной характеристикой, чем его малая крутизна, что делает истоковый повторитель (или даже усилитель с общим истоком) весьма выгодной заменой эмиттерного повторителя на биполярных транзисторах.

На рис. 3.25 показан простейший истоковый повторитель.

Рис. 3.25.

Мы можем выразить амплитуду выходного сигнала, как делали это для эмиттерного повторителя в разд. 2.11, через крутизну. Имеем:

U_И = R_нi_С, так как i₃ пренебрежимо мал; при этом, поскольку i_С = g_mu_ЗИ = g_m(u₃ — u_И), то u_И = [R_нg_m/(1 + R_нg_m)]u₃. При R_н >> 1/g_m мы имеем хороший повторитель (u_И ~= u₃) с коэффициентом усиления, близким к единице, хотя всегда меньше единицы.

Выходное сопротивление. Предыдущую формулу для u_И можно было бы считать не приближенным, а точным выражением, если бы выходное сопротивление истокового повторителя было равно 1/g_m, (попробуйте произвести соответствующие расчеты, рассматривая напряжение источника как источник, который будучи включен последовательно с 1/g_m, работает на нагрузку R_н). Это точный аналог ситуации с эмиттерным повторителем, у которого выходное полное сопротивление равно r_Э = 25/I_К или 1/g_m. Легко показать, что истоковый повторитель имеет полное выходное сопротивление 1/g_m, определив ток истока при сигнале, приложенном к выходу при заземленном затворе (рис. 3.26).

Рис. 3.26.

Ток стока в этом случае равен i_C = g_mu_ЗИ = g_mu, а r_вых = u/i_C = 1/g_m.

Обычно r_вых составляет несколько сот ом при токах в несколько миллиампер. Как легко видеть, истоковые повторители не столь совершенны, как эмиттерные повторители.

У данной схемы два недостатка:

1. Относительно большое выходное полное сопротивление означает, что амплитуда выходного сигнала может быть значительно меньше, чем амплитуда входного, даже при высоком полном сопротивлении нагрузки, так как любое R_н образует в сочетании с выходным сопротивлением истока делитель. Кроме того, так как ток стока меняется на протяжении периода сигнала, поэтому g_m и вместе с ней выходное полное сопротивление будут изменяться, внося в выходной сигнал некоторую нелинейность (искажения). Эту ситуацию можно улучшить, используя ПТ с большой крутизной, но лучшим решением является комбинированный (ПТ-биполярный транзистор) повторитель.

2. Так как величина U_ЗИ, необходимая для задания определенного рабочего тока, — трудно контролируемый при изготовлении параметр, то истоковый повторитель имеет непредсказуемое смещение по постоянному току - серьезный минус при использовании в схемах со связями по постоянному току.

Активная нагрузка. Путем добавления нескольких элементов истоковый повторитель может быть очень сильно улучшен. Рассмотрим это поэтапно.

Во-первых, заменим R_н источником тока (отбирающим ток, рис. 3.27).

Рис. 3.27.

Постоянный ток истока стабилизирует напряжение U_ЗИ, а это устраняет нелинейности. Для простоты можно считать, что значение R_н становится бесконечным — эффект, создаваемый источником тока в качестве нагрузки. Схема на рис. 3.27, б имеет еще одно преимущество в виде малого выходного сопротивления при сохранении приближенного постоянства тока истока U_БЭ/R_см. По-прежнему, правда, существует проблема непредсказуемого (а потому ненулевого) напряжения смещения от входа к выходу U_ЗИ (для схемы 3.27,б — U_ЗИ + U_БЭ). Можно было бы, конечно, просто отрегулировать I_см к значению I_{С нач} для конкретного ПТ в схеме 3.27, а или отрегулировать также R_см на схеме 3.27, б. Но это решение плохо по двум причинам: а) требуется индивидуальная регулировка для каждого ПТ; б) даже и при этом I_С может сильно меняться (почти двукратно) при изменении температуры в рабочем диапазоне при данном U_ЗИ.

В более качественных схемах применяются согласованные пары ПТ с нулевым смещением (рис. 3.28).

Рис. 3.28.

T₁ и Т₂ — это согласованная пара на отдельном кремниевом кристалле. Т₂ отбирает ток точно отвечающий условию U_ЗИ = 0, поэтому, так как для обоих ПТ U_ЗИ = 0, T₁ есть повторитель с нулевым смещением. Так как оба ПТ находятся в одних и тех же температурных условиях, смещение остается почти нулевым при любой температуре. Обычно в предыдущей схеме добавляют небольшие истоковые резисторы (рис. 3.29).

Рис. 3.29.

Если чуть подумать, то будет ясно, что резистор R₁ необходим, а равенство R₁ = R₂ гарантирует, что U_вых = U_вх, если Т₁ и Т₂ согласованы. Эта модификация схемы улучшает предсказуемость I_С, позволяет установить значение тока стока, отличное от I_{С нач} и улучшает линейность, поскольку ПТ как источник тока работает лучше при значениях рабочего тока, меньших I_{С нач}. Такой повторитель широко применяется в качестве входного каскада усилителя вертикального отклонения осциллографа.

Чтобы «выжать» из схемы все возможное, можно добавить в нее цепь следящей обратной связи со стока (чтобы скомпенсировать входную емкость) и выходной каскад на биполярном транзисторе для получения низкого полного выходного сопротивления. Тот же выходной сигнал можно затем использовать для запитки внутреннего «защитного» экрана, эффективно понижающего влияние емкости экранированного кабеля, которая в противном случае катастрофически ухудшила бы параметры схемы с высоким сопротивлением источника сигналов и свела бы на нет большое полное входное сопротивление, свойственное буферному усилителю.

3.09. Ток затвора ПТ.

Мы уже говорили вначале, что ПТ вообще и МОП-транзисторы в особенности имеют практически нулевой ток затвора. Это, возможно, наиболее важное свойство ПТ и оно использовалось в описанных в предыдущем разделе высокоомных усилителях и повторителях. Существенным оно будет и в тех применениях, о которых речь впереди — самые существенные из них аналоговые ключи и цифровые логические схемы.

Разумеется, при пристальном рассмотрении мы увидим, что какой-то ток через затвор все же течет. Это важно знать, поскольку наивная модель с нулевым током гарантирует, что раньше или позже, но вы ошибетесь. Фактически к возникновению конечного (ненулевого) тока затвора приводит ряд механизмов. Даже у МОП-транзисторов изоляция затвора (двуокись кремния), несовершенна, что приводит к токам утечки, находящимся в пикоамперном диапазоне. У ПТ с p-n-переходом «изоляция» затвора на самом деле является обратносмещенным диодным переходом и механизмы тока утечки через него те же, что и у обычного диода. Кроме того, ПТ с p-n-переходом (n-канальные в особенности) подвержены дополнительному эффекту, известному как ток «ударной ионизации» затвора; он может достигать астрономических уровней. И наконец, как ПТ с p-n-переходом, так и МОП-транзисторы имеют динамический ток затвора, возникающий при воздействии сигналов переменного тока на емкость затвора; это может вызвать эффект Миллера, совсем как у биполярных транзисторов.

В большинстве случаев входной ток затвора пренебрежимо мал в сравнении с током базы биполярного транзистора, Есть, однако, ситуации, когда ПТ может фактически иметь более высокий входной ток! Рассмотрим ряд из них.

Утечка затвора. Полное входное напряжение усилителя (или повторителя) на ПТ на низких частотах ограничено утечкой затвора. В паспорте ПТ обычно указывается напряжение пробоя U_{3 макс}, определяемое как напряжение между затвором и каналом (исток и сток закорочены), при котором ток затвора достигает 1 мкА. При меньших напряжениях затвор-канал ток утечки затвора I_{З ут}, опять-таки при соединенных накоротко истоке и стоке, значительно меньше, и этот ток быстро падает до пикоамперного диапазона, когда напряжение затвор-сток существенно меньше напряжения пробоя. У МОП-транзисторов никогда нельзя допускать пробоя изоляции затвора; в данном случае утечка затвора определяется как некоторый максимальный ток утечки при определенном заданном в спецификации напряжении затвор-канал. В интегральных усилительных схемах на ПТ (например, в ОУ на ПТ) для спецификации входного тока утечки применяется не дающий правильного представления о сути дела «входной ток смещения» I_см; обычно его величина лежит в пикоамперном диапазоне.

Хорошо здесь то, что ток утечки находится в пикоамперном диапазоне при комнатной температуре. Плохо, что он быстро нарастает (фактически экспоненциально) с ростом температуры, грубо говоря удваивается на каждые 10 °C. В противоположность этому ток утечки базы у биполярного транзистора практически отсутствует, в действительности имеется даже слабая тенденция к его уменьшению с ростом температуры. На рис. 3.30 даны в сравнении графики зависимости входного тока от температуры для нескольких операционных усилителей в интегральном исполнении.

Рис. 3.30. Входной ток усилителя на ПТ — это ток утечки затвора, который удваивается при повышении температуры на каждые 10 °C.

ОУ с ПТ-входом имеют наименьшие значения входного тока при комнатной температуре (и ниже), однако их входной ток быстро растет с температурой, и их графики пересекают кривые усилителей с хорошо спроектированными входными каскадами на биполярных транзисторах, таких как LM11 и LT1012. Эти биполярные ОУ наряду с «призерами» среди ОУ на ПТ с p-n-переходом по минимуму входного тока, такими как ОРА111 и AD549, весьма дороги. При этом, чтобы дать представление о том, чего можно ожидать от недорогих (ценой меньше доллара) ОУ, мы включили сюда также и ОУ, являющиеся повседневной «похлебкой», такие как биполярный ОУ типа 358 и ОУ на ПТ с p-n-переходом LF411.

Ток ударной ионизации ПТ с р-n-переходом. В дополнение к обычным эффектам утечки затвора в n-канальных ПТ с p-n-переходом в гораздо большей степени проявляются токи утечки при работе с существенными уровнями U_СИ и I_С (ток утечки, оговариваемый в паспорте, измеряется при совершенно нереальных условиях U_СИ = I_С = 0!). Рис. 3.31 показывает, что происходит.

Рис. 3.31. Утечка затвора ПТ с p-n-переходом быстро растет с ростом напряжения сток-затвор и пропорциональна току стока.

Ток утечки затвора остается близким к I_{З ут} до тех пор, пока мы не достигнем критического напряжения сток-затвор, при котором кривая круто взмывает вверх. Этот дополнительный ток «ударной ионизации» пропорционален току стока и он растет экспоненциально с ростом напряжения и температуры. Появление этого тока наблюдается при напряжении сток-затвор, составляющем Приблизительно 25 % от U_{3 макс}, и он может добавлять в ток затвора микроампер и более. Очевидно, что «высокоомный буфер» с микроамперным входным током лишен смысла. Это то, что получится, если попытаться использовать 2N4868A в качестве повторителя с током стока 1 мА при напряжении питания 40 В.

Этот дополнительный ток утечки затвора есть недостаток, свойственный в первую очередь n-канальным ПТ и проявляется он при повышении напряжения сток-затвор. Проблема допускает несколько решений: а) работайте при малых напряжениях сток-затвор, либо при малом напряжении питания стока, либо используйте каскодные связи; б) используйте p-канальные ПТ с p-n-переходом, у которых этот эффект намного слабее или в) применяйте МОП-транзисторы. Самое главное, что позволит вам избежать неприятностей, — это не дать возможности захватить вас врасплох.

Динамический ток затвора. Утечка затвора — это эффект, проявляющийся на постоянном токе. Любой сигнал, поданный на затвор, неминуемо вызовет также переменный ток благодаря наличию емкости затвора. Рассмотрим усилитель с общим истоком. Как и в схеме на биполярных транзисторах, можно наблюдать эффект, вызванный просто емкостью входа относительно земли (С_вх), но есть еще мультипликативный емкостной эффект Миллера, который влияет на емкость обратной связи (С_ОС). Есть две причины, почему емкостной эффект проявляется у ПТ более серьезно, чем у биполярных транзисторов. Во-первых, полевым транзисторам отдают предпочтение перед биполярными, когда хотят получить очень малый входной ток; при этом емкостные токи при тех же величинах емкостей принимают более угрожающие размеры. Во-вторых, полевые транзисторы часто имеют значительно более высокие значения емкостей, чем эквивалентные биполярные.

Чтобы оценить емкостный эффект, рассмотрим усилитель на ПТ, предназначенный для работы с источником сигнала, имеющим сопротивление 100 кОм. Что касается постоянного тока, то здесь нет проблем, так как ток, равный пикоамперу, создает на внутреннем сопротивлении указанного источника падение напряжения всего в микровольт. Однако на частоте, скажем, 1 МГц входная емкость в 5 пФ создает шунтирующее полное сопротивление приблизительно 30 кОм, что серьезно ослабляет сигнал. Фактически любой усилитель попадает в неприятности, имея дело с высокоомным источником сигналов на высоких частотах, и обычное решение состоит в том, чтобы работать с низким полным сопротивлением (типичное значение 50 Ом) или использовать подстраиваемый LC-контур для резонансной компенсации паразитной емкости. Ключ к пониманию проблемы состоит в том, чтобы не смотреть на ПТ-усилитель как на нагрузку сопротивлением 10¹² Ом на частоте сигнала.

В качестве еще одного примера представим себе переключение 10-амперной нагрузки с помощью мощного МОП-транзистора (сколько-нибудь мощные ПТ с p-n-переходом отсутствуют), в духе рис. 3.32.

Рис. 3.32.

Кто-то может наивно предположить, что затвор можно возбудить от слаботочного выходного сигнала цифровой логической схемы, например от так называемой КМОП-логики, которая способна выдать ток порядка 1 мА при размахе сигнала от нуля до +10 В. На самом деле такая схема тут же вышла бы из строя, так как при токе возбуждения затвора 1 мА емкость 350 пФ обр. связи транзистора 2Ν6763 растянула бы процесс переключения на неспешные 20 мкс.

Но что еще хуже, динамические токи затвора (i₃ = C·dU_C/dt) могут проходить на выход логического устройства и вывести его из строя благодаря непредсказуемым образом возникающему эффекту, известному как «защелкивание кремниевой полупроводниковой структуры» (более подробно о нем в гл. 8 и 9). При этом оказывается, что мощные биполярные транзисторы имеют сравнимые с ПТ величины емкостей и, следовательно, сравнимые динамические входные токи; однако когда вы проектируете схему возбуждения мощного биполярного 10-амперного транзистора, вы заранее знаете, что в цепи возбуждения базы нужно обеспечить ток 500 мА или около того (через пару Дарлингтона или еще каким-либо образом), в то время как у ПТ вы скорее всего будете ожидать гарантированно низкий входной ток. И вновь в этом примере несколько потускнел блеск ПТ как прибора со сверхвысоким полным сопротивлением.

_{Упражнение 3.4. Покажите, что схема на рис. 3.32 переключается за время около 20 мкс, в предположении, что допустимый ток возбуждения затвора составляет 1 мА.}

3.10. ПТ в качестве переменных резисторов.

На рис. 3.17 показаны характеристики ПТ с p-n-переходом (зависимость тока стока от U_СИ при различных (U_ЗИ) как в нормальном («насыщенном») режиме, так и в «линейной» области малых значений напряжения сток-исток. В начале этой главы мы привели также эквивалентную пару графиков для МОП-транзисторов (рис. 3.2). Зависимость I_С - U_СИ  приблизительно линейна в области U_СИ, меньших U_ЗИ — U_П, и кривые могут быть продолжены в обе стороны, так что устройство можно использовать в качестве управляемого напряжением резистора для малых сигналов любой полярности. Из формулы, выражающей I_С  через U_ЗИ в линейной области (разд. 3.04) легко найти, что отношение I_С/U_ЗИ равно 1/R_СИ = 2k[(U_ЗИ — U_П) — U_СИ/2]. Последний член в этом выражении представляет собой нелинейность, т. е. отклонение от резистивности характеристики (сопротивление резистора не должно зависеть от напряжения). Однако при напряжениях стока существенно меньших напряжения отсечки (при U_СИ -> 0) этот последний член становится совершенно незначимым, и ПТ ведет себя приблизительно как линейное сопротивление R_СИ ~= 1/[2k(U_ЗИ — U_П]. Поскольку зависящий от конкретного устройства параметр k — не та количественная характеристика, которую нам хотелось бы знать, полезнее записать R_СИ ~= R₀(U_ЗО — U_П)/(U_З — U_П), где сопротивление R_СИ при любом напряжении затвора можно определить через известное сопротивление R₀, измеренное при некотором напряжении затвора U_ЗО.

_{Упражнение 3.5. Выведите предыдущую «масштабную» формулу.}

Обе приведенные выше формулы показывают, что проводимость (равная 1/R_СИ) пропорциональна величине, на которую напряжение затвора превышает напряжение отсечки. Другой полезный факт состоит в том, что R_СИ = 1/g_m, т. е. сопротивление канала в линейной области есть величина, обратная крутизне в области насыщения. Это удобная в пользовании зависимость, поскольку g_m - параметр, который почти всегда приводится в паспорте ПТ.

_{Упражнение 3.6. Покажите, что Rси = 1/gm, выведя крутизну из приведенной в разд. 3.04 формулы для тока стока в области насыщения.}

Как правило, сопротивление, которое можно получить с помощью ПТ, изменяется от нескольких десятков ом (даже от 0,1 Ом для мощных МОП-транзисторов) до бесконечности. Типичным применением ПТ в качестве сопротивления является использование его в схеме автоматической регулировки усиления (АРУ); в ней коэффициент усиления меняется с помощью обратной связи таким образом, чтобы выходной сигнал удерживался в границах линейного диапазона. Применяя ПТ в схеме АРУ, следует внимательно следить, чтобы амплитуда сигнала была невелика - не более 200 мВ.

Диапазон значений U_СИ, в котором ПТ ведет себя как хороший резистор, зависит от конкретного ПТ, у которого сопротивление в первом приближении пропорционально напряжению, на которое потенциал затвора превосходит U_П (или U_отс). Как правило, при U_СИ < 0,1(U_ЗИ — U_П) нелинейности составляют 2 %, а при U_СИ ~= 0,25(U_ЗИ — U_П) возможны нелинейности порядка 10 %. Согласованные пары ПТ дают возможность строить наборы сопротивлений для управления сразу несколькими сигналами. ПТ с p-n-переходом для работы в качестве переменных резисторов (серия VCR Siliconix) имеют допуск по сопротивлению порядка 30 %, заданный при некотором значении U_ЗИ.

Можно улучшить линейность и одновременно расширить диапазон U_СИ, в котором ПТ ведет себя как резистор, с помощью простой компенсационной схемы. Проиллюстрируем это на практическом примере.

Метод линеаризации: электронное управление усилением. Из последней формулы для 1/R_СИ видно, что линейность была бы почти идеальной, если бы к напряжению затвора мы добавили половину напряжения сток-исток. На рис. 3.33 показаны две схемы, которые именно это и делают.

Рис. 3.33.

В первой из них ПТ с p-n-переходом образует нижнее плечо резистивного делителя напряжения, формируя тем самым управляемый напряжением аттенюатор (или «регулятор громкости»). Резисторы R₁ и R₂ улучшают линейность добавлением напряжения 0,5U_СИ к U_ЗИ, как только что говорилось. Показанный на схеме ПТ с p-n-переходом имеет в проводящем состоянии (при заземленном затворе) сопротивление 60 Ом (максимум), что дает диапазон ослабления сигнала от 0 до 40 дБ.

Во второй схеме используется МОП-транзистор в качестве перестраиваемого эмиттерного сопротивления в усилителе переменного тока с эмиттерной обратной связью. Обратите внимание на то, что по постоянному току эмиттерная обратная связь обеспечивается источником стабильного тока (зеркало Вилсона или диодный стабилизатор тока на ПТ); эта часть схемы несет две нагрузки: а) она ведет себя на частоте сигнала как цепь с очень высоким полным сопротивлением, что позволяет ПТ с перестраиваемым сопротивлением задавать коэффициент усиления, изменяющийся в широком диапазоне (включая Κ_U << 1), и б) обеспечивает простое смещение. За счет применения разделительного конденсатора мы организовали схему таким образом, что ПТ воздействует только на коэффициент усиления по переменному току (на усиление сигнала). Без этого конденсатора смещение биполярного транзистора изменялось бы с изменением сопротивления ПТ.

_{Упражнение 3.7. МОП-транзистор VN13 имеет в проводящем состоянии (Uзи = +5 В) сопротивление 15 Ом (макс). Чему равен диапазон изменения коэффициента усиления усилителя во второй схеме (в предположении, что источник тока ведет себя как сопротивление 1 МОм)? Какова нижняя частота среза (на уровне 3 дБ) при таком смещении ПТ, что коэффициент усиления усилителя равен а) 40 дБ и б) 20 дБ?}

Линеаризация R_СИ при помощи резистивного делителя напряжения затвора, представленная выше, исключительно эффективна. На рис. 3.34 приведены для сравнения полученные путем измерений графики зависимости I_С от U_СИ в линейной (с низким U_СИ) области характеристик ПТ при наличии и в отсутствие схемы линеаризации. Такая линеаризующая схема особенно важна для тех применений, где требуются малые искажения при размахе сигнала свыше нескольких милливольт.

Рис. 3.34. Измеренные зависимости I_С(U_СИ) для отдельно взятых ПТ (слева) и ПТ со схемами линеаризации (справа). а — ТП с p-n-переходом 2N5484; б — МОП-транзистор VN0106.

Применяя ПТ для регулировки усиления, а именно в схемах АРУ или модуляторов, т. е. устройств, в которых амплитуда высокочастотного сигнала меняется пропорционально сигналу звуковой частоты, есть смысл обратиться также к ИМС «аналогового умножителя». Это — высокоточные устройства с хорошим динамическим диапазоном, обычно применяются для получения произведения двух напряжений. Один из этих сомножителей может быть управляющим сигналом постоянного тока, устанавливающим масштабный множитель для второго входного сигнала, т. е. коэффициент усиления.

В аналоговом умножителе используется зависимость g_m от I_К, свойственная биполярному транзистору (g_m = [I_К(мА)/25] См), и применяются группы согласованных транзисторов, чтобы избежать проблем разброса параметров и сдвига. На очень высоких частотах (100 МГц и выше) часто для этой же цели лучше использовать простые пассивные «балансные смесители» (разд. 13.12).

Важно помнить, что ПТ в смысле проводимости ведет себя при малых напряжениях U_СИ как линейное сопротивление, а не как источник тока, что характерно для коллектора биполярного транзистора, и он работает как сопротивление во всем диапазоне до 0 В между истоком и стоком (здесь нет ни диодных перепадов, ни чего-нибудь в этом роде, о чем стоило бы беспокоиться). Существуют ОУ и семейства логических элементов (КМОП), в которых используется это полезное свойство, так что насыщение на выходе у этих схем наступает именно на уровне напряжения питания.

Ключи на ПТ.

Две первые схемы на ПТ, которые в качестве примера мы привели в начале этой главы, были ключами: схема логического ключа и схема переключателя линейного сигнала. Они попадают в перечень наиболее важных применений ПТ, и в них используются те преимущества, которые дают уникальные характеристики ПТ: высокое полное сопротивление затвора и резистивный характер проводимости в обоих направлениях, четко просматривающийся вплоть до напряжения 0 В. На практике обычно используют МОП-транзисторные интегральные микросхемы (а не схемы на дискретных транзисторах) во всех цифровых и линейных ключах, и только для мощных ключей дискретные ПТ предпочтительнее. Однако и в этих случаях важно (и интересно!) понимать, как работают эти чипы; в противном случае вы почти гарантированы пасть жертвой какого-нибудь загадочного ненормального поведения схемы.

3.11. Аналоговые ключи на ПТ.

Очень часто ПТ, в основном МОП-транзисторы, применяются в качестве аналоговых ключей. В силу таких свойств, как малое сопротивление в проводящем состоянии («ВКЛ») при любом напряжении сигнала вплоть до 0 В, крайне высокое сопротивление в состоянии отсечки («ВЫКЛ»), малые токи утечки и малая емкость, они являются идеальными ключами, управляемыми напряжением, для аналоговых сигналов. Идеальный аналоговый (или линейный) ключ ведет себя как совершенный механический выключатель: во включенном состоянии пропускает сигнал к нагрузке без ослаблений или нелинейных искажений, в выключенном — ведет себя как разомкнутая цепь. Он имеет пренебрежимо малую емкость относительно земли и вносит ничтожно малые наводки в сигнал от переключающего его уровня, приложенного к управляющему входу.

Рассмотрим пример (рис. 3.35).

Рис. 3.35.

Т₁ — n-канальный МОП-транзистор обогащенного типа, не проводящий ток при заземленном затворе или при отрицательном напряжении затвора. В этом состоянии сопротивление сток-исток (R_выкл), как правило, больше 10000 МОм, и сигнал не проходит через ключ (хотя на высоких частотах будут некоторые наводки через емкость сток-исток; подробнее об этом см. дальше). Подача на затвор напряжения +15 В приводит канал сток-исток в проводящее состояние с типичным сопротивлением от 25 до 100 Ом (R_вкл) для ПТ, используемых в качестве аналоговых ключей. Схема не критична к значению уровня сигнала на затворе, поскольку он существенно более положителен, чем это необходимо для поддержания малого R_вкл, и поэтому его можно задавать от логических схем (можно использовать внешний полевой или биполярный транзистор для получения уровней, соответствующих полному диапазону питания) или даже ОУ: вполне годится ± 13 В с выхода схемы 741, так как напряжение пробоя затвора МОП-транзистора обычно равно 20 В или более. Обратное смещение затвора при отрицательных значениях выхода ОУ будет давать дополнительное преимущество-можно переключать сигналы любой полярности, как опишем позже. Заметим, что ключ на ПТ-двунаправленное устройство, т. е. он может пропускать сигнал в обе стороны. Это легко понять, так как механический выключатель тоже обладает этим свойством.

Приведенная схема будет работать при положительных сигналах, не выше 10 В; при более высоком уровне сигнала напряжение на затворе будет недостаточным, чтобы удержать ПТ в состоянии проводимости (R_вкл начинает расти); отрицательные сигналы вызовут включение ПТ при заземленном затворе (при этом появится прямое смещение перехода канал-подложка; см. разд. 3.02). Если надо переключать сигналы обеих полярностей (т. е. в диапазоне от —10 до +10 В), то можно применить такую же схему, но с затвором, управляемым напряжением -15 В (ВЫКЛ) и +15 В (ВКЛ); подложка должна быть подсоединена к напряжению -15 В.

Для любого ПТ-ключа сопротивление нагрузки должно быть в диапазоне от 1 до 100 кОм, чтобы предотвратить емкостное прохождение входного сигнала в состоянии «ВЫКЛ», которое имело бы место при большем сопротивлении. Сопротивление нагрузки выбирается компромиссным. Малое сопротивление уменьшит емкостную утечку, но вызовет ослабление входного сигнала из-за делителя напряжения, образованного сопротивлением проводящего ПТ R_вкл и сопротивлением нагрузки. Так как R_вкл меняется с изменением входного сигнала (при изменении U_ЗИ), это ослабление приведет к некоторой нежелательной нелинейности. Слишком низкое сопротивление нагрузки проявляется также и на входе ключа, нагружая источник входного сигнала. В разд. 3.12 и 4.30 предложены некоторые решения этой проблемы (многоступенчатые ключи, компенсация сопротивления R_вкл). Привлекательная альтернатива — применение еще одного ПТ-ключа, закорачивающего выход на землю, если последовательно включенный ПТ находится в состоянии «ВЫКЛ»; таким образом формируется однополюсный ключ на два направления (подробнее об этом см. в следующем разделе).

Аналоговые ключи на КМОП. Часто необходимо переключать сигналы, сравнимые по величине с напряжением питания. В этом случае описанная выше простая n-канальная схема работать не будет, поскольку при пиковом значении сигнала затвор не будет иметь смещения в прямом направлении. Переключение таких сигналов обеспечивают переключатели на комплементарных МОП-транзисторах (КМОП, рис. 3.36).

Рис. 3.36. Аналоговый ключ на КМОП-транзисторах.

Треугольник на схеме — это цифровой инвертор, который мы вкратце опишем: он преобразует высокий уровень входного сигнала в низкий уровень выходного и наоборот. При высоком уровне управляющего сигнала Т₁ пропускает сигналы с уровнями от земли до U_СС без нескольких вольт (при более высоких уровнях сигнала R_вкл начинает драматическим образом расти). Аналогично Т₂ при заземленном затворе пропускает сигнал с уровнями от U_СС до значения на несколько вольт выше уровня земли. Таким образом, все сигналы в диапазоне от земли до U_СС проходят через схему с малым сопротивлением (рис. 3.37).

Рис. 3.37. 1 — n-канальный; 2 — р-канальный.

Переключение управляющего сигнала на уровень земли запирает оба ПТ, размыкая таким образом цепь. В результате получается аналоговый переключатель для сигналов в диапазоне от земли до U_СС. Это основа схемы КМОП «передающего вентиля» 4066. Как и описанные ранее ключи, схема работает в двух направлениях — любой ее зажим может служить входным.

Выпускается большое количество интегральных КМОП-ключей в разных конфигурациях (например, несколько секций с несколькими полюсами каждая). Схема 4066 — классическая КМОП-схема «аналогового запорного вентиля» серии 4000 — это просто другое название для аналогового ключа, переключающего сигналы в диапазоне от земли до положительного напряжения питания. Серии IH5040 и IH5140 фирмы Intersil и серии DG305 и DG400 фирмы Siliconix очень удобны в употреблении; они используют управляющий сигнал от ТТЛ, оперируют аналоговыми сигналами до ± 15 В (тогда как у серии 4000 этот диапазон составляет всего лишь ±7,5 В), легко включаются в разнообразные конфигурации и имеют сравнительно малое сопротивление в состоянии «ВКЛ» (у некоторых из них 25 Ом). Фирмы Analog Devices, Maxim и PMI также выпускают хорошие аналоговые ключи.

Мультиплексоры. Хорошим приложением ПТ-ключей являются мультиплексоры — схемы, которые позволяют выбрать один из нескольких входов по указанию управляющего цифрового сигнала. Аналоговый сигнал с этого выбранного входа будет прямо проходить на (единственный) выход. На рис. 3.38 показана функциональная схема такого устройства.

Рис. 3.38. Аналоговый мультиплексор.

Каждый из ключей от Кл₀ до Кл₃ есть аналоговый КМОП-ключ. «Выбирающая логика» декодирует адрес и «задействует» (жаргонный аналог слова «включает») только адресованный ключ, блокируя остальные. Такой мультиплексор обычно используется в сочетании с цифровыми схемами, вырабатывающими адрес. Типичная конфигурация может включать в себя блок накопления данных, в котором несколько входных сигналов поочередно опрашиваются, преобразуются в цифровую форму и используются как входные данные для каких-то вычислений.

Так как аналоговые ключи являются двунаправленными устройствами, аналоговый мультиплексор является одновременно и «демультиплексором», т. е. сигнал может быть подан на выход и снят с избранного входа. В гл. 8 и 9 будет показано, что аналоговый мультиплексор может применяться в качестве «цифрового мультиплексора-демультиплексора», поскольку цифровые логические уровни — это не что иное, как значения напряжения, трактуемые как двоичные единицы и нули.

Типичные аналоговые мультиплексоры — схемы серий DG506-509, а также схемы IH6108 и IH6116 (8- и 16-входовые мультиплексоры), воспринимающие в качестве кода адреса логические уровни ТТЛ и КМОП и работающие с аналоговыми сигналами до ±15 В. Приборы 4051–4053, которые входят в семейство цифровых схем КМОП, являются аналоговыми мультиплексорами-демультиплексорами, имеющими до 8 входов, но уровень аналогового сигнала, ограничен 15 В; у них есть вывод U_ЭЭ (внутренний уровень смещения), так что их можно использовать для работы с биполярными аналоговыми сигналами и однополярными управляющими сигналами с уровнями цифровых логических схем.

Другие применения аналоговых ключей. Управляемые напряжением аналоговые ключи образуют блоки, существенно важные для построения схем на ОУ, которые мы увидим в следующей главе-интеграторы, схемы слежения-хранения и пиковые детекторы. К примеру, с помощью ОУ мы сможем построить «подлинный» интегратор (в отличие от приближения к интегратору, которое мы видели в разд. 1.15): постоянный входной сигнал генерирует линейно (не экспоненциально) нарастающий сигнал на выходе и т. д. При таком интеграторе мы должны иметь способ «сброса» (восстановления) выхода; с этой задачей справляется ПТ-ключ, шунтирующий интегрирующий конденсатор. Мы не хотели бы здесь полностью описывать данные схемы; поскольку основную часть этих схем составляют ОУ, они естественным образом попадают в следующую главу. Не будем предвосхищать событий.

3.12. Недостатки ПТ-ключей.

Быстродействие. ПТ-ключи имеют сопротивление во включенном состоянии R_вкл от 25 до 250 Ом. В комбинации с емкостью подложки и паразитными емкостями это сопротивление образует фильтр нижних частот, ограничивающий рабочие частоты значениями порядка 10 МГц и даже ниже (рис. 3.39).

Рис. 3.39. Параметры аналогового мультиплексора HI-508 (значения даны для замкнутого канала).

F_3дБ = 1/(2πR_вклС_вых) = 24 МГц.

Полевые транзисторы с меньшим R_вкл имеют обычно бóльшую емкость (у некоторых мультиплексоров до 50 пФ), так что выигрыша в скорости нарастания сигнала они не дают. Значительная доля ограничения частотной характеристики вызвана элементами защиты — последовательными токоограничивающими резисторами и шунтирующими диодами. Существует несколько аналоговых «телерадиочастотных» ключей, обеспечивающих пропускание сигналов более высокой частоты, возможно за счет отказа от некоторых видов защиты. Например, ключи IH5341 и IH5352 оперируют аналоговыми сигналами в обычном диапазоне +15 В и имеют полосу пропускания 100 МГц; серии «высокоскоростных» мультиплексоров 74НСЧ051-53 также обеспечивают полосу пропускания аналоговых сигналов на уровне 3 дБ, равную 100 МГц, но обрабатывают при этом сигналы только до ±5 В. МАХЧ53-5 фирмы Maxim сочетают в себе видеомультиплексор с выходным видеоусилителем, так что их можно непосредственно подключать к низкоомным (обычно 75 Ом) кабельным или иным нагрузкам; они имеют типичную полосу пропускания 50 МГц и предназначены для сигналов видеочастоты ± 1 В от низкоомных источников.

Сопротивление в открытом (включенном) состоянии. Ключи КМОП, работающие от относительно высокого напряжения питания (скажем, 15 В), будут иметь малые значения R_вкл во всем диапазоне значений сигнала, так как всегда тот или другой проводящий транзистор будет иметь прямое смещение затвора, равное по крайней мере половине напряжения питания. Но при меньшем напряжении питания сопротивление ключа R_вкл будет расти, и максимум его имеет место при уровне сигнала, среднем между напряжением питания и землей (или между двумя напряжениями питания при двуполярном питании) (рис. 3.40).

Рис. 3.40.

При уменьшении U_СС сопротивление ПТ во включенном состоянии становится значительно выше (особенно вблизи точки U_ЗИ = U_СС/2), так как для ПТ обогащенного типа U_П составляет по крайней мере несколько вольт и для достижения малых значений R_вкл требуется напряжение затвор-исток не меньше чем 5-10 В. Кроме того, что параллельное сопротивление двух ПТ растет при уровне сигнала, среднем между напряжением питания и землей, этот пик (при 0,5U_СС) будет увеличиваться по мере уменьшения U_СС, и при достаточно низком U_СС ключ для сигналов с уровнем около 0,5U_СС будет представлять разомкнутую цепь.

Имеются различные приемы, которые разработчики ИМС аналоговых ключей применяют, чтобы сохранить значение R_вкл малым и примерно постоянным (для малых искажений) во всем диапазоне измерения сигналов. Например, в первоначально выпускавшемся аналоговом ключе 4016 использовалась простая схема рис. 3.36, дающая графики R_вкл подобные тем, что показаны на рис. 3.41.

Рис. 3.41. Сопротивление включенного (замкнутого) канала аналогового КМОП-ключа типа 4016.

В улучшенном ключе 4066 разработчики добавили несколько ПТ таким образом, что напряжение n-канальной подложки следует за напряжением сигнала, давая в результате кривые R_вкл, показанные на рис. 3.42.

Рис. 3.42. Сопротивление замкнутого улучшенного аналогового КМОП-ключа типа 4066; обратите внимание на изменение масштаба по сравнению с рис. 3.41.

«Вулканообразная» форма этих кривых с понижением R_вкл в центре заменила «Эверест» на графиках для 4016.

Усложненные ключи, такие как IH5140 (или AD7510), предназначенные для серьезных применений, дают еще лучший результат, представленный в виде кривых R_вкл на рис. 3.43.

Рис. 3.43. Сопротивление замкнутого аналогового ключа из семейства IH5140, позволяющего переключать сигнал обеих полярностей; обратите внимание на масштаб вертикальной оси.

Недавно выпущенные фирмой Siliconix ключи DG400 дают превосходные R_вкл в 20 Ом ценой увеличения «передачи заряда» (см. ниже подраздел «динамические помехи»); это семейство ключей, как и серия IH5140, имеет еще одно достоинство — нулевой ток покоя.

Емкость. ПТ-ключи обладают следующими емкостями: между входом и выходом (С_СИ), между каналом и землей (С_С, С_И), между затвором и каналом и между двумя ПТ в пределах одного кристалла (С_СС, С_ИИ); см. рис. 3.44.

Рис. 3.44. Емкости аналоговых ключей (на примере 4-канального переключателя AD7510). R_вкл = 75 Ом.

Рассмотрим, какие эффекты они вызывают.

С_СИ (емкость вход-выход). Наличие этой емкости приводит к прохождению сигнала через разомкнутый ключ, которое на высоких частотах возрастает. На рис. 3.45 показан этот эффект для ключей серии IH5140.

Рис. 3.45. Изолирующие характеристики ключа из семейства IH5140 (ключ разомкнут).

Обратите внимание на использование 50-омной нагрузки-сопротивления, обычного для радиосхем, но много меньше нормального для низкочастотных сигналов, где типичное значение полного сопротивления нагрузки составляет 10 кОм и более. Даже при нагрузке 50 Ом сквозное прохождение сигнала на высоких частотах становится значительным (на частоте 30 МГц емкость 1 пФ имеет полное сопротивление 5 кОм, что вызывает сквозное прохождение — 40 дБ). И разумеется, имеется значительное ослабление (и нелинейность в передаче) сигнала при работе на 50-омную нагрузку, поскольку типичное значение R_вкл составляет 30 Ом (75 Ом в худшем случае). При нагрузке 10 кОм ситуация со сквозной передачей сигнала, конечно же, намного хуже.

_{Упражнение 3.8. Рассчитайте сквозное прохождение сигнала в нагрузку 10 кОм на частоте 1 МГц, приняв Сси = 1 пФ.}

В большинстве низкочастотных применений емкостное сквозное прохождение не создает проблем. Если они возникают, наилучшим решением является использование пары каскадно-включенных ключей (рис. 3.46) или, что еще лучше, комбинации из последовательного и шунтирующего ключей, включаемых попеременно (рис. 3.47).

Рис. 3.46.

Рис. 3.47.

Последовательный каскад удваивает ослабление (в децибелах) ценой дополнительного R_вкл, в то время как последовательно-параллельная схема (фактически это однополосный ключ на два направления — 1П2Н) уменьшает прямое прохождение, снижая эффективное сопротивление нагрузки до R_вкл, когда последовательный ключ разомкнут.

_{Упражнение 3.9. Пересчитайте сквозное прохождение в нагрузку 10 кОм на частоте 1 МГц, приняв Сси = 1 пФ и Rвкл = 50 Ом для схемы рис. 3.47.}

Однополярные двусторонние КМОП-ключи с управлением, гарантирующим размыкание перед замыканием, выпускаются отдельными блоками. На практике можно встретить и пару ключей 1Н2П в одном корпусе. Примерами являются ИМС DG188 и IH5142, а также DG191, IH5143 и AD7512 (сдвоенные приборы 1Н2П в одном корпусе). Благодаря доступности таких КМОП-ключей легко с помощью подобных однополюсных на два направления конфигураций получать превосходные параметры. Радиовидеочастотные ключи, о которых говорилось выше, имели встроенную последовательно-параллельную схему.

С_С, С_И (емкость относительно земли). Шунтирующая на землю емкость приводит к упомянутому ранее спаду частотной характеристики. Ситуация усугубляется при высокоомном источнике сигналов, однако даже при фиксированном сопротивлении источника сопротивление ключа R_вкл в сочетании с шунтирующей емкостью на выходе образует фильтр нижних частот. Следующее упражнение показывает, как это происходит.

_{Упражнение 3.10. AD7510 (все паспортные значения его емкостей можно определить из рис. 3.44) подключен к входному источнику сигналов, имеющему сопротивление 10 кОм, а сопротивление нагрузки на выходе ключа составляет 100 кОм. Чему равна верхняя частота среза на уровне —3 дБ? Повторите вычисления, приняв жестко фиксированное сопротивление источника сигнала и сопротивление ключа Rвкл = 75 Ом?}

Емкость затвор-канал. Емкость между управляющим затвором и каналом вызывает еще один эффект, а именно наводку неприятных (даже когда они малы) переходных помех на цепь сигнала при замыкании или размыкании ключа. Сей предмет заслуживает серьезного обсуждения, так что мы отложим его до следующего раздела.

С_СС и С_ИИ (емкость между ключами). Если разместить несколько ключей на одном кристалле кремния размером с кукурузное зерно, то не следует удивляться, заметив наводки между каналами («перекрестные помехи»). Виновницей, разумеется, является емкость между каналами ключей. Эффект усиливается по мере роста частоты и увеличения полного сопротивления источника сигнала, к которому подключен канал. Предоставим вам возможность самим удостовериться в сказанном.

_{Упражнение 3.11. Рассчитайте величину наводки, в децибелах, между парой каналов с Ссс = Сии = 0,5 пФ (рис. 3.44) для полных сопротивлений источника и нагрузки, приведенных в последнем упражнении. Примите частоту сигнала помехи равной 1 МГц. Рассчитайте величину наводки для каждого следующего случая: а) оба ключа разомкнуты, б) от разомкнутого ключа к замкнутому, в) от замкнутого ключа к разомкнутому и г) оба ключа замкнуты.}

Из этого примера должно быть ясно, почему для большинства широкополосных радиочастотных схем применяются низкоомные источники сигналов, обычно сопротивлением 50 Ом. Если перекрестные помехи создают серьезные трудности, не подавайте на один кристалл более одного сигнала.

Динамические помехи. Во время переходных процессов от включенного состояния к выключенному и обратно в аналоговых ПТ-ключах могут возникать неприятные эффекты. Скачок управляющего сигнала, поданный на затвор(ы), может создавать емкостную наводку в канале (каналах) и исказить коммутируемый сигнал до неузнаваемости. Это наиболее серьезно при уровнях сигнала, соответствующих высокому сопротивлению ключа. Подобные эффекты возникают и в мультиплексорах (типа 4066) во время изменения адреса канала; кроме того, в мультиплексоре возможно кратковременное соединение входов через открытые ключи, если задержка выключения канала превосходит задержку включения.

Рассмотрим этот вопрос более подробно. На рис. 3.48 изображена форма выходного сигнала, которую можно увидеть на выходе n-канальной схемы аналогового МОП-ключа, схема которого показана на рис. 3.35, при нулевом уровне входного сигнала и нагрузке, состоящей из сопротивления 10 кОм и параллельной ему емкости 20 пФ, — вполне реальные значения для схемы аналогового ключа.

Рис. 3.48.

Эти красивые переходные процессы вызваны переносом заряда в канал через емкость затвор-канал при изменении напряжения затвора. Последнее делает резкий скачок от одного уровня питания к другому, в нашем случае от +15 к -15 В (или в обратном направлении), перенося заряд Q = ± С_ЗК(U_Звыс — U_3низ), где С_ЗК - емкость затвор-канал, обычно около 5 пФ. Заметим, что величина переносимого заряда зависит только от полного изменения напряжения затвора и не зависит от времени, за которое это изменение происходит. Замедление изменения сигнала на затворе вызывает меньшую по амплитуде, но более долгую динамическую помеху с той же площадью под графиком. Фильтрация выходного сигнала ключа фильтром нижних частот дает тот же эффект. Такие меры могут помочь в тех случаях, когда важно добиться малого пика амплитуды динамической помехи, однако в смысле исключения пропускания управляющего напряжения с затвора на выход они неэффективны. В некоторых случаях можно предсказать емкость затвор-канал с достаточной точностью, для того чтобы погасить выбросы путем добавки инвертированного сигнала затвора через небольшой переменный конденсатор.

Емкость затвор-канал распределена по всей длине канала, а это значит, что часть заряда (помехи) попадает обратно на вход ключа. В результате величина динамической помехи выходного сигнала зависит от полного сопротивления источника сигнала и будет наименьшей в том случае, когда ключ будет управляться источником напряжения. Конечно, уменьшение полного сопротивления нагрузки уменьшает величину динамической помехи, но при этом нагружается источник и вносятся дополнительные статическая погрешность и нелинейность за счет конечного значения параметра R_вкл. И наконец, при прочих равных, ключ с меньшей величиной емкости затвор-канал будет вносить меньшие переходные помехи в процессе переключения, хотя за это мы платим увеличением R_вкл.

На рис. 3.49 приведены для сравнения кривые переноса заряда для трех типов аналоговых ключей, в том числе и ключа на ПТ с p-n-переходом.

Рис. 3.49. Зависимость заряда помехи у различных линейных ПТ-ключей от напряжения управляющего сигнала. 1 — ПТ с p-n-переходом; 2 — ΚΜΟΠ-ключ из семейства DG400; 3 — КМОП-ключ из семейства DG200.

Во всех трех случаях сигнал на затворе меняется в полном диапазоне, т. е. на 30 В или в пределах обозначенных на графике уровней напряжения питания для МОП-транзисторов и от — 15 В до уровня сигнала для ключей на n-канальных ПТ с p-n-переходом. Для последних существует сильная зависимость величины динамической помехи от сигнала, поскольку диапазон изменения напряжения затвора пропорционален разности между уровнем сигнала и уровнем —15 В. Хорошо сбалансированные КМОП-ключи имеют относительно малую динамическую помеху, поскольку попадающие в канал заряды у комплементарных МОП-транзисторов стремятся скомпенсировать друг друга (когда на одном затворе напряжение растет, на другом - падает). Чтобы дать представление о масштабе этих эффектов, скажем, что заряд 30 пКл соответствует разности потенциалов (сказку) в 3 мВ на конденсаторе емкостью 0,01 мкФ. Это значительная емкость для конденсатора фильтра, и видно, что это действительно проблема, так как динамическая помеха в 3 мВ является существенной погрешностью при работе с аналоговыми сигналами низкого уровня.

Защелкивание и входной ток. Все интегральные КМОП-схемы имеют ту или иную схему защиты входа, так как в противном случае изоляция затвора легко разрушается (см. разд. 3.15). Обычная схема такой защиты показана на рис. 3.50.

Рис. 3.50. Цепи защиты входа (выхода) КМОП-схем. Последовательно включенный резистор на выходе часто не ставится.

Хотя в ней можно использовать распределенную диодную матрицу, однако данная цепь эквивалентна фиксирующим диодам, подключенным к U_СС и U_ИИ, в сочетании с резистивной токоограничивающей цепью. Если напряжение на входе (или на выходе) превысит напряжение питания более чем на падение напряжения на диодном переходе, соответствующий диод перейдет в состояние проводимости, и для входа (или выхода) образуется цепь с низким полным сопротивлением относительно соответствующего источника питания. Но что еще хуже, чип при возбуждении входа может войти в так называемое «КУВ-защелкивание» — ужасное (и разрушительное) состояние, которое мы более подробно опишем в разд. 14.16. Все что необходимо нам знать о нем сейчас — это то, что данное состояние нежелательно! КУВ-защелкивание происходит спусковым (триггерным) переключением за счет входного тока (через цепь защиты) величиной где-то около 20 мА или более. Таким образом, необходимо быть осторожными и не подавать на аналоговые входы напряжение, превышающее напряжение питания. Это, в частности, означает, что мы всегда должны обеспечить подачу напряжения питания прежде, чем поступит какой бы то ни было сигнал, способный вызвать ток значительной величины. Между прочим, этот запрет столь же справедлив и для цифровых КМОП ИС, как и для только что рассмотренных нами аналоговых ключей.

Неприятности, связанные с диодно-резисторными цепями защиты, состоят в том, что они ухудшают параметры ключа, увеличивая R_вкл, шунтирующую емкость и утечку. При искусном проектировании чипа (с использованием «изоляции диэлектриком») можно исключить КУВ-защелкивание, не ухудшая серьезно параметров схемы, что обычно происходит за счет схемы защиты. Многие более «свежие» разработки аналоговых ключей имеют «защиту от дурака»; например, аналоговые мультиплексоры IH5108 и IH5116 фирмы Intersil имеют схемы фиксации, которые позволяют подавать на аналоговые входы до ±25 В даже при нулевом напряжении питания (за эту устойчивость мы платим R_вкл, вчетверо превышающим этот параметр для обычного IH6108/16). Будьте, однако, осторожны, поскольку существует множество ИМС аналоговых ключей, которые этого не прощают!

Существуют аналоговые ключи, построенные не на комплементарных МОП-транзисторах, а на ПТ с p-n-переходом. Они работают очень хорошо, по некоторым параметрам опережая КМОП-ключи. В частности, ключи на ПТ с p-n-переходом фирмы PMI имеют совершенно неизменное R_вкл, не зависящее от аналогового напряжения, полное отсутствие эффекта защелкивания и мало подвержены электростатическому пробою.

Другие недостатки ключей. Вот некоторые дополнительные параметры аналоговых ключей, которые могут быть важными или не являться таковыми в том или ином конкретном применении: время переключения, время установления, задержка размыкания перед замыканием, ток утечки канала (как в замкнутом, так и в разомкнутом состоянии; см. разд. 4.15), согласованность R_вкл и темп. коэф. R_вкл, диапазоны изменения сигнала и напряжения питания. Мы проявим недюжинное самообладание, поставив на этом точку и предоставив читателю самому входить во все подробности, если конкретное применение потребует этого.

3.13. Несколько схем на ПТ-ключах.

Как мы отмечали ранее, многие естественным образом возникающие применения аналоговых ПТ-ключей — это схемы на ОУ, которые мы будем рассматривать в следующей главе. В этом разделе мы покажем несколько применений, не требующих ОУ, с тем чтобы дать почувствовать, в какого вида схемах можно использовать эти ключи.

Переключаемый RC- фильтр нижних частот. На рис. 3.51 показано, как можно построить простой RС-фильтр нижних частот с возможностью выбора частоты среза.

Рис. 3.51.

В схеме использован мультиплексор для выбора одного из четырех предварительно подобранных резисторов путем набора 2-разрядного двоичного (цифрового) адреса. Мы решили поставить переключатель на входе, а не после резисторов, так как при этом уменьшается «впрыск» заряда в точку с более низким сопротивлением источника сигнала. Еще одна возможность, конечно же, состоит в том, чтобы использовать ПТ-ключи для выбора конденсатора фильтра. Чтобы получить очень широкий диапазон постоянных времени, можно было бы попробовать это сделать, но при этом конечное значение R_вкл ключа ограничит коэффициент передачи фильтра на высоких частотах максимум R_вкл/R_посл. На схеме обозначен также буфер с единичным усилением, стоящий вслед за фильтром, поскольку выходное сопротивление схемы велико. В следующей главе вы увидите, как построить «совершенный» повторитель (с точно заданным коэффициентом усиления, высоким Z_вх, низким Z_вых, отсутствием сдвига U_БЭ и т. п.). Разумеется, в том случае когда стоящий вслед за фильтром усилитель имеет высокое входное сопротивление, повторитель не нужен.

На рис. 3.52 показан простой вариант предыдущей схемы; здесь мы использовали вместо 4-входового мультиплексора четыре независимых ключа.

Рис. 3.52. RС-фильтр нижних частот с возможностью выбора 15 значений постоянной времени, равноотстоящих друг от друга.

При таком масштабном соотношении сопротивлений резисторов, которое приведено здесь, можно задавать 16 равноотстоящих значений частоты среза путем замыкания этих ключей в различных комбинациях.

_{Упражнение 3.12. Чему равны частоты среза (на уровне —3 дБ) в схеме рис. 3.52?}

Усилители с переключаемым коэффициентом усиления. На рис. 3.53 показано, как можно применить ту же самую идею переключаемых резисторов для создания усилителя с возможностью выбора коэффициента усиления. Хотя эта идея естественным образом требует ОУ, можно применить ее и к усилителю с эмиттерной обратной связью.

Рис. 3.53. Аналоговый мультиплексор выбирает соответствующий резистор автоматического смещения в цепи эмиттера для получения декадно-переключаемого коэффициента усиления.

_{* Подбирается для получения К = 100; (Rвкл + rЭ + R) = 100 Ом.}

В качестве эмиттерной нагрузки мы использовали источник (точнее, приемник) неизменного тока, как это было сделано в более раннем примере, чтобы можно было получить коэффициент усиления много меньше единицы. Далее, мы применили мультиплексор для выбора одного из четырех резисторов. Обратите внимание на разделительный конденсатор, который нужен, чтобы сделать ток покоя не зависящим от коэффициента усиления.

Схема слежения-хранения. Рис. 3.54 демонстрирует, как можно сделать схему «слежения-хранения», которая будет кстати, когда мы захотим преобразовать аналоговый сигнал в поток цифровых комбинаций («аналого-цифровое преобразование»). При этом схема будет сохранять неизменным каждый уровень аналогового сигнала, пока вычисляется его величина. Данная схема проста. Входной буферный усилитель с единичным усилением выдает на низкоомный выход копию входного сигнала, направляя ее на конденсатор малой емкости. Чтобы сохранить (запомнить) уровень аналогового сигнала в любой заданный момент, вы просто размыкаете ключ. Высокое полное входное сопротивление второго буфера (у которого на входе должны быть полевые транзисторы, чтобы входной ток не слишком отличался от нуля) предотвращает нагрузку конденсатора, так что напряжение на нем «хранится» до тех пор, пока ПТ-ключ не замкнется снова.

Рис. 3.54. Схема слежения-хранения.

_{Упражнение 3.13. Входной буфер должен выдавать ток такой величины, чтобы напряжение на конденсаторе следовало за изменяющимся сигналом. Рассчитайте пиковый выходной ток буфера при подаче на вход схемы синусоидального сигнала амплитудой 1 В и частотой 10 кГц.}

Конвертер напряжения с «плавающим» конденсатором. Существует прекрасный способ (рис. 3.55) создавать нужное нам напряжение питания отрицательной полярности в схеме, запитанной от однополярного положительного источника питания. Пара левых по схеме ПТ-ключей подключает С₁ к положительному источнику питания, заряжая его до U_вх, в то время как правые ключи разомкнуты. Вслед за тем входные ключи размыкаются, а правая пара ключей замыкается, подключая заряженный С₁ к выходу, при этом часть его заряда передается на С₂. Схема организована столь хитроумным способом, что С₁ переворачивается вверх тормашками, выдавая на выход напряжение отрицательной полярности!

Рис. 3.55. Инвертор напряжения с «плавающим» конденсатором.

Данная конкретная схема выпускается в виде чипа конвертера напряжения 7662, о котором мы поговорим в разд. 6.22 и 14.07. Это устройство, названное «инвертором», превращает напряжение «высокого» уровня в напряжение «низкого» уровня, и наоборот. В следующем разделе мы покажем, как делается один из таких инверторов (и мы фактически подготовим вас к тому, что вы быстрее поймете, как ускорить их работу, о чем идет речь в гл. 8-11!).

3.14. Логические и мощные ключи на МОП-транзисторах.

Другие виды применений ПТ-ключей — это логические и мощные переключающие схемы. Отличить их просто. При переключении аналогового сигнала мы используем ПТ как последовательный ключ, разрешающий или блокирующий прохождение аналогового сигнала, который представляет собой изменяющееся в некотором диапазоне (непрерывным, т. е. аналоговым образом) напряжение.

Аналоговый сигнал — это обычно сигнал, имеющий низкий уровень напряжения и незначительную мощность. С другой стороны, при логическом переключении ключи на МОП-транзисторах замыкаются и размыкаются, перебрасывая выход схемы от одного источника питания к другому. Фактически эти «сигналы» являются цифровыми, а не аналоговыми — они скачком переходят от уровня питания одного источника к другому, представляя тем самым два состояния: «высокое» и «низкое». Промежуточные уровни напряжения не являются полезными или желательными; фактически, они даже незаконны!

И наконец, понятие «мощные переключатели» относится к включению и выключению питания нагрузки, такой как лампа, обмотка реле или двигатель вентилятора. В таких применениях обычно и напряжения, и токи велики. Рассмотрим вначале логические переключатели.

Логические ключи. На рис. 3.56 показан простейший тип логического переключателя на МОП-транзисторе.

Рис. 3.56. Логические инверторы на n-канальном (а) и p-канальном (б) МОП-транзисторах.

В обеих схемах в качестве нагрузки используется резистор и обе они осуществляют логическую функцию инвертирования - высокий логический уровень на входе создает низкий уровень на выходе, и наоборот. Вариант схемы на n-канальном транзисторе включает выход на землю при подаче на затвор высокого уровня, тогда как в p-канальном варианте на резисторе образуется высокий логический уровень при заземленном (низкий уровень) входе.

Обратите внимание на то, что МОП-транзисторы в этих схемах используются как инверторы с общим истоком, а не как истоковые повторители. В цифровых логических схемах подобных представленным нас обычно интересует выходное напряжение («логический уровень»), продуцируемое некоторым входным напряжением; резистор служит просто пассивной нагрузкой в цепи стока, обеспечивая при запертом ПТ выходное напряжение, равное напряжению питания стока. С другой стороны, если мы заменим резистор осветительной лампочкой, реле, приводом печатающей головки или какой-то другой мощной нагрузкой, получим схему мощного переключателя (рис. 3.3). Хотя мы используем ту же самую схему «инвертора», однако при переключении мощной нагрузки нас интересует ее включение и выключение, а не напряжение выхода.

Инвертор на КМОП. Представленные выше инверторы на n-канальном или p-канальном МОП-транзисторе имеют недостатки: они потребляют ток в состоянии «ВКЛ» и имеют относительно высокое выходное сопротивление в состоянии «ВЫКЛ». Молено уменьшить выходное сопротивление (уменьшив R), но только ценой увеличения рассеиваемой мощности, и наоборот. За исключением источников тока иметь высокое выходное сопротивление, конечно же, всегда плохо. Даже если подключенная к выходу нагрузка имеет высокое сопротивление (например, это затвор другого МОП-транзистора), все равно возникают проблемы шумов из-за емкостных наводок и уменьшается скорость переключения из состояния «ВКЛ» в состояние «ВЫКЛ» («хвост переключения») за счет паразитной емкости нагрузки. В этом случае, например, инвертор на n-канальном МОП-транзисторе со стоковым резистором, имеющим компромиссное сопротивление, скажем 10 кОм, даст на выходе форму сигнала, показанную на рис. 3.57.

Рис. 3.57.

Ситуация напоминает однокаскадный эмиттерный повторитель из разд. 2.15, в котором потребляемая мощность в состоянии покоя и мощность, направляемая в нагрузку выбираются из тех же компромиссных соображений. Решение здесь одно — использование пушпульной схемы, особенно хорошо подходящей для переключателей на МОП-транзисторах.

Взгляните на рис. 3.58; здесь показано, как можно было бы организовать пушпульный (двухтактный) ключ.

Рис. 3.58. Логический КМОП-инвертор.

Потенциал земли на входе вводит нижний транзистор в состояние отсечки, а верхний — во включенное (замкнутое) состояние, в результате чего на выходе будет высокий логический уровень. Высокий (+U_СС) уровень входа действует противоположным образом, давая на выходе потенциал земли. Это инвертор с низким выходным сопротивлением в обоих состояниях и в нем совершенно отсутствует ток покоя. Называют его КМОП-инвертор (инвертор на комплементарных МОП-транзисторах), и он является базовой структурой для всех цифровых логических КМОП-схем — семейства, которое уже стало преобладающим в больших интегральных схемах (БИС) и которому, похоже, предопределено заменить более ранние семейства логических схем (так называемые ТТЛ-схемы), построенные на биполярных транзисторах. Обратите внимание на то, что КМОП-инвертор представляет собой два комплементарных МОП-ключа, соединенных последовательно и включаемых попеременно, в то время как аналоговый КМОП-ключ (рассмотренный ранее в этой главе) — это параллельно соединенные комплементарные МОП-ключи, включаемые и выключаемые одновременно.

_{Упражнение 3.14. Комплементарные МОП-транзисторы в КМОП-инверторе оба работают как инверторы с общим истоком, тогда как комплементарные биполярные транзисторы в пушпульных схемах разд. 2.15 являются (неинвертирующими) эмиттерными повторителями. Попробуйте нарисовать «комплементарный биполярный инвертор», аналогичный КМОП-инвертору. Почему он не сможет работать?}

О цифровых КМОП-схемах гораздо больше будет сказано там, где будут рассматриваться цифровые логические схемы и микропроцессоры (гл. 8-11). На сей момент остановимся на очевидном: КМОП-схемы — это семейство маломощных логических схем (с нулевым потреблением мощности в состоянии покоя), имеющих высокое полное входное сопротивление и жестко заданные уровни выходного напряжения, соответствующие полному диапазону напряжений питания. Однако прежде чем оставить сей предмет, мы не можем устоять против соблазна показать еще одну КМОП-схему (рис. 3.59). Это логический вентиль И-НЕ, на выходе которого будет низкий логический уровень только в том случае, если на обоих входах — на входе А и на входе В — будет высокий уровень. Понять, как он работает, исключительно просто.

Рис. 3.59. ΚΜΟΠ-вентили И-НЕ и И.

Если уровни А и В — оба высокие, то оба последовательно включенные n-канальные МОП-ключи Т₁ и Т₂ находятся в проводящем состоянии, жестко фиксируя на выходе потенциал земли; p-канальные ключи Т₃ и Т₄ оба разомкнуты, так что ток через них не течет. Однако если уровень на любом из входов А или В (или на обоих) низкий, то соответствующий p-канальный МОП-транзистор открыт, подавая на выход высокий уровень, так как один (или оба) транзистор последовательной цепи Т₁Т₂ закрыт и ток через них не проходит.

Схема называется вентилем И-НЕ, поскольку она осуществляет логическую функцию И, но с инверсным (НЕ) выходом. Хотя вентили и их варианты — предмет рассмотрения гл. 8, вы можете доставить себе удовольствие, попытавшись набить руку на решении следующих проблем.

_{Упражнение 3.15. Нарисуйте КМОП-вентиль И. Подсказка: И = НЕ-И-НЕ.}

_{Упражнение 3.16. Теперь нарисуйте схему вентиля ИЛИ-НЕ. На выходе этой схемы низкий уровень, если на любом из входов А или В (или на обоих) уровень высокий.}

_{Упражнение 3.17. Небольшая загадка — как будет выглядеть КМОП-вентиль ИЛИ?}

_{Упражнение 3.18. Нарисуйте 3-входовый КМОП-вентиль И-НЕ.}

Цифровые логические КМОП-схемы, которые мы будем рассматривать позже, строятся путем комбинирования этих базовых вентилей. Сочетание очень малой потребляемой мощности и жестко заданного выходного напряжения, привязанного к шинам питания, делает выбор семейства логических схем на КМОП-транзисторах предпочтительным для большинства цифровых схем, что и объясняет их популярность. Кроме того, для микромощных схем (таких как наручные часы и малые измерительные приборы с батарейным питанием) это вообще единственное решение. Однако, если мы не хотим впасть в заблуждение, стоит отметить, что мощность, потребляемая КМОП-логикой, хотя и очень мала, но не равна нулю.

Существуют два механизма, вызывающие появление тока стока. Во время переходных процессов через выход КМОП-схемы должен проходить кратковременный ток I = CdU/dt, чтобы зарядить имеющуюся на выходе емкость той или иной величины (рис. 3.60).

Рис. 3.60. Емкостной зарядный ток.

Емкость нагрузки образуется как за счет емкости проводников («паразитная» емкость), так и за счет входной емкости дополнительной логической схемы, подключенной к выходу. Фактически, поскольку сложный чип на комплементарных МОП-транзисторах содержит много вентилей, каждый из которых нагружен на некоторую внутреннюю емкость, в любой КМОП-схеме имеется некоторый ток стока, который участвует в переходных процессах, даже если сам чип не подключен ни к какой нагрузке. Неудивительно, что этот «динамический» ток стока пропорционален скорости, с которой происходит этот переходный процесс. Второй механизм появления тока стока в КМОП-схеме показан на рис. 3.61.

Рис. 3.61. Проводимость в КМОП-схеме в режиме класса А.

При переходе напряжения на входе скачком от потенциала земли к уровню напряжения питания и обратно существует область, в которой оба МОП-транзистора находятся в состоянии проводимости, в результате чего возникает всплеск тока от U_СС на землю. Его иногда называют «ток класса А» или «ломовой ток питания». Некоторые следствия, которые он вызывает, вы увидите в гл. 8, 9 и 14. Коль скоро мы сделали ставку на КМОП-схемы, нужно отметить и другой их недостаток (фактически, он присущ всем МОП-транзисторам) — это незащищенность от повреждения статическим электричеством. Дополнительно мы поговорим об этом в разд. 3.15.

Линейный усилитель на КМОП-транзисторах. КМОП-инверторы, как впрочем и все цифровые логические схемы, предназначены для работы с цифровыми логическими уровнями сигналов. Поэтому, за исключением времени переходных процессов, входы и выходы подключены к земле или к шине U_СС (обычно +5 В). И опять-таки за исключением времени, которое длятся эти переходные процессы (типичная величина - несколько наносекунд), здесь нет тока стока в состоянии покоя. Оказывается, КМОП-инвертор обладает некоторыми интересными свойствами, когда он работает с аналоговыми сигналами. Взгляните снова на рис. 3.61.

Можно рассматривать Т₁ как активную (источник тока) нагрузку для инвертирующего усилителя Т₂, и наоборот. Когда на входе потенциал, близкий к U_СС или к потенциалу земли, токи указанных транзисторов сильнейшим образом отличаются друг от друга и усилитель находится в насыщении (или в «прижатом» соответственно к земле или U_СС состоянии). Это, разумеется, нормальная ситуация для цифровых сигналов. Однако когда напряжение на входе равно приблизительно половине напряжения питания, есть небольшая область, где токи стоков Т₁ и Т₂ примерно одинаковы; в этой области схема является инвертирующим линейным усилителем с большим коэффициентом усиления. Его передаточная характеристика представлена на рис. 3.62.

Рис. 3.62.

Вариации R_н и g_m с изменением тока стока таковы, что наибольший коэффициент усиления наблюдается при относительно малых значениях тока стока, т. е. при низком напряжении питания (порядка 5 В). Эта схема не является хорошим усилителем; у нее есть недостатки — это очень высокое выходное сопротивление (особенно при работе с низким напряжением питания), плохая линейность и непредсказуемая величина коэффициента усиления. Однако она проста и недорога (КМОП-инверторы по 6 в одном корпусе продаются по цене менее полдоллара за корпус), и ее иногда используют для усиления малых сигналов, форма которых несущественна. Примеры применения таких схем - сигнализатор близости электросети (который усиливает емкостные наводки переменного тока сетевой частоты), генераторы с кварцевыми резонаторами и устройства с частотной модуляцией и частотной манипуляцией (см. гл. 15).

Чтобы КМОП-инвертор работал как линейный усилитель, необходимо подать на вход смещение такое, чтобы усилитель находился в активном режиме. Обычный метод состоит в том, что со входа на выход включается резистор с большим сопротивлением (который мы определим в следующей главе как «обратная связь по постоянному току»), как показано на рис. 3.63.

Рис. 3.63. Схемы линейных усилителей на КМОП-транзисторах.

Это приведет нас в точку U_вых = U_вх на графике рис. 3.62, а. Как мы позже увидим, такое включение, как на рис. 3.63, а, снижает входное полное сопротивление за счет «шунтирующей обратной связи». Поэтому если важно иметь высокое входное полное сопротивление на высоких частотах, то предпочтение следует отдать схеме рис. 3.63, б. Третья схема (рис. 3.63, в) — это использующий КМОП-усилитель классический генератор с кварцевой стабилизацией, описанный в разд. 5.13. На рис. 3.64 дан вариант схемы рис. 3.63, а, который используется для генерации сигналов строго прямоугольной формы частотой 10 МГц (тактовый генератор для цифровых логических схем) из синусоидального входного сигнала. Эта схема работает хорошо при амплитуде сигнала на входе от 50 мВ до 5 В (эффективные значения).

Рис. 3.64.

Вот хороший пример применения, где действует принцип «Я не знаю, каково усиление, и меня это не волнует». Обратите внимание на цепь защиты входа, состоящую из последовательно включенного токоограничивающего резистора и фиксирующих диодов.

Мощные переключатели. МОП-транзисторы хорошо работают как насыщенные ключи в таких схемах, как та простейшая схема, что была предложена нами в разд. 3.01. В настоящее время мощные МОП-транзисторы выпускаются многими фирмами, что позволяет использовать положительные особенности МОП-транзисторов (высокое входное сопротивление, простота параллельного включения, отсутствие «вторичного пробоя») и в мощных схемах. Вообще говоря, мощные МОП-транзисторы проще в применении, чем обычные мощные биполярные транзисторы. Есть, однако, некоторые тонкие и трудные для анализа эффекты, так что «кавалерийский наскок» в замене на МОП-транзисторы в переключательных схемах может привести к внезапному выходу схемы из строя. Мы были свидетелями такого рода аварий и надеемся предотвратить их повторение. Прочтите составленный нами краткий обзор.

Мощные МОП-транзисторы. ПТ были хилыми слаботочными устройствами, способными пропускать ток не более чем несколько десятков миллиампер, до тех пор пока в конце 1970-х годов японские компании не выпустили так называемые УМОП-транзисторы (вертикальная МОП-структура с V-образной канавкой).

Сегодня мощные МОП-транзисторы выпускают все изготовители дискретных полупроводниковых приборов (например, в США такие фирмы, как GE, IR, Motorola, RCA, Siliconix, Supertex, ΤΙ; наряду с ними европейские компании, такие как Amperex, Ferranti, Siemens и SGS, а также многие из японских компаний) под такими названиями, как УМОП, ТМОП, вертикальные ДМОП и HEXFET (гексагональные ПТ). Они могут оперировать с удивительно высокими напряжениями (до 1000 В) и допускают пиковые токи до 280 А (постоянно через них может проходить ток до 70 A), a R_вкл очень мало — 0,02 Ом.

Небольшие мощные МОП-транзисторы стоят существенно меньше доллара, и выпускаются они во всех обычных транзисторных корпусах, а также по несколько транзисторов в удобном корпусе DIP, в котором выпускаются и большинство ИМС. Ирония судьбы заключается в том, что теперь уже трудно найти дискретные маломощные МОП-транзисторы, зато нет проблем с мощными МОП-транзисторами. В табл. 3.5 перечислены наиболее представительные типы мощных МОП-транзисторов.

Высокое сопротивление, температурная стабильность. Два важных преимущества мощных МОП-транзисторов, отличающих их от мощных биполярных транзисторов, — это высокое входное сопротивление (однако остерегайтесь высокой входной емкости, особенно для сильноточных устройств; см. ниже) и полное отсутствие терморазогрева и вторичного пробоя. Этот последний эффект очень важен в мощных схемах и труден для понимания.

Большую площадь перехода мощного транзистора (будь то биполярный или полевой) можно рассматривать как большое количество малых переходов, включенных параллельно (рис. 3.65), причем к ним ко всем приложено одинаковое напряжение. В случае мощного биполярного транзистора положительный температурный коэффициент коллекторного тока при фиксированном U_БЭ (приблизительно +9 %/°С, см. разд. 2.10) означает, что локальная точка разогрева перехода будет иметь более высокую плотность тока, что вызовет дополнительный нагрев. При достаточно больших U_КЭ и I_К эта «токовая деформация» может привести к локальному саморазогреву, известному под названием «вторичный пробой».

Рис. 3.65. Транзистор с большой площадью переходов можно рассматривать как много параллельно включенных транзисторов с малой площадью переходов.

В результате «площадь безопасной работы» биполярного транзистора (на графике зависимости коллекторного тока от напряжения на коллекторе) меньше, чем если учитывать только допустимую мощность рассеяния транзистора (подробнее об этом см. в гл. 6). Важный момент здесь состоит в том, что ток стока МОП-транзистора падает при увеличении температуры (рис. 3.13) и это полностью исключает появление «горячих точек» в переходе. МОП-транзисторы не подвержены вторичному пробою и их область безопасной работы ограничена только допустимой мощностью рассеяния (см. рис. 3.66, где сравниваются области безопасной работы биполярного n-р-n-транзистора и мощного n-канального МОП-транзистора при одних и тех же I_макс, U_макс и Р_расс).

Рис. 3.66. Мощные МОП-транзисторы не подвержены вторичному пробою.

По тем же причинам усилители мощности на МОП-транзисторах не имеют тех неприятных тенденций к температурному уходу параметров, за которые мы «так любим» биполярные транзисторы (см. разд. 2.15), и наконец, мощные МОП-транзисторы могут быть включены параллельно без токовыравнивающих резисторов, которые для биполярных транзисторов необходимы (см. разд. 6.07).

Примеры мощных переключательных схем и необходимые предосторожности. Часто бывает желательно управлять мощным МОП-транзистором с выхода цифровых логических схем. Хотя имеются семейства логических схем, выдающие напряжение 10 В и более («КМОП-серия 4000»), однако в большинстве семейств логических ИМС используются уровни +5 В («высокоскоростные КМОП») или +2,4 В («ТТЛ»). На рис. 3.67 показано, как переключать нагрузку, подавая управляющие сигналы от логических схем этих трех семейств.

Рис. 3.67. МОП-транзисторы способны переключать мощные нагрузки, при управляющих сигналах с уровнями цифровых логических схем.

В первой схеме сигнал возбуждения затвора +10 В полностью откроет любой МОП-транзистор, так что мы выберем VN0106 — недорогой транзистор, у которого R_вкл < 5 Ом при U_ЗИ = 5 В. Диод в схеме защищает от индуктивных всплесков (разд. 1.31); включенный последовательно с затвором резистор хотя не обязательно необходим, однако полезен, так как емкость сток-затвор МОП-транзистора может передать индуктивный переходный процесс в нагрузке обратно на чувствительную КМОП-логику (вскоре мы расскажем об этом более подробно). Во второй схеме на затвор подается 5 В, что все еще неплохо для серий VN01/VP01; для разнообразия мы применили здесь p-канальный МОП-транзистор, переключающий нагрузку, подключенную к земле.

Две оставшиеся схемы демонстрируют два способа обработки сигнала +2,4 В (в худшем случае; обычно это где-то около +3,5 В) — высокого логического уровня цифровой логики ТТЛ. Можно использовать «подтягивающий» к +5 В резистор, чтобы обеспечить полный перепад +5 В на выходе ТТЛ, который затем возбуждает обычный МОП-транзистор; можно выбрать и другой путь — использовать что-нибудь вроде ΤΝ0106-«низкопорогового» МОП-транзистора, рассчитанного на сигнал возбуждения с уровнем ТТЛ. Будьте, однако, внимательны к паспортным данным. Например, в спецификации на TN01 указано «U_{ЗИ пор} = 1,5 В (макс.)», что звучит прекрасно до тех пор, пока вы не прочтете превосходную сноску («при I_С = 1 мА»). Это означает, что для полного открытия МОП-транзистора на затвор нужно подать напряжение намного выше U_{ЗИ пор}  (Рис. 3.68). Однако эта схема, возможно, будет работать хорошо, поскольку а) высокий уровень выхода ТТЛ редко бывает ниже +3 В и типичное его значение составляет +3,5 В и б) в паспорте на ΤΝ01 далее указано: «U_вкл (тип.) = 5 Ом при U_ЗИ = 3 В».

Рис. 3.68. Стоковые характеристики n-канального МОП-транзистора типа TN0104 с низким пороговым напряжением, a — выходные характеристики; б — передаточные характеристики.

Этот пример иллюстрирует часто возникающие у разработчика затруднения, а именно — что выбрать: сложную схему, полностью удовлетворяющую критериям разработки в наихудшем случае и тем самым гарантирующую работоспособность, или простую схему, не отвечающую спецификациям в наихудшем случае, которая, однако, в подавляющем большинстве случаев будет работать без проблем. Не раз еще возникнут моменты, когда вы поймаете себя на том, что выбираете последнее, не обращая внимания на слабый внутренний голос, подсказывающий обратное.

Емкость. В предыдущем примере мы включали последовательно с затвором резистор (в схеме с индуктивной нагрузкой). Как отмечалось ранее (разд. 3.09), МОП-транзисторы имеют практически бесконечное резистивное сопротивление затвора, но конечное полное сопротивление из-за емкости затвор-канал. У сильноточных МОП-транзисторов эта емкость может быть очень разной: сравните входную емкость 45 пФ у 1-амперного VN01 с С_вх = 450 пФ 10-амперного IRF520; 70-амперный SMM70N05 фирмы Siliconix имеет С_вх = 4300 пФ! Быстро изменяющееся напряжение стока может вызвать в затворе переходный ток в миллиамперах, что достаточно для перегрузки (и даже для повреждения) нежных управляющих КМОП-чипов.

Последовательно включаемое сопротивление выбирается из соображений компромисса между быстродействием и необходимостью защиты, при этом типичными являются значения от 100 Ом до 10 кОм. Даже без индуктивной нагрузки динамический ток затвора будет, конечно, иметь место: емкость относительно земли C_iss будет заряжаться током I = C_issdU_ЗИ/dt, а (меньшая) емкость обратной связи C_rss создает входной ток I = C_rssdU_СЗ/dt. Этот последний будет доминировать в ключе с общим истоком, поскольку ΔU_СЗ обычно намного больше, чем сигнал возбуждения затвора ΔU_ЗИ (эффект Миллера).

_{Упражнение 3.19. МОП-транзистор IRF520, переключающий 2-амперную нагрузку, выключается за 100 нс (при переключении потенциала затвора с +10 В до потенциала земли), в течение которых напряжение стока изменяется от 0 до 50 В. Чему равно среднее значение тока затвора в течение этих 100 нс в предположении, что Сзи (называемое также Ciss) равно 450 пФ, а Ссз (называемое также Crss) равно 50 пФ?}

В ключе с общим истоком вклад эффекта Миллера в ток затвора имеет место все время, пока не завершится переходный процесс в цепи стока, а емкость затвор-исток создает ток только при изменении напряжения затвора. Эти эффекты часто рисуются в виде графика «зависимости заряда затвора от напряжения затвор-исток», как это сделано на рис. 3.69.

Рис. 3.69. Зависимость заряда затвора МОП-транзистора типа IRF520 от U_ЗИ.

Горизонтальная полка на графике наблюдается при напряжении включения, когда быстро падающее напряжение стока вынуждает схему возбуждения затвора впрыскивать дополнительный заряд в C_rss (эффект Миллера). Если бы емкость обратной связи не зависела от напряжения, то эта горизонтальная часть графика была бы пропорциональна напряжению стока, после чего кривая продолжалась бы с прежним наклоном. На самом деле емкость обратной связи м при малом напряжении быстро возрастает (рис. 3.70), а это означает, что эффект Миллера больше всего проявляет себя на той части сигнала, когда напряжение на стоке мало. Этим объясняется изменение наклона кривой заряда затвора, а также тот факт, что длина горизонтальной полки почти не зависит от напряжения стока.

Рис. 3.70. Емкости в мощном МОП-транзисторе типа IRF520. Измерения проводились при U_зи = 0. C_iss = С_зи + С_зс (сток и исток закорочены); C_rss = С_зс; C_оss = С_си + (С_зи·С_зс)/(С_зи + С_зс) ~= С_си + С_зс.

_{Упражнение 3.20. Как зависимость Crss от напряжения объясняет изменение наклона кривых заряда затвора?}

Дополнительные моменты, требующие внимания. Есть еще некоторые вещи, которых не выносят МОП-транзисторы и о которых вам следует знать. Все изготовители мощных МОП-транзисторов соединяют подложку с истоком прямо в корпусе. Поскольку подложка образует с каналом диод, то это означает, что фактически в этих транзисторах между истоком и стоком имеется диод (рис. 3.71); некоторые изготовители даже явно рисуют этот диод на схемном изображении выпускаемого ими МОП-транзистора, чтобы вы об этом не могли забыть.

Рис. 3.71. В мощных МОП-транзисторах подложку соединяют с истоком, в результате чего образуется диодный переход сток-исток.

Это в свою очередь означает, что вы не можете использовать мощный МОП-транзистор как ненаправленный прибор или же по меньшей мере не можете подать на переход сток-исток напряжение обратной полярности, превышающее прямое падение напряжения на диоде. Например, вы не сможете использовать мощный МОП-транзистор для сброса в нуль интегратора, возбуждаемого биполярным сигналом; не получится также применить его и в качестве аналогового ключа для биполярных сигналов. Эта проблема не возникает в ИМС на МОП-транзисторах (аналоговых ключах, например) — в них подложка соединена с выводом источника питания отрицательной полярности.

Еще один капкан для неосторожных — это тот факт, что напряжение пробоя затвор-исток (обычная величина ±20 В) меньше, чем напряжение пробоя сток-исток (оно изменяется в диапазоне от 20 до 1000 В). Это не имеет значения, если на затвор подаются сигналы возбуждения от низковольтной цифровой логики, однако транзистор мгновенно выйдет из строя, если на затвор ему подать сигнал со стока предыдущего МОП-транзистора с полной амплитудой напряжения стока.

И наконец, о защите затвора. В последнем разделе этой главы мы говорим о том, что все МОП-транзисторы исключительно чувствительны к электростатическим разрядам, вызывающим пробой изолирующего затвор окисла. В отличие от ПТ или других устройств с p-n-переходами, в которых лавинный ток перехода может безопасным образом разрядить возникшее перенапряжение, МОП-транзисторы необратимо повреждаются при однократном мгновенном пробое затвора. Поэтому очень полезно включать в цепь затвора последовательные резисторы сопротивлением 1-10 кОм, особенно там, где сигнал на затвор поступает с другой печатной платы. Это сильно уменьшает возможность повреждения транзистора, а также предотвращает перегрузку выхода предыдущей схемы, так как самый общий симптом такого рода повреждения состоит в том, что через затвор начинает проходить значительной величины постоянный ток. Еще одно, за чем необходимо следить — не оставить затвор МОП-транзистора неподключенным, так как он намного более подвержен пробою, когда на нем накапливается плавающий потенциал (нет цепи разряда статического электричества, которая в некоторой мере снижает опасность пробоя). Это может случиться неожиданно, если сигнал на затвор поступает с другой печатной схемы. В этом случае, т. е. там, где источник сигнал находится вне данной платы, лучше всего поставить в схему между затвором и истоком любого такого МОП-транзистора резистор (скажем, 100 кОм-1 МОм).

Сравнение сильноточных ключей на МОП-транзисторах и биполярных транзисторах. Мощные МОП-транзисторы в большинстве случаев являются хорошей заменой мощным биполярным транзисторам. Сегодня они при тех же параметрах стоят несколько больше, однако они проще в управлении и не подвержены вторичному пробою, ограничивающему область безопасной работы (см. рис. 3.66).

Помните, что МОП-транзистор во включенном состоянии ведет себя как малое сопротивление (а не как насыщенный биполярный транзистор). Это может оказаться выгодным, так как «напряжение насыщения» явным образом стремится к нулю при малых токах стока. Существует общее представление о том, что МОП-транзисторы не насыщаются так же при больших токах, однако наши исследования показали, что это представление глубоко ошибочно. В табл. 3.6 мы выбрали несколько сравнимых пар (биполярный p-n-транзистор и n-канальный МОП-транзистор) и выписали для них паспортные данные по U_{КЭ нас} или R_{СИ вкл}.

Слаботочный МОП-транзистор выглядит слабо в сравнении со своим биполярным собратом, однако в диапазоне 10–50 А, 0-100 В МОП-транзистор работает лучше. Обратите особое внимание на исключительно высокий ток базы, необходимый для того, чтобы биполярный транзистор вошел в глубокое насыщение — 10 % и более от величины коллекторного тока (!) — в сравнении с 10 В смещения (ток нулевой), при которых обычно специфицируются данные на МОП-транзистор. Отметим также, что высоковольтные МОП-транзисторы (например, с U_{СИ проб} > 200 В) имеют как правило большее R_{СИ вкл} и более высокие значения температурных коэффициентов, чем низковольтные устройства. Наряду с параметрами насыщения в таблице приведены значения емкостей, так как их величина у мощных МОП-транзисторов часто больше, чем у биполярных транзисторов с такой же токовой нагрузочной способностью; для некоторых схемных применений (особенно там, где важна скорость переключения) можно рассматривать произведение емкости на напряжение насыщения как показатель качества применяемого транзистора.

Запомните: мощные МОП-транзисторы можно использовать в качестве замены биполярных транзисторов в мощных линейных схемах, например в усилителях звуковой частоты и стабилизаторах напряжения (о последних мы будем говорить в гл. 6). Мощные МОП-транзисторы выпускаются также в виде p-канальных приборов, хотя среди n-канальных приборов их разновидностей гораздо больше.

Некоторые примеры мощных переключательных схем на МОП-транзисторах. На рис. 3.72 показаны три разных способа использования МОП-транзистора для управления мощностью постоянного тока, которая направляется в некоторую подсхему и подачу которой нам хотелось бы включать и выключать. Если мы имеем измерительный прибор с батарейным питанием, и измерения с его помощью производятся от случая к случаю, тогда можно применить схему а, которая отключает потребляющий значительную мощность микропроцессор на все время, пока измерения не проводятся. Здесь мы применили p-канальный МОП-ключ, переключаемый 5-вольтовым логическим сигналом. Эта «5-вольтовая логика» представляет собой цифровые КМОП-схемы, которые находятся в рабочем состоянии даже тогда, когда микропроцессор отключен (напомним: КМОП-логика имеет статическую мощность рассеяния, равную нулю). В гл. 14 мы предлагаем гораздо подробнее рассказать о такого рода схеме «отключения питания».

Вторая схема (рис. 3.72, б) переключает подачу в нагрузку питания +12 В при значительном токе нагрузки; это может быть радиопередатчик или что-то подобное. Поскольку у нас есть лишь 5-вольтовый диапазон логического сигнала, то для создания «полномасштабного» сигнала амплитудой 12 В, который будет управлять p-канальным МОП-вентилем, мы использовали слаботочный n-канальный ключ. Обратите внимание на высокое сопротивление резистора в цепи стока n-канального МОП-транзистора, что здесь совершенно оправдано, так как ток в цепи затвора p-канального МОП-вентиля не течет (даже при полном токе через ключ 10 А) и нам не требуется высокая скорость переключения в такого рода применениях.

Третья схема в) является развитием схемы б) и содержит схему на p-n-p-транзисторе, ограничивающую ток короткого замыкания. Применять такую защиту в схемах с большой потребляемой мощностью всегда полезно, поскольку короткое замыкание такого рода весьма вероятно, особенно при макетных испытаниях. В этом случае схема ограничения тока предотвращает также возникающий на короткий момент при подаче +12 В в нагрузку резкий всплеск тока короткого замыкания через первоначально незаряженный конденсатор. Попытайтесь понять, как работает эта схема ограничения тока.

Рис. 3.72. Мощные схемы переключения цепей постоянного тока на МОП-транзисторах.

_{Упражнение 3.21. Как работает схема ограничения тока? Какова максимальная величина тока, пропускаемая ей в нагрузку? Для чего резистор в цепи стока n-канального МОП-транзистора разделен на два?}

Ограниченная величина напряжения пробоя затвора МОП-транзисторов (обычно ±20 В) может создать здесь реальную проблему, если вы попытаетесь заставить эту схему работать от источника питания с более высоким напряжением. В этом случае можно заменить резистор 100 кОм на 10 кОм (что позволит работать при питании до 40 В) или выбрать другое приемлемое соотношение номиналов двух схемных резисторов, такое чтобы напряжение возбуждения затвора VP12 всегда было меньше 20 В.

На рис. 3.73, а показана в качестве примера простая переключательная схема на МОП-транзисторе, одна из тех, где используется высокое сопротивление затвора. Пусть вам нужно включить уличное освещение автоматически с наступлением темноты. Показанный на схеме фоторезистор имеет при солнечном освещении низкое сопротивление, а в темноте — высокое. Он образует часть резистивного делителя напряжения, непосредственно возбуждающего затвор транзистора (нагрузка делителя по постоянному току отсутствует!). Освещение включается, когда напряжение на затворе достигает величины, обеспечивающей ток стока, достаточный для включения реле. Внимательный читатель может заметить, что эта схема не особенно точна и стабильна; тут все в порядке, поскольку сопротивление фоторезистора при наступлении темноты изменяется колоссальным образом (скажем, с 10 кОм до 10 МОм). При этом малая точность и стабильность порога означает лишь то, что свет может включиться несколькими минутами раньше или позже. Заметим, что в течение времени, пока смещение затвора медленно нарастает, превысив пороговое значение, на МОП-транзисторе будет рассеиваться некоторая мощность, так как при этом он работает в линейном режиме. Эту проблему устраняет схема на рис. 3.73, б, где пара каскадно включенных МОП-транзисторов обеспечивает намного более высокий коэффициент усиления, чему способствует также некоторая положительная обратная связь через резистор 10 МОм; этот последний заставляет схему при достижении порога регенеративным образом опрокидываться.

Рис. 3.73. Мощные переключатели, работающие от окружающего освещения.

На рис. 3.74 дана реально работающая схема на мощном МОП-транзисторе — 200-ваттный усилитель для возбуждения погруженного в воду электрического преобразователя с частотой 200 кГц. Здесь мы использовали пару больших n-канальных МОП-транзисторов, включающихся и выключающихся попеременно, так что в первичной обмотке (высокочастотного) трансформатора создается сигнал возбуждения переменного тока. Биполярные двухтактные схемы возбуждения затворов с небольшими резисторами в цепях затворов необходимы для того, чтобы исключить емкостную нагрузку, так как МОП-транзисторы должны полностью включаться за время несколько меньше 1 мкс.

Рис. 3.74. Мощный возбудитель пьезокристалла на МОП-транзисторах.

И наконец, на рис. 3.75 мы представили пример линейной схемы на мощных МОП-транзисторах. Керамические пьезоэлектрические преобразователи часто используются в оптических системах для осуществления небольших управляемых перемещений; например, в адаптивной оптике можно применить пьезоэлектрически управляемое «эластичное зеркало» для компенсации локальных изменений коэффициента преломления атмосферы.

Рис. 3.75. Возбудитель пьезокристалла малой мощности на 1 кВ.

Пьезопреобразователи прекрасно ведут себя в эксплуатации благодаря своей высокой износостойкости. К несчастью, чтобы вызвать в них заметные перемещения, требуется напряжение не ниже киловольта. Кроме того, они имеют очень высокую емкость (типичное значение 0,01 мкФ и более) и механический резонанс в килогерцевом диапазоне, а потому как нагрузка они отвратительны. Нам требовалось множество таких силовых усилителей, которые по тем или иным причинам обошлись бы нам по несколько тысяч долларов каждый, если бы мы их покупали. Мы решили. свои проблемы представленной здесь схемой. BUZ-50 В — это недорогой (4 долл.) МОП-транзистор, хорошо подходящий для работы при 1 кВ и 2 А. Первый транзистор — инвертирующий усилитель с общим истоком, возбуждающий истоковый повторитель. На n-p-n-транзисторе собран токовый ограничитель; это может быть низковольтное устройство, поскольку он привязан к потенциалу выхода и плавает вместе с ним. У этой схемы есть одна не бросающаяся в глаза особенность — по сути это пушпульная схема, хотя она и выглядит как однополярная. Необходим достаточно большой ток (определите, какой величины?), чтобы обеспечить «накачку» 10000 пФ со скоростью где-то около 2 В/мкс; выходной транзистор может обеспечить подачу такого тока, однако резистор в нижнем плече не обеспечит его отвод (вернитесь к разд. 2.15, где мы мотивировали необходимость пушпульной схемы для решения подобной же проблемы). В данной схеме выходной транзистор обеспечивает второй такт (прием тока) через диод, включенный между истоком и затвором! Остальная часть схемы обеспечивает обратную связь (с помощью ОУ) — тема, которую мы запретили себе трогать до следующей главы; в данном случае магическая обратная связь делает всю схему в целом линейной (100 В выхода на 1 В входа), тогда как в ее отсутствие выходное напряжение зависело бы от (нелинейной) характеристики I_С-U_ЗИ входного транзистора.

3.15. Необходимые предосторожности в обращении с МОП-транзисторами.

Затвор МОП-транзистора изолирован от канала слоем стекла (SiO₂) толщиной в несколько тысяч ангстрем (1 A^º = 0,1 нм). В результате мы имеем очень высокое сопротивление, но не имеем резистивной или полупроводниковой цепи для стока заряда статического электричества по мере его накопления. В классической ситуации вы берете МОП-транзистор (или МОП-транзисторную ИМС) в руку, подходите к схеме, вставляете устройство в разъем, включаете питание, и все это только для того, чтобы обнаружить — МОП-транзистор мертв. А убили его вы сами! Вам следовало взяться другой рукой за печатную схему, прежде чем вставлять в нее устройство. Таким образом был бы снят ваш статический заряд, который зимой может достигать нескольких тысяч вольт. МОП-транзистор не любит, когда его «стукает током». Как проводник статического электричества вы представляете собой последовательное соединение конденсатора 100 пФ и резистора около 1,5 кОм; зимой этот конденсатор может зарядиться до 10 кВ и более от трения подошв о пушистый ковер (даже простое движение руки в рукаве рубашки или свитера может дать напряжение в несколько киловольт; см. табл. 3.7).

Хотя любое полупроводниковое устройство можно вывести из строя хорошей искрой, однако устройства на МОП-транзисторах особенно чувствительны к пробою, поскольку энергия, запасаемая в емкости затвор-канал, при достижении напряжения пробоя становится достаточной для того, чтобы пробить отверстие в тонком слое изоляции затвора. (Если эта искра проскакивает от вашего пальца, то ваши 100 пФ лишь вносят дополнительный вклад в этот процесс.) Рис. 3.76 (взятый из серии тестовых испытаний мощного МОП-транзистора на стойкость к электростатическому разряду) показывает, какого рода неприятности могут произойти. Назвать это «пробоем затвора» было бы ошибкой; ближе к получаемой картине будет выразительный термин «прободение».

Рис. 3.76. Сканирующая электронная микрофотография высокого разрешения (х1200) 6-амперного МОП-транзистора, разрушенного зарядом в 1 кВ, от «эквивалента человеческого тела» (1,5 кОм, включенного последовательно с емкостью 100 пФ), приложенного к его затвору.

_{(С разрешения фирмы Motorola, Inc.).}

В электронной промышленности проблема электростатического разряда стоит очень серьезно. Возможно, она является лидирующей среди причин, по которым на выходе линии сборки появляются неработоспособные полупроводниковые устройства. На данную тему написаны целые книги, и вы может с ними ознакомиться. МОП-приборы, так же как и другие чувствительные к электростатике полупроводниковые устройства (а сюда относятся почти все они; например, всего в 10 раз большее, чем МОП-транзисторы, напряжение выдерживает биполярный транзистор), можно перевозить в проводящей фольге или упаковке. Следует также быть осторожными при работе с паяльником и т. д. Лучше всего заземлять корпуса паяльников, крышки столов и т. п., а также пользоваться проводящим браслетом. Кроме того, можно использовать «антистатические» покрытие пола, обивку мебели и даже одежду (например, антистатический халат из ткани, содержащей 2 % стального волокна). Хорошая организация рабочего помещения и процесса производства включает регулировку влажности, применение ионизаторов воздуха (которые делают воздух в слабой степени электропроводным, что препятствует накоплению зарядов на предметах), а также обученный персонал. Если этого нет, то зимой степень выхода годных изделий катастрофически падает.

Как только устройство впаяно на свое место в схеме, шансы на его повреждение резко падают, тем более что многие МОП-транзисторные устройства (такие, например, как логические КМОП-устройства, но не мощные МОП-транзисторы) имеют предохранительные диоды во входных цепях затворов. Хотя цепи внутренней защиты, состоящие из резисторов и обратно включенных (иногда зенеровских) диодов, несколько ухудшают параметры, часто их все же надо применять для уменьшения риска повреждения статическим электричеством. В случае незащищенных устройств, например мощных МОП-транзисторов, устройства с малой площадью затвора (слаботочные) подвергаются наибольшей опасности повреждения, поскольку их малая входная емкость легко заряжается до высокого напряжения, когда она входит в контакт с заряженной емкостью человека 100 пФ. Наш собственный опыт работы с МОП-транзистором VN13, имеющим малую площадь затвора, был настолько удручающим, что мы больше не используем его в промышленных разработках.

Трудно переоценить проблему повреждения затвора МОП-транзистора вследствие его пробоя статическим электричеством. К счастью, разработчики МОП-транзисторов осознают серьезность этой проблемы и отвечают на нее новыми разработками с более высоким напряжением пробоя затвор-исток. Например, фирма Motorola выпустила новую серию «ТМОП IV» с напряжением пробоя затвор-исток ±50 В.

Схемы, не требующие пояснений.

3.16. Удачные схемы.

На рис. 3.77 представлена подборка хороших схем на ПТ.

Рис. 3.77. а — повторитель с большим входным сопротивлением;

Рис. 3.77. б — видеомультиплексор на МОП-транзисторах с усилителем, компенсирующим потери на R_вкл;

Рис. 3.77. в — переключение сигнала с использованием диодного моста — альтернатива полевым транзисторам;

Рис. 3.77. г — логический переключатель для p-канального высоковольтного ключа (ΗΤ01-преобразователь уровня ТТЛ в высокое напряжение фирмы Supertex; 8 в одном корпусе).

3.17. Негодные схемы.

На рис. 3.78 дана подборка некорректных схемных идей; в некоторых из этих схем имеются кое-какие тонкости. Можно многому научиться, разбираясь, почему эти схемы не будут работать.

Рис. 3.78. а — аналоговые ключи; б — усилитель с коэффициентом усиления 1000; в — логический ключ; г — комплементарный инвертор на ПТ с p-n-переходом; д — повторитель с нулевым сдвигом.

Глава 4. ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ И ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ.

Введение.

Перевод О.А. Соболевой.

Понятие «обратная связь» (ОС) относится к числу распространенных, оно давно вышло за рамки узкой области техники и употребляется сейчас в широком смысле. В системах управления обратная связь используется для сравнения выходного сигнала с заданным значением и выполнения соответствующей коррекции. В качестве «системы» может выступать что угодно, например процесс управления движущимся по дороге автомобилем — за выходными данными (положением машины и ее скоростью) следит водитель, который сравнивает их с ожидаемыми значениями и соответственно корректирует входные данные (с помощью руля, переключателя скоростей, тормоза). В усилительной схеме выходной сигнал должен быть кратен входному, поэтому в усилителе с обратной связью входной сигнал сравнивается с определенной частью выходного сигнала.

4.01. Предварительные сведения об обратной связи.

Отрицательная обратная связь — это процесс передачи выходного сигнала обратно на вход, при котором погашается часть входного сигнала. Может показаться, что это глупая затея, которая приведет лишь к уменьшению коэффициента усиления. Именно такой отзыв получил Гарольд С. Блэк, который в 1928 г. попытался запатентовать отрицательную обратную связь. «К нашему изобретению отнеслись так же, как к вечному двигателю» (журнал IEEE Spectrum за декабрь 1977 г.).

Действительно, отрицательная обратная связь уменьшает коэффициент усиления, но при этом она улучшает другие параметры схемы, например устраняет искажения и нелинейность, сглаживает частотную характеристику (приводит ее в соответствие с нужной характеристикой), делает поведение схемы предсказуемым. Чем глубже отрицательная обратная связь, тем меньше внешние характеристики усилителя зависят от характеристик усилителя с разомкнутой обратной связью (без ОС), и в конечном счете оказывается, что они зависят только от свойств самой схемы ОС.

Операционные усилители обычно используют в режиме глубокой обратной связи, а коэффициент усиления по напряжению в разомкнутой петле ОС (без ОС) достигает в этих схемах миллиона. Цепь ОС может быть частотно-зависимой, тогда коэффициент усиления будет определенным образом зависеть от частоты (примером может служить предусилитель звуковых частот в проигрывателе со стандартом RIAA); если же цепь ОС является амплитудно-зависимой, то усилитель обладает нелинейной характеристикой (распространенным примером такой схемы служит логарифмический усилитель, в котором в цепи ОС используется логарифмическая зависимость напряжения U_БЭ от тока I_К в диоде или транзисторе). Обратную связь можно использовать для формирования источника тока (выходной импеданс близок к бесконечности) или источника напряжения (выходной импеданс близок к нулю), с ее помощью можно получить очень большое или очень малое входное сопротивление. Вообще говоря, тот параметр, по которому вводится обратная связь, с ее помощью улучшается. Например, если для обратной связи использовать сигнал, пропорциональный выходному току, то получим хороший источник тока.

Обратная связь может быть и положительной, ее используют, например в генераторах. Как ни странно, она не столь полезна, как отрицательная ОС. Скорее она связана с неприятностями, так как в схеме с отрицательной ОС на высокой частоте могут возникать достаточно большие сдвиги по фазе, приводящие к возникновению положительной ОС и нежелательным автоколебаниям. Для того чтобы эти явления возникли, не нужно прикладывать большие усилия, а вот для предотвращения нежелательных автоколебаний прибегают к методам коррекции, о которых мы немного поговорим в конце этой главы.

После этих общих замечаний рассмотрим несколько примеров использования обратной связи в операционных усилителях.

4.02. Операционные усилители.

В большинстве случаев, рассматривая схемы с обратной связью, мы будем иметь дело с операционными усилителями.

Операционный усилитель (ОУ) — это дифференциальный усилитель постоянного тока с очень большим коэффициентом усиления и несимметричным выходом. Прообразом ОУ может служить классический дифференциальный усилитель (разд. 2.18) с двумя входами и несимметричным выходом; правда, следует отметить, что реальные операционные усилители обладают значительно более высокими коэффициентами усиления (обычно порядка 105–106) и меньшими выходными импедансами, а также допускают изменение выходного сигнала почти в полном диапазоне питающего напряжения (обычно используют расщепленные источники питания ±15 В).

Промышленность выпускает сейчас сотни типов операционных усилителей; условное обозначение, принятое для всех типов, представлено на рис. 4.1; входы обозначают (+) и (—), и работают они, как можно догадаться, следующим образом: выходной сигнал изменяется в положительном направлении, когда потенциал на входе (+) становится более положительным, чем потенциал на входе (—), и наоборот.

Рис. 4.1.

Символы «+» и «—» не означают, что на одном входе потенциал всегда должен быть более положительным, чем на другом; эти символы просто указывают относительную фазу выходного сигнала (это важно, если в схеме используется отрицательная ОС).

Во избежание путаницы лучше называть входы «инвертирующий» и «неинвертирующий», а не вход «плюс» и — вход «минус». На схемах часто не показывают подключение источников питания к ОУ и вывод, предназначенный для заземления. Операционные усилители обладают колоссальным коэффициентом усиления по напряжению и никогда (за редким исключением) не используются без обратной связи. Можно сказать, что операционные усилители созданы для работы с обратной связью. Коэффициент усиления схемы без обратной связи так велик, что при наличии замкнутой петли ОС характеристики усилителя зависят только от схемы обратной связи. Конечно, при более подробном изучении должно оказаться, что такое обобщенное заключение справедливо не всегда. Начнем мы с того, что просто рассмотрим, как работает операционный усилитель, а затем по мере необходимости будем изучать его более тщательно.

Промышленность выпускает буквально сотни типов операционных усилителей, которые обладают различными преимуществами друг перед другом (загляните в табл. 4.1, если вам не терпится окинуть взглядом это море возможностей).

Повсеместное распространение получила очень хорошая схема типа LF411 (или просто «411»), представленная на рынок фирмой National Semiconductor. Как и все операционные усилители, она представляет собой крошечный элемент, размещенный в миниатюрном корпусе с двухрядным расположением выводов; ее внешний вид показан на рис. 4.2.

Рис. 4.2. Интегральная схема в корпусе мини-DIP с двухрядным расположением выводов.

Эта схема недорога и удобна в обращении; промышленность выпускает улучшенный вариант этой схемы (LF411A), а также элемент, размещенный в миниатюрном корпусе и содержащий два независимых операционных усилителя (схема типа LF412, которую называют также «сдвоенный» операционный усилитель). В дальнейшем в этой главе мы будем использовать схему типа LF411 как стандарт операционного усилителя, мы также рекомендуем вам эту схему в качестве хорошей начальной ступени в разработке электронных схем.

Схема типа 411 — это кристалл кремния, содержащий 24 транзистора (21 биполярный транзистор, 3 полевых транзистора, 11 резисторов и 1 конденсатор). На рис. 4.3 показано соединение с выводами корпуса. Точка на крышке корпуса и выемка на его торце служат для обозначения точки отсчета при нумерации выводов.

Рис. 4.3.

В большинстве корпусов электронных схем нумерация выводов осуществляется в направлении против часовой стрелки со стороны крышки корпуса. Выводы «установка нуля» (или «баланс», «регулировка») служат для устранения небольшой асимметрии, возможно в операционном усилителе. Речь об этом пойдет позже в этой главе.

4.03. Важнейшие правила.

Сейчас мы познакомимся с важнейшими правилами, которые определяют поведение операционного усилителя, охваченного петлей обратной связи. Они справедливы почти для всех случаев жизни. Во-первых, операционный усилитель обладает таким большим коэффициентом усиления по напряжению, что изменение напряжения между входами на несколько долей милливольта вызывает изменение выходного напряжения в пределах его полного диапазона, поэтому не будем рассматривать это небольшое напряжение, а сформулируем правило I:

I. Выход операционного усилителя стремится к тому, чтобы разность напряжений между его входами была равна нулю.

Во-вторых, операционный усилитель потребляет очень небольшой входной ток (ОУ типа LF411 потребляет 0,2 нА; ОУ со входами на полевых транзисторах — порядка пикоампер); не вдаваясь в более глубокие подробности, сформулируем правило II:

II. Входы операционного усилителя ток не потребляют.

Здесь необходимо дать пояснение: правило I не означает, что операционный усилитель действительно изменяет напряжение на своих входах. Это невозможно. (Это было бы несовместимо с правилом II.) Операционный усилитель «оценивает» состояние входов и с помощью внешней схемы ОС передает напряжение с выхода на вход, так что в результате разность напряжений между входами становится равной нулю (если это возможно). Эти правила создают достаточную основу для рассмотрения схем на операционных усилителях. О предосторожностях, которые необходимо соблюдать при работе с ОУ, мы поговорим в разд. 4.08, после того как рассмотрим основные схемы включения ОУ.

Основные схемы включения операционных усилителей.

4.04. Инвертирующий усилитель.

Рассмотрим схему на рис. 4.4.

Рис. 4.4. Инвертирующий усилитель.

Проанализировать ее будет нетрудно, если вспомнить сформулированные выше правила:

1. Потенциал точки В равен потенциалу земли, следовательно, согласно правилу I, потенциал точки А также равен потенциалу земли.

2. Это означает, что: а) падение напряжения на резисторе R₂ равно U_вых, б) падение напряжения не резисторе R₁ равно U_вх.

3. Воспользовавшись теперь правилом II, получим U_вых/R₂ = — U_вх/R₁ или коэффициент усиления по напряжению = U_вых/U_вх = — R₂/R₁. Позже вы узнаете, что чаще всего точку В лучше заземлять не непосредственно, а через резистор. Однако сейчас это не имеет для вас значения.

Итак, анализ схемы на ОУ оказался даже чересчур простым. Он, правда, не позволяет судить о том, что на самом деле происходит в схеме. Для того чтобы понять, как работает обратная связь, представим себе, что на вход подан некоторый уровень напряжения, скажем 1 В.

Для конкретизации допустим, что резистор R₁ имеет сопротивление 10 кОм, а резистор R₂ — 100 кОм. Теперь представим себе, что напряжение на выходе решило выйти из повиновения и стало равно 0 В.

Что произойдет? Резисторы R₁ и R₂ образуют делитель напряжения, с помощью которого потенциал инвертирующего входа поддерживается равным 0,91 В. Операционный усилитель фиксирует рассогласование по входам, и напряжение на его выходе начинает уменьшаться. Изменение продолжается до тех пор, пока выходное напряжение не достигнет значения —10 В, в этот момент потенциалы входов ОУ станут одинаковыми и равными потенциалу земли. Аналогично, если напряжение на выходе начнет уменьшаться и дальше и станет более отрицательным, чем —10 В, то потенциал на инвертирующем входе станет ниже потенциала земли, в результате выходное напряжение начнет расти.

Как определить входной импеданс рассматриваемой схемы? Оказывается, просто. Потенциал точки А всегда равен 0 В (так называемое мнимое заземление, или квазинуль сигнала). Следовательно, Z_вх = R₁. Пока вы еще не знаете, как подсчитать выходной импеданс; для этой схемы он равен нескольким долям ома.

Следует отметить, что полученные результаты справедливы и для сигналов постоянного тока — схема представляет собой усилитель постоянного тока. Поэтому, если источник сигнала смещен относительно земли (источником является, например, коллектор предыдущего каскада), у вас может возникнуть желание использовать для связи каскадов конденсатор (иногда такой конденсатор называют блокирующим, так как он блокирует сигнал постоянного тока, а передает сигнал переменного тока). Немного позже (когда речь пойдет об отклонениях характеристик ОУ от идеальных), вы узнаете, что в тех случаях, когда интерес представляют только сигналы переменного тока, вполне допустимо использовать блокирующие конденсаторы.

Схема, которую мы рассматриваем, называется инвертирующим усилителем. Недостаток этой схемы состоит в том, что она обладает малым входным импедансом, особенно для усилителей с большим коэффициентом усиления по напряжению (при замкнутой цепи ОС), в которых резистор R₁, как правило, бывает небольшим. Этот недостаток устраняет схема, представленная на рис. 4.5.

4.05. Неинвертирующий усилитель.

Рассмотрим схему на рис. 4.5.

Рис. 4.5. Неинвертирующий усилитель.

Анализ ее крайне прост: U_A = U_вх. Напряжение U_A снимается с делителя напряжения: U_A = U_выхR₁/(R₁ + R₂). Если U_A = U_вх, то коэффициент усиления = U_вых/U_вх = 1 + R₂/R₁. Это неинвертирующий усилитель. В приближении, которым мы воспользуемся, входной импеданс этого усилителя бесконечен (для ОУ типа 411 он составляет 10¹² Ом и больше, для ОУ на биполярных транзисторах обычно превышает 10⁸ Ом). Выходной импеданс, как и в предыдущем случае, равен долям ома. Если, как в случае с инвертирующим усилителем, мы внимательно рассмотрим поведение схемы при изменении напряжения на входах, то увидим, что она работает, как обещано.

Эта схема также представляет собой усилитель постоянного тока. Если источник сигнала и усилитель связаны между собой по переменному току, то для входного тока (очень небольшого по величине) нужно предусмотреть заземление, как показано на рис. 4.6. Для представленных на схеме величин компонентов коэффициент усиления по напряжению равен 10, а точке — 3 дБ соответствует частота 16 Гц.

Рис. 4.6.

Усилитель переменного тока. Если усиливаются только сигналы переменного тока, то можно уменьшить коэффициент усиления для сигналов постоянного тока до единицы, особенно если усилитель обладает большим коэффициентом усиления по напряжению. Это позволяет уменьшить влияние всегда существующего конечного «приведенного ко входу напряжения сдвига». Для схемы, представленной на рис. 4.7, точке —3 дБ соответствует частота 17 Гц; на этой частоте импеданс конденсатора равен 2,0 кОм.

Рис. 4.7.

Обратите внимание, что конденсатор должен быть большим. Если для построения усилителя переменного тока использовать неинвертирующий усилитель с большим усилением, то конденсатор может оказаться чрезмерно большим. В этом случае лучше обойтись без конденсатора и настроить напряжение сдвига так, чтобы оно было равно нулю (этот вопрос мы рассмотрим позже в разд. 4.12). Можно воспользоваться другим методом — увеличить сопротивления резисторов R₁ и R₂ и использовать Т-образную схему делителя (разд. 4.18).

Несмотря на высокий входной импеданс, к которому всегда стремятся разработчики, схеме неинвертирующего усилителя не всегда отдают предпочтение перед схемой инвертирующего усилителя. Как мы увидим в дальнейшем, инвертирующий усилитель не предъявляет столь высоких требований к ОУ и, следовательно, обладает несколько лучшими характеристиками. Кроме того, благодаря мнимому заземлению удобно комбинировать сигналы без их взаимного влияния друг на друга. И наконец, если рассматриваемая схема подключена к выходу (стабильному) другого ОУ, то величина входного импеданса для вас безразлична — это может быть 10 кОм или бесконечность, так как в любом случае предыдущий каскад будет выполнять свои функции по отношению к последующему.

4.06. Повторитель.

На рис. 4.8 представлен повторитель, подобный эмиттерному, на основе операционного усилителя. Он представляет собой не что иное, как неинвертирующий усилитель, в котором сопротивление резистора R₁ равно бесконечности, а сопротивление резистора R₂ - нулю (коэффициент усиления = 1).

Рис. 4.8. Повторитель.

Существуют специальные операционные усилители, предназначенные для использования только в качестве повторителей, они обладают улучшенными характеристиками (в основном более высоким быстродействием), примером такого операционного усилителя является схема типа LM310 или ОРАбЗ3, а также схемы упрощенного типа, например схема типа TL068 (она выпускается в транзисторном корпусе с тремя выводами).

Усилитель с единичным коэффициентом усиления называют иногда буфером, так как он обладает изолирующими свойствами (большим входным импедансом и малым выходным).

4.07. Источники тока.

На рис. 4.9 изображена схема, которая является хорошим приближением к идеальному источнику тока, без сдвига напряжения U_БЭ, характерного для транзисторного источника тока.

Рис. 4.9.

Благодаря отрицательной ОС на инвертирующем входе поддерживается напряжение U_вх, под действием которого через нагрузку протекает ток I = U_вхR. Основной недостаток этой схемы состоит в том, что нагрузка является «плавающей» (она не заземлена). С помощью такого источника тока нельзя, например, получить пригодный к использованию пилообразный сигнал, напряжение которого отсчитывалось бы относительно потенциала земли. Этот недостаток можно преодолеть, если, например, всю схему (источники питания и все остальное) сделать «плавающей», а нагрузку заземлить (рис. 4.10). Штриховой линией обведен рассмотренный выше источник тока с источниками питания.

Рис. 4.10. Источник тока с заземленной нагрузкой и плавающим источником питания.

Резисторы R₁ и R₂ образуют делитель напряжения для установки тока. Чтобы вид этой схемы не смущал вас, напомним, что «земля» — это понятие относительное. Любую точку в схеме можно назвать «землей». Представленную схему используют для формирования токов, протекающих через заземленную нагрузку, но ее существенный недостаток в том, что управляющий вход является плавающим, это значит, что выходной ток нельзя задать (запрограммировать) с помощью входного напряжения, отсчитываемого от потенциала земли. Методы устранения этого недостатка изложены в той части гл. 6, где рассматриваются источники питания постоянного тока.

Источники тока для заземленных нагрузок. С помощью операционного усилителя и подключенного к нему транзистора можно построить простой и высококачественный источник тока для заземленной нагрузки; небольшое дополнение к схеме операционного усилителя позволяет использовать на управляющем входе напряжение, измеряемое относительно земли (рис. 4.11).

Рис. 4.11. Источники тока с заземленными нагрузками, не требующие плавающего источника питания.

В первой схеме обратная связь создает на резисторе R падение напряжения, равное U_KK — U_вх, которое в свою очередь порождает эмиттерный ток (а следовательно, и выходной ток), равный I_Э = (U_KK — U_вх)/R. При работе с этой схемой не приходится беспокоиться о напряжении U_БЭ и его изменениях, связанных с изменениями температуры, I_К, U_КЭ и т. п. Несовершенство этого источника тока (не будем принимать во внимание ошибки ОУ: I_см, U_СДВ) проявляется лишь в том, что небольшой базовый ток может немного изменяться в зависимости от напряжения U_КЭ (предполагаем, что операционный усилитель не потребляет входной ток); этот недостаток — небольшая плата за возможность использования заземленной нагрузки; если в качестве транзистора T₁ использовать составной транзистор Дарлингтона, то погрешность будет существенно уменьшена. Погрешность возникает в связи с тем, что операционный усилитель стабилизирует эмиттерный ток, а в нагрузку поступает коллекторный ток. Если в этой схеме вместо биполярного использовать полевой транзистор, то проблема будет полностью решена, так как затвор полевого транзистора тока не потребляет.

В рассматриваемой схеме выходной ток пропорционален величине, на которую напряжение, приложенное к неинвертирующему входу операционного усилителя, ниже, чем напряжение питания U_KK; иными словами, напряжение, с помощью которого программируется работа схемы, измеряется относительно напряжения питания U_KK, и все будет в порядке, если напряжение U_вх является фиксированным и формируется с помощью делителя напряжения; если же напряжение на вход должно подаваться от внешнего источника, то возможны неприятности. Этого недостатка лишена вторая схема, в которой аналогичный первый источник тока с транзистором n-р-n-типа. служит для преобразования входного управляющего напряжения (измеряемого относительно земли) во входное напряжение, измеряемое относительно U_KK, для оконечного источника тока. Операционные усилители и транзисторы недороги, поэтому запомните такой совет: не раздумывая, включайте в схему дополнительные компоненты, если они позволяют улучшить ее работу и упрощают разработку.

Одно существенное замечание, касающееся последней схемы: операционный усилитель должен работать при условии, что напряжение на его входах близко или равно положительному питающему напряжению. Подойдут интегральные операционные усилители типа 307, 355 или ОР-41. Альтернативный вариант — использование для питания ОУ отдельного источника напряжения U+, превышающего напряжение U_KK.

_{Упражнение 4.1. Для последней схемы определите выходной ток для заданного входного напряжения Uвх.}

На рис. 4.12 представлен интересный вариант схемы источника тока на основе ОУ и транзисторов.

Рис. 4.12. Источник тока на полевых/биполярных транзисторах, предназначенный для больших токов.

Преимущество этой схемы состоит в том, что базовый ток, приводящий к ошибке в случае использования полевых транзисторов, здесь равен нулю, выходной ток не ограничивается значением I_{СИ (вкл.)}. В этой схеме (фактически — это не источник, а потребитель тока) транзистор Т₂ начинает проводить, когда через транзистор Т₁ протекает ток стока величиной приблизительно 0,6 мА.

При минимальном значении I_СИ для Т₁, равном 4 мА, и подходящем значении β для Т₂ величина тока, протекающего через нагрузку, может достигать 100 мА и более (для получения бóльших токов транзистор Т₂ можно заменить транзистором Дарлингтона, при этом нужно соответственно уменьшить R₁). В данной схеме были использованы полевые транзисторы с p-n-переходом, но еще лучше было бы использовать полевые МОП-транзисторы, так как для ОУ на полевых транзисторах с p-n-переходом требуется расщепленный источник питания, обеспечивающий диапазон напряжения на затворе, достаточный для перехода транзистора в режим отсечки. Ничего не стоит с помощью простого мощного полевого МОП-транзистора (МОП-структура с V-образной канавкой) получить ток побольше, однако мощным полевым транзисторам присущи большие межэлектродные емкости, а представленная здесь гибридная схема как раз и позволяет преодолеть связанные с этим проблемы.

Источник тока Хауленда. На рис. 4.13 показан красивый учебный источник тока. Если резисторы подобраны таким образом, что выполняется соотношение R₃/R₂ = R₄/R₁, то можно показать, что справедливо равенство: I_н = — U_вх/R₂.

4.13. Источник тока Хауленда.

_{Упражнение 4.2. Покажите, что приведенное выше равенство справедливо.}

Эта схема всем хороша, кроме одного: резисторы должны быть точно согласованы, иначе источник тока будет далек от совершенства. Но даже при выполнении этого условия определенные ограничения накладывает коэффициент КОСС операционного усилителя. При больших выходных токах резисторы должны быть небольшими, тем самым ограничивается выходной диапазон. Кроме того, на высоких частотах (где, как мы скоро узнаем, усиление в цепи обратной связи невелико) выходной импеданс может существенно уменьшаться — от требуемого бесконечного значения до всего лишь нескольких сотен ом (что соответствует выходному импедансу ОУ с разомкнутой обратной связью). Хоть эта схема и хороша с виду, на практике ее используют редко.

4.08. Основные предостережения по работе с ОУ.

1. Правила I и II (сформулированные в разд. 4.03) справедливы для любого операционного усилителя при условии, что он находится в активном режиме, т. е. его входы и выходы не перегружены.

Например, если подать на вход усилителя чересчур большой сигнал, то это приведет к тому, что выходной сигнал будет срезаться вблизи уровня U_KK или U_ЭЭ. В то время когда напряжение на выходе оказывается фиксированным на уровне напряжения среза, напряжение на входах не может не изменяться. Размах напряжения на выходе операционного усилителя не может быть больше диапазона напряжения питания (обычно размах меньше диапазона питания на 2 В, хотя в некоторых ОУ размах выходного напряжения ограничен одним или другим напряжением питания). Аналогичное ограничение накладывается на выходной диапазон устойчивости источника тока на основе операционного усилителя.

Например, в источнике тока с плавающей нагрузкой максимальное падение напряжения на нагрузке при «нормальном» направлении тока (направление тока совпадает с направлением приложенного напряжения) составляет U_KK — U_вх, а при обратном направлении тока (нагрузка в таком случае может быть довольно странной, например, она может содержать переполюсованные батареи для получения прямого тока заряда или может быть индуктивной и работать с токами, меняющими направление) — U_вх — U_ЭЭ.

2. Обратная связь должна быть отрицательной. Это означает (помимо всего прочего), что нельзя путать инвертирующий и неинвертирующий входы.

3. В схеме операционного усилителя обязательно должна быть предусмотрена цепь обратной связи по постоянному току, в противном случае операционный усилитель обязательно попадет в режим насыщения.

Например, в неинвертирующем усилителе можно было цепь обратной связи заземлить через конденсатор (для того чтобы сделать коэффициент усиления по постоянному току равным единице, рис. 4.7), но просто подключить его последовательно между инвертирующим и неинвертирующим входами не могли.

4. Многие операционные усилители имеют довольно малое предельно допустимое дифференциальное входное напряжение. Максимальная разность напряжений между инвертирующим и неинвертирующим входами может быть ограничена величиной 5 В для любой полярности напряжения. Если пренебречь этим условием, то возникнут большие входные токи, которые приведут к ухудшению характеристик или даже к разрушению операционного усилителя.

Мы продолжим этот список в разд. 4.11 и в разд. 7.06, когда будем рассматривать построение прецизионных схем.

Калейдоскоп схем на операционных усилителях.

Мы предоставляем читателю право самостоятельно проанализировать работу приведенных ниже схем.

4.09. Линейные схемы.

Схема с инвертированием по выбору. Схемы, представленные на рис. 4.14, позволяют инвертировать входной сигнал или пропускать его без инвертирования в зависимости от положения переключателя. Положение переключателя определяет также коэффициент усиления по напряжению — он может быть равен или +1, или —1.

Рис. 4.14.

_{Упражнение 4.5. Покажите, что схемы, представленные на рис. 4.14, работают так, как сказано выше.}

Повторитель со следящей связью. В транзисторных усилителях на величину входного импеданса могут влиять цепи смещения; такая же проблема возникает при использовании ОУ, особенно с межкаскадными связями по переменному току, когда ко входу обязательно должен быть подключен заземленный резистор. Схема со следящей связью, представленная на рис. 4.15, позволяет решить эту проблему. Как и в транзисторной схеме со следящей связью (разд. 2.17), конденсатор емкостью 0,1 мкФ вместе с верхним резистором с сопротивлением 1 МОм образует для входных сигналов высокоомную входную цепь. Низкочастотный спад усиления для этой схемы начинается на частоте 10 Гц, на более низких частотах на спаде усиления начинает сказываться влияние обоих конденсаторов и ослабление оценивается величиной 12 дБ/октава.

Замечание: у вас может появиться искушение уменьшить величину входного конденсатора связи, так как его нагрузка привязана к высокому импедансу. Однако, это может привести к появлению пика в частотной характеристике, как в характеристике схемы активного фильтра (см. разд. 5.06).

Рис. 4.15.

Идеальный преобразователь тока в напряжение. Напомним, что простейший преобразователь тока в напряжение — это всего-навсего резистор. Однако у него есть недостаток, который состоит в том, что для источника входного сигнала входное сопротивление такого преобразователя не равно нулю; этот недостаток может оказаться очень серьезным, если устройство, обеспечивающее входной ток, имеет очень малый выходной рабочий диапазон или не может обеспечить постоянство тока при изменении выходного напряжения.

Примером может служить диодный фотоэлемент (фотодиод), или солнечная батарея. Небольшой светочувствительностью обладают даже обычные диоды в прозрачных корпусах, которые используются почти в любой схеме (известно немало историй о загадочном поведении схем, которое в конце концов было объяснено этим эффектом). На рис. 4.16 представлена хорошая схема для преобразования тока в напряжение, в которой потенциал входа поддерживается строго равным потенциалу земли. Инвертирующий вход имеет квазинуль потенциала; это очень хорошо, так как фотодиод может создавать потенциал, равный всего нескольким десятым долям вольта. Представленная схема обеспечивает преобразование тока в напряжение в отношении 1 В на 1 мкА входного тока. (В ОУ с биполярными плоскостными транзисторами на входах иногда между неинвертирующим входом и землей включают резистор; его функции мы определим, когда будем обсуждать недостатки операционных усилителей).

Рис. 4.16.

Безусловно, этот преобразователь тока в напряжение можно с таким же успехом использовать с элементами, через которые протекает ток при наличии положительного напряжения возбуждения, например U_KK. В такую схему часто включают фотоумножители и фототранзисторы (оба элемента под воздействием света начинают потреблять ток от положительного источника питания (рис. 4.17).

Рис. 4.17.

 _{Упражнение 4.4. Используя ОУ типа 411 и измерительный прибор на 1 мА (полный размах шкалы), разработайте схему «идеального» измерителя тока (т. е. с нулевым входным импедансом) с полным размахом шкалы, рассчитанным на 5 мА. Разработайте схему так, чтобы входной сигнал никогда не превышал +150 % полного размаха шкалы. Предположите, что диапазон выходного сигнала для ОУ типа 411 составляет +13 В (источники питания +15 В), а внутреннее сопротивление измерительного прибора равно 500 Ом.}

Дифференциальный усилитель. На рис. 4.18 представлена схема дифференциального усилителя, коэффициент усиления которого равен R₂/R₁. В этой схеме, как и в схеме источника тока с согласованными резисторами, для получения высокого значения КОСС необходимо обеспечить точное согласование резисторов. Для этого лучше всего при первом удобном случае создать запас резисторов с сопротивлением 100 кОм и точностью 0,01 %.

Коэффициент усиления дифференциального усилителя будет равен единице, но этот недостаток легко устранить за счет последующих усилительных каскадов (с несимметричным входом). Более подробно дифференциальные усилители рассмотрены в гл. 7.

Рис. 4.18. Классический дифференциальный усилитель.

Суммирующий усилитель. Схема, показанная на рис. 4.19, представляет собой один из вариантов инвертирующего усилителя. Точка X имеет потенциальный нуль, поэтому входной ток равен U₁/R + U₂/R + U₃/R, отсюда U_вых = — (U₁ + U₂ + U₃). Обратите внимание, что входные сигналы могут быть как положительными, так и отрицательными. Кроме того, входные резисторы не обязательно должны быть одинаковыми; если они неодинаковы, то получим взвешенную сумму. Например, схема может иметь 4 входа, на каждом из которых напряжение равно +1 В или 0 В; входы представляют двоичные значения: 1, 2, 4 и 8. Если использовать резисторы с сопротивлением 10, 5, 2,5 и 1,25 кОм, то снимаемое с выхода напряжение (в вольтах) будет пропорционально двоичному числу, которое задано на входе. Эту схему нетрудно расширить до нескольких цифр. Описанный метод представления чисел лежит в основе цифро-аналогового преобразования, правда, на входе преобразователя обычно используют другую схему (резистивную сетку R — 2R).

Рис. 4.19.

_{Упражнение 4.5. Постройте схему цифро-аналогового преобразователя на две десятичные цифры, подобрав соответствующим образом входные резисторы для суммирующего усилителя. Цифровой вход должен представлять собой две цифры; каждый вход должен состоять из четырех шин, соответствующих значениям 1, 2, 4 и 8, из которых формируется десятичная цифра. Потенциал входной шины может быть равен потенциалу земли или +1 В, т. е. восемь входных шин соответствуют числам 1, 2, 4, 8, 10, 20, 40 и 80. В связи с тем, что диапазон выходного сигнала ограничен значениями ± 13 В, нужно сделать так, чтобы выходное напряжение (в вольтах) составляло одну десятую часть числа на входе.}

Предусилитель для электромагнитного звукоснимателя. Предусилитель для звукоснимателя по стандарту RIAA представляет собой пример усилителя с частотной характеристикой особого вида. При записи звука на пластинку амплитудная характеристика имеет почти плоский вид; с другой стороны, электромагнитный звукосниматель реагирует на скорость движения иглы в бороздке диска, следовательно, усилитель воспроизведения должен иметь подъем частотной характеристики на низких частотах. Такую характеристику обеспечивает схема, показанная на рис. 4.20.

Рис. 4.20. Операционный усилитель в схеме предусилителя звуковых частот для электрофонов с электромагнитной головкой и коррекцией частотной характеристики по стандарту RIAA.

График представляет собой частотную характеристику усилителя воспроизведения (построенную относительно значения коэффициента усиления 0 дБ при частоте 1 кГц), точки перегиба графика отмечены в единицах времени. Заземленный конденсатор емкостью 47 мкФ уменьшает коэффициент усиления по постоянному току до единицы, в противном случае он был бы равен 1000; как упоминалось выше, это делается для того, чтобы устранить усиление входного сдвига по постоянному току. Использованная в примере интегральная схема типа LM833 представляет собой сдвоенный ОУ, предназначенный, для использования в звуковом диапазоне («золотой» для данного примера является схема типа LM1028, которая в 13 дБ раз тише ив 10 дБ раз дороже, чем схема типа 833!).

Усилитель мощности (бустер). Для получения больших выходных токов к выходу ОУ можно подключить мощный транзисторный повторитель (рис. 4.21).

Рис. 4.21.

В примере использован неинвертирующий усилитель, но повторитель можно подключать к любому операционному усилителю. Обратите внимание, что сигнал обратной связи снимается с эмиттера; следовательно, обратная связь определяет нужное выходное напряжение независимо от падения напряжения U_БЭ. При использовании этой схемы возникает обычная проблема, связанная с тем, что повторитель может только отдавать ток (для n-р-n-транзистора). Как и в случае транзисторного повторителя, проблема решается применением двухтактного варианта схемы (рис. 4.22).

Рис. 4.22.

В дальнейшем мы покажем, что ограниченная скорость, с которой может изменяться напряжение на выходе (скорость нарастания), накладывает серьезные ограничения на быстродействие усилителя в переходной области и вызывает переходные искажения. Если усилитель будет использоваться в системе с малым быстродействием, то смещать двухтактную пару в состоянии покоя не нужно, так как переходные искажения будут в основном устранены за счет обратной связи. Промышленность выпускает несколько типов интегральных схем усилителей мощности для операционных усилителей, например LT1010, ОРАбЗ3 и 3553. Эти двухтактные усилители с единичным коэффициентом усиления работают на частотах до 100 МГц и выше, их выходной ток равен 200 мА. Их смело можно охватывать петлей обратной связи (см. табл. 7.4).

Источник питания. Операционный усилитель может работать как усилитель в стабилизаторе напряжения с обратной связью (рис. 4.23).

Рис. 4.23.

Операционный усилитель сравнивает выходное напряжение с эталонным напряжением стабилитрона и соответственно управляет составным транзистором Дарлингтона, выполняющим функции «проходного транзистора». Эта схема обеспечивает стабилизированное напряжение 10 В при протекании через нагрузку тока до 1 А. Некоторые замечания по этой схеме:

1. Делитель, с которого снимается выходное напряжение, может быть выполнен в виде потенциометра, тогда выходное напряжение можно будет регулировать.

2. Для ослабления пульсаций на зенеровском диоде (стабилитроне) резистор с сопротивлением 10 кОм полезно заменить источником тока. Другой вариант состоит в том, чтобы смещение зенеровского диода задавать от выходного сигнала; в этом случае вы с пользой применяете стабилизатор, который построили. Замечание: если вы захотите воспользоваться этим трюком, то внимательно проанализируйте вашу схему и убедитесь в том, что она запускается, когда на нее подается питание.

3. Схема, подобная рассмотренной, может быть повреждена при возникновении короткого замыкания на выходе. Это связано с тем, что при этом ОУ стремится обеспечить протекание через составной транзистор очень большого тока. В стабилизированном источнике питания всегда следует предусматривать схему для ограничения «аварийного» тока (более подробно вы познакомитесь с этим вопросом в разд. 6.05).

4. Промышленность выпускает разнообразные стабилизаторы напряжения в интегральном исполнении, начиная от освященных временем интегральных схем типа 723 до недавно появившихся 3-выводных регулируемых стабилизаторов с внутренними средствами ограничения тока и ограничения по перегреву (см. табл. 6.8–6.10). Эти устройства, в которых имеются встроенные температурно-компенсированный источник эталонного напряжения и проходной транзистор, так удобны в работе, что операционные усилители общего назначения теперь почти никогда не используются в стабилизаторах напряжения. Исключением являются случаи, когда стабильное напряжение нужно сформировать внутри схемы, уже имеющей стабилизированный источник напряжения.

В гл. 6 мы подробно поговорим о стабилизаторах напряжения и источниках питания и рассмотрим специальные интегральные схемы, предназначенные для использования в качестве стабилизаторов напряжения.

4.10. Нелинейные схемы.

Усилитель с переключением мощности. В тех случаях, когда нагрузка может переключаться, т. е. может быть либо подключена, либо отключена, к операционному усилителю можно подключить транзистор, который работает как переключатель. На рис. 4.24 показано, как это можно сделать.

Рис. 4.24.

Обратите внимание на диод, который предотвращает пробой перехода база-эмиттер (на выходе ОУ легко может возникнуть отрицательное напряжение, превышающее —5 В). Для некритичных условий подойдет мощный транзистор типа 2Ν3055. Если ток в схеме может превышать 1 А, то рекомендуем использовать составной транзистор Дарлингтона (или мощный полевой МОП-транзистор).

Активный выпрямитель. Если амплитуда сигналов меньше, чем падение напряжения на диоде, то выпрямлять такие сигналы с помощью диодно-резистивной схемы нельзя. Как правило, для выпрямления таких сигналов прибегают к помощи ОУ и помещают диод в цепь обратной связи (рис. 4.25).

Рис. 4.25. Простейший активный выпрямитель.

Для положительного напряжения U_вх диод обеспечивает отрицательную обратную связь; выходной сигнал за счет диода повторяет сигнал на входе, причем исключается влияние падения напряжения U_БЭ. При отрицательном напряжении U_вх операционный усилитель переходит в режим насыщения и напряжение U_вых становится равным потенциалу земли. Для получения меньшего выходного импеданса (при нуле на выходе) можно взять резистор R с меньшим сопротивлением, но это ведет к увеличению выходного тока операционного усилителя. Лучше всего использовать на выходе схемы повторитель на ОУ так, как показано на рис. 4.25, при этом выходное сопротивление будет очень небольшим независимо от величины сопротивления R.

Представленная схема обладает недостатком, который сказывается при работе с быстро изменяющимися сигналами. Выходной сигнал операционного усилителя не может изменяться бесконечно быстро, в связи с этим восстановление при переходе из режима насыщения в активный режим (выходной сигнал проходит через нуль в направлении снизу вверх) занимает некоторое время, в течение которого состояние выхода является неправильным. Это явление иллюстрируется графиком на рис. 4.26.

Рис. 4.26. Проявление эффекта конечной скорости нарастания в простейшем активном выпрямителе.

Выходной сигнал (жирная линия) в точности представляет собой выпрямленный входной сигнал (тонкая линия), за исключением короткого интервала времени после увеличения входного напряжения относительно 0 В. На этом интервале операционный усилитель стремительно выходит из режима насыщения, при котором напряжение на его выходе было равно — U_ЭЭ, поэтому напряжение на выходе схемы равно потенциалу земли. Для операционного усилителя общего назначения типа 411 скорость нарастания (максимальная скорость изменения выходного сигнала) составляет 15 В/мкс; следовательно, восстановление при переходе из режима насыщения в активный режим занимает приблизительно 1 мкс — это может привести к серьезным выходным ошибкам для быстрых сигналов.

Положение дел можно исправить, если воспользоваться модификацией рассмотренной схемы (рис. 4.27).

Рис. 4.27. Улучшенный активный выпрямитель.

Благодаря диоду Д₁ с отрицательными входными сигналами схема работает как инвертор с единичным коэффициентом усиления. Для положительных входных сигналов диод Д₂ ограничивает выходное напряжение первого ОУ по уровню, который ниже потенциала земли на величину падения напряжения на диоде, и так как диод Д₁ смещен в обратном направлении, то U_вых равно потенциалу земли. Эта схема дает лучший результат, так как при переходе входного сигнала через нуль напряжение на выходе изменяется всего лишь на удвоенную величину падения напряжения на диоде. В связи с тем что напряжение на выходе операционного усилителя должно измениться только на 1,2 В, вместо того чтобы изменяться на величину U_ЭЭ, динамическая ошибка при переходе через нуль уменьшается более чем в 10 раз. Кстати говоря, этот выпрямитель является инвертирующим. Если же выходной сигнал должен быть неинвертированным, то к выходу нужно подключить инвертор с единичным коэффициентом усиления.

Характеристики приведенных здесь схем будут лучше, если использовать в них операционные усилители с большой скоростью нарастания. Скорость нарастания влияет на характеристики простых усилителей напряжения. Здесь стоит остановиться и рассмотреть, чем реальные ОУ отличаются от идеальных, так как это различие влияет, как мы уже упоминали выше, на разработку схем с операционными усилителями. Если вы будете знать, в чем состоят недостатки операционных усилителей и как они влияют на разработку схем и на их характеристики, то это поможет вам правильно выбирать ОУ и эффективно разрабатывать схемы на их основе.

Подробный анализ работы операционных усилителей.

На рис. 4.28 показана схема широко распространенного интегрального ОУ типа 411. Эта схема относительно незамысловата, если рассматривать ее с точки зрения транзисторных схем, которым была посвящена предыдущая глава. Она имеет дифференциальный входной каскад с нагрузкой в виде токового зеркала, далее подключен каскад с общим эмиттером на транзисторах n-р-n-типа. (который также имеет активную нагрузку), обеспечивающий большую часть усиления по напряжению. К эмиттерному повторителю р-n-р-типа подключен выходной каскад, представляющий собой двухтактный эмиттерный повторитель, в состав которого входит схема ограничения тока. Эта схема является типичной для многих ОУ, выпускаемых промышленностью в настоящее время. Для многих задач характеристики таких ОУ близки к идеальным.

Рис. 4.28. Принципиальная схема наиболее широко используемого ОУ типа 741 (фирма Fairchild Camera and Instrument Corp.).

А сейчас мы рассмотрим, в какой степени реальные ОУ отличаются от идеальных, как это учесть при разработке схем и что делать с этими отличиями.

4.11. Отличие характеристик идеального ОУ от реального.

Идеальный операционный усилитель имеет следующие характеристики:

1. Входной импеданс (и для дифференциального, и для синфазного сигнала) равен бесконечности, а входные токи — нулю.

2. Выходной импеданс (при разомкнутой ОС) равен нулю.

3. Коэффициент усиления по напряжению равен бесконечности.

4. Коэффициент усиления синфазного сигнала равен нулю.

5. Выходное напряжение равно нулю, когда напряжение на обоих входах одинаково (напряжение сдвига равно нулю).

6. Выходное напряжение может изменяться мгновенно (бесконечная скорость нарастания).

Перечисленные характеристики не зависят от температуры и изменений напряжения питания.

Отличие характеристик реальных операционных усилителей от идеальных состоит в следующем (типичные значения приведены в табл. 4.1).

Входной ток. Небольшой ток, называемый входным током смещения, I_см, втекает во входные зажимы (или вытекает, в зависимости от типа ОУ). Этот ток равен половине суммы входных токов, измеренных при соединении входов между собой (два входных тока примерно равны между собой и представляют собой просто базовые токи входных транзисторов). Для операционного усилителя типа 411, на входе которого используются полевые транзисторы с p-n-переходом, типичным значением тока смещения является 50 пА при комнатной температуре (и 2 нА при температуре 70 °C). В то же время для операционного усилителя со входами на биполярных транзисторах, например типа ОР-27, типичным значением тока смещения является 15 нА с небольшими колебаниями в зависимости от температуры. По грубой оценке для операционных усилителей со входами на биполярных транзисторах тока смещения оцениваются десятыми долями наноампер, а для операционных усилителей со входами на полевых транзисторах — десятыми долями пикоампер (т. е. в 1000 раз меньше). В общем, если вы имеете дело с операционным усилителем на полевых транзисторах, можете пренебречь входным током; с операционным усилителем на биполярных транзисторах так поступать нельзя.

Роль входного тока смещения состоит в том, что он создает падение напряжения на резисторах цепей обратной связи и смещения, а также на сопротивлении источника сигнала. От того, насколько малы сопротивления этих резисторов, зависит влияние этого тока на параметры вашей схемы по постоянному току и отклонения выходного напряжения. Характер этой зависимости скоро станет вам ясен.

Промышленность выпускает операционные усилители с входными токами смещения порядка наноампер и ниже для схем со входами на биполярных транзисторах и порядка нескольких пикоампер (10^-6 мкА) для схем со входами на полевых транзисторах. Самые малые токи смещения имеют схема с транзисторами Дарлингтона со сверхбольшим значением коэффициента β типа LM11 (максимальный входной ток равен 50 пА), схема типа AD549 (входной ток равен 0,06 пА) и схема с полевыми МОП-транзисторами типа ICH8500 (входной ток равен 0,01 пА). Как правило, транзисторные ОУ, предназначенные для использования в системах с высоким быстродействием, имеют большие токи смещения.

Входной ток сдвига. Входным током сдвига называют разность двух входных токов. В отличие от входного тока смещения ток сдвига I_сдв обусловлен отклонениями в технологическом процессе изготовления ОУ, так как в отсутствие таких отклонений токи смещения на двух симметричных входах были бы одинаковы. В результате даже при наличии на входах источников с одинаковыми сопротивлениями падения напряжения на входах ОУ будут разными и, следовательно, между входами будет существовать разность напряжений. Немного позже вы увидите, как это учитывают при разработке схем. Обычно ток сдвига составляет примерно одну десятую часть тока смещения. Для операционного усилителя типа 411 типичным является значение I_сдв = 25 пА.

Входной импеданс. Входной импеданс определяется входным сопротивлением для дифференциального сигнала (импеданс со стороны одного из входов при заземлении другого), которое обычно значительно меньше, чем сопротивление для синфазного сигнала (типичный входной каскад выглядит как дифференциальный усилитель с источником тока). Для операционного усилителя типа 411 со входом на полевом транзисторе входное сопротивление равно примерно 10¹² Ом, а для операционных усилителей со входами на биполярных транзисторах, например типа 741 — составляет около 2 МОм.

В связи с тем что отрицательной обратной связи присущ эффект самопроизвольной установки входов (отрицательная обратная связь стремится поддерживать на обоих входах одинаковое напряжение и значительно уменьшает дифференциальный входной сигнал), для практики Z_вх имеет достаточно большие значения и не является столь лимитирующим параметром, как входной ток смещения.

Входной диапазон синфазного сигнала. Для того чтобы операционный усилитель работал правильно, напряжение на его входах должно находиться в пределах определенного диапазона значений, который обычно не превышает полного диапазона напряжения питания. Если напряжение на входах выходит за пределы этого диапазона, то коэффициент усиления ОУ может резко измениться и даже поменять знак. Для операционного усилителя типа 411, использующего источники ±15 В, входной диапазон синфазного сигнала определяется как минимум значениями ±11 В. Однако фирма-изготовитель утверждает, что схема типа 411 будет работать и в том, случае, когда входной диапазон синфазного сигнала будет ограничен сверху положительным питающим напряжением, при этом, правда, существенно ухудшатся характеристики. Если напряжение на одном из входов ограничить отрицательным питающим напряжением, то последствия такой работы ОУ могут быть сокрушительными: возможен поворот фазы и насыщение на выходе по положительному питающему напряжению.

Существуют такие ОУ, у которых входной диапазон синфазного сигнала ограничен снизу отрицательным питающим напряжением, например ОУ типа LM358 (хороший сдвоенный ОУ), а также ОУ типа LM10, САЗ440 или ОР-22, или ограничен сверху положительным питающим напряжением, например ОУ типа 301, ОР-41 или серия интегральных схем 355. Кроме рабочего входного диапазона синфазного сигнала, определяются максимально допустимые входные напряжения, при превышении которых происходит разрушение схемы. Для операционных усилителей типа 411 это ± 15 В (при этом не допускается превышение отрицательного питающего напряжения, если оно оказывается меньше указанного предельного значения).

Входной диапазон дифференциального сигнала. Для некоторых операционных усилителей допустимое напряжение между входами ограничено такими малыми значениями, как например, ±0,5 В, правда, для большинства схем допустимые дифференциальные входные сигналы могут достигать значения напряжения питания. Превышение заданного максимума может вызвать ухудшение характеристик или разрушение схемы операционного усилителя.

Выходное сопротивление; зависимость размаха выходного напряжения от сопротивления нагрузки. Выходное сопротивление R_вых — это собственное выходное сопротивление ОУ без обратной связи. Для операционного усилителя типа 411 оно равно приблизительно 40 Ом, а для некоторых маломощных ОУ оно может достигать нескольких тысяч ом (см. рис. 7.16).

Обратная связь делает выходное сопротивление пренебрежимо малым (или очень увеличивает его в случае обратной связи по току); поэтому большое значение имеет максимально допустимый выходной ток, равный, как правило, примерно 20 мА. Часто зависимость размаха выходного напряжения U_{вых.разм} от сопротивления нагрузки изображают в виде графика, а иногда просто приводят несколько значений для типичных сопротивлений нагрузки. Многие операционные усилители обладают неодинаковыми (асимметричными) возможностями по управлению последующим каскадом, т. е. они потребляют больше тока, чем производят (или наоборот). Для операционного усилителя типа 411 возможный размах выходного напряжения на 2 В меньше, чем диапазон, определяемый значениями U_KK и U_ЭЭ на нагрузке с сопротивлением более чем 2 кОм. Если сопротивление нагрузки намного меньше, чем 2 кОм, то размах будет небольшим. Для некоторых ОУ размах выходного напряжения ограничен источником отрицательного напряжения (например, ОУ типа САЗ130, 3160, ALD1701 и ICL761x). Замечательной схеме LM10 на биполярных транзисторах также присуще это свойство, но без ограничений по диапазону питающего напряжения, как в операционном усилителе с выходами на МОП-транзисторах (обычно это +8 В максимум).

Коэффициент усиления по напряжению и фазовый сдвиг. Обычно коэффициент усиления по напряжению Αu₀ для постоянного тока лежит в пределах от 10000 до 100000 (часто его определяют в децибелах), он уменьшается с ростом частоты, и на частоте, лежащей в пределах от 1 до 10 МГц (ее обозначают f_ср), коэффициент усиления уменьшается до единицы. Обычно строят график зависимости коэффициента усиления по напряжению при разомкнутой цепи обратной связи от частоты. Такой график, построенный для операционного усилителя с внутренней коррекцией, показывает, что спад усиления с наклоном 6 дБ/октава начинается на достаточно низкой частоте (для ОУ типа 411-на частоте около 10 Гц); такая зависимость создается намеренно, как вы узнаете из разд. 4.32, - тем самым обеспечивается стабильность работы ОУ. Спад характеристики (такой же, как у простого фильтра низких частот) приводит к тому, что на всех частотах выше сопрягающей частоты между входом и выходом (при разомкнутой цепи обратной связи) существует постоянный сдвиг фазы, равный 90°, увеличивающийся до 120–160°, по мере того как коэффициент усиления приближается к единице. Сдвиг фаз на 180° в момент равенства коэффициента усиления единице приводит к появлению положительной обратной связи (автоколебаниям), поэтому разность между фазовым сдвигом на частоте f_ср и 180° называют «запасом по фазе».

Входное напряжение сдвига. Отклонения, возникающие в процессе изготовления операционных усилителей, приводят к тому, что входные каскады ОУ имеют некоторую разбалансировку. Если при нулевом входном сигнале входы ОУ соединить между собой, то выход схемы насытится, и выходное напряжение будет равно либо U_KK, либо U_ЭЭ (заранее предсказать значения нельзя). Разность входных напряжений, необходимая для того, чтобы выходное напряжение стало равно нулю, называют входным напряжением сдвига, U_сдв (представим себе, что к одному из входов последовательно подключена батарея с таким напряжением). Обычно в операционном усилителе бывает предусмотрена возможность уменьшения входного напряжения сдвига до нуля (настройка нуля). Для ОУ типа 411 между контактами 1 и 5 следует включить потенциометр на 10 кОм, его движок должен быть подключен к источнику U_ЭЭ.

Для точных систем не меньшее значение, чем сам сдвиг, имеет дрейф входного напряжения сдвига под влиянием температуры и времени, так как начальный сдвиг можно сделать равным нулю. Для операционного усилителя типа 411 типичным является напряжение сдвига, равное 0,8 мВ (максимальное значение 2 мВ) и коэффициент, определяющий дрейф сдвига под влиянием температуры, равный 7 мкВ/°С. Коэффициент, определяющий дрейф сдвига под влиянием времени, изготовители обычно не оговаривают. Для прецизионного операционного усилителя типа ОР-77 с помощью лазерных методов подгонки напряжение сдвига устанавливают не превышающим 10 мкВ, температурный коэффициент напряжения сдвига (ТКН_сдв) для этой схемы равен 0,2 мкВ/°С, а временной дрейф определяется коэффициентом 0,2 мкВ/мес.

Скорость нарастания. «Компенсационная» емкость операционного усилителя (о ней пойдет речь в разд. 4.32) и небольшие внутренние токи ограничивают скорость изменения выходного напряжения даже при условии большого разбаланса входов. Предельную скорость изменения выходного напряжения обычно называют скоростью нарастания. Для ОУ типа 411 она равна 15 В/мкс, у маломощного ОУ скорость нарастания обычно не превышает 1 В/мкс, быстродействующий ОУ может иметь скорость нарастания порядка 100 В/мкс, а для сверхбыстрого буфера типа LH0063C скорость нарастания составляет 6000 В/мкс. Скорость нарастания ограничивает амплитуду неискаженного синусоидального выходного сигнала при превышении некоторой критической частоты (частоты, на которой для получения полного размаха выходного напряжения скорость нарастания ОУ должна быть максимальной, рис. 4.29), тем самым объясняется введение в спецификации «графика зависимости размаха выходного напряжения от частоты». Для синусоидального сигнала, частота которого равна f герц, а амплитуда — А вольт, минимальная скорость нарастания должна составлять 2πAF вольт в 1 с.

Для операционных усилителей с внешней коррекцией скорость нарастания зависит от используемой схемы коррекции. В общем, коррекции, предназначенной для схем с единичным усилением, соответствует самая малая скорость нарастания; она увеличивается примерно в 30 раз при коррекции 100-кратного усиления. Подробнее мы рассмотрим этот вопрос в разд. 4.32.

Рис. 4.29. Искажение, обусловленное скоростью нарастания.

Влияние температуры. Все рассмотренные выше параметры зависят от температуры. Однако это обычно не влияет на работу схемы, так как, например, небольшие изменения коэффициента усиления почти полностью компенсирует обратная связь. Более того, изменение этих параметров под влиянием температуры, как правило, невелико по сравнению с их изменением от образца к образцу. Исключение составляют входное напряжение сдвига и входной ток сдвига. Их зависимость от температуры сказывается в появлении дрейфа выходного напряжения после того, как с помощью регулировки входные сдвиги были сведены практически к нулю. Для прецизионных систем следует использовать так называемые «измерительные» усилители, имеющие малый дрейф. У таких усилителей для уменьшения пагубного влияния градиента температуры, возникающего в схеме, выходной каскад подключают к внешней нагрузке с сопротивлением не менее 10 кОм. К этому вопросу мы вернемся в гл. 7.

Для полноты изложения следует упомянуть, что на характеристики ОУ накладывают ограничения такие параметры, как коэффициент ослабления синфазных сигналов (КОСС), коэффициент ослабления влияния источника напряжения питания (КОНП), шумовое входное напряжение и шумовой ток (е_ш, i_ш) и переходные искажения на выходе. Эти параметры следует учитывать только в прецизионных схемах и в усилителях с низким уровнем шумов, которые мы рассмотрим в гл. 7.

4.12. Эффекты ограничений ОУ на работу схем на их основе.

Вернемся к инвертирующему усилителю и рассмотрим его еще раз, учитывая известные нам теперь ограничения. Покажем, как они влияют на работу схемы и как их учесть при разработке ОУ. Используя этот пример, вы сможете разобраться и с другими схемами ОУ. На рис. 4.30 вновь показан инвертирующий операционный усилитель.

Рис. 4.30.

Коэффициент усиления при разомкнутой цепи ОС. В связи с тем что коэффициент усиления при разомкнутой цепи ОС имеет конечное значение, в усилителе с обратной связью коэффициент усиления по напряжению (коэффициент усиления при разомкнутой цепи ОС) в определенный момент начинает убывать. Этому моменту соответствует частота, на которой коэффициент усиления при разомкнутой цепи ОС приближается к значению R₂/R₁ (рис. 4.31).

Рис. 4.31. Зависимость коэффициента усиления от частоты для ОУ типа LF411 («диаграмма Боде»).

1 — коэффициент усиления при разомкнутой ОС, 2 — коэффициент усиления при замкнутой ОС, f_эдБ = fτ/К_{(замкнутой ОС).}

Этот спад позволяет судить о том, что семейство усилителей типа 411 относится к классу низкочастотных усилителей; на частоте 50 кГц коэффициент усиления при разомкнутой цепи ОС падает до 100, а частота f_ср равна 4 МГц. Обратите внимание, что коэффициент усиления при замкнутой цепи ОС всегда меньше, чем коэффициент усиления при разомкнутой цепи ОС; это означает, что если на основе ОУ типа 411 построить, например, усилитель со 100-кратным усилением, то на частотах около 50 кГц его усиление заметно ослабеет. Более точно мы опишем этот эффект чуть ниже (разд. 4.25), когда будем рассматривать транзисторные схемы с обратной связью, имеющие конечный коэффициент усиления при разомкнутой цепи ОС.

Скорость нарастания. В связи с тем что скорость нарастания ограничена, на частотах выше некоторого граничного значения максимальный размах синусоидального сигнала начинает падать. На рис. 4.32 представлен график для операционного усилителя типа 411 со скоростью нарастания 15 В/мкс.

Рис. 4.32. Зависимость размаха выходного напряжения от частоты (LF411). U_и = ±15В; Т_окр = 25 °C, R_н = 10 кОм. Кривая убывает пропорционально 1/f.

При скорости нарастания s выходная амплитуда ограничена значением A_{от пика до пика} =< s/πf для синусоидального сигнала, имеющего частоту f; тем самым объясняется наличие участка спада на графике с наклоном 1/f. Горизонтальный участок на графике соответствует ограничению размаха выходного напряжения источников питания.

Попутно отметим, что ограничения, связанные со скоростью нарастания ОУ можно использовать на благо, для устранения шумовых импульсов полезного сигнала с помощью так называемой нелинейной низкочастотной фильтрации. Суть метода состоит в следующем: намеренно ограничивая скорость нарастания можно существенно уменьшить острые импульсы, никак не искажая при этом фоновый сигнал.

Выходной ток. В связи с тем, что выходной ток операционного усилителя ограничен, размах выходного напряжения на низкоомных нагрузках также ограничен. На рис. 4.33 представлен график для операционного усилителя типа 411.

Рис. 4.33. Зависимость размаха выходного напряжения от нагрузки (LF411). U_и = 15 В, Т_окр = 25 °C.

В прецизионных схемах как раз и нужно ограничивать выходные токи для того, чтобы избежать появления в кристалле схемы температурных градиентов, связанных с рассеянием слишком большой мощности в выходном каскаде.

Напряжение сдвига. Благодаря наличию входного напряжения сдвига, при нулевом напряжении на входе напряжение на выходе равно U_вых = K_UoU_сдв. Инвертирующий усилитель на основе ОУ типа 411 имеет коэффициент усиления по напряжению, равный 100. При заземленном входе напряжение на выходе этой схемы достигает значения ±0,2 В U_сдв = 2 мВ, максимальное значение). Можно предложить следующие пути решения проблемы: а) Если усиление сигнала по постоянному току не представляет интереса, то с помощью конденсатора можно уменьшить коэффициент усиления для сигналов постоянного тока до единицы, как показано на рис. 4.7, также как в рассмотренном выше усилителе для звукоснимателя (рис. 4.20). Там для передачи входного сигнала используется емкостная связь, б) Настроить нуль, используя предлагаемую фирмой-изготовителем схему регулировки, в) Можно использовать ОУ с меньшим напряжением сдвига U_сдв. г) Настроить нуль, используя схему регулировки, описанную в разд. 7.06 (рис. 7.5).

Входной ток смещения. Если в инвертирующем усилителе один из входов заземлен, то даже при условии идеальной настройки (т. е. U_сдв = 0), на выходе усилителя будет присутствовать отличное от нуля выходное напряжение. Это связано с тем, что входной ток смещения I_см создает падение напряжения на резисторах, которое затем усиливается схемой усилителя. В этой схеме сопротивление со стороны инвертирующего входа определяется резисторами R₁||R₂, но ток смещения воспринимается как входной сигнал, подобный току, текущему через R₁, а поэтому он порождает смещение выхода U_вых = I_смR₂.

В операционных усилителях со входами на полевых транзисторах эффектом входного тока смещения обычно можно пренебречь, по-другому дело обстоит с операционными усилителями на биполярных транзисторах — здесь значительные входные токи могут привести к серьезным проблемам. Рассмотрим в качестве примера инвертирующий усилитель, в котором R₁ = 10 кОм и R₂ = 1 МОм; эти значения подходят для инвертирующего каскада, в котором желательно обеспечить значение Z_вх, равным 10 кОм. Если выбрать схему типа LM833 на биполярных транзисторах, с низким уровнем шумов, то ее выходное напряжение (при заземленном входе) может достигать величины 100 x 1000 нА x 9,9 кОм или 0,99 В, что ни в какой мере не может быть приемлемо. Для сравнения отметим, что ОУ типа LF411 (со входами на полевых транзисторах с p-n-переходом) соответствующее выходное напряжение для худшего случая (при заземленном входе) составляет 0,2 мВ; для большинства практических случаев эта величина пренебрежимо мала и уж во всяком случае несравнима с ошибкой выходного напряжения, порождаемой напряжением сдвига (в худшем случае для ненастроенного ОУ типа LF411 она составляет 200 мВ).

Для борьбы с ошибками, обусловленными током смещения, существует несколько способов. Если вам нужен ОУ с большим током смещения, можно сделать сопротивление со стороны обоих входов одинаковым, как на рис. 4.34.

Рис. 4.34. Для уменьшения ошибок, обусловленных входным током смещения в ОУ на биполярных транзисторах следует использовать компенсационный резистор.

В этом случае сопротивление 9,1 кОм выбрано с учетом параллельного соединения резисторов 10 кОм и 100 кОм. Кроме того, лучше всего если сопротивление цепи обратной связи будет достаточно малым, тогда ток смещения не будет давать большие сдвиги; сопротивления в цепях входов ОУ имеют типичные значения от 1 до 100 кОм. Третий способ состоит в уменьшении до единицы коэффициента усиления по постоянному току, как в рассмотренном выше усилителе для звукоснимателя.

Однако для большинства случаев можно рекомендовать использовать ОУ с пренебрежимо малыми входными токами. В операционных усилителях со входами на полевых транзисторах с р-n-переходом или на полевых МОП-транзисторах входные токи как правило имеют порядок пикоампер (однако, здесь входной ток быстро растет при увеличении температуры — удваивается при изменении температуры на каждые 10 °C), во многих современных схемах на биполярных транзисторах за счет использования транзисторов со сверхвысоким значением коэффициента β и схем компенсации смещения токи смещения почти также невелики и незначительно зависят от температуры. Такие операционные усилители обладают достоинствами ОУ на биполярных транзисторах (высокая точность, низкий уровень шума) и лишены недостатков, связанных со входным током.

Например, для прецизионного биполярного ОУ с низким уровнем шума типа ОР-27 I_см = 10 нА (типичное значение), для недорогого биполярного ОУ типа LM312 I_см = 1,5 нА (типичное значение), для улучшенных вариантов этого ОУ (типа LT1012 и LM11) — I_см = 30 пА (типичное значение). Среди недорогих ОУ на полевых транзисторах можно назвать ОУ типа LF411 на полевых транзисторах с p-n-переходом, для которого I_см = 50 пА (типичное значение) и серию ИС типа TLC20 на полевых МОП-транзисторах, для которой I_см = 1 пА (типичное значение).

Входной ток сдвига. Как мы только что убедились, лучше всего создавать такие схемы, в которых импедансы и токи смещения ОУ порождают пренебрежимо малые ошибки. Однако иногда может возникнуть потребность в ОУ с большим током смещения или с очень большим эквивалентным импедансом. В этой ситуации лучше всего постараться сбалансировать входные импедансы по постоянному току. На выходе все равно будет существовать некоторая ошибка (К_{пост. ток} I_сдв R_ист), обусловленная асимметрией входных токов ОУ. В общем, I_сдв  меньше, чем I_см в 2-20 раз (биполярные ОУ, как правило, дают лучшее согласование, чем ОУ на полевых транзисторах).

В предыдущих параграфах мы рассмотрели эффекты ограничений ОУ на примере простого инвертирующего усилителя напряжения. Для него, например, наличие входного тока ОУ вызывает появление ошибки напряжения на выходе. В ОУ другого назначения эффект может быть совсем другим, например в инвертирующем ОУ конечный входной ток порождает на выходе линейно меняющийся сигнал (а не константу) при нулевом напряжении, приложенном ко входу. По мере освоения схем ОУ вы сможете оценивать, как сказываются ограничения ОУ на работе данной схемы и, следовательно, сможете выбрать операционный усилитель, подходящий для конкретного случая. Вообще говоря, «самого-самого» лучшего ОУ на свете не существует (даже если вас не останавливает никакая цена): у операционных усилителей с самыми незначительными входными токами (на полевых МОП-транзисторах), как правило, плохо обстоят дела с напряжением сдвига, и наоборот. Хорошие разработчики при выборе компонентов идут на компромиссы с тем, чтобы оптимизировать характеристики схемы, и избегают по-возможности элементов с ненужной «позолотой».

* * *

«Сегодня густо, завтра пусто». В своем неустанном стремлении к совершенству кристаллов полупроводниковая промышленность преподносит нам иногда неприятные сюрпризы. Представьте себе такую ситуацию: вы разработали отличную новую схему, сделали образец, провели тестирование и горите желанием запустить свое детище в производство. Вы оформляете заказ на необходимые компоненты, но оказывается, что самую нужную ИС сняли с производства! А порой бывает и еще хуже: заказчик начинает жаловаться на задержку поставки прибора, который выпускается уже ни один год. Когда вы начинаете выяснять, что случилось, оказывается, что для завершения сборки плат не хватает единственной ИС, которая «еще не поступила» на участок сборки. Далее выясняется, что она не поступила и на склад. В конце концов вы узнаете, что схему сняли с производства 6 месяцев назад и в наличии нет ни одной! Почему же возникают подобные казусы и что может предпринять в таких случаях разработчик? По нашему мнению, существуют четыре основных причины прекращения производства ИС: 1. Устаревание: Появились новые, лучшие ИС и нет смысла продолжать выпуск старых. Это целиком и полностью относится к цифровым ИС памяти (например, каждый год небольшие статические кристаллы ЗУПВ (ЗУ с произвольной выборкой) и СППЗУ (стираемые программируемые постоянные ЗУ) заменяются более компактными и быстродействующими модификациями), хотя не избежали этой участи и линейные ИС. В подобных случаях чаще всего новая модифицированная ИС совместима со старой по выводам и может быть вставлена в старый разъем. 2. ИС не пользуется спросом у покупателей: Иногда исчезают прекрасные ИС. Если проявить настойчивость, то изготовитель может дать объяснение — «не было спроса» или что-нибудь в этом роде. Этот случай можно квалифицировать так: «прекращение производства для удобства изготовителя». Мы столкнулись с серьезными трудностями, когда фирма Harris сняла с производства прекрасную схему НАЧ925, исчез великолепный счетверенный компаратор с очень высоким быстродействием и ничего не появилось ему взамен. Фирма Harris сняла также с производства схему НА2705 — бесследно исчезла еще одна замечательная ИС, самый быстродействующий микромощный ОУ. Иногда хорошую ИС снимают с производства в связи с изменениями в технологической линии, производящей подложки (увеличивается размер подложки - вместо 3 дюймов устанавливают размер 5 или 6 дюймов). Мы уже заметили, что фирма Harris особенно любит прекращать производство очень хороших и уникальных ИС; тоже самое проделывали фирмы Intersil и GE. 3. Утеряны чертежи схем: В это трудно поверить, но иногда фирмы-изготовители теряют чертежи какого-либо кристалла и по этой причине прекращают его производство. Такая история произошла с 8-каскадным делителем на КМОП-транзисторах типа SSS-4404 фирмы Solid State Systems. 4. У изготовителя нет заказов: это также относится к SSS-4404!. Если у вас есть уже разработанная плата, но нет никакой возможности достать нужную ИС, предлагаем вам следующие решения. Во-первых, можно разработать плату заново (а может быть и схему) на основе ИС, имеющихся в наличии. Это, наверное, лучший выход из положения в случае, когда вы запускаете в производство новую плату или когда уже идет производство большой партии плат. Во-вторых, можно разработать маленькую «дочернюю» плату, которая будет подключаться к пустому разъему вместо недостающей ИС и эмулировать ее работу. Хотя этот выход из положения нельзя назвать красивым, он полностью решает возникшую перед вами проблему.

* * *

К чему приводят ограничения, свойственные ОУ. Рассмотренные ограничения операционного усилителя влияют на параметры компонентов почти во всех схемах. Например, резисторы обратной связи должны быть достаточно большими, тогда они не будут существенно нагружать выход; вместе с тем, если они будут слишком большими, то входной ток смещения будет порождать ощутимые сдвиги. Кроме того, высокое сопротивление в цепи обратной связи повышает восприимчивость схемы к влиянию внешних наводок и увеличивает влияние паразитной емкости. Учитывая сказанное выше, для ОУ общего назначения обычно выбирают резисторы цепей ОС с сопротивлением от 2 до 100 кОм.

* * *

РАСПРОСТРАНЕННЫЕ ТИПЫ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ. Иногда случается так, что новый ОУ появляется как раз вовремя и удовлетворяет запросы разработчиков и по своим характеристикам, и по стоимости, и по конструктивному оформлению. К его производству приступает сразу несколько фирм, он завоевывает симпатии разработчиков и получает широкую известность. Ниже приводится перечень распространенных в наше время типов ОУ: 301 Первый удобный для использования ОУ; впервые использован «боковой транзистор р-n-р-типа; коррекция внешняя; родоначальник - фирма National Semiconductor. 741 Промышленный стандарт в течение многих лет; коррекция внутренняя; родоначальник - Fairchild. 1458 Разработан фирмой Motorola в ответ на создание ОУ типа 741; два ОУ типа 741 в миниатюрном корпусе с двухрядным расположением выводов, выводы для регулировки сдвига не предусмотрены. 308 Прецизионный ОУ фирмы National; малая потребляемая мощность, транзисторы со сверхвысоким β, гарантированный максимум дрейфа. 324 Распространенная схема счетверенных ОУ (сдвоенная схема - 358 в мини-DIP-Kopnyce с двухрядным расположением выводов). Работает с одним источником питания; фирма National. 355 Многофункциональный ОУ на биполярных и полевых транзисторах (356, 357-более высокое быстродействие); точность не хуже, чем у биполярной схемы, но быстродействие выше, а входной ток меньше; фирма National. (Фирма Fairchild сделала попытку предпринять ответный ход и разработала ОУ типа 740, который потерпел неудачу из-за плохих характеристик. Как вам понравится входной сдвиг 0,1 В?). TL081 Разработан фирмой Texas Instruments в ответ на появление серии 355; серия недорогих ОУ; интегральная схема объединяет один, два, четыре ОУ, небольшая мощность; невысокий уровень шума; используются различные типы корпусов. LF411 Разработан фирмой National; улучшенная серия на биполярных и полевых транзисторах; сдвиг и смещение небольшие, высокое быстродействие, небольшое искажение, большой выходной ток, невысокая стоимость; сдвоенная (LF 412) и микромощная (LF441/2/4) модификации.

* * *

Подобные компромиссы принимают при разработке почти всех электронных схем включая и самые простые транзисторные схемы. Например, величина тока покоя в транзисторном усилителе ограничена сверху мощностью, которую может рассеивать устройство, величиной входного тока и питающего тока, коэффициента усиления по току, а снизу — величиной тока утечки, коэффициента усиления по току и быстродействием (которое уменьшается из-за паразитной емкости и больших сопротивлений). В связи с этим, как было указано в гл. 2, величину коллекторного тока обычно выбирают в диапазоне от нескольких десятков микроампер до нескольких десятков миллиампер (побольше для мощных схем, поменьше для «микромощных»). В следующих трех главах мы рассмотрим такие проблемы более тщательно для того, чтобы вы поняли, как находят компромиссные решения.

 _{Упражнение 4.6. Нарисуйте схему инвертирующего усилителя со связями по постоянному току; его коэффициент усиления должен быть равен 100, а Rвх = 10 кОм. Предусмотрите возможность компенсации входного тока смещения и регулировки напряжения сдвига (используйте потенциометр на 10 кОм, который можно подключить к выводам 1 и 5, а его движок - к источнику питания u.). И наконец, измените схему так, чтобы выполнялось условие Zвх >= 10⁸ Ом.}

* * *

ОПЕРАЦИОННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ ТИПА 741 И ДРУГИЕ. В 1965 г. Видлар разработал первый, пригодный для использования интегральный ОУ; это был ОУ типа μΑ709 фирмы Fairchild. Он получил широкое распространение, но обладал некоторыми недостатками, в частности имел тенденцию к защелкиванию при перегрузке входа и не имел защиты против короткого замыкания на выходе. Кроме того, в этом ОУ необходимо было производить внешнюю частотную коррекцию (с помощью двух конденсаторов и резистора) и он имел очень неудобную схему регулировки нуля сдвига (для которой также требовалось иметь три внешних компонента). И наконец, дифференциальное и синфазное входное напряжение было ограничено значением 5 В. Видлар перешел из фирмы Fairchild в фирму National, где занялся разработкой ОУ типа LM301, который представлял собой улучшенный вариант ОУ с защитой против короткого замыкания и защелкивания и имел увеличенный диапазон входного напряжения, ограниченный значением 30 В. Однако Видлар не предусмотрел внутренней частотной коррекции, так как предпочел предоставить пользователю свободу в выборе средств и методов коррекции. Операционный усилитель типа 301 можно было скорректировать с помощью единственного конденсатора, но, в связи с тем что лишь один вывод был свободен, для регулировки нуля сдвига по-прежнему нужно было иметь три внешних компонента. Тем временем фирма Fairchild приготовилась к ответному ходу в связи с появлением ОУ типа 301 (теперь — это всем известный ОУ типа 741). Новый ОУ обладал всеми преимуществами схемы типа 301, но инженеры фирмы Fairchild попытались осуществить внутреннюю частотную коррекцию, в результате высвободились два вывода и упростился процесс регулировки сдвига с помощью единственного внешнего потенциометра. Так как во многих практических случаях не требуется производить регулировку сдвига (в этом Видлар оказался прав), то для ОУ типа 741 в нормальных условиях эксплуатации не нужны другие компоненты, кроме тех, которые используются в цепи ОС. Все остальное уже стало достоянием истории - ОУ типа 741 распространился с быстротой цепной реакции и превратился в стандартную схему. В настоящее время известно немало операционных усилителей типа 741; они похожи по конструкции и характеристикам, но имеют и специфические черты: входы на полевых транзисторах, сдвоенные и строенные схемы, схемы с улучшенными характеристиками, скорректированные и нескорректированные схемы и т. д. Ниже приводится краткий перечень ОУ этого типа, который можно использовать для справок и который характеризует человеческий инстинкт идти в ногу со временем (более полный перечень приведен в табл. 4.1). Одинарные схемы. 74IS быстродействующий (10 В/мкс). МС741 с низким уровнем шумов. ОР-02 прецизионный ОУ. 4132 микромощный (35 мкА). LF13741 вход на полевых транзисторах, малый входной ток. 748 нескорректированный. NE530 быстродействующий (25 В/мкс). TL081 вход на полевых транзисторах, быстродействующий (подобен LF351). LF411 вход на полевых транзисторах, быстродействующий. Счетверенные схемы. МСЧ741 четыре ОУ типа 741 (аналог — ОУ типа 348). ОР-11 прецизионный ОУ. 4136 быстродействующий (3 МГц). НАЧ605 быстродействующий (4 В/мкс). TL084 вход на полевых транзисторах, быстродействующий (подобен LF347). Сдвоенные схемы. 747 сдвоенный ОУ 741. ОР-04 прецизионный ОУ. 1458 в корпусе мини-DTP с двухрядным расположением выводов. 4558 быстродействующий (15 В/мкс). TL082 вход на полевых транзисторах, быстродействующий (подобен LF353). LF412 вход на полевых транзисторах, быстродействующий.

* * *

4.13. Микромощные и программируемые ОУ.

В системах, где в качестве источников питания используются батареи, широкое распространение получили так называемые «программируемые ОУ». Их называют так потому, что установка значений всех внутренних рабочих токов выполняется с помощью внешнего тока, подаваемого на контакт, предназначенный для программирования смещения. Внутренние токи покоя увязываются с этим током смещения с помощью токовых зеркал, которым разработчики отдают предпочтение перед внутренними источниками токов, задаваемых с помощью резисторов. В результате подобные усилители можно программировать таким образом, чтобы они работали в широком диапазоне питающих токов — обычно от нескольких микроампер до нескольких миллиампер. Такие параметры, как скорость нарастания, произведение коэффициента усиления на ширину полосы пропускания f_ср и входной ток смещения, пропорциональны программирующему току. Для систем, использующих батареи в качестве источников питания, особенно полезны программируемые ОУ, работающие с токами порядка нескольких микроампер. Более подробно мы рассмотрим разработку микромощных схем в гл. 14.

Операционный усилитель типа 4250 был первым программируемым ОУ, и до сих пор его с успехом применяют во многих системах. Он был разработан фирмой Union Carbide, а сейчас его производят и многие другие фирмы, причем выпускают не только одинарные, но также сдвоенные и строенные схемы (8022 и 8023 соответственно). Для того чтобы представить себе, какие характеристики можно получить при малых питающих токах, рассмотрим в качестве примера ОУ типа 4250, который работает с током 10 мкА. Для того чтобы получить такой ток, нужно с помощью внешнего резистора подать ток смещения, равный 1,5 мкА. Тогда f_ср будет составлять 75 кГц, скорость нарастания будет равна 0,05 В/мкс, а входной ток смещения I_см равен 3 нА. При малых рабочих токах способность усилителя к возбуждению последующих каскадов резко уменьшается, а выходное сопротивление при разомкнутой цепи ОС заметно увеличивается и в нашем случае достигает 3,5 кОм. При малых рабочих токах шумовое входное напряжение увеличивается, а шумовой входной ток уменьшается (см. гл. 7). В технических данных на ОУ типа 4250 указано, что минимальное питающее напряжение для этого усилителя должно составлять 1 В, однако в реальных схемах возможны отклонения от заданного минимума, особенно если усилитель должен обеспечивать большой размах выходного сигнала или обладать способностью к возбуждению последующего каскада.

Операционный усилитель типа 776 (или 3476) представляет собой усовершенствованный ОУ типа 4250. Он обладает лучшими выходными характеристиками при малых токах. Операционный усилитель типа 346 — это хороший программируемый ОУ, объединяющий в одном кристалле четыре усилителя. Три секции этого ОУ программируются с помощью одного входа, а четвертая — с помощью другого. В некоторых программируемых ОУ использованы обычные биполярные транзисторы, например схемы типа ОР-22, ОР-32, НА2725 и САЗ078. К программируемым ОУ на КМОП-транзисторах относятся схемы типа ICL612, TLC251, МС14573 и САЗ440. Эти схемы проявляют свои возможности при очень небольшом питающем напряжении (до 1 В для TLC251), а для выдающейся схемы типа 3440-при токах затухания до 20 нА.

Схемы типа 7612 и 251 используют видоизмененную схему обычного программируемого ОУ; программируемый вход подключается к U₊ или U_, или остается неподключенным, в зависимости от этого ток затухания будет иметь ту или иную величину (10 мкА, 100 мкА или 1 мА).

Помимо рассмотренных выше операционных усилителей существуют также непрограммируемые усилители, предназначенные для работы с небольшими токами питания и небольшими напряжениями, следовательно, их также нужно отнести к микромощным. Среди них следует выделить ОУ типа LM10, для которого полный диапазон питающего напряжения составляет 1 В (например, ± 0,5 В). Эта характеристика заслуживает особого внимания, так как напряжение U_бэ увеличивается при понижении температуры, и при температуре — 55 °C оно близко к величине 1 В, определяющей нижний предел рабочего диапазона LM10. Среди других микромощных ОУ заслуживают внимания следующие схемы (и их рабочие токи): прецизионные ОУ типа ОР-20 (40 мкА), ОР-90 (12 мкА) и LT1006 (90 мкА), недорогой ОУ типа LP324, объединяющий в одном кристалле 4 усилителя (20 мкА на каждый усилитель), ОУ на основе полевых транзисторов с p-n-переходом типа LF441/2/4 (150 мкА на каждый усилитель) и ОУ на основе полевых МОП-транзисторов типа TLC27L4 (10 мкА на каждый усилитель).

Подробный анализ работы некоторых схем на ОУ.

На работу представленных ниже схем существенно влияют присущие операционным усилителям ограничения; рассмотрим их более подробно, чем остальные схемы.

4.14. Логарифмический усилитель.

В схеме, представленной на рис. 4.35, логарифмическая зависимость напряжения U_бэ от тока I_к используется для получения выходного напряжения, пропорционального логарифму положительного входного напряжения. Благодаря потенциальному заземлению инвертирующего входа резистор R₁ преобразует напряжение U_вх в ток. Этот ток протекает через транзистор Т₁ и создает на его эмиттере потенциал, который, согласно уравнению Эберса-Молла, на величину падения напряжения U_бэ  ниже потенциала земли. Транзистор Т₂, который работает при фиксированном токе и обеспечивает корректирующее напряжение, равное по величине падению напряжения на диоде, служит для температурной компенсации.

Рис. 4.35. Логарифмический преобразователь. Транзисторы Т₁  и Т₂  образуют монолитную согласованную пару.

Источник тока (роль которого может выполнять резистор, так как потенциал точки В отличается от потенциала земли на несколько десятых долей вольта) задает входной ток, служащий для установки выходного напряжения на нуль. Второй операционный усилитель является неинвертирующим, его коэффициент усиления по напряжению должен быть равен приблизительно 16, для того чтобы напряжение на выходе изменялось в отношении — 1,0 В на декаду входного тока (напомним, что напряжение U_бэ увеличивается в отношении 60 мВ на декаду коллекторного тока).

Еще несколько деталей: если базу транзистора Т₁ соединить с его коллектором, то базовый ток будет создавать ошибку (дело в том, что ток I_к связан точной экспоненциальной зависимостью с напряжением U_бэ). В этом схеме благодаря потенциальному заземлению напряжение на базе равно напряжению на коллекторе, однако базовый ток ошибку не создает. В качестве Т₁ и Т₂ следует использовать согласованную пару транзисторов (лучше всего взять согласованную монолитную пару типа LM394 или МАТ-01). Такая схема обеспечивает точную логарифмическую зависимость выходного напряжения от входного тока в пределах семи или более декад (приблизительно от 1 нА до 10 мА) при условии, что транзисторы имеют небольшие токи утечки, а ОУ — малый входной ток смещения. Операционный усилитель типа 741, в котором ток смещения равен 80 нА, для этой схемы не подходит; для получения линейной характеристики в пределах семи декад обычно используют ОУ с полевыми транзисторами на входах, например ОУ типа 411. Кроме того, для получения хорошей характеристики при малых входных токах входной ОУ следует точно настроить на нуль сдвига. Дело в том, что при токах, близких к нижнему предельному значению, напряжение U_вх может составлять всего несколько десятков микровольт. Лучше всего применить в этой схеме источник тока на входе и вообще не использовать резистор R₁.

Конденсатор С₁ служит для частотной стабилизации при включении обратной связи, так как усиление по напряжению в контуре ОС определяет транзистор Т₁. Диод Д₁ предотвращает пробой и разрушение перехода база-эмиттер транзистора Т₁ в случае появления отрицательного напряжения на входе; это необходимо, так как транзистор Т₁ не обеспечивает цепь обратной связи при положительном выходном напряжении операционного усилителя. Обе эти проблемы можно устранить, если транзистор Т₁ включить как диод, т. е. соединить его базу с коллектором.

Температурная компенсация усиления.

Транзистор Т₂ компенсирует изменения падения напряжения U_бэ в транзисторе Т₁, связанные с изменением температуры окружающей среды, однако изменение наклона графика зависимости напряжения U_бэ от тока I_к не компенсируется. В разд. 2.10 мы установили, что зависимость «60 мВ/декада» пропорциональна абсолютной температуре. Выходное напряжение в нашей схеме иллюстрируется графиком, представленным на рис. 4.36.

Рис. 4.36.

Идеальная компенсация обеспечивается в том случае, когда входной ток равен I₀ — коллекторному току транзистора Т₂. Изменение температуры на 30 °C вызывает изменение угла наклона графика на 10 % и сопровождается появлением соответствующей ошибки в выходном напряжении. Единственный выход из положения состоит в том, чтобы заменить резистор R₂ последовательным соединением обычного резистора и резистора с положительным температурным коэффициентом. Зная температурный коэффициент резистора (например, температурный коэффициент резистора типа TG1/8 фирмы Texas Instruments равен +0,67 %/°С), можно определить сопротивление обычного резистора, который при последовательном соединении обеспечит идеальную компенсацию. Например, к только что упомянутому резистору типа TG1/8 с сопротивлением 2,7 кОм следует последовательно подключить резистор с сопротивлением 2,4 кОм.

Промышленность выпускает несколько интегральных логарифмических преобразователей. Они обладают очень хорошими характеристиками и имеют внутреннюю температурную компенсацию. Среди фирм-изготовителей назовем Analog Devices, Burr-Brown, Philbrick, Intersil и National Semiconductor.

_{Упражнение 4.7. Дополните схему логарифмического преобразователя следующими элементами: а) внешним источником входного тока; б) цепью температурной компенсации с использованием резистора типа TG1/8 (с температурным коэффициентом, равным +0,67 %/°С). Подберите компоненты таким образом, чтобы относительное изменение выходного напряжения составляло Uвых = +1 В на декаду. Предусмотрите возможность управления выходным сдвигом, которая позволяла бы при любом входном токе устанавливать нулевое значение для Uвых (путем смещения инвертирующего усилителя, а не за счет регулировки тока Io).}

4.15. Активный пиковый детектор.

Во многих практических случаях требуется определить пиковое значение входного колебания. В простейшем случае для этой цели можно использовать диод и конденсатор (рис. 4.37).

Рис. 4.37.

Наибольшее значение входного колебания заряжает конденсатор, который сохраняет заряд до тех пор, пока диод смещен в обратном направлении. Этот метод имеет серьезные недостатки. Входной импеданс является переменной величиной, и в момент пиков входного колебания он очень мал. Кроме того, из-за падения напряжения на диоде эта схема нечувствительна к пикам, меньшим 0,6 В, а для больших пиков она дает ошибку (на величину падения напряжения на диоде). Более того, падение напряжения на диоде зависит от температуры и протекающего через диод тока, а это значит, что погрешность схемы зависит от температуры окружающей среды и скорости изменения выходного напряжения; напомним, что I = C(dU/dt). Использование на входе эмиттерного повторителя позволяет избавиться только от первого из перечисленных недостатков. На рис. 4.38 показана улучшенная схема, в которой используется обратная связь.

Рис. 4.38. Пиковый детектор на основе ОУ.

Если напряжение обратной связи снимать с конденсатора, то падение напряжения на диоде не создаст никаких проблем. На рис. 4.39 представлен возможный вид выходного колебания.

Рис. 4.39.

Ограничения, присущие операционному усилителю, сказываются на этой схеме двояко: а) Конечная скорость нарастания ОУ порождает проблемы даже для относительно медленно меняющихся входных сигналов. Для большей ясности отметим, что выход ОУ попадает в отрицательное насыщение, когда вход усилителя имеет менее положительный потенциал, чем выход (постарайтесь изобразить напряжение ОУ в виде графика; не забудьте о прямом падении напряжения на диоде). Итак, выход ОУ должен стремиться к величине выходного напряжения (плюс падение напряжения на диоде) тогда, когда входной сигнал начинает превышать уровень выходного. При скорости нарастания S это можно грубо описать выражением (U_вых — U_)/S, где U_ — отрицательное напряжение питания, U_вых - выходное напряжение, б) Входной ток смещения вызывает медленный разряд конденсатора (или его заряд в зависимости от знака смещения). Это явление называют иногда «утечкой заряда» и для того, чтобы избежать его, лучше всего использовать ОУ с очень малым током смещения. По той же причине и диод следует подбирать таким образом, чтобы он имел малую утечку (например, можно использовать диод типа FJT1100, обратный ток которого не превышает 1 пА при напряжении 20 В, или «полевой диод» типа PAD-1 фирмы Siliconix или типа ID101 фирмы Intersil); выходные каскады ОУ должны иметь больший импеданс (лучше всего использовать ОУ на полевых транзисторах или ОУ со входами на полевых транзисторах, в) Максимальный выходной ток ОУ ограничивает скорость изменения напряжения на конденсаторе, иначе говоря, скорость, с которой сигнал на выходе отслеживает изменение сигнала на входе. Поэтому при выборе конденсатора приходится идти на компромисс между скоростью утечки заряда и скоростью нарастания выходного напряжения.

Пусть, например, в этой схеме использован ОУ типа 741 (такой выбор нельзя назвать удачным из-за большого тока смещения, который имеет этот усилитель), тогда конденсатор емкостью 1 мкФ будет иметь утечку заряда dU/dt = I_см/С = 0,08 В/с, а возможная скорость изменения напряжения на выходе составит всего dU/dt = I_вых/С = 0,02 В/мкс. Эта максимальная скорость значительно меньше, чем скорость нарастания ОУ, равная 0,5 В/мкс, так как она ограничена максимальным выходным током, равным 20 мА, который заряжает конденсатор емкостью 1 мкФ. Если уменьшить емкость, то можно получить большую скорость нарастания на выходе за счет большой утечки заряда. С практической точки зрения в качестве входного усилителя мощности и выходного повторителя гораздо лучше выбрать ОУ типа LF355 со входами на полевых транзисторах (ток смещения равен 30 пА, выходной ток — 20 мА) и взять конденсатор, имеющий емкость С = 0,01 мкФ. При таком сочетании компонентов утечка будет составлять всего 0,006 В/с, а скорость нарастания для схемы в целом будет равна 2 В/мкс. Еще лучше характеристики получатся, если взять ОУ на полевых транзисторах типа ОРА111 или AD549, для которых входной ток не превышает 1 пА. Характеристики схемы может ухудшить утечка самого конденсатора, даже если используются очень высококачественные конденсаторы, например полистироловые или поликарбонатные (см. разд. 7.05).

Схемные средства устранения влияния утечки диода. Очень часто разумно построенная схема помогает разрешить проблемы, создаваемые отклонениями схемных компонентов от идеальных. Такой способ преодоления трудностей, с одной стороны, доставляет удовольствие разработчику, а с другой — дает экономический эффект. Рассмотрим здесь некоторые примеры (этим вопросам посвящена гл. 7).

Допустим, нам нужен высококачественный пиковый детектор, обладающий максимальным отношением скорости нарастания на выходе схемы к спаду вершины импульса. Если в схеме пикового детектора использованы ОУ с самыми малыми входными токами (в некоторых ОУ ток смещения равен всего 0,01 пА), то спад вершины импульса будет определяться утечкой диода, так как токи утечки самых хороших диодов (см. табл. 1.1) превышают столь малые токи смещения ОУ. На рис. 4.40 показана разумно составленная схема.

Рис. 4.40.

Как и прежде, напряжение на конденсаторе повторяет входное колебание на интервале его увеличения: интегральная схема ИС₁ заряжает конденсатор через оба диода, а выходное напряжение схемы ИС₂ не оказывает на этот процесс никакого влияния. Когда значение входного напряжения становится меньше пикового, ИС₁ переходит в режим насыщения, а ИС₂ поддерживает напряжение в точке X равным напряжению на конденсаторе и полностью устраняет утечку в диоде Д₂. Небольшой ток утечки диода Д₁ протекает через резистор R₁ и создает на нем пренебрежимо малое падение напряжения. Безусловно, оба ОУ должны иметь очень малые токи смещения. Неплохо остановить свой выбор на ОУ типа ОРА111В, в котором высокая точность (U_см = 250 мкВ, максимальное значение) сочетается с небольшим входным током (1 пА, максимальное значение). Эта схема является аналогом схемы защиты, используемой для высокоомных или малосигнальных измерений. Отметим, что входные ОУ в рассмотренных схемах пиковых детекторов большую часть времени находятся в режиме отрицательного насыщения и выходят из него, только при условии, что уровень сигнала на входе превысил пиковое напряжение, сохраненное конденсатором. Однако, судя по схеме активного выпрямителя (разд. 4.10), выход из насыщения может занять существенное время (например, для схемы типа LF411 он составляет 1–2 мкс). В связи с этим может получиться так, что круг ваших интересов будет ограничен только операционными усилителями с высокой скоростью нарастания.

Сброс пикового детектора. На практике обычно желательно тем или иным способом производить сброс выхода пикового детектора. Один из способов состоит в подключении к выходу схемы резистора, благодаря которому напряжение на выходе затухает с постоянной времени RC. При этом схема «запоминает» только последние пиковые значения. Более совершенный способ состоит в подключении к конденсатору С транзисторного переключателя; выход схемы сбрасывается в нуль за счет поданного на базу короткого импульса. Как показано на рис. 4.38 к конденсатору можно подключить n-канальный полевой МОП-транзистор; в тот момент, когда потенциал затвора становится положительным, конденсатор сбрасывается в нуль.

4.16. Выборка-запоминание.

Схеме детекторного повторителя близка схема выборки-запоминания. Эти схемы широко распространены в цифровых системах, где требуется осуществлять преобразование аналоговых напряжений в цифровые значения, с которыми работает компьютер. Чаще всего производится захват и фиксация напряжения (напряжений), само же преобразование выполняется в дальнейшем. Основными компонентами схемы выборки-запоминания являются операционный усилитель и переключатель на полевом транзисторе; суть схемы поясняет рис. 4.41, а).

ИС₁ — это повторитель, предназначенный для формирования низкоомного отображения входного сигнала. Транзистор Т₁ пропускает сигнал во время «выборки» и блокирует его прохождение в момент «запоминания». Конденсатор С запоминает сигнал таким, как он был в момент выключения транзистора Т₁. ИС₂ — это повторитель с большим входным импедансом (со входами на полевых транзисторах), благодаря чему минимизируется ток через конденсатор во время «запоминания».

Величина С выбирается, исходя из компромисса: ток утечки в Т₁ и повторителе вызывает спад напряжения на конденсаторе С во время запоминания в соответствии с выражением dU/dt = I_утечки/С. В связи с этим для минимизации спада конденсатор С должен быть большим. Однако, сопротивление транзистора Т₁ во включенном состоянии образует в сочетании с конденсатором С фильтр низких частот. В связи с этим конденсатор С должен быть небольшим, тогда высокочастотные сигналы не будут искажаться. ИС₁ должна обеспечивать ток заряда конденсатора C — I = CdU/dt и должна обладать достаточной скоростью нарастания для повторения входного сигнала. На практике скорость нарастания всей схемы обычно ограничивается выходным током ИС₁ и сопротивлением транзистора Т₁ во включенном состоянии.

_{Упражнение 4.8. Допустим, что схема ИС1 дает выходной ток, равный 10 мА; С = 0,01 мкФ. При какой максимальной скорости нарастания сигнала на входе схема может в точности повторять входной сигнал? Чему равна выходная ошибка, если сопротивление транзистора Т1 во включенном состоянии составляет 50 Ом, а входной сигнал нарастает со скоростью 0,1 В/мкс? Чему равна скорость спада в состоянии «запоминания», если ток утечки транзистора Т1 и ИС2 составляет 1 нА?}

Как в схеме выборки-запоминания, так и в схеме пикового детектора ОУ управляет емкостной нагрузкой. При разработке подобных схем помните, что для них нужен ОУ, обладающий стабильностью при единичном коэффициенте усиления и емкостной нагрузке. Некоторые ОУ (например, типа LF355/6) предназначены специально для работы непосредственно на большую емкостную нагрузку (0,01 мкФ). Другие практические приемы мы обсудим в разд. 7.07 (см. рис. 7.17).

Разрабатывать схемы выборки-запоминания нет необходимости, т. к. промышленность выпускает прекрасные ИС, которые включают в себя все необходимые элементы за исключением конденсатора. Широко используется схема типа LF398 фирмы National; в недорогом корпусе с 8 выводами заключен переключатель на полевом транзисторе и два ОУ. Рис. 4.41, б), показывает, как воспользоваться этой схемой. Обратите внимание, что петля обратной связи охватывает оба ОУ.

Рис. 4.41. Схема выборки-запоминания. а — стандартная конфигурация, форма сигнала утрирована; б — интегральная схема LF398 — схема выборки-запоминания на одном кристалле.

Существует множество интегральных схем выборки-запоминания, обладающих характеристиками, лучшими, чем у LF398; например, схема типа AD585 фирмы Analog Devices включает в себя внутренний конденсатор и гарантирует максимальное время захвата 3 мкс при точности 0,01 % для сигнала в виде ступени величиной 10 В.

* * *

ДИЭЛЕКТРИЧЕСКОЕ ПОГЛОЩЕНИЕ. Конденсаторам присущи недостатки. Прежде всего это — утечка (параллельное сопротивление), последевательное сопротивление и индуктивность, ненулевой температурный коэффициент. Реже вспоминают про диэлектрическое поглощение — явление, которое очень ярко проявляет себя в следующей ситуации: возьмем большой танталовый конденсатор, заряженный до напряжения 10 В и быстро его разрядим, подключив к его выводам резистор 100 Ом. Удалим резистор и понаблюдаем за напряжением на конденсаторе с помощью вольтметра с большим импедансом. Представьте себе, что напряжение на конденсаторе будет восстанавливаться, и за несколько секунд достигнет величины примерно 1 В. Явление диэлектрического поглощения (диэлектрической памяти) недостаточно изучено, полагают, что оно связано с остаточной поляризацией диэлектрического вещества; особенно плохим в этом отношении является такой диэлектрик, как слюда с присущей ей слоистой структурой. С точки зрения схемы добавочная поляризация проявляет себя так, как если бы к выводам конденсатора подключили ряд последовательных ЯС-цепочек (рис. 4.42, а) с постоянными времени в диапазоне от ~= 100 мкс до нескольких секунд. По свойству диэлектрического поглощения диэлектрики существенно отличаются друг от друга; графики на рис. 4.42, б, отражают зависимость сохраняемого напряжения от времени для нескольких высококачественных диэлектриков после воздействия на них сигнала в виде ступени с амплитудой 10 В и длительностью 100 мкс. Диэлектрическое поглощение может порождать серьезные ошибки в интеграторах и других аналоговых схемах, которые рассчитаны на идеальные характеристики конденсаторов. Если, например, к схеме выборки-запоминания подключена схема аналого-цифрового преобразования, то диэлектрическое поглощение может привести к ужасающим результатам. В подобных случаях конденсаторы нужно выбирать как можно тщательней (с этой точки зрения наилучшим диэлектриком является тефлон), лишний раз подвергая свой выбор сомнению. В особых случаях можно прибегнуть и к компенсационным схемам, в которых влияние диэлектрического поглощения конденсатора электрически устраняют с помощью тщательно настроенных RС-цепочек. Такой подход используется в некоторых высококачественных модулях выборки-запоминания, производимых фирмой Hybrid Systems.

Рис. 4.42. Диэлектрическое поглощение в кондесаторах. а — модель, б — зафиксированные изменения для некоторых диэлектриков (по фирменной документации Hybrid Systems HS9716).

4.17. Активный ограничитель.

На рис. 4.43 показан активный ограничитель, который представляет собой один из вариантов схемы, рассмотренной в гл. 1.

Рис. 4.43.

Для показанных на схеме величин компонентов напряжение на входе, отвечающее условию U_вх < +10 В, приводит выход ОУ в состояние насыщения, и выполняется условие U_вых = U_вх. Когда напряжение U_вх превышает 10 В, диод замыкает цепь обратной связи и фиксирует на выходе значение 10 В. В этой схеме конечная скорость нарастания ОУ является причиной появления небольших искажений (выбросов) в выходном сигнале, которые возникают в тот момент, когда входное напряжение в процессе нарастания достигает значения напряжения фиксации (рис. 4.44).

Рис. 4.44.

4.18. Схема выделения модуля абсолютного значения сигнала.

Схема, показанная на рис. 4.45, позволяет получать на выходе положительное напряжение, равное абсолютной величине входного сигнала; она представляет собой двухполупериодный выпрямитель. Как обычно, операционные усилители с цепью обратной связи устраняют влияние падений напряжения на диодах, характерное для пассивного выпрямителя.

Рис. 4.45. Активный двухполупериодный выпрямитель.

_{Упражнение 4.9. Объясните, как работает схема, показанная на рис. 4.45. Подсказка: сначала на вход нужно подать положительное напряжение и посмотреть, что будет, а затем — отрицательное напряжение.}

На рис. 4.46 показана еще одна схема определения абсолютного значения. Она представляет собой сочетание вспомогательного инвертора (ИС₁) и активного ограничителя (ИС₂). При положительных уровнях входного напряжения ограничитель не влияет на работу схемы, его выход находится в насыщении, и в результате ИСХ работает как инвертор с единичным коэффициентом усиления. Таким образом, выходное напряжение по абсолютному значению равно входному. При отрицательных уровнях входного напряжения ограничитель поддерживает в точке X напряжение, равное потенциалу земли, и при этом ИС₁ работает как инвертор с единичным коэффициентом усиления. Таким образом, выходное напряжение равно абсолютной величине входного напряжения. Если ИС₂ запитывается от единственного источника положительного напряжения, то отпадают проблемы, связанные с конечной скоростью нарастания, так как напряжение на выходе ограничителя изменяется лишь в пределах падения напряжения на диоде. Отметим, что от резистора R₃ высокая точность не требуется.

Рис. 4.46.

4.19. Интеграторы.

На основе операционных усилителей можно строить почти идеальные интеграторы, на которые не распространяется ограничение U_вых << U_вх. На рис. 4.47 показана такая схема.

Рис. 4.47. Интегратор.

Входной ток U_вх/R протекает через конденсатор С. В связи с тем что инвертирующий вход имеет потенциальное заземление, выходное напряжение определяется следующим образом:

U_вх/R = — C(dU_вх/dt) или U_вых = (1/RC) U_вхdt + const.

Безусловно, входным сигналом может быть и ток, в этом случае резистор R не нужен. Представленной здесь схеме присущ один недостаток, связанный с тем, что выходное напряжение имеет тенденцию к дрейфу, обусловленному сдвигами ОУ и током смещения (обратной связи по постоянному току, которая нарушает правило 3 из разд. 4.08, здесь нет). Это нежелательное явление можно ослабить, если использовать ОУ на полевых транзисторах, отрегулировать входное напряжение сдвига ОУ и выбрать большие величины для R и С. Кроме того, на практике часто прибегают к периодическому сбросу в нуль интегратора с помощью подключенного к конденсатору переключателя (обычно на полевом транзисторе), поэтому играет роль только кратковременный дрейф. В качестве примера рассмотрим интегратор, в котором использован ОУ на полевых транзисторах типа LF411 (ток смещения составляет 25 пА), настроенный на нуль (напряжение сдвига составляет не более 0,2 мВ).

Резистор и конденсатор выбраны так: R = 10 МОм и С = 10 мкФ; для такой схемы дрейф не превышает 0,005 В за 1000 с. Если остаточный дрейф по-прежнему слишком велик для конкретного случая использования интегратора, то к конденсатору С следует подключить большой резистор R₂, который обеспечит стабильное смещение за счет обратной связи по постоянному току. Такое подключение приведет к ослаблению интегрирующих свойств на очень низкой частоте: f < 1/R₂С. На рис. 4.48 показаны интеграторы, в которых использованы переключатели для сброса на полевых транзисторах и резистор стабилизации смещения.

Рис. 4.48. Интеграторы на основе ОУ с переключателями для сброса.

В схемах такого типа может потребоваться резистор обратной связи с очень большим сопротивлением. На рис. 4.49 показан прием, с помощью которого большое эффективное значение сопротивления обратной связи создается за счет резисторов с относительно небольшими сопротивлениями.

Рис. 4.49.

Представленная цепь обратной связи работает как один резистор с сопротивлением 10 МОм в стандартной схеме инвертирующего усилителя с коэффициентом усиления по напряжению, равным — 100. Достоинство этой схемы состоит в том, что она позволяет использовать удобные сопротивления резисторов и не создает опасности из-за влияния паразитной емкости, которую всегда нужно учитывать при работе с большими резисторами. Отметим, что в схеме идеального преобразователя тока в напряжение (разд. 4.09) описанный выше прием может привести к увеличению эффективного входного напряжения сдвига.

Например, если схема, показанная на рис. 4.49, подключена к источнику с большим импедансом (скажем, на вход поступает ток от фотодиода и входной резистор опущен), то выходной сдвиг будет в 100 раз превышать U_сдв. Если в той же схеме есть резистор обратной связи величиной 10 МОм, то выходное напряжение равно U_сдв (сдвигом, обусловленным входным током, можно пренебречь).

Схемная компенсация утечки полевого транзистора. Рассмотрим интегратор с переключателем на полевом транзисторе (рис. 4.48). Ток утечки перехода сток-исток протекает через суммирующий переход даже в том случае, когда полевой транзистор находится в состоянии ВЫКЛ. Эта ошибка может быть преобладающей в интеграторе в случае использования операционного усилителя с очень малым входным током и конденсатора с небольшой утечкой. Например, превосходный «электрометрический» ОУ типа AD549 со входами на полевых транзисторах обладает входным током величиной 0,06 пА (максимум), а высококачественный металлизированный тефлоновый или полистироловый конденсатор емкостью 0,01 мкФ обладает сопротивлением утечки величиной 10⁷ МОм (минимум). При таких условиях интегратор, без учета схемы сброса, поддерживает на суммирующем переходе прямой ток величиной ниже 1 пА (для худшего случая, когда выходной сигнал составляет 10 В двойной амплитуды), что соответствует величине изменения dU/dt на выходе, равной 0,01 мВ/с. Для сравнения посмотрите, чему равна утечка такого популярного МОП-транзистора, как например 2N4351 (в режиме обогащения). При U_{ист_сток} = 10 В и U_{затв_ист} = 0 В максимальный ток утечки равен 10 нА. Иными словами, утечка полевого транзистора в 10000 раз больше, чем утечка всех остальных элементов, взятых вместе.

На рис. 4.50 показано интересное схемное решение.

Рис. 4.50.

Оба n-канальных МОП-транзистора переключаются вместе, однако транзистор Т₁ переключается тогда, когда напряжение на затворе равно нулю и +15 В, при этом в состоянии ВЫКЛ (напряжение на затворе равно нулю) утечка затвора (а также утечка перехода сток-исток) полностью исключается. В состоянии ВКЛ конденсатор, как и прежде, разряжается, но при удвоенном R_вкл. В состоянии ВЫКЛ небольшой ток утечки транзистора Т₂ через резистор R₂ стекает на землю, создавая пренебрежимо малое падение напряжения. Через суммирующий переход ток утечки не протекает, так как к истоку, стоку и, подложке транзистора Т₁ приложено одно и тоже напряжение. Сравните эту схему со схемой пикового детектора с нулевой утечкой, приведенной на рис. 4.40.

4.20. Дифференциаторы.

Дифференциаторы подобны интеграторам, в них только меняются местами резистор R и конденсатор С (рис. 4.51).

Рис. 4.51.

Инвертирующий вход ОУ заземлен, поэтому изменение входного напряжения с некоторой скоростью вызывает появление тока I = C(dU_вх/dt), а следовательно, и выходного напряжения U_вх = — RC(dU_вх/dt). Дифференциаторы имеют стабилизированное смещение, неприятности создают обычно шумы и нестабильность работы на высоких частотах, что связано с большим усилением ОУ и внутренними фазовыми сдвигами. В связи с этим следует ослаблять дифференцирующие свойства схемы на некоторой максимальной частоте. Обычно для этого используют метод, который показан на рис. 4.52.

Рис. 4.52.

Компоненты R₁ и С₂, с помощью которых создается спад, выбирают с учетом уровня шума и ширины полосы пропускания ОУ. На высоких частотах благодаря резистору R₁ и конденсатору С₂ схема начинает работать как интегратор.

Работа ОУ с одним источником питания.

Для работы операционного усилителя не требуется иметь стабилизированные источники питания +15 В. Можно использовать расщепленные источники более низкого напряжения или несимметричные источники (например, +12 В и -3 В), которые обеспечивают полный диапазон напряжения питания (U₊—U_), согласно спецификации ОУ (см. табл. 4.1). Часто подходящими оказываются нестабилизированные источники напряжения, так как благодаря отрицательной обратной связи обеспечивается высокое значение коэффициента ослабления влияния напряжения источника питания (для ОУ типа 411 типичным является значение 90 дБ). Во многих случаях бывает удобно, чтобы ОУ работал от одного источника питания, например +12 В. Это можно делать и с обычным ОУ, создав «искусственное опорное напряжение» относительно земли, если позаботиться об обеспечении минимально необходимого питания, обеспечивающего диапазоны выходного и входного синфазного напряжения. В некоторых современных операционных усилителях во входной и выходной диапазоны входит и напряжение отрицательного источника (т. е. потенциал земли при работе с одним источником питания). Для таких ОУ возможность работы с одним источником особенно заманчива благодаря простоте. Однако имейте в виду, что наиболее распространено использование расщепленных симметричных источников питания.

4.21. Смещение усилителей переменного тока, использующих один источник питания.

Для операционных усилителей общего назначения типа 411 размах напряжения на входах и на выходе обычно меньше диапазона напряжения питания (по абсолютной величине) на 1,5 В. Если вывод U_ соединить не с источником напряжения, а с землей, то ни на входе, ни на выходе напряжение не будет равно потенциалу земли. Если же создать опорное напряжение (равное, например, 0,5U₊), то с его помощью можно сместить ОУ, и он будет работать так, как требуется (рис. 4.53). Эта схема представляет собой усилитель звуковых частот с усилением 40 дБ. Опорное напряжение U_оп = 0,5U₊ обеспечивает полный размах выходного напряжения, равный приблизительно 17 В от пика до пика (около 6 В эфф.) без среза вершин сигнала. Конденсаторы на входе и выходе блокируют уровень напряжения постоянного тока, равный U_оп.

Рис. 4.53.

4.22. Операционные усилители с одним источником питания.

Существует такой класс операционных усилителей, который допускает работу с одним источником положительного напряжения питания. Это связано с тем, что входные напряжения могут изменяться вплоть до предельного отрицательного значения (обычно привязанного к потенциалу земли). В этом классе в свою очередь можно выделить два типа в зависимости от возможностей выходного каскада: в усилителях первого типа размах выходного напряжения ограничен снизу значением U_, в усилителях второго типа — двумя значениями напряжения питания:

1. Операционный усилитель типа LM324 (четыре ОУ в одной ИС)/LМЗ58 (два ОУ в одной ИС), LT1013 и TLC270. Для этих схем нижний предел диапазона входного синфазного сигнала на 0,3 В ниже, чем U_, а размах выходного напряжения ограничен снизу значением напряжения U_. Как на входах, так и на выходе предельное значение напряжения на 1,5 В меньше, чем напряжение U₊. Если требуется, чтобы входной диапазон был ограничен значением U₊, то лучше использовать ОУ типа LM301/307, ОР-41 или 355; пример использования такого типа ОУ приведен в разд. 6.24, посвященном обсуждению источников постоянного тока. Для того, чтобы понять некоторые тонкости построения таких ОУ, полезно обратиться к принципиальной схеме (рис. 4.54).

Рис. 4.54. Принципиальная схема распространенных ОУ типа 324 и 358 (фирма National Semiconductor Corp.).

Она представляет собой дифференциальный усилитель; в качестве активной нагрузки входного каскада использовано токовое зеркало, выходной каскад является двухтактным и обеспечивает ограничение выходного тока. Запомните следующие основные моменты (напряжение U_будем называть землей):

Входы: использование на входе р-n-р-структуры приводит к тому, что размах напряжения ограничен снизу значением, которое на 0,3 В ниже потенциала земли; при превышении этого предела на любом из входов состояние выхода становится непредсказуемым (например, напряжение на выходе может стать отрицательным).

Выход: транзистор Т₁₃ работает при низком выходном напряжении и может принять большой втекающий ток, однако он способен удержать выходное напряжение только на уровне падения напряжения на диоде относительно земли. Более низкие напряжения обеспечивает приемник тока на 50 мкА; это означает, что при низких уровнях выхода (близких к 0 В) нельзя использовать нагрузку, через которую в схему пойдет ток, больший 50 мкА, в противном случае напряжение на выходе не сможет приблизиться к потенциалу земли более чем на величину падения напряжения на диоде. Даже при использовании «хорошей» нагрузки (например, в виде разомкнутой цепи) приемник тока не может приблизить выходное напряжение к потенциалу земли более чем на величину напряжения насыщения (0,1 В). Если надо, чтобы выходное напряжение было в точности равно потенциалу земли, то нагрузка должна отбирать небольшой ток; это может быть, например, заземленный резистор. В последнее время к семейству операционных усилителей с одним источником питания со входами на транзисторах р-n-р-типа. добавились следующие схемы: прецизионные ОУ типа LT1006 и LT1014 (в одном корпусе один и четыре ОУ, соответственно), микромощные ОУ типа ОР-20 и ОР-90 (в обоих случаях в одном корпусе один ОУ), и LP324 (в одном корпусе четыре ОУ).

Примеры схем с этими операционными усилителями будут приведены после того, как мы рассмотрим еще один тип ОУ, работающий с одним источником питания.

2. Операционный усилитель типа LM10 (на биполярных транзисторах) или СА5130/5160 (на полевых МОП-транзисторах). В выходных каскадах этих ОУ используют комплементарные полевые транзисторы. Когда они полностью открыты, то их сопротивление, включенное между выходом и источником питания (U₊ или U_) мало. Следовательно, размах выходного напряжения ограничен значениями напряжения источников питания. Кроме того, напряжение на входах может становиться ниже напряжения U_ на 0,5 В. В отличие от ОУ типа LM10, для ОУ типа СА5130 и 5160 полный диапазон питающего напряжения может составлять не более 16 В, а диапазон входного синфазного напряжения ограничен значениями ± 8 В. В большинстве операционных усилителей на КМОП-транзисторах размах выходного напряжения ограничен значениями питающих напряжений, однако нужно иметь в виду, что существуют такие семейства ОУ, в которых размах ограничен значением одного питающего напряжения. Отметим также, что входной диапазон большинства ОУ на КМОП-транзисторах, также как ОУ на биполярных транзисторах, включает по крайней мере одно значение напряжения питания.

Например, в популярной серии интегральных схем TLC27хх фирмы TI размах входного и выходного напряжения ограничен только отрицательным значением напряжения питания, в тоже время в ОУ типа LMC660 фирмы National, в серии схем типа ICL76xx фирмы Intersil и в ОУ на КМОП-транзисторах фирмы RCA выходной размах ограничен двумя значениями напряжения питания (правда, входной диапазон синфазного сигнала ограничен только отрицательным значением напряжения питания). Особое место среди ОУ занимают КМОП-операционные усилители типа ICL612 и AD1701/2, в которых и входной, и выходной диапазоны ограничены двумя значениями напряжения питания.

Пример: фотометр с одним источником питания. На рис. 4.55 показана типичная схема, в которой удобно использовать один источник питания.

Рис. 4.55. Фотометр с одним источником питания.

Подобную схему мы уже рассматривали выше, когда знакомились с преобразователями тока в напряжение. В связи с тем, что схему солнечной батареи можно с успехом использовать в портативных приборах для измерения светового потока, а также потому, что выходное напряжение может быть только положительным, само собой напрашивается желание использовать для этой схемы один источник питания в виде электрической батарейки. Резистор R₁ устанавливает размах выходного напряжения равным 5 В при входном фототоке величиной 0,5 мкА. В этой схеме нет необходимости регулировки напряжения смещения, так как неотрегулированное смещение величиной 10 мВ соответствует пренебрежимо малому показанию фотометра, величиной 0,2 % полного размаха шкалы. Интегральная схема типа TLC251 представляет собой недорогой микромощный (питающий ток равен 10 мкА) ОУ на КМОП-транзисторах, в котором размах входного и выходного напряжения ограничен отрицательным значением напряжения питания. Благодаря небольшому входному току (типичное значение — 1 пА при комнатной температуре), эта схема подходит для приложений, подобных описанному здесь, в которых используется слабый ток. Отметим, что при использовании биполярного ОУ схема будет лучше работать при низких уровнях света, если фотодиод подключить так, как показано на рис. 4.94, л.

Если вы имеете дело с операционными усилителями с одним источником питания, будьте внимательны к заявлениям о выходном размахе, ограниченном отрицательным значением напряжения питания (потенциалом земли). На самом деле существуют четыре типа выходных каскадов, выходной размах которых ограничен потенциалом земли, но все они обладают разными свойствами (рис. 4.56): (а) операционные усилители с КМОП-транзисторами на выходе на самом деле обеспечивают размах, ограниченный значениями питающих напряжений; такой каскад может дотянуть выходное напряжение до потенциала земли, даже если схема отбирает небольшой ток. В качестве примера назовем схемы типа ICL76xx, LMC660 и СА5160. (б) Аналогично ведут Обратная связь и операционные усилители 243 себя операционные усилители с транзистором с общим эмиттером n-р-n-типа, на который подан потенциал земли, т. е. выходное напряжение ограничено потенциалом земли, даже если отбирается ток. Примерами служат схемы типа LMIO, СА5422 и LT1013/14. Оба типа выходных каскадов могут, конечно, работать на разомкнутую схему или на нагрузку, которая отбирает ток на землю. (в) В некоторых ОУ, таких как 358 или 324, используется подключенный к «земле» повторитель р-n-р-типа, (размах которого ограничен потенциалом земли в пределах нескольких падений напряжения на диоде), соединенный параллельно со схемой на транзисторах n-р-n-типа, потребляющей ток (отбирающей ток на землю). В схеме типа 358 внутренний потребляемый ток установлен равным 50 мкА. В этой схеме размах выходного напряжения ограничен точно потенциалом земли при условии, что отбираемый из нагрузки ток не превышает 50 мкА. Если же нагрузка порождает больший ток, то выходной размах ограничен потенциалом земли в пределах падения напряжения на диоде.

Рис. 4.56. Выходные каскады, используемые в ОУ с одним источником питания.

Как и прежде, выходная схема этого типа успешно работает источником тока на заземленную нагрузку (как в примере с фотометром). (г) И наконец, в некоторых ОУ с одним источником питания (например, типа ОР-90) используется подключенный к «земле» повторитель р-n-р-типа без параллельного потребителя тока. Такой выходной каскад может иметь размах, ограниченный потенциалом земли только в том случае, если нагрузка «помогает», потребляя ток, т. е. подключена к земле. Если вы захотите использовать такой ОУ с нагрузкой, которая представляет собой источник тока, вам придется включить в схему внешний резистор, связанный с «землей» (рис. 4.57).

Рис. 4.57. Подключение нагрузки к ОУ с одним источником питания. Для всех вариантов схем с одним источником питания (а-г) размах выходного напряжения ограничен потенциалом земли, при условии, что схема является источником тока. Для некоторых вариантов схем (а и б) размах выходного напряжения ограничен потенциалом, близким к потенциалу земли, при этом схемы потребляют ток средней или значительной величины; схема в может потреблять ток величиной до 50 мкА, а для схемы г требуется нагрузочный резистор, соединенный с землей, тогда схема будет работать с напряжением, близким к потенциалу земли.

Предостережение: было бы неправильно считать, что выходной размах любого ОУ можно ограничить отрицательным значением напряжения питания, если подключить внешний потребитель тока. В большинстве случаев схема, управляющая выходным каскадом не допускает этого. Внимательно изучайте документацию на схему!

Пример: усилитель постоянного тока с одним источником питания. На рис. 4.58 показан типичный неинвертирующий усилитель с одним источником питания, предназначенный для усиления входного сигнала положительной полярности.

Рис. 4.58. Усилитель постоянного тока с одним источником питания.

Входное, выходное напряжение и положительное напряжение питания измеряются относительно потенциала земли, которая служит в качестве отрицательного напряжения питания для ОУ. Выходной «спускающий» резистор может потребоваться только в усилителях, отнесенных нами к первому типу, для обеспечения размаха, ограниченного потенциалом «земли»; эту функцию может выполнить цепь обратной связи или сама нагрузка. Важный момент: запомните, что выходное напряжение не может быть отрицательным; следовательно, этот усилитель нельзя использовать, скажем, для звуковых радиосигналов переменного тока. Операционные усилители с одним источником питания незаменимы в оборудовании, использующем питание от батареек. К этой теме мы еще обратимся в гл. 14.

Компараторы и триггер Шмитта.

Очень часто бывает нужно установить, какой из двух сигналов больше, или определить, когда сигнал достигнет заданного значения. Например, при генерации треугольных колебаний через конденсатор пропускают положительный или отрицательный ток, полярность тока изменяют в тот момент, когда амплитуда достигает заданного пикового значения.

Другим примером служит цифровой вольтметр. Для того чтобы преобразовать напряжение в код, на один из входов компаратора подают неизвестное напряжение, а на другой — линейно-нарастающее напряжение (конденсатор + источник тока). Цифровой счетчик подсчитывает периоды генератора, пока линейно-нарастающее напряжение меньше, чем неизвестное; в момент равенства амплитуд производится считывание результата, полученного на счетчике. Результат пропорционален входному напряжению. Такое преобразование называют интегрированием с одним углом наклона; в более сложных приборах используют интегрирование с двумя углами наклона (см. разд. 9.21).

4.23. Компараторы.

Простейшим компаратором является дифференциальный усилитель с большим коэффициентом усиления, построенный на основе транзисторов или операционных усилителей (рис. 4.59).

Рис. 4.59.

В зависимости от знака разности входных напряжений операционный усилитель оказывается в положительном или отрицательном насыщении. Коэффициент усиления по напряжению обычно превышает 100 000, поэтому, для того чтобы выход усилителя не насыщался, напряжение на входах должно быть равно долям милливольта. Хотя в качестве компаратора можно использовать (а часто и используют) обычный операционный усилитель, промышленность выпускает специальные интегральные схемы, предназначенные для использования в качестве компараторов. К ним относятся, например, интегральные схемы типа LM306, LM311, LM393, NE527 и TLC372. Эти кристаллы обладают очень высоким быстродействием и даже не принадлежат к семейству операционных усилителей. Например, для схемы типа NE521 скорость нарастания составляет несколько тысяч вольт в 1 мкс. Для компараторов обычно не используют термин «скорость нарастания», вместо этого говорят о задержке распространения относительно сигнала, заданного на вход.

Выходные каскады компараторов обычно обладают большей гибкостью в применениях, чем выходные каскады операционных усилителей. В обычном ОУ используют двухтактный выходной каскад, который обеспечивает размах напряжения в пределах между значениями напряжения питания (например, ± 13 В для ОУ типа 741, работающего от источников ± 15 В); в выходном каскаде компаратора эмиттер, как правило, бывает заземлен и выход снимается с «открытого коллектора». С помощью внешнего резистора «притяжения» (это название просто заимствовано из другой области), подключенного к источнику напряжения, можно сделать так, чтобы сигнал на выходе изменялся в пределах, скажем, от +15 В до потенциала земли. В дальнейшем вы увидите, что для логических схем точно определяются значения напряжений сигналов, с которыми они должны работать; описанная схема подошла бы для управления логическими схемами типа ТТЛ, получившими широкое распространение в цифровой электронике. Такая схема изображена на рис. 4.60.

Рис. 4.60.

Напряжение на выходе переключается с уровня +5 В на уровень потенциала земли, когда напряжение на входе становится отрицательным. Эта схема представляет собой пример использования компаратора для аналого-цифрового преобразования. Это первый для нас пример схемы с открытым коллектором; прочитав гл. 8-11, вы увидите, что такую конфигурацию очень часто используют в логических схемах. При желании можно представить, что внешний «притягивающий» резистор дополняет внутреннюю схему компаратора и выступает в качестве коллекторной нагрузки для выходного транзистора n-р-n-типа. В связи с тем что выходной транзистор работает как насыщенный или разомкнутый переключатель, строгих требований к величине сопротивления резистора не предъявляют — обычно сопротивление выбирают в диапазоне от нескольких сотен до нескольких тысяч ом; небольшие величины сопротивления обеспечивают большую скорость переключения и повышают помехоустойчивость, правда за счет увеличения рассеиваемой мощности. Между прочим, несмотря на то что компараторы очень похожи на операционные усилители, в них никогда не используют отрицательную обратную связь, так как она понижает стабильность работы этих устройств (см. разд. 4.32-4.34). В то же время положительную обратную связь используют часто, вы убедитесь в этом, прочитав следующий раздел.

Некоторые пояснения по компараторам. Запомните: а) в связи с тем что в схеме нет отрицательной обратной связи, она не подчиняется правилу I; напряжения на входах неодинаковы; б) отсутствие отрицательной обратной связи приводит к тому, что входной импеданс (импеданс для дифференциального сигнала) не стремится принять высокое значение, характерное для операционного усилителя. В результате при срабатывании переключателя наблюдается изменение нагрузки и изменение (небольшое) входного тока; если импеданс управляющей схемы очень велик, то могут возникнуть весьма странные явления; в) в некоторых компараторах размах дифференциального входного сигнала ограничен и составляет иногда всего ± 5 В. Внимательно изучайте спецификации на интегральные схемы! Свойства некоторых распространенных компараторов приведены в табл. 9.3 и обсуждаются в разд. 9.7.

4.24. Триггер Шмитта.

Простейшая схема компаратора, представленная на рис. 4.60, имеет два недостатка. При медленно изменяющемся входном сигнале напряжение на выходе также может изменяться достаточно медленно. Более того, если во входном сигнале присутствует шум, то на выходе может происходить дребезг в те моменты, когда напряжение на входе проходит через точку переключения (рис. 4.61).

Рис. 4.61.

Оба недостатка позволяет устранить положительная обратная связь (рис. 4.62).

Рис. 4.62.

Резистор R₃ создает в схеме два порога срабатывания в зависимости от состояния выхода. Для приведенного примера нижний порог срабатывания определяется уровнем 4,76 В при условии, что напряжение на выходе равно потенциалу земли (высокий уровень на входе); когда напряжение на выходе равно +5 В, то порог определяется уровнем 5,0 В. Вероятность того, что шумовой сигнал на входе вызовет многократные переключения выхода, в данном случае меньше (рис. 4.63).

Рис. 4.63.

Кроме того, положительная обратная связь обеспечивает быстрое переключение выхода независимо от скорости изменения входного колебания. (Для того чтобы еще больше увеличить скорость переключения, к резистору R₃ часто подключают небольшой ускоряющий конденсатор емкостью 10-100 пФ.) Эта схема и называется триггером Шмитта. (При использовании операционного усилителя «притягивающий» резистор был бы не нужен.) Состояние выхода зависит как от входного напряжения, так и от недавней предыстории — это так называемый эффект гистерезиса. Его иллюстрирует представленный на рис. 4.64 график зависимости выходного напряжения от входного.

Рис. 4.64.

Для триггеров Шмитта с небольшим гистерезисом процедура разработки проста. Воспользуемся схемой, приведенной на рис. 4.62, б. Сначала выберем резистивный делитель (R₁R₂), чтобы приблизительно установить правильное пороговое напряжение; если вы хотите, чтобы пороговое напряжение было близко к потенциалу земли, нужно воспользоваться одним резистором, который включен между неинвертирующим входом и землей. Далее, выберем резистор (положительной) обратной связи R₃, который обеспечит требуемый гистерезис. Напомним, что гистерезис равен выходному размаху, ослабленному резистивным делителем, образованным резисторами R₃ и R₁||R₂. И наконец, выберем выходной «притягивающий» резистор R₄, достаточно небольшой величины для обеспечения полного размаха в пределах питающего напряжения, принимая во внимание нагружающий эффект резистора R₃. Если вы хотите, чтобы пороговые напряжения были симметричны относительно потенциала земли, включите между неинвертирующим входом и источником отрицательного напряжения питания резистор смещения соответствующей величины. Резисторы можно подобрать так, чтобы выходной ток и импеданс находились в пределах требуемого диапазона.

Дискретная транзисторная схема триггера Шмитта. Для построения схемы триггера Шмитта можно также использовать обычные транзисторы (рис. 4.65).

Рис. 4.65.

Транзисторы T₁ и Т₂ имеют общий эмиттерный резистор. Важно, чтобы коллекторный резистор транзистора T₁ был больше, чем коллекторный резистор Т₂. При выполнении этого условия пороговый уровень включения транзистора T₁, который превышает напряжение на эмиттере на величину падения напряжения на диоде, уменьшается при включении транзистора T₁, так как эмиттерный ток больше, если проводит транзистор Т₂. Здесь, как и в рассмотренной выше интегральной схеме триггера Шмитта, наблюдается эффект гистерезиса для порогового напряжения триггера.

_{Упражнение 4.10. Разработайте триггер Шмитта на основе компаратора типа 311 (с открытым коллектором). Пороговые уровни должны быть равны +1,0 В и +1,5 В. К источнику напряжения +5 В подключите «притягивающий» резистор с сопротивлением 1,0 кОм. Для компаратора типа 311 используйте источники питания с напряжением +15 В.}

Обратная связь и усилители с конечным усилением.

В разд. 4.12 мы упомянули, что конечный коэффициент усиления операционного усилителя при разомкнутой цепи обратной связи ограничивает его возможности при использовании в схеме с обратной связью. В частности, коэффициент усиления при замкнутой цепи обратной связи никогда не может стать больше, чем коэффициент усиления при разомкнутой цепи обратной связи, а по мере того как величина коэффициента усиления при разомкнутой цепи обратной связи приближается к величине коэффициента усиления при замкнутой цепи обратной связи, усилитель все дальше отходит по своим характеристикам от идеального.

В этом разделе мы оценим количественные отклонения, и вы сможете заранее определять характеристики усилителя с обратной связью, состоящего из реальных (а не идеальных) компонентов. Это будет полезно и при разработке усилителей с обратной связью на основе только дискретных компонентов (транзисторов); для дискретных усилителей коэффициент усиления при разомкнутой цепи обратной связи обычно намного меньше, чем для операционного усилителя. Их выходной импеданс, например отличен от нуля. Однако если вы будете хорошо разбираться в принципах обратной связи, то это поможет вам получить требуемые характеристики в любой схеме.

4.25. Уравнение для коэффициента усиления.

Рассмотрим усилитель, обладающий конечным коэффициентом усиления и охваченный петлей обратной связи, образующей неинвертирующий усилитель (рис. 4.66).

Рис. 4.66.

Коэффициент усиления усилителя при разомкнутой цепи обратной связи равен А, а благодаря обратной связи из входного напряжения вычитается часть выходного (BU_вых). В дальнейшем мы обобщим полученные результаты и распространим их и на токи, и на напряжения. Итак, на усилительный блок поступает напряжение, равное U_вх — BU_вых. Выходное напряжение больше входного в А раз: A(U_вх — BU_вых) = U_вых. Или U_вых = [А/(1 + АВ)]U_вх, и коэффициент усиления по напряжению при замкнутой цепи обратной связи U_вых/U_вх равен.

K = А/(1 + АВ).

Принята следующая терминология: К — коэффициент усиления при замкнутой цепи обратной связи, A — коэффициент усиления при разомкнутой цепи обратной связи, АВ — коэффициент передачи в петле обратной связи (петлевое усиление), 1 + АВ — глубина обратной связи для дифференциального сигнала, или коэффициент грубости схемы. Цепь обратной связи называют иногда β-цепью (что не имеет никакого отношения к коэффициенту β, т. е. h_21Э, транзистора).

4.26. Влияние обратной связи на работу усилителей.

Рассмотрим, как влияет обратная связь на работу схемы. Действие обратной связи проявляется прежде всего в том, что можно заранее оценить усиление схемы и уменьшить искажения, а также в том, что изменяются входной и выходной импедансы.

Предварительная оценка усиления. Коэффициент усиления по напряжению равен А/(1 + АВ). Если считать величину коэффициента А бесконечно большой, то получим К = 1/В. Этот результат мы получили раньше, когда рассматривали неинвертирующий усилитель, в котором сигнал обратной связи подавался на инвертирующий вход с помощью делителя напряжения, подключенного к выходу (рис. 4.69).

Коэффициент усиления по напряжению при замкнутой цепи обратной связи представляет собой величину, обратную коэффициенту передачи делителя напряжения. В том случае когда коэффициент А ограничен, обратная связь все равно уменьшает влияние изменений А (происходящих под воздействием частоты, температуры, величины сигнала и т. п.). Допустим, например, что зависимость коэффициента А от частоты можно представить в виде графика, показанного на рис. 4.67.

Рис. 4.67.

Усилитель с такой характеристикой, без всякого сомнения, можно отнести к числу плохих (коэффициент усиления изменяется в 10 раз). Представим, что мы ввели обратную связь и В = 0,1 (подойдет простой делитель напряжения). Коэффициент усиления при замкнутой цепи обратной связи изменяется от 1000/[1 + (1000·0,1)] или 9,9 до 10 000/[1 + (10 000·0,1)], или 9,99. В том же диапазоне частот изменение коэффициента усиления составляет всего 1 %. Если пользоваться терминологией, принятой в технике звуковых частот, то неравномерность характеристики усилителя без обратной связи в полосе частот составляет +10 дБ, а при наличии обратной связи неравномерность характеристики составляет всего ± 0,04 дБ. Если включить последовательно три таких каскада, то коэффициент усиления вновь будет равен 1000, а неравномерность остается почти такой же малой, как у одного каскада с обратной связью. Подобная задача (а именно необходимость получения плоской характеристики телефонного усилителя) привела к изобретению отрицательной обратной связи. Изобретатель Гарольд Блэк писал (журнал Electrical Engineering, 53, 114 (1934)): «Установлено, что если взять усилитель, коэффициент усиления которого больше, чем нужно, скажем на 40 дБ (10 000-кратный запас по мощности), а затем подключить к нему цепь обратной связи таким образом, чтобы погасить избыточное усиление, то оказывается, что постоянство усиления заметно улучшается, а линейность увеличивается».

Если взять производную от G по А (dG/dA), то нетрудно показать, что уменьшение относительных изменений коэффициента усиления при замыкании петли обратной связи определяется величиной коэффициента грубости: ΔК/К = [1/(1 + АВ)]ΔА/А. Следовательно, для получения хорошей характеристики необходимо, чтобы коэффициент петлевого усиления АВ был значительно больше единицы. Это равносильно условию, согласно которому коэффициент усиления при разомкнутой петле обратной связи должен быть намного больше, чем коэффициент усиления при замкнутой петле обратной связи.

Увеличение стабильности сопровождается уменьшением нелинейности, которая определяется изменениями коэффициента усиления в зависимости от уровня сигнала.

Входной импеданс. При построении схемы с обратной связью из входного напряжения или тока вычитается некоторая часть, пропорциональная выходу (такую обратную связь называют соответственно последовательной или параллельной обратной связью). Например, в неинвертирующем ОУ часть выходного напряжения вычитается из дифференциального напряжения, действующего на входе, а в инвертирующем происходит вычитание части входного тока. В этих двух случаях обратная связь противоположным образом влияет на входной импеданс.

Обратная связь со сложением напряжения увеличивает входной импеданс при замкнутой петле обратной связи в (1 + АВ) раз (по сравнению с разомкнутой схемой), в то же время обратная связь со сложением тока уменьшает его во столько же раз. При стремлении коэффициента передачи петли обратной связи к бесконечности входной импеданс (со стороны входа усилителя) стремится к бесконечности или к нулю соответственно. Это и понятно, так как обратная связь со сложением напряжения стремится вычесть из входного такой сигнал, что в результате падение напряжения на входном сопротивлении усилителя будет меньше в АВ раз; это своего рода следящая связь. Обратная связь со сложением тока уменьшает сигнал на входе усилителя, подавляя его током, текущим по цепи обратной связи.

Посмотрим, как обратная связь меняет действующее значение входного импеданса на примере обратной связи со сложением напряжений. Аналогичные рассуждения вы можете провести и для второго случая. Используем модель ОУ с конечным входным сопротивлением (рис. 4.68).

Рис. 4.68.

Входное напряжение U_вх уменьшается на величину ВU_вых, и на выходах усилителя действует дифференциальное напряжение U_диф = U_вх  — ВU_вых. Входной ток при этом равен.

Отсюда действующее значение входного сопротивления равно.

R'_вх = U_вх/I_вх = (1 + AB)R_вх.

Классическая схема неинвертирующего ОУ с обратной связью имеет точно такой вид, как показано на рис. 4.69.

Рис. 4.69.

Для этой схемы В = R₁/(R₁ + R₂), коэффициент усиления по напряжению определяется выражением Κ_U = 1 + R₂/R₁, для идеального случая коэффициент усиления по напряжению при разомкнутой цепи обратной связи А равен бесконечности и входной импеданс также равен бесконечности. Для конечного коэффициента передачи в петле обратной связи справедливы выражения, полученные выше.

Схема инвертирующего ОУ отличается от схемы неинвертирующего ОУ и анализировать ее следует отдельно. Лучше всего рассматривать ее как сочетание входного резистора, управляющего схемой с обратной связью со сложением тока (рис. 4.70).

Рис. 4.70.Входной и выходной импедансы усилителя с передаточным сопротивлением, Z_вх = R₂/(1 + k), Z_вых = Ζ_{(без ОС)}/(1 + А) (а); инвертирующего усилителя, Z_вх = R₁ + R₂/(1 + А), Z_вых = Ζ_{(без ОС)}/(1 + АВ), В = R₁/(R₁ + R₂).

В случае обратной связи со сложением тока (параллельной) на входе усилителя (инвертирующем) суммируются ток из цепи обратной связи и входной ток (такой усилитель является фактически усилителем с передаточным сопротивлением; он преобразует входной ток в выходное напряжение). Обратная связь уменьшает импеданс со стороны «суммирующего входа» R₂ в (1 + А) раз (попробуйте это доказать). При очень больших значениях коэффициента передачи в петле обратной связи (например, в ОУ) входной импеданс уменьшается до долей ома, что является хорошей характеристикой для усилителей с токовым входом. В качестве примеров можно привести усилитель фотометра (разд. 4.22) и логарифмический преобразователь (разд. 4.14).

Классический инвертирующий ОУ, показанный на рисунке, представляет собой сочетание усилителя с параллельной обратной связью и резистора, подключенного последовательно ко входу. Входной импеданс в этом случае равен сумме сопротивления R₁ и импеданса со стороны суммирующей точки. Для петли с высоким коэффициентом усиления R_вх и R₁ приблизительно равны между собой.

Очень кстати сейчас в качестве упражнения вывести выражение для коэффициента усиления по напряжению для инвертирующего усилителя с конечным усилением в петле обратной связи. Выражение имеет вид.

Q = — A(1 — B)/(1 + AB)

Где В определяется как и раньше, а именно В = R₁/(R₁ + R₂). Для предельного значения коэффициента усиления А при разомкнутой цепи обратной связи, G = — 1/В + 1 (т. е. G = — R₂/ R₁).

_{Упражнение 4.11. Выведите предыдущие выражения для входного импеданса и коэффициента усиления инвертирующего усилителя.}

Выходной импеданс. Обратим теперь внимание на то, что цепь обратной связи передает с выхода на вход сигнал, пропорциональный либо выходному напряжению, либо току нагрузки. В первом случае выходной импеданс при замыкании обратной связи уменьшается в (1 + АВ) раз, а во втором - во столько же раз увеличивается. Рассмотрим это явление на примере напряжения. Начнем с модели, представленной на рис. 4.71.

Рис. 4.71.

На этой схеме выходной импеданс показан в явном виде. Для упрощения вычислений воспользуемся следующим приемом: замкнем вход накоротко и положим, что выходное напряжение равно U; определив выходной ток I, найдем выходной импеданс R'_вых = U/I. Напряжение U на выходе создает на входе усилителя падение напряжения, равное — B/U, которое в свою очередь создает во внутреннем генераторе усилителя напряжение — ABU. Выходной ток при этом равен.

Следовательно, действующий выходной импеданс определяется выражением.

R'_вых = U/I = R_вых/(1 + AB)

Если используется обратная связь по току, т. е. сигнал обратной связи пропорционален току в нагрузке, то выражение для выходного импеданса принимает вид.

R'_вых = R_вых(1 + AB)

Можно использовать несколько цепей обратной связи как по току, так и по напряжению. В общем случае выходной импеданс определяется формулой Блэкмана:

R'_вых = R_вых[1+ (AB)_к.з./1 + (AB)_х.х.]

Где (AB)_к.з. - коэффициент передачи цепи обратной связи при коротком замыкании выхода; (AB)_х.х. — коэффициент передачи цепи обратной связи при обрыве цепи нагрузки (на холостом ходу). Таким образом, с помощью обратной связи можно получить нужный выходной импеданс. Это выражение есть обобщение полученных выше результатов для произвольной комбинации обратных связей по току и по напряжению.

Цепь ОС и нагрузка усилителя. Выполняя расчеты для схем с обратной связью, обычно предполагают, что β-цепь не нагружает выход усилителя. В противном случае это следует учесть при расчете коэффициента усиления при разомкнутой петле обратной связи. Точно так же, если подключение β-цепи на входе усилителя влияет на величину коэффициента усиления без обратной связи (обратная связь устранена, но подключение выполнено), следует использовать модифицированный коэффициент усиления разомкнутой петли обратной связи. И наконец, обычно предполагается, что β-цепь является направленной, т. е. она не передает сигнал со входа на выход.

4.27. Два примера транзисторных усилителей с обратной связью.

Рассмотрим показанный на рис. 4.72 транзисторный усилитель с отрицательной обратной связью.

Рис. 4.72. Транзисторный усилитель мощности с отрицательной обратной связью.

Описание схемы. На первый взгляд она может показаться сложной, на самом деле в ней нет хитростей и проанализировать ее достаточно легко. Транзисторы Т₁ и Т₂ образуют дифференциальную пару, а дополнительное усиление ее выходного сигнала обеспечивает усилитель с общим эмиттером на Т₃. Резистор R₆ — это резистор коллекторной нагрузки Т₃, а двухтактный каскад на транзисторах Т₄ и Т₅ представляет собой выходной эмиттерный повторитель. Выходное напряжение поступает в цепь ОС, которая состоит из делителя напряжения, образованного резисторами R₄ и R₅ и конденсатором С₂, благодаря которому коэффициент усиления схемы с ОС по постоянному току уменьшается до единицы (для стабилизации режима по постоянному току). Резистор R₃ определяет ток смещения в дифференциальной паре; наличие петли обратной связи, охватывающей схему, гарантирует, что выходное напряжение покоя равно потенциалу земли, а потому оказывается, что ток покоя Т₃ составляет 10 мА (падение напряжения на R₆  приблизительно равно U_ЭЭ). Как уже было показано в разд. 2.14, диоды смещают двухтактный каскад в состояние проводимости, при этом падение напряжения на последовательном соединении резисторов R₇ и R₈ равно падению напряжения на диоде, т. е. ток покоя выходного повторителя равен 60 мА. Это усилитель класса АВ, в котором за счет потери мощности в 1 Вт, рассеиваемой каждым выходным транзистором, уменьшаются переходные искажения.

С точки зрения рассмотренных ранее схем необычным в этой схеме является только то, что коллекторное напряжение покоя транзистора Т₁ меньше напряжения питания U_KK всего на величину падения напряжения на диоде. Оно должно быть таким для того, чтобы транзистор Т₃ находился в режиме проводимости, а поддерживает это состояние цепь обратной связи. Если, например, коллекторное напряжение транзистора Т₁ приблизилось бы к потенциалу земли, то транзистор Т₃ начал бы проводить большой ток, при этом увеличилось бы выходное напряжение, а это в свою очередь привело бы к тому, что через транзистор Т₂ тоже стал бы протекать большой ток, что вызвало бы уменьшение коллекторного тока в транзисторе Т₁ и восстановило бы нарушенный статус-кво. Резистор R₂ подобран таким образом, чтобы ток покоя транзистора Т₁ создавал на нем падение напряжения, равное падению напряжения на диоде, тогда в точке покоя коллекторные токи в дифференциальной паре будут приблизительно равны между собой. В этой транзисторной схеме входным током смещения пренебречь нельзя (он равен 4 мкА) — на входных резисторах, имеющих сопротивление 100 кОм, он создает падение напряжения, равное 0,4 В. В подобных схемах транзисторных усилителей входные токи значительно больше, чем в операционных усилителях, поэтому особенно важно, чтобы сопротивления по постоянному току со стороны входов были равны (очевидно, что лучше было бы использовать здесь на входе составной транзистор Дарлингтона).

Анализ схемы. Рассмотрим приведенную схему подробно и определим коэффициент усиления, входной и выходной импедансы и величину нелинейных искажений. Для того чтобы можно было оценить влияние обратной связи, определим эти параметры при разомкнутой и замкнутой цепи обратной связи (учитывая, что при разомкнутой цепи обратной связи смещение практически бесполезно). Для того чтобы оценить влияние обратной связи на линейность, определим коэффициент усиления при напряжениях на выходе, равных +10 В, — 10 В, и напряжении, соответствующем точке покоя (0 В).

Цепь ОС разомкнута. Входной импеданс. Разорвем цепь обратной связи в точке X и заземлим правый конец резистора R₄. Для входного сигнала сопротивление определяется параллельным соединением сопротивления 100 кОм и сопротивления со стороны базы. Последнее состоит из увеличенных в h_21Э раз собственного эмиттерного сопротивления Т₁ плюс сопротивление со стороны эмиттера Т₂, при определении которого надо учесть, что к базе транзистора Т₂ подключена цепь обратной связи. Если h_21Э ~= 250, то Z_вх ~ = 250[(2·25) + (3,ЗкОм/250)], т. е. Z_вх ~ = 16 кОм.

Выходной импеданс. В связи с тем что сопротивление коллектора транзистора Т₃ велико, можно считать, что на выходные транзисторы работает источник с сопротивлением 1,5 кОм (R₆). Выходной импеданс составляет приблизительно 15 Ом (h_21Э ~= 100) плюс эмиттерное сопротивление, равное 5 Ом, итого 20 Ом. Собственным эмиттерным сопротивлением величиной 0,4 Ом можно пренебречь.

Коэффициент усиления. Сопротивление нагрузки дифференциального каскада определяется параллельным соединением R₂ и базового сопротивления транзистора Т₃. В связи с тем что ток покоя транзистора Т₃ составляет 10 мА, его собственное эмиттерное сопротивление равно 2,5 Ом, а входное сопротивление со стороны базы — 250 Ом (h_21Э ~= 100). Следовательно, коэффициент усиления дифференциальной пары равен 250 ||620 Ом/2·25 Ом ~= 3,5. Коэффициент усиления по напряжению второго каскада, на транзисторе Т₃, равен 1,5 кОм/2,5 Ом = 600. Полный коэффициент усиления по напряжению в точке покоя равен 3,5·600 = 2100. Коэффициент усиления Т₃ зависит от величины коллекторного тока, и поэтому он существенно изменяется при изменении сигнала от пика до пика - в этом проявляется нелинейность схемы. В следующем разделе приводятся значения коэффициента усиления для трех значений выходного напряжения.

Цепь ОС замкнута. Входной импеданс. В схеме использована последовательная обратная связь, поэтому входной импеданс увеличивается в (1 + коэффициент передачи петли ОС) раз. Цепь обратной связи представляет собой делитель напряжения с отношением плеч В = 1/30 на частотах сигнала, следовательно, коэффициент усиления в петле обратной связи равен АВ = 70. Следовательно, входной импеданс определяется параллельным соединением сопротивления 70·16 кОм и резистора смещения сопротивлением 100 кОм, т. е. приблизительно 92 кОм. Можно считать, что входной импеданс определяется резистором смещения.

Выходной импеданс. В связи с тем что часть выходного напряжения передается на вход, выходной импеданс уменьшается в (1 + коэффициент усиления петли ОС) раз. Следовательно, выходной импеданс равен 0,3 Ом. Отметим, что это импеданс для малого сигнала. Не следует думать, что полный размах выходного напряжения можно получить на нагрузке с сопротивлением, например 1 Ом. Эмиттерный резистор сопротивлением 5 Ом, присутствующий в выходном каскаде, ограничивает размах большого сигнала. Например, на нагрузке с сопротивлением 4 Ом можно получить размах, равный приблизительно 10 В (от пика до пика).

Коэффициент усиления. Коэффициент усиления равен А/(1 + АВ). В точке покоя он принимает значение 30,84, при этом используется точное значение для В. Для иллюстрации стабильности усиления, обусловленной отрицательной обратной связью, ниже приведены значения полного коэффициента усиления по напряжению для схемы при наличии и в отсутствие обратной связи для трех значений выходного напряжения. Очевидно, что отрицательная обратная связь существенно улучшает характеристики усилителя, но справедливости ради следует отметить, что схему можно было бы разработать и так, чтобы ее характеристики при разомкнутой петле обратной связи были лучше; например в качестве коллекторной нагрузки Т₃ можно было бы использовать источник тока, в эмиттерной цепи дифференциальной пары также можно было бы использовать источник тока; это привело бы к уменьшению влияния эмиттерной цепи и т. п. Но если бы схема и была спроектирована хорошо, обратная связь все равно заметно улучшила бы ее характеристики.

Двухкаскадный усилитель с ОС. На рис. 4.73 показан еще один транзисторный усилитель с обратной связью.

Рис. 4.73.

Если рассматривать Τ₁ как усилитель, который усиливает падение напряжения между базой и эмиттером (вспомним модель Эберса-Молла), то видно, что обратная связь передает на вход часть выходного напряжения и вычитает его из входного сигнала. В схеме есть небольшая хитрость: дело в том, что коллекторный резистор транзистора Т₂ входит еще и в схему обратной связи. Используя описанную выше технику расчета, вы можете показать, что K_{разомкн. цепь OC} ~= 200.

Коэффициент передачи цепи обратной связи ~= 20,

Z_{вых (разомкн. цепь ОС)} ~= 10 КОМ,

Z_{вых (замкн. цепь ОС)} ~= 500 Ом,

K_{(замкн. цепь ОС)} ~= 9,5.

Некоторые типичные схемы с операционными усилителями.

4.28. Лабораторный усилитель общего назначения.

На рис. 4.74 показан «декадный усилитель» со связями по постоянному току с переключением коэффициента усиления, полосы пропускания и с широким диапазоном смещения выхода по постоянному току.

Рис. 4.74. Лабораторный усилитель постоянного тока с регулируемым усилением, полосой и сдвигом выходного напряжения.

Интегральная схема ИС₁ представляет собой неинвертирующий ОУ со входом на полевых транзисторах, усиление изменяется от единицы (0 дБ) до 100 (40 дБ), шаг изменения откалиброван и равен 10 дБ; для подстройки усиления предусмотрен верньер. ИС₂ — это инвертирующий усилитель; он обеспечивает смещение выходного напряжения в диапазоне +10 В; подстройка выполняется с помощью резистора R₁₄, при этом формируется ток, поступающий на суммирующий вход ИС₂. Конденсаторы С₂-С₄ устанавливают сопрягающую частоту усиления на высоких частотах, так как часто нежелательно иметь чересчур широкую полосу пропускания сигнала (и шумов). ИС₅ представляет собой усилитель мощности для низкоомных нагрузок и кабелей; схема обеспечивает выходной ток в диапазоне +300 мА.

Некоторые интересные особенности: входной резистор сопротивлением 10 МОм нельзя считать большим, так как ток смещения для ОУ типа 411 составляет 25 пА (ошибка 0,3 мВ при разомкнутом входе). Резистор R₂ в сочетании с диодами Д₁ и Д₂ ограничивает напряжение на входе ОУ значениями от U_ до U₊ +0,7 В. Диод Д₃ сдвигает напряжение фиксации к U_ +0,7 В, так как диапазон синфазного сигнала ограничен значением U_ (если сигнал выходит за этот предел, то фаза выходного сигнала меняется на противоположную). При использовании показанных на схеме компонентов защиты входной сигнал может изменяться в диапазоне ± 150 В, не причиняя схеме вреда.

_{Упражнение 4.12. Проверьте, что коэффициент усиления схемы имеет указанное значение. Как работает схема переменного сдвига?}

4.29. Генератор, управляемый напряжением.

На рис. 4.75 показана схема, заимствованная из рекомендаций по применению ИС нескольких фирм-изготовителей.

Рис. 4.75. Генератор, управляемый напряжением.

ИС₁ представляет собой интегратор, который устроен таким образом, что ток заряда С₁(U_вх/200 кОм) изменяет свой знак, а не амплитуду в зависимости от состояния транзистора Т₁ (находится в режиме проводимости или отсечки). Схема ИС₂ образует триггер Шмитта с пороговыми уровнями, равными 1/3U₊ и 2/3U_. Транзистор Т₁ - это n-канальный полевой МОП-транзистор, который выполняет здесь роль переключателя; его использовать проще, чем схему на биполярных транзисторах, выполняющую такие же функции, но на всякий случай здесь же показана схема с использованием транзисторов n-p-n-типа. И в том, и в другом случае нижний конец резистора R₄ заземлен при высоком уровне напряжения на выходе и разомкнут при низком уровне на выходе.

Особенность этой схемы состоит в том, что она запитана от единственного источника положительного напряжения. В ИС типа 3160 (отличается от 3130 наличием внутренней коррекции) в качестве выходных используются полевые транзисторы, благодаря которым напряжение на выходе изменяется в пределах между потенциалом земли и U₊; при этом пороговые уровни в триггере Шмитта задаются точно и не имеют погрешности смещения, как это происходит при использовании в ОУ обычного выходного каскада, у которого пределы изменения выходного сигнала не заданы точно. В приведенной схеме частота и амплитуда треугольного сигнала стабильны. Обратите внимание, что частота зависит от отношения U_вх/U₊; это значит, что если напряжение U_вх формируется из напряжения U₊ с помощью резистивного делителя (образованного, например, некоторым резистивным преобразователем), то входная частота не будет изменяться с изменением U₊, а только с изменением сопротивления.

_{Упражнение 4.13. Покажите, что выходная частота определяется выражением f(Гц) = 150Uвх/U+. Заодно проверьте, чему равны пороги в триггере Шмитта и токи в интеграторе.}

4.30. Линейный переключатель на полевом транзисторе с ρ-n-переходом, с компенсацией R_вкл.

В гл. 3 мы более или менее подробно рассмотрели линейные переключатели на полевых МОП-транзисторах. В качестве линейных переключателей можно также использовать полевые транзисторы с p-n-переходом. Однако в связи с тем что затвор не должен проводить ток, нужно проявлять особое внимание к сигналам, поступающим на него. Типичная схема показана на рис. 4.76.

Рис. 4.76.

Для того, чтобы транзистор находился в режиме отсечки, потенциал затвора поддерживается на уровне ниже потенциала земли. Это значит, что если входной сигнал становится отрицательным, потенциал затвора должен быть меньше самого отрицательного значения входного сигнала по крайней мере на величину U_отс. Для того чтобы транзистор перешел в состояние проводимости, потенциал управляющего входа должен стать более положительным, чем самое большое положительное значение входного сигнала. При этом диод смещается в обратном направлении, а напряжение на затворе устремляется к значению напряжения истока через резистор 1 МОм.

Эта схема, конечно, нескладна, и может быть поэтому в линейных преобразователях чаще используют полевые МОП-транзисторы. Однако если воспользоваться операционным усилителем, то можно сделать красивый линейный переключатель и на основе полевого транзистора с р-n-переходом. В этом случае на суммирующем переходе инвертирующего усилителя можно подключить исток транзистора к мнимому потенциалу земли. Теперь для того, чтобы включить транзистор, достаточно сделать напряжение на затворе равным потенциалу земли. Еще одно преимущество такой схемы состоит в том, что она обеспечивает возможность полного устранения ошибок, обусловленных конечной величиной сопротивления R_вкл и его нелинейностью. На рис. 4.77 представлена эта схема.

Рис. 4.77. Переключатель на полевых транзисторах с p-n-переходом, использующий в своем составе ОУ, с компенсацией R_вкл.

Следует особо отметить два свойства этой схемы: (а) Когда транзистор Т₁ находится в состоянии ВКЛ (затвор заземлен), схема представляет собой инвертор с идентичными импедансами во входной цепи и в цепи обратной связи. В результате устраняются все эффекты, связанные с конечным или нелинейным сопротивлением транзистора в состоянии ВКЛ, при условии, что полевые транзисторы согласованы по R_вкл. (б) Вследствие низкого значения напряжения отсечки транзисторов схема хорошо работает, если управляющий сигнал лежит в пределах от нуля до +5 В, что как раз соответствует уровням для стандартных цифровых логических схем (см. гл. 8 и 9). Если исток транзистора Т₁ подключен к мнимой земле (суммирующий вход), то инвертирующая конфигурация упрощает работу схемы, так как в состоянии ВКЛ на исток Т₁ не поступает никаких сигналов. Когда Т₁ находится в состоянии ВЫКЛ, диод Д₁ препятствует включению транзистора при положительных входных сигналах. Когда переключатель закрыт, влияние диода Д₁ никак не сказывается.

Существуют p-канальные полевые транзисторы с p-n-переходом с низкими напряжениями отсечки, удобной конфигурации и с приемлемой ценой. Например, в семейство IH5009-IH5024 входят такие схемы, в которых в одном транзисторном корпусе размещаются четыре полевых транзистора плюс один полевой транзистор для устранения ошибок; для них R_вкл составляет 100 Ом, а цена не превышает двух долларов. Подключите еще ОУ и несколько резисторов и вы получите мультиплексор на 4 входа. Следует отметить, что подобный трюк с R_вкл можно проделать и в переключателе на полевых МОП-транзисторах.

4.31. Детектор нуля для ТТЛ-схем.

Схема, изображенная на рис. 4.78, формирует прямоугольные колебания для логических схем семейства ТТЛ (имеющих входной диапазон от 0 до +5 В) из входного сигнала переменного тока любой амплитуды, не превышающей 100 В. Резистор R₁ в сочетании с диодами Д₁ и Д₂ ограничивает размах входного сигнала значениями —0,6 и +5,6 В. Резистивный делитель R₂R₃ нужен для того, чтобы ограничить отрицательные значения напряжения на уровне —0,3 В, как это требуется для компаратора типа 393. Резисторы R₅ и R₆ определяют ширину петли гистерезиса, а резистор R₄ необходим для установки порогов срабатывания триггера симметрично относительно земли.

Входное сопротивление сохраняет почти постоянное значение, так как величина сопротивления R₁ велика по сравнению с сопротивлениями других резисторов входного делителя. Интегральная схема типа 393 использована потому, что на ее входах напряжение может изменяться вплоть до потенциала земли, а это позволяет работать с одним источником питания.

_{Упражнение 4.14. Убедитесь в том, что срабатывание триггера Шмитта происходит на уровнях +25 мВ.}

Рис. 4.78. Детектор нулевого уровня с защитой входа.

4.32. Схема измерения тока в нагрузке.

В схеме, представленной на рис. 4.79, выходное напряжение пропорционально току в нагрузке. Нагрузка используется в стабилизаторах тока, измерительных схемах и в ряде других случаев. Напряжение на резисторе R_и, имеющем 4 вывода, изменяется от нуля до 0,1 В, при этом возможно появление синфазных помех, обусловленных резистивными эффектами в заземлении кабеля (обратите внимание, что источник питания на выходе заземлен). По этой причине ОУ включен как дифференциальный усилитель с коэффициентом усиления, равным 100. Напряжение сдвига регулируется с помощью внешнего резистора R_в, так как в ОУ типа LT1013 нет внутренней схемы регулировки сдвига (в ОУ типа LT1006 такая схема есть). Для регулировки можно использовать стабилитрон, который обеспечивает стабильность эталонного напряжения порядка нескольких процентов, так как при настройке схемы нужна небольшая коррекция напряжения (по крайней мере, на это надо рассчитывать). Для работы с одним источником был выбран ОУ типа 358, так как на его входах и выходе напряжение может изменяться до потенциала земли.

Напряжение U₊ может быть нестабилизированным, величина коэффициента ослабления влияния напряжения источника питания (КОНП) более чем достаточна и составляет в данном случае 100 дБ (типичное значение).

Рис. 4.79. Усилитель для измерения тока в цепях большой мощности.

Частотная коррекция усилителей с обратной связью.

Если попытаться графически изобразить зависимость коэффициента усиления по напряжению при разомкнутой петле обратной связи от частоты для нескольких операционных усилителей, то получим кривые, подобные показанным на рис. 4.80.

Рис. 4.80.

Даже поверхностный взгляд на представленные диаграммы Боде (кривые зависимости коэффициента усиления и фазы от частоты с использованием логарифмического масштаба) позволяет сделать заключение, что операционный усилитель типа 741 хуже остальных, так как с увеличением частоты его коэффициент усиления при разомкнутой цепи обратной связи уменьшается очень быстро. На самом деле такой спад усиления получают намеренно, и характеристика операционного усилителя совпадает с характеристикой RС-фильтра низких частот, имеющей спад —6 дБ/октава. Операционный усилитель типа 748 подобен операционному усилителю типа 741, но не скорректирован (как и ОУ типа 739). В операционных усилителях бывает предусмотрена внутренняя коррекция, кроме того, промышленность выпускает и нескорректированные ОУ; познакомимся с некоторыми методами частотной коррекции.

4.33. Зависимость коэффициента усиления и фазового сдвига от частоты.

В операционном усилителе (а в общем, в любом многокаскадном усилителе), начиная с некоторой частоты наблюдается спад коэффициента усиления, обусловленный тем, что усилительный каскад для сигналов, поступающих от источника, имеющего конечный импеданс, является емкостной нагрузкой, и, таким образом, каскад эквивалентен фильтру низких частот. Например, часто входной каскад представляет собой дифференциальный усилитель с нагрузкой в виде токового зеркала (см. схему LM358, изображенную на рис. 4.54), который работает на второй каскад, представляющий собой схему с общим эмиттером. Теперь допустим, что конденсатор, обозначенный на схеме как С_к, исключен. Высокий выходной импеданс входного каскада, а также емкость перехода С_{вх. э} и емкость обратной связи С_к6 (вспомните эффект Миллера, разд. 2.19 и 13.04) последующего каскада образуют фильтр низкой частоты. Точка — 3 дБ на характеристике этого фильтра лежит в диапазоне от 100 Гц до 10 кГц.

Уменьшение реактивного сопротивления конденсатора при увеличении частоты вызывает появление спада характеристики с наклоном 6 дБ/октава. На достаточно высоких частотах (которые могут не превышать 1 кГц) импеданс коллекторной нагрузки имеет емкостной характер, в связи с этим Κ_U = g_mХ_с, т. е. спад усиления пропорционален 1/f. Кроме того, выходной сигнал будет сдвинут по фазе на 90° относительно входного. (Спаду усиления соответствует нижний участок («хвост») характеристики RС-фильтра низкой частоты, в котором сопротивление R есть эквивалентное выходное сопротивление источника, к которому подключена емкостная нагрузка. Однако в схеме не обязательно должны присутствовать реальные резисторы.).

В многокаскадном усилителе на высоких частотах на характеристике усилителя появляются дополнительные точки перегиба, обусловленные тем, что другие усилительные каскады также начинают проявлять свойства фильтров низкой частоты. Зависимость коэффициента усиления всей многокаскадной схемы при разомкнутой цепи ОС от частоты показана на рис. 4.81.

Рис. 4.81.

Спад коэффициента усиления при разомкнутой петле ОС определяется величиной — 6 дБ/октава и начинается на некоторой сравнительно невысокой частоте f₁. Он обусловлен емкостным характером нагрузки выхода первого каскада. Спад с таким углом наклона продолжается до тех пор, пока на частоте f₂ не начнет проявлять себя собственная RС-цепь следующего каскада. Начиная с этой точки, спад определяется величиной —12 дБ/октава и т. д.

Что же следует из такой характеристики? Напомним, что для RС-фильтра низкой частоты зависимость сдвига фазы от частоты имеет вид кривой, показанной на рис. 4.82.

Рис. 4.82. Диаграмма Боде: зависимость коэффициента усиления и фазы от частоты.

Каждый фильтр низкой частоты, присутствующий в усилителе, имеет подобную фазовую характеристику, поэтому полный фазовый сдвиг гипотетического усилителя можно представить в виде кривой, изображенной на рис. 4.83.

Рис. 4.83.

Проблема заключается в следующем: если этот усилитель включить, например по схеме повторителя, то возникнут автоколебания. Это связано с тем, что на некоторой частоте фазовый сдвиг при разомкнутой петле обратной связи достигает 180°, при этом коэффициент усиления еще превышает единицу (на этой частоте отрицательная обратная связь превращается в положительную). Этого достаточно для того, чтобы возникла автогенерация колебаний, так как на этой частоте любой сигнал будет сам себя наращивать, проходя по петле обратной связи.

Критерий устойчивости. Критерий устойчивости усилителя с обратной связью выглядит следующим образом: фазовый сдвиг усилителя при разомкнутой петле обратной связи не должен превышать 180° на частоте, при которой коэффициент передачи цепи обратной связи равен единице. Этот критерий трудней всего удовлетворить, когда усилитель включен как повторитель, так как при этом коэффициент передачи в петле обратной связи равен коэффициенту усиления при разомкнутой петле обратной связи, т. е. наибольшему значению. В операционном усилителе с внутренней коррекцией критерий устойчивости удовлетворяется даже в том случае, когда эти усилители включают по схеме повторителей; в них с помощью простой резистивной схемы обратной связи можно получить любое значение коэффициента усиления при замкнутой цепи обратной связи, при этом они будут работать устойчиво и в них не будут возникать колебания. Мы уже упомянули выше, что для этого намеренно смещают начало спада усиления таким образом, чтобы точка — 3 дБ лежала в области низких частот — обычно в диапазоне от 1 до 20 Гц. Покажем, как этого добиваются.

4.34. Методы коррекции усилителей.

Однополюсная коррекция. Коррекция должна обеспечить, чтобы на всех частотах, на которых коэффициент передачи цепи обратной связи превышает единицу, фазовый сдвиг при разомкнутой петле обратной связи был меньше 180° (операционный усилитель можно использовать как повторитель, поэтому вместо петлевого усиления можно говорить о коэффициенте усиления при разомкнутой петле обратной связи). Для достижения этой цели проще всего включить в схему достаточную емкость, с помощью которой задать сопрягающую частоту и наклон характеристики, равный —6 дБ/октава. При этом коэффициент усиления при разомкнутой петле обратной связи должен снизиться до единицы на частоте, приблизительно соответствующей точке — 3 дБ на характеристике следующего «естественного» RС-фильтра. За счет этого в большей части полосы пропускания фазовый сдвиг при разомкнутой цепи обратной связи будет равен 90° и начнет приближаться к 180° только тогда, когда коэффициент усиления станет равным единице. Замысел иллюстрируется рис. 4.84.

Рис. 4.84.

Без коррекции коэффициент усиления при разомкнутой цепи обратной связи снижается, стремясь к единице, при этом вначале наклон характеристики равен — 6 дБ/октава, затем —12 дБ/октава и т. д. В результате, прежде чем коэффициент усиления станет равным единице, фазовый сдвиг будет составлять 180° или более. Если сместить начало первого спада характеристики в область более низких частот (сформировать «вершину» характеристики усилителя), то фазовый сдвиг превысит 90°, только когда коэффициент усиления разомкнутой петли обратной связи приблизится к единице. Таким образом, проиграв в усилении, можно выиграть в устойчивости. У каскада, на который нагружен дифференциальный усилитель, «естественная» сопрягающая частота обычно связана с эффектом Миллера, поэтому коррекция характеристики заключается просто в подключении дополнительной емкости обратной связи к транзистору второго каскада, при этом общий коэффициент усиления двух каскадов по напряжению равен g_mХ_с или g_m/2πfС_корр в диапазоне спада частотной характеристики усилителя (рис. 4.85).

Рис. 4.85. Классический входной каскад ОУ со схемой коррекции.

На практике в обоих каскадах можно использовать транзисторы, соединенные по схеме Дарлингтона. Если сместить характеристику так, чтобы коэффициенту усиления, равному единице, соответствовала точка —3 дБ начала второго участка спада усиления (—12 дБ/октава), то в худшем случае (для схемы повторителя) запас по фазе будет равен 45°, так как на частоте, соответствующей усилению —3 дБ, RС-фильтр вносит сдвиг по фазе на 45°. Следовательно, запас по фазе равен 180° — (90° + 45°), причем сдвиг фазы на 90° будет почти на всем участке характеристики после главного полюса.

Коррекция, основанная на использовании эффекта Миллера, имеет то достоинство, что она нечувствительна к изменениям коэффициента усиления по напряжению с температурой или к технологическому разбросу значений коэффициента усиления: чем больше коэффициент усиления, тем в большей степени проявляется емкость обратной связи и тем сильнее смещается характеристика в область низких частот, а частота, соответствующая единичному усилению, сохраняется неизменной. При этом частота, соответствующая точке — 3 дБ, начиная с которой действует коррекция, не сохраняется постоянной, а фактически фиксируется частота, в которой характеристика пересекает ось единичного усиления (рис. 4.86).

Рис. 4.86.

Нескорректированные операционные усилители. Если операционный усилитель используется в схеме, для которой коэффициент усиления при замкнутой петле обратной связи больше единицы (не повторитель), то нет необходимости столь сильно смещать вершину характеристики (соответствующую «граничной» частоте фильтра низкой частоты) в область низких частот, так как критерий устойчивости в этом случае выполнить легче из-за меньшей величины коэффициента передачи обратной связи (рис. 4.87).

Рис. 4.87.

Если коэффициент усиления при замкнутой цепи обратной связи равен 30 дБ, то коэффициент передачи петли обратной связи (равный отношению коэффициента усиления при разомкнутой цепи обратной связи к коэффициенту усиления при замкнутой цепи обратной связи) для такой схемы меньше, чем для повторителя, поэтому вершина характеристики может располагаться в области более высоких частот. В этом случае делают так, чтобы коэффициент усиления усилителя при разомкнутой петле обратной связи достигал 30 дБ (а не 0 дБ) на частоте, соответствующей следующей точке перегиба характеристики операционного усилителя.

Как видно из графика, это означает, что в большей части диапазона частот величина коэффициента усиления при разомкнутой цепи обратной связи больше и усилитель имеет большую полосу пропускания. Промышленность выпускает операционные усилители как в скорректированном, так и в нескорректированном варианте (например, ОУ типа 748 — это нескорректированный ОУ типа 741, то же самое можно сказать о следующих типах ОУ: 308(312), 3130(3160), НА5102(НА5112) и т. п.); для нескорректированных операционных усилителей даются рекомендации по выбору емкостей внешних конденсаторов в зависимости от значений коэффициента усиления при замкнутой цепи обратной связи. Этими рекомендациями полезно воспользоваться в тех случаях, когда нужно расширить полосу пропускания и обеспечить большое усиление.

Можно также использовать «подкорректированные» ОУ, например типа 357, в которых обеспечена внутренняя коррекция для значений коэффициента усиления при замкнутой цепи обратной связи, превышающих некоторый минимум (Κ_U > 5 для ОУ типа 357).

Коррекция по типу «полюс-нуль» характеристики. Иногда лучший результат, чем при однополюсной коррекции характеристики, можно получить, если использовать схему коррекции, которая сначала обеспечит спад усиления (наклон — 6 дБ/октава после полюса характеристики), а затем, начиная с некоторой частоты, ровную характеристику (нуль характеристики) выше частоты, соответствующей второй точке излома «собственной» характеристики операционного усилителя. При таком способе коррекции вторая точка излома характеристики тем самым устраняется и до третьей точки излома происходит плавный спад усиления с наклоном —6 дБ/октава. Частотная характеристика приведена на рис. 4.88.

Рис. 4.88.

На практике начало нулевого угла наклона задают таким образом, чтобы устранить вторую точку излома характеристики усилителя, а положение первой точки излома устанавливают таким, чтобы полный отклик схемы определялся единичным коэффициентом усиления на частоте соответствующей третьей точке излома. В технических характеристиках усилителей рекомендации по выбору компонентов R и C для коррекции по методу «полюс-нуль» наряду с рекомендациями по выбору конденсаторов для однополюсной коррекции.

Как вы узнаете из разд. 13.06, слишком большое смещение низкочастотного полюса в область низких частот приводит к тому, что второй полюс оказывается лежащим в области более высоких частот, чем нуль характеристики. Это явление называют «расщеплением точек излома». Частоту нуля выбирают с учетом этого явления.

4.35. Частотная характеристика цепи обратной связи.

Мы предполагали до сих пор, что цепь обратной связи имеет плоскую частотную характеристику; это предположение верно в тех случаях, когда в качестве цепи обратной связи используется резистивный делитель напряжения. Однако иногда возникает необходимость в модификации частотной характеристики усилителя (например, в случае дифференциатора или интегратора) или цепи обратной связи для повышения запаса устойчивости схемы. Запомните, что в таких случаях следует использовать диаграммы Боде для коэффициента передачи всей петли обратной связи, а не графики изменения коэффициента усиления усилителя при разомкнутой цепи обратной связи. Коротко говоря, в идеальном случае кривая зависимости коэффициента усиления при замкнутой цепи обратной связи от частоты должна пересекать кривую зависимости коэффициента усиления при разомкнутой цепи обратной связи под углом 6 дБ/октава. Чтобы этого достичь, очень часто, например в обычных инвертирующих и неинвертирующих усилителях, параллельно резистору обратной связи подключают небольшой конденсатор (емкостью несколько пикофарад). На рис. 4.89 дан пример такой схемы и соответствующей диаграммы Боде.

Рис. 4.89.

Если бы частотная характеристика схемы с обратной связью была горизонтальной, то усилитель находился бы на грани неустойчивости, так как в точке пересечения кривых их взаимный наклон составлял бы 12 дБ/октава. Конденсатор обеспечивает пересечение кривых под углом 6 дБ/октава и гарантирует тем самым устойчивость схемы. Особенно важно не забывать об этом при разработке дифференциаторов, так как в идеальном дифференциаторе коэффициент усиления при замкнутой цепи обратной связи нарастает с подъемом 6 дБ/октава; на некоторой промежуточной частоте необходимо ослабить дифференцирующие свойства схемы, а на высоких частотах обеспечить спад усиления с наклоном — 6 дБ/октава.

Интеграторы в этом отношении не создают никаких проблем, так как сами по себе обеспечивают спад усиления — 6 дБ/октава. Нужно очень постараться, чтобы вызвать автоколебания в интеграторе!

Чему отдать предпочтение? Обычно приходится выбирать между операционным усилителем с внутренней коррекцией и без коррекции. Проще использовать скорректированные усилители, обычно их и выбирают. Прежде всего остановите свое внимание на ОУ типа LF411 с внутренней коррекцией. Если вам нужна более широкая полоса пропускания и большая скорость нарастания, то можно подобрать более быстродействующий скорректированный ОУ (см. табл. 4.1 или 7.3). Если ничего не удается подобрать и коэффициент усиления при замкнутой цепи обратной связи превышает единицу (как чаще всего и бывает), то можно использовать нескорректированный усилитель с внешним конденсатором, рекомендуемым для вашего значения коэффициента усиления.

Некоторые усилители предоставляют другую возможность: «подкорректированная» схема, не требующая никаких внешних элементов коррекции, может быть использована в схемах, для которых коэффициент усиления больше единицы. Например, для получившего широкое распространение прецизионного ОУ типа ОР-27 с низким уровнем шума (схема скорректирована для единичного усиления) существует два «подкорректированных» варианта схемы — это ОУ типа ОР-37 (минимальный коэффициент усиления равен 5), в 7 раз более быстродействующий, чем скорректированный, и ОУ типа НА-5147 (минимальный коэффициент усиления равен 10), в 15 раз более быстродействующий.

Пример: источник питания переменного тока частотой 60 Гц. Нескорректированные ОУ предоставляют возможность так изменять схемы коррекции, что легко разрешается проблема, создаваемая дополнительными фазовыми сдвигами, возникающими за счет побочных элементов цепи обратной связи. На рис. 4.90 показан наглядный пример. Это усилитель низкой частоты, предназначенный для получения напряжения переменного тока с амплитудой 115 В из синусоидального входного сигнала частотой 60 Гц (получаемого с помощью схемы, описанной в разд. 8.31).

Рис. 4.90. Выходной усилитель источника питания с частотой 50 Гц.

Операционный усилитель вместе с резисторами R₂ и R₃ образует усилитель напряжения, имеющий 100-кратное усиление; далее он используется как усилитель с относительно небольшим коэффициентом «разомкнутого» усиления, когда вся схема охватывается общей петлей обратной связи. Выход ОУ управляет двухтактным выходным каскадом, нагруженным на первичную обмотку трансформатора. Цепь общей низкочастотной обратной связи подключается к выходу трансформатора через резистор R₁₀ и обеспечивает получение небольших искажений и стабильного выходного напряжения при изменениях тока в нагрузке. Наличие очень больших фазовых сдвигов в трансформаторе на высоких частотах приводит к необходимости введения на высоких частотах дополнительной цепи обратной связи через конденсатор С₃, подключенный к низковольтной обмотке трансформатора. Резисторы R₉ и R₁₀ выбраны так, чтобы согласовать глубину обратной связи на всех частотах. Несмотря на то что высокочастотная цепь ОС подключена непосредственно к выходу двухтактного каскада, все равно имеют место фазовые сдвиги, обусловленные реактивной нагрузкой (первичная обмотка трансформатора) на выходные транзисторы. Для того чтобы схема обладала достаточной устойчивостью даже при наличии реактивных нагрузок выхода с напряжением 115 В, в ОУ выполнена избыточная коррекция с помощью конденсатора емкостью 82 пФ (для коррекции по единичному коэффициенту усиления достаточно иметь 30 пФ), а связанное с этим сужение полосы пропускания не имеет значения — схема используется на низких частотах.

Представленная схема является примером компромиссного решения, так как в идеальном случае желательно иметь как можно большее петлевое усиление для обеспечения стабильного выходного напряжения, устойчивого к изменениям тока в нагрузке. Однако большое петлевое усиление повышает тенденцию усилителя к автоколебаниям, особенно в случае использования реактивной нагрузки. Это связано с тем, что реактивная нагрузка в сочетании с конечным выходным импедансом трансформатора вызывает дополнительный фазовый сдвиг в петле низкочастотной ОС. Так как данная схема предназначена для управления синхронными электродвигателями телескопа (которые представляют собой высокоиндуктивную нагрузку), коэффициент передачи петли ОС специально сделан небольшим.

Зависимость выходного напряжения переменного тока от нагрузки представлена на рис. 4.91. Судя по кривой, схема обеспечивает хорошую (но не слишком высокую) стабилизацию напряжения.

Рис. 4.91.

Низкочастотные автоколебания. В усилителях с обратной связью, имеющих межкаскадные связи по переменному току, проблемы обеспечения устойчивости могут возникать и на самых низких частотах. Они бывают связаны с накоплением опережающего фазового сдвига, который может возникнуть в усилителе, состоящем из нескольких каскадов, соединенных между собой через конденсаторы. Каждый блокирующий конденсатор в сочетании с входным сопротивлением, обусловленным цепями смещения и другими подобными элементами схемы усилителя, создает опережающий фазовый сдвиг на низкочастотном участке характеристики, который на частоте, соответствующей точке —3 дБ, равен 45°, а на более низких частотах приближается к 90°. Если цепь ОС обладает достаточным коэффициентом передачи, то в схеме могут возникнуть низкочастотные колебания, которые иногда называют шумом моторной лодки — «mo torboating». В настоящее время, когда при необходимости всегда можно использовать усилители со связями по постоянному току, низкочастотные автоколебания почти никогда на практике не возникают. Тот, кто занимается электроникой давно, наверняка сталкивался с этими явлениями в прошлом.

Схемы, не требующие пояснений.

4.36. Некоторые полезные идеи.

На рис. 4.94 показано несколько интересных и удачных схем, заимствованных в основном из технической документации фирм-изготовителей.

Рис. 4.94. а — прецизионный источник тока с использованием полевого МОП-транзистора;

Рис. 4.94. б — инвертирующий усилитель с ломаной характеристикой; коэффициент усиления К увеличивается для входных сигналов, превышающих пороговое значение; в формулах пороговых значений предполагается, что U_диод = 0; пороговое напряжение должно быть > 0,5 В;

Рис. 4.94. в — аналогично б, но коэффициент усиления уменьшается для выходных напряжений выше порогового значения;

Рис. 4.94. г — аналогично в, но с компаратором и переключателем; работает как «совершенный» диод (U_д = 0);

Рис. 4.94. д — благодаря дополнительным ОУ выходной ток увеличен; следите, чтобы не было перегрева;

Рис. 4.94. е — токовый монитор;

Рис. 4.94. ж — прецизионная схема, поглощающая ток;

Рис. 4.94. з — пиковый детектор для отрицательных импульсов;

Рис. 4.94. и — схема с переменным коэффициентом усиления;

Рис. 4.94. к  — усилитель с фотодиодом;

Рис. 4.94.  л — схема управления током;

Рис. 4.94. м — прецизионный биполярный источник тока;

Рис. 4.94. н — активный соленоид;

Рис. 4.94. о — оригинальный повторитель на полевом транзисторе с 3 выводами;

Рис. 4.94.  п — логарифмический преобразователь с температурной компенсацией;

Рис. 4.94. р — высоковольтная (мостовая) схема для плавающей нагрузки;

Рис. 4.94. с — сервоусилитель 0,2 А;

Рис. 4.94. т — логарифмический преобразователь с широким входным диапазоном и автоматическим обнулением на основе усилителя прерывателя;

Рис. 4.94. у — источник тока;

Рис. 4.94. ф — быстродействующий логарифмический преобразователь;

Рис. 4.94.  х — усилитель с переменным усилением с небольшими искажениями;

Рис. 4.94. ц — биполярный прецизионный ограничитель;

Рис. 4.94.  ч — высоковольтный ОУ с низким уровнем шума (техническая документация PMI, примеч. по использованию 106);

Рис. 4.94.  ш — получение удвоенного выходного сигнала в схеме на основе сдвоенного ОУ;

Рис. 4.94.  щ — быстро действующий пиковый детектор;

Рис. 4.94.  э — усилитель для наушников со слабым искажением (техническая документация PMI, примеч. по использованию 106);

Рис. 4.94. ю — детектор нуля с одним источником питания;

Рис. 4.94. я — источник тока Хауленда для управляющих схем преобразования напряжений в ток (от 1 мкА до 1 мА);

Рис. 4.94. А - управляемый напряжением усилитель-преобразователь с линеаризованной характеристикой;

Рис. 4.94. Б — управляемый напряжением (переменного тока) нагрузочный резистор;

Рис. 4.94. В — управляемый напряжением генератор на основе усилителя-преобразователя.

4.37. Негодные схемы.

На рис. 4.95 представлена целая коллекция схем, содержащих заведомые ошибки. Пусть они немного вас позабавят и предостерегут от возможных промахов в работе. Среди них есть несколько настоящих чудищ. Можно гарантировать, что они никогда не будут работать.

Разберитесь, почему. Во всех операционных усилителях используются источники питания ± 15 В; если используются другие напряжения питания, то они указаны на схемах.

Рис. 4.95. а — регулируемый ограничитель;

Рис. 4.95. б — выходной каскад на ОУ для усилителя звуковых частот со 100-кратным усилением;

Рис. 4.95. в — генератор треугольного сигнала;

Рис. 4.95. г — источник тока (программируемый напряжением);

Рис. 4.95.  д — источник тока на 200 мА;

Рис. 4.95.  е — усилитель постоянного тока (100-кратный);

Рис. 4.95. ж — усилитель звуковых частот со 100-кратным усилением и однополярным питанием;

Рис. 4.95. з — стабилизатор на 15 В;

Рис. 4.95. и — операционный усилитель в качестве стабилизатора +15 В;

Рис. 4.95.  к — триггер Шмитта;

Рис. 4.95. л — 10-кратный усилитель со связями по переменному току;

Рис. 4.95. м — усилитель постоянного тока с перестраиваемым усилением (х10-x100);

Рис. 4.95. н — детектор нуля;

Рис. 4.95. о — операционные усилители с переключателями;

Рис. 4.95. п — управление коэффициентом коэффициентом усиления с помощью полевого транзистора;

Рис. 4.95. р — источник тока;

Рис. 4.95.  с — интегратор со сбросом.

Дополнительные упражнения.

(1) Разработайте схему «чувствительного вольтметра». Он должен иметь Ζ_вх = 1 МОм и в четырех диапазонах обеспечивать чувствительность от 10 мВ до 10 В. Используйте измерительный прибор с размахом шкалы 1 мА и операционный усилитель. Если потребуется, отрегулируйте сдвиги напряжения. Подсчитайте показания прибора при разомкнутом входе, если: (а) I = 25 пА (типичное значение для ОУ типа 411) и (б) I_см = 80 нА (типичное значение для ОУ типа 741). Подумайте о том, какие ограничения следует ввести, чтобы предохранить прибор от повреждений (например, можно ограничить величину тока, чтобы она не превышала 200 % полного размаха шкалы) и защитите входы усилителя от напряжений, которые выходят за пределы питающих напряжений. Как вы думаете: подойдет ли для высокоимпедансных измерений сигналов низкого уровня ОУ типа 741? (2) Разработайте схему усилителя звуковых частот на основе ОУ типа ОР-27 (имеет низкий уровень шумов, рекомендуется для использования в усилителях звуковых частот). Усилитель должен иметь следующие характеристики: К = 20 дБ, Ζ_вх = 10 кОм, точка —3 дБ соответствует частоте 20 Гц. Используйте неинвертирующую схему, предусмотрите, чтобы спад усиления на низких частотах ослаблял влияние входного напряжения сдвига. Разработайте схему с учетом того, что влияние входного тока смещения на выходной сдвиг должно быть минимальным. Учтите, что источник сигнала подключен через конденсатор. (3) Разработайте схему расщепления фаз (фазоинвертора) с единичным коэффициентом усиления (см. гл. 2) на основе ОУ типа 411. Схема должна иметь высокое входное и низкое выходное сопротивления. Учитывая ограничения по скорости нарастания, оцените грубо максимальную частоту, на которой можно получить полный размах сигнала (27 В от пика до пика при использовании напряжения питания +15 В). (4) Усилители мощности звуковых частот El Cheapo на верхних частотах возбуждаются из-за начинающегося с частоты 2 кГц (точка +3 дБ на характеристике) нарастания усиления +6 дБ/октава. Разработайте простой RС-фильтр, который можно было бы включить между предусилителем и усилителем для компенсации возбуждения. При необходимости RC-фильтр можно построить на ОУ типа AD611 (еще одна интегральная схема, рекомендуемая для использования в звуковом диапазоне частот) Для предусилителя Ζ_вых = 50 кОм, а для усилителя Ζ_вх = 10 кОм. (5) Операционный усилитель типа 741 используется в качестве простого компаратора с одним заземленным входом, т. е. в качестве детектора нулевого уровня. На второй вход поступает синусоидальный сигнал с амплитудой 1 В (частота 1 кГц). Чему равно напряжение на входе, когда напряжение на выходе проходит через уровень 0 В? Предположите, что скорость нарастания составляет 0,5 В/мкс, а напряжение насыщения выхода равно +13 В. (6) На рис. 4.92 дан пример схемы преобразователя отрицательного сопротивления, (а) Чему равно ее входное сопротивление? (б) Диапазон выходного напряжения ограничен значениями U₊ и U_. Каков диапазон входного напряжения, в котором схема работает без насыщения? (7) Представьте только что рассмотренную схему в виде эквивалентного «черного ящика» с двумя выводами (рис. 4.93). Как с помощью этого двухполюсника построить усилитель постоянного тока с коэффициентом усиления —10? Почему нельзя сделать усилитель постоянного тока с коэффициентом усиления +10? (Подсказка: в определенном диапазоне сопротивлений источника схема работает как «защелка». Чему равен этот диапазон? Какие меры могут, на наш взгляд, здесь помочь?).

Глава 5. АКТИВНЫЕ ФИЛЬТРЫ И ГЕНЕРАТОРЫ.

Перевод Μ.Н. Микшиса.

Весьма интересный класс линейных (т. е. нецифровых) схем можно изучать, зная только транзисторы и ОУ. Это позволит читателю усвоить ряд трудных моментов (а именно, нюансы поведения транзисторов, обратную связь, ограничения, свойственные ОУ и др.), перед тем как приступить к описанию новых устройств и методик проектирования в обширной области цифровой схемотехники. С этой целью в данной главе кратко рассмотрим активные фильтры и генераторы. Другие аналоговые устройства будут рассмотрены в гл. 6 (стабилизаторы напряжения и сильноточные устройства), гл. 7 (прецизионные и малошумящие схемы), гл. 13 (радиочастотная техника), гл. 14 (проектирование маломощных схем) и гл. 15 (измерения и обработка сигналов). В первой части этой главы описывается специализированная аппаратура (активные фильтры, разд. 5.01-5.11), и при первом чтении эту часть можно опустить. Однако вторую часть этой главы (генераторы, разд. 5.12-5.19), в которой описывается аппаратура с широкой областью применения, опускать не следует.

Активные фильтры.

В гл. 1 мы уже начали рассматривать фильтры, состоящие из резисторов и конденсаторов. Эти простые RС-фильтры верхних или нижних частот обеспечивают пологие характеристики коэффициента передачи с наклоном 6 дБ/октава. после точки, соответствующей значению коэффициента передачи —3 дБ. Было также показано, как построить полосовой фильтр, соединяя каскадно фильтры верхних и нижних частот; при этом характеристики такого фильтра опять же имеют пологие «склоны» с наклоном 6 дБ/октава. Для многих целей такие фильтры вполне подходят, особенно в тех случаях, когда сигнал, который должен быть подавлен, далеко сдвинут по частоте относительно желательной полосы пропускания. В качестве примеров можно указать шунтирование радиочастотных сигналов в схемах усиления звуковых частот, «блокирующие» конденсаторы для исключения постоянной составляющей и разделение модулирующей и несущей частот (см. гл. 13).

5.01. Частотная характеристика RС-фильтров.

Однако часто возникает необходимость в фильтрах с более плоским участком характеристики в полосе пропускания и более крутыми склонами. Такая потребность существует всегда, когда надо отфильтровать сигнал от близкой по частоте помехи. Немедленно возникает следующий очевидный вопрос: можно ли (соединяя каскадно одинаковые фильтры, скажем, нижних частот), получить аппроксимацию идеальной характеристики фильтра нижних частот типа «кирпичная стена», как это показано на рис. 5.1.

Рис. 5.1.

Мы знаем, что простое каскадное соединение не дает результата без ухудшения общей характеристики, так как входное сопротивление каждого звена будет служить существенной нагрузкой для предыдущего звена. Но если поставить буферы между всеми звеньями (или сделать полное входное сопротивление каждого звена намного выше, чем у предыдущего) то, казалось бы, можно добиться желаемого эффекта. Тем не менее ответ на поставленный вопрос будет отрицательным. Соединенные каскадно RС-фильтры действительно дадут суммарную характеристику с крутым наклоном, но «излом» этой амплитудно-частотной характеристики не будет резким. Это можно сформулировать так: из многих плавных перегибов не сделать одного крутого.

Чтобы проиллюстрировать этот вывод, построим несколько графиков частотных характеристик коэффициента усиления (т. е. U_вых/U_вх) фильтров нижних частот, составленных из 1, 2, 4, 8, 16 и 32 идентичных, полностью развязанных буферными усилителями RС-звеньев (рис. 5.2).

Рис. 5.2. Частотные характеристики многокаскадных RC-фильтров. Графики а и б выполнены в линейном масштабе, график в — в логарифмическом. Характеристики на графиках б и в нормализованы приведением точки —3 дБ к единичной частоте.

На первом графике показан эффект от каскадного соединения нескольких RC-звеньев, у каждого из которых точка, соответствующая значению —3 дБ, находится на единичной частоте. По мере добавления новых секций точка —3 дБ суммарной характеристики сдвигается в сторону низких частот, что легко было предсказать. Чтобы сравнение характеристик фильтров было корректным, надо таким образом согласовать частоты среза отдельных звеньев, чтобы частота, отвечающая значению —3 дБ, была одна и та же для сравниваемых фильтров.

Остальные графики на рис. 5.2, как и несколько следующих графиков в этой главе, «нормированы» по частоте, в том смысле, что точка, отвечающая значению — 3 дБ (или точка перегиба), находится на частоте 1 рад/с (или 1 Гц). Для того чтобы определить характеристику фильтра, у которого точка перегиба находится на другой частоте, нужно просто изменить масштаб по оси частот с помощью умножения значений на частотной оси на истинное значение точки перегиба f_с. Как правило, имея дело с фильтрами, мы будем придерживаться графиков с логарифмическим масштабом по обеим осям, поскольку такой график дает наибольшую информацию об амплитудно-частотной характеристике. Он позволяет увидеть приближение к окончательной крутизне спада и дает возможность установить точное значение затухания. В данном случае (каскадное соединение RС-звеньев) нормализованные графики на рис. 5.2, б и 5.2, в демонстрируют плавный изгиб характеристики пассивных RС-фильтров.

5.02. Идеальный рабочий режим LC-фильтров.

Как было показано в гл. 1, фильтры, построенные из конденсаторов и катушек индуктивности, могут иметь весьма крутые характеристики. Примером этого может служить параллельный резонансный LC-контур. Введение в конструкцию катушек индуктивности дает возможность создать фильтр с любой желаемой близостью участка характеристики в полосе пропускания к горизонтальной прямой в сочетании с резкостью переходной области и крутизной спада вне полосы пропускания. На рис. 5.3 приведены в качестве примера телефонный фильтр и соответствующая характеристика.

Рис. 5.3. Вверху: пассивный полосовой фильтр с хорошими параметрами, построенный из конденсаторов и катушек индуктивности; емкость указана в пФ, индуктивность — в мГн. Внизу: экспериментально измеренная характеристика этого фильтра.

_{(На основе рис. 11 и 12 из статьи Orchard Η. J., Sheahan D. F. IEEE journal of solid-state curcuits, SC-5, No. 3 (1970).).}

Очевидно, что введение катушек индуктивности в схему дает некий магический эффект, который без них не может быть достигнут. По терминологии теории цепей, эта магия заключается в наличии «внеосевых полюсов». Тем не менее сложность фильтра возрастает по мере ужесточения требований к горизонтальности и плавности амплитудно-частотной характеристики в полосе пропускания и к крутизне спада вне ее, приводя к увеличению числа элементов по сравнению с предыдущим фильтром. Переходная и фазочастотная характеристики, вообще говоря, также ухудшаются по мере приближения амплитудно-частотной характеристики к идеальной прямоугольной форме (кирпичная стена).

Синтез фильтров из пассивных элементов (R, L, С) — хорошо исследованная область [см., например, авторитетный справочник Зверева (тематические ссылки в конце книги)]. Единственной проблемой является то, что катушки индуктивности как элемент схемы часто оставляют желать лучшего. Они нередко бывают дорогими и громоздкими, далеки от идеала, поскольку ведут к «потерям», а именно имеют значительное последовательное сопротивление, равно как и другие «патологии», такие, как нелинейность, распределенная межвитковая емкость обмотки и чувствительность к магнитным помехам. Следовательно, нужно найти способ построения фильтров без катушек индуктивности с характеристиками идеальных RLC-фильтров.

5.03. Введение в активные фильтры: обзор.

При использовании в качестве элемента схемы фильтра ОУ можно синтезировать характеристику любого RLC-фильтра без применения катушек индуктивности. Такие безиндуктивные фильтры известны под названием «активные фильтры» из-за наличия в их схеме активного элемента (усилителя).

Активные фильтры можно использовать для реализации фильтров нижних и верхних частот, полосовых и полосно-подавляющих фильтров, выбирая тип фильтра в зависимости от наиболее важных свойств характеристики, таких, как максимальная равномерность усиления в полосе пропускания, крутизна переходной области или независимость времени запаздывания от частоты (далее об этом подробнее). Кроме того, можно построить как «всепропускающие фильтры» с плоской амплитудно-частотной характеристикой, но нестандартной фазочастотной характеристикой (они также известны как «фазовые корректоры»), так и наоборот — фильтр с постоянным фазовым сдвигом, но с произвольной амплитудно-частотной характеристикой.

Конвертеры отрицательного полного сопротивления и гираторы. Есть два интересных схемных элемента, которые следует упомянуть в любом обзоре: это — конвертер отрицательного полного сопротивления (КОС) и гиратор. Эти устройства могут имитировать свойства катушек индуктивности, хотя в них кроме ОУ используются только конденсаторы и резисторы.

Раз это так, то мы можем делать безиндуктивные фильтры с идеальными свойствами RLС-фильтра, таким образом — это по крайней мере один из способов реализации активных фильтров. КОС преобразует полное сопротивление в ему противоположное (т. е. с обратным знаком), в то время как гиратор преобразует полное сопротивление в обратное (т. е. емкость в индуктивность). Следующие упражнения помогут уяснить, как это происходит.

_{Упражнение 5.1. Покажите, что изображенная на рис. 5.4 схема представляет собой конвертер полного сопротивления, в частности что Zвх = — Ζ. Подсказка: подайте на вход какое-нибудь напряжение U и вычислите входной ток I. Затем возьмите их отношение, чтобы найти Zвх = U/I.}

Рис. 5.4. Преобразователь (конвертер) полного отрицательного сопротивления.

_{Упражнение 5.2. Покажите, что схема на рис. 5.5 есть гиратор, в частности что Zвх = R²/Z. Подсказка: эту схему можно рассматривать как набор делителей напряжения, начиная справа. Таким образом, КОС превращает конденсатор в «обратную» катушку индуктивности:}

_{ZС = 1/jωC —> Zвх = j/ωC,}

_{Т. е. в том смысле, что порождаемый ток запаздывает относительно приложенного напряжения, а его полное сопротивление имеет неправильную частотную зависимость (при возрастании частоты оно не растет, а убывает). Гиратор же, напротив, превращает конденсатор в элемент с истинной индуктивностью:}

_{ZС = 1/jωC —> Zвх = jωCR²,}

_{Т. е. индуктивность которого L = CR².}

Рис. 5.5.

Существование гиратора делает интуитивно ясным тот факт, что можно построить безындуктивный фильтр, имитирующий любой фильтр, использующий катушки индуктивности: просто заменить каждую катушку «гиратированным» конденсатором. Такое применение гираторов вполне корректно, и ранее упомянутый телефонный фильтр построен именно таким способом. Кроме того, простая вставка гираторов в существующие RLC-схемы позволяет создавать много иных структур фильтров. Проектирование активных безындуктивных фильтров — весьма активно развивающаяся область, и описания новых конструкций появляются в журналах каждый месяц.

Фильтры Саллена и Ки. На рис. 5.6 приведен пример простого фильтра, построенного даже отчасти из интуитивных соображений. Он известен как фильтр Саллена и Ки, по имени его изобретателей. Здесь в качестве усилителя с единичным коэффициентом усиления может использоваться ОУ, включенный в режиме повторителя, либо просто эмиттерный повторитель.

Рис. 5.6.

Данный фильтр представляет собой двухполюсный фильтр верхних частот. Следует отметить, что это был бы просто двухкаскадный RС-фильтр, если бы первый резистор не был соединен с выходом. Легко показать, что на очень низких частотах наклон характеристики такой же, как и у RС-фильтра, поскольку выходной сигнал практически равен нулю. Рост же выходного сигнала при увеличении его частоты приводит к уменьшению ослабления в результате действия этой следящей связи, и за счет этого становится более резким излом характеристики.

Конечно, такое объяснение на пальцах не может заменить полного расчета, уже, к счастью, проделанного для огромного числа хороших фильтров. Мы вернемся к схемам активных фильтров в разд. 5.06.

5.04. Критерии режима работы фильтра Ки.

При анализе фильтров и при расчете их параметров всегда используются некоторые стандартные термины и имеет смысл придерживаться их с самого начала. Частотная область. Наиболее очевидной характеристикой фильтра является зависимость его коэффициента передачи от частоты; типичный случай — характеристика фильтра нижних частот, показанная на рис. 5.7.

Рис. 5.7. Частотные характеристики фильтров, а — коэффициент усиления (логарифмический масштаб), б и в — сдвиг фазы и временное запаздывание (линейный масштаб).

Здесь полоса пропускания представляет собой область частот, которые сравнительно мало ослабляются фильтром. Чаще всего считается, что полоса пропускания простирается до точки, соответствующей значению затухания — 3 дБ, но для некоторых фильтров (среди них замечательны фильтры с «равновеликими пульсациями») граница полосы пропускания может быть определена несколько иначе. Внутри же полосы пропускания характеристика может быть неравномерной, или пульсирующей, с определенным диапазоном (полосой) пульсаций характеристики, как это и показано на рисунке. Частота среза f_с определяет границу полосы пропускания. Далее характеристика фильтра проходит через переходную область (известную также как «склон» характеристики фильтра) к полосе задерживания — области значительного ослабления. Полосу задерживания можно определить через некоторое минимальное затухание, например 40 дБ.

Наряду с характеристикой коэффициента передачи в частотной области важен и другой параметр, а именно сдвиг фазы выходного сигнала по отношению к входному. Другими словами, нас интересует комплексная частотная характеристика фильтра, которая обычно обозначается как H(s), где s = jω; s и Η — комплексные величины. Фазочастотная характеристика важна, поскольку сигнал, целиком расположенный по частоте в полосе пропускания, будет искажен, если время запаздывания при прохождении через фильтр не будет постоянным для различных частот.

Постоянство временной задержки (для всех частот) соответствует линейному возрастанию фазового сдвига в зависимости от частоты, поэтому термин фильтр с линейной фазочастотной характеристикой применяется к идеальному в этом отношении фильтру. На рис. 5.8 показаны типовые графики фазочастотной характеристики и амплитудно-частотной характеристики фильтра нижних частот, который явно не является линейно-фазовым фильтром. Графики фазочастотной характеристики лучше всего строить в линейном по частоте масштабе.

Рис. 5.8. Фазовая и амплитудно-частотная характеристики 8-полюсного фильтра Чебышева нижних частот. Размах пульсаций (неравномерность) 2 дБ.

Временная область. Свойства фильтров, как и любых других схем переменного тока, могут быть описаны также их параметрами во временнóй области, а именно временем нарастания, выбросом, пульсациями и временем установления. Эти свойства важны, в частности, там, где должны использоваться ступенчатые или импульсные сигналы. На рис. 5.9 показана типичная переходная характеристика фильтра нижних частот.

Рис. 5.9.

Здесь время нарастания представляет собой время, необходимое для достижения сигналом 90 % своего конечного значения, в то время как время установления — это время, необходимое для того, чтобы сигнал попал в некоторую окрестность конечного значения и там остался. Выброс и колебания описывают нежелательные свойства фильтра, смысл которых ясен из их названия.

5.05. Типы фильтров.

Предположим, что требуется фильтр нижних частот с плоской характеристикой в полосе пропускания и резким переходом к полосе подавления. Окончательный же наклон характеристики в полосе задерживания всегда будет 6n дБ/октава, где n — число «полюсов». На каждый полюс необходим один конденсатор (или катушка индуктивности), поэтому требования к окончательной скорости спада частотной характеристики фильтра, грубо говоря, определяют его сложность.

Теперь предположим, что вы решили использовать 6-полюсный фильтр нижних частот. Вам гарантирован окончательный спад характеристики на высоких частотах 36 дБ/октава. В свою очередь теперь можно оптимизировать схему фильтра в смысле обеспечения максимально плоской характеристики в полосе пропускания за счет уменьшения крутизны перехода от полосы пропускания к полосе задерживания. С другой стороны, допуская некоторую неравномерность характеристики в полосе пропускания, можно добиться более крутого перехода от полосы пропускания к полосе задерживания. Третий критерий, который может оказаться важным, описывает способность фильтра пропускать сигналы со спектром, лежащим в полосе пропускания, без искажений их формы, вызываемых фазовыми сдвигами. Можно также интересоваться временем нарастания, выбросом и временем установления.

Известны методы проектирования фильтров, пригодные для оптимизации любой из этих характеристик или их комбинаций. Действительно разумный выбор фильтра происходит не так, как описано выше; как правило, сначала задаются требуемая равномерность характеристики в полосе пропускания и необходимое затухание на некоторой частоте вне полосы пропускания и другие параметры. После этого выбирается наиболее подходящая схема с количеством полюсов, достаточным для того, чтобы удовлетворялись все эти требования. В следующих нескольких разделах будут рассмотрены три наиболее популярных типа фильтров, а именно фильтр Баттерворта (максимально плоская характеристика в полосе пропускания), фильтр Чебышева (наиболее крутой переход от полосы пропускания к полосе подавления) и фильтр Бесселя (максимально плоская характеристика времени запаздывания). Любой из этих типов фильтров можно реализовать с помощью различных схем фильтров; некоторые из них мы обсудим позже. Все они равным образом годятся для построения фильтров нижних и верхних частот и полосовых фильтров.

Фильтры Баттерворта и Чебышева. Фильтр Баттерворта обеспечивает наиболее плоскую характеристику в полосе пропускания, что достигается ценой плавности характеристики в переходной области, т. е. между полосами пропускания и задерживания. Как будет показано дальше, у него также плохая фазочастотная характеристика. Его амплитудно-частотная характеристика задается следующей формулой:

U_вых/U_вх = 1/[1 + (f/f_c)²ⁿ]^1/2.

Где n определяет порядок фильтра (число полюсов). Увеличение числа полюсов дает возможность сделать более плоским участок характеристики в полосе пропускания и увеличить крутизну спада от полосы пропускания к полосе подавления, как это показано на рис. 5.10.

Рис. 5.10. Нормированные характеристики фильтров нижних частот Баттерворта. Обратите внимание на увеличение крутизны спада характеристики с увеличением порядка фильтра.

Выбирая фильтр Баттерворта, мы ради максимально плоской характеристики поступаемся всем остальным. Его характеристика идет горизонтально, начиная от нулевой частоты, перегиб ее начинается на частоте среза f_c- эта частота обычно соответствует точке —3 дБ.

В большинстве применений самым существенным обстоятельством является то, что неравномерность характеристики в полосе пропускания не должна превышать некоторой определенной величины, скажем 1 дБ. Фильтр Чебышева отвечает этому требованию, при этом допускается некоторая неравномерность характеристики во всей полосе пропускания, но при этом сильно увеличивается острота ее излома. Для фильтра Чебышева задают число полюсов и неравномерность в полосе пропускания. Допуская увеличение неравномерности в полосе пропускания, получаем более острый излом.

Амплитудно-частотная характеристика этого фильтра задается следующим соотношением:

U_вых/U_вх = 1/[1 + ε²C_n²(f/f_c)]^1/2.

Где C_n - полином Чебышева первого рода степени n, а ε — константа, определяющая неравномерность характеристики в полосе пропускания. Фильтр Чебышева, как и фильтр Баттерворта имеет фазочастотные характеристики, далекие от идеальных. На рис. 5.11 представлены для сравнения характеристики 6-полюсных фильтров нижних частот Чебышева и Баттерворта.

Рис. 5.11. Сравнение характеристик некоторых обычно применяемых 6-полюсных фильтров нижних частот. Характеристики одних и тех же фильтров изображены и в логарифмическом (вверху), и в линейном (внизу) масштабе. 1 — фильтр Бесселя; 2 — фильтр Баттерворта; 3 — фильтр Чебышева (пульсации 0,5 дБ).

Как легко заметить, и тот, и другой намного лучше 6-полюсного RC-фильтра. На самом деле фильтр Баттерворта с максимально плоской характеристикой в полосе пропускания не столь привлекателен, как это может показаться, поскольку в любом случае приходится мириться с некоторой неравномерностью в полосе пропускания (для фильтра Баттерворта это будет постепенное понижение характеристики при приближении к частоте f_с, а для фильтра Чебышева — пульсации, распределенные по всей полосе пропускания).

Кроме того, активные фильтры, построенные из элементов, номиналы которых имеют некоторый допуск, будут обладать характеристикой, отличающейся от расчетной, а это значит, что в действительности на характеристике фильтра Баттерворта всегда будет иметь место некоторая неравномерность в полосе пропускания. На рис. 5.12 проиллюстрировано влияние наиболее нежелательных отклонений значений емкости конденсатора и сопротивления, резистора на характеристику фильтра.

В свете вышеизложенного весьма рациональной структурой является фильтр Чебышева. Иногда его называют равноволновым фильтром, так как его характеристика в области перехода имеет большую крутизну за счет того, что по полосе пропускания распределено несколько равновеликих пульсаций, число которых возрастает вместе с порядком фильтра. Даже при сравнительно малых пульсациях (порядка 0,1 дБ) фильтр Чебышева обеспечивает намного большую крутизну характеристики в переходной области, чем фильтр Баттерворта. Чтобы выразить эту разницу количественно, предположим, что требуется фильтр с неравномерностью характеристики в полосе пропускания не более 0,1 дБ и затуханием 20 дБ на частоте, отличающейся на 25 % от граничной частоты полосы пропускания. Расчет показывает, что в этом случае требуется 19-полюсный фильтр Баттерворта или всего лишь 8-полюсный фильтр Чебышева.

Мысль о том, что можно мириться с пульсациями характеристики в полосе пропускания ради увеличения крутизны переходного участка, доводится до своего логического завершения в идее так называемого эллиптического фильтра (или фильтра Кауэра), в котором допускаются пульсации характеристики как в полосе пропускания, так и в полосе задерживания ради обеспечения крутизны переходного участка даже большей, чем у характеристики фильтра Чебышева. С помощью ЭВМ можно сконструировать эллиптические фильтры так же просто, как и классические фильтры Чебышева и Баттерворта.

На рис. 5.13 представлено графическое задание амплитудно-частотной характеристики фильтра. В этом случае (фильтр нижних частот) определяются допустимый диапазон коэффициента передачи фильтра (т. е. неравномерность) в полосе пропускания, минимальная частота, на которой характеристика покидает полосу пропускания, максимальная частота, где характеристика переходит в полосу задерживания, и минимальное затухание в полосе задерживания.

Рис. 5.13. Задание параметров частотной характеристики фильтра.

Фильтры Бесселя. Как было установлено ранее, амплитудно-частотная характеристика фильтра не дает о нем полной информации. Фильтр с плоской амплитудно-частотной характеристикой может иметь большие сдвиги фаз. В результате этого форма сигнала, спектр которого лежит в полосе пропускания, будет искажена при прохождении через фильтр. В ситуации, при которой форма сигнала имеет первостепенное значение, желательно иметь в распоряжении линейно-фазовый фильтр (фильтр с постоянным временем запаздывания). Предъявление к фильтру требования обеспечения линейного изменения сдвига фазы в зависимости от частоты эквивалентно требованию постоянства времени запаздывания для сигнала, спектр которого расположен в полосе пропускания, т. е. отсутствия искажений формы сигнала. Фильтр Бесселя (также называемый фильтром Томсона) имеет наиболее плоский участок кривой времени запаздывания в полосе пропускания, подобно тому как фильтр Баттерворта имеет наиболее плоскую амплитудно-частотную характеристику. Чтобы понять, какое улучшение во временной области дает фильтр Бесселя, посмотрите на рис. 5.14, где изображены нормированные по частоте графики времени запаздывания для 6-полюсных фильтров нижних частот Бесселя и Баттерворта.

Рис. 5.14. Сравнение временных запаздываний для 6-полюсных фильтров нижних частот Бесселя (1) и Баттерворта (2). Фильтр Бесселя благодаря своим превосходным свойствам во временной области дает наименьшее искажение формы сигнала.

Плохая характеристика времени запаздывания фильтра Баттерворта обуславливает появление эффектов типа выброса при прохождении через фильтр импульсных сигналов. С другой же стороны, за постоянство времен запаздывания у фильтра Бесселя приходится расплачиваться тем, что его амплитудно-частотная характеристика имеет еще более пологий переходной участок между полосами пропускания и задерживания, чем даже у характеристики фильтра Баттерворта.

Существует много различных способов проектирования фильтров, в которых делаются попытки улучшить рабочие параметры фильтра Бесселя во временной области, частично жертвуя постоянством времени запаздывания ради уменьшения времени нарастания и улучшения амплитудно-частотной характеристики. Фильтр Гаусса имеет почти столь же хорошие фазочастотные характеристики, как и фильтр Бесселя, но при улучшенной переходной характеристике. Другой интересный класс представляют собой фильтры, позволяющие добиться одинаковых по величине пульсаций кривой времени запаздывания в полосе пропускания (аналогично пульсациям амплитудно-частотной характеристики фильтра Чебышева) и обеспечивающие примерно одинаковое запаздывание для сигналов со спектром вплоть до полосы задерживания. Еще один подход к созданию фильтров с постоянным временем запаздывания — это применение всепропускающих фильтров, называемых иначе корректорами во временной области. Эти фильтры обладают постоянной амплитудно-частотной характеристикой, а сдвиг фазы может меняться согласно конкретным требованиям. Таким образом, их можно применять для выравнивания времени запаздывания любых фильтров, в частности фильтров Баттерворта и Чебышева.

Сравнение фильтров. Несмотря на ранее высказанные замечания о переходной характеристике фильтров Бесселя, он все же обладает очень хорошими свойствами во временной области по сравнению с фильтрами Баттерворта и Чебышева. Сам фильтр Чебышева при его весьма подходящей амплитудно-частотной характеристике имеет наихудшие параметры во временной области из всех этих трех типов фильтров. Фильтр Баттерворта дает компромисс между частотами и временными характеристиками. В табл. 5.1 и на рис. 5.15 дана информация по рабочим характеристикам этих трех типов фильтров во временной области, дополняющая приведенные ранее графики амплитудно-частотных характеристик. По этим данным можно сделать вывод, что в тех случаях, когда важны параметры фильтра во временной области, желательно применять фильтр Бесселя.

Рис. 5.15. Сравнение переходных процессов 6-полюсных фильтров нижних частот. Кривые нормированы приведением значения ослабления 3 дБ к частоте 1 Гц. 1 — фильтр Бесселя; 2 — фильтр Баттерворта; 3 — фильтр Чебышева (пульсации 0,5 дБ).

Схемы активных фильтров.

Известны очень хитроумные конструкции активных фильтров, каждый из которых используется для того, чтобы в качестве характеристики фильтра получить нужную функцию, как, например, функция Баттерворта, Чебышева и др. Можно спросить: зачем вообще нужно больше одной схемы активного фильтра?

Причина в том, что каждая схемная реализация является наилучшей в смысле тех или иных желательных свойств, и поэтому «абсолютно лучшей» схемы активного фильтра не существует.

Некоторые свойства, желательные для схемы активного фильтра, таковы: а) малое число элементов, как активных, так и пассивных; б) легкость регулировки; в) малое влияние разброса параметров элементов, в особенности значений емкостей конденсаторов; г) отсутствие жестких требований к применяемому операционному усилителю, в особенности требований к скорости нарастания, ширине полосы пропускания и полному выходному сопротивлению; д) возможность создания высокодобротных фильтров; е) нечувствительность характеристик фильтра по отношению к параметрам элементов и коэффициенту усиления ОУ (в частности, произведению коэффициента усиления на ширину полосы пропускания, f_с). По многим причинам последнее свойство является одним из наиболее важных. Фильтр, который требует соблюдения высокой точности значений параметров элементов, трудно настраивать, и по мере старения элементов настройка теряется; кроме того дополнительной неприятностью является требование использовать элементы с малым допуском значений параметров.

Схема фильтра на ИНУН (источник напряжения, управляемый напряжением) обязана широкой популярностью в основном своей простоте и малому числу деталей, но эта схема страдает недостатком, а именно высокой чувствительностью к изменениям значения параметров элементов. Для сравнения: недавно возникший интерес к более сложным гиратороподобным схемам вызван их нечувствительностью к малым изменениям параметров элементов.

В этом разделе будет рассмотрено несколько схем для реализации фильтров нижних и верхних частот, а также полосовых фильтров. Начнем же с популярной схемы на ИНУН, или управляемого источника, затем рассмотрим построение фильтров на основе метода переменных состояния, выпускаемых в виде интегральных схем различными фирмами-изготовителями, и наконец, упомянем о двойном Т-образном фильтре с высоким избирательным подавлением («фильтр-пробка») и о некоторых интересных новых направлениях в области реализации фильтров на переключаемых конденсаторах.

5.06. Схемы на ИНУН.

Фильтр на источнике напряжения, управляемом напряжением (ИНУН), известный также просто как фильтр с управляемым источником, — это вариант фильтра Саллена и Ки, который был описан выше. В этом случае повторитель с единичным коэффициентом усиления заменен неинвертирующим усилителем с коэффициентом усиления, большим 1. На рис. 5.16 даны схемы для реализации фильтра нижних и верхних частот, а также полосового фильтра.

Рис. 5.16. Схемы активных фильтров на ИНУН. а — фильтр нижних частот; б — фильтр верхних частот; в — полосовой фильтр.

С помощью присоединенных к выходу ОУ резисторов, образован неинвертирующий усилитель напряжения с коэффициентом усиления К, а остальные R и С по-прежнему формируют частотную характеристику фильтра. Как будет показано далее, эти двухполюсные фильтры могут быть фильтрами Баттерворта, Бесселя и др. за счет определенного подбора параметров элементов. Любое число двухполюсных секций на ИНУН может быть соединено каскадно для создания фильтров более высокого порядка. В таком соединении отдельные секции, вообще говоря, не идентичны. Действительно, каждая секция соответствует квадратичному сомножителю полинома степени n, описывающего фильтр в целом.

В большинстве обычных справочников по фильтрам приведены формулы и таблицы для всех стандартных характеристик фильтров, включая отдельные таблицы для фильтров Чебышева с разными амплитудами пульсаций. В следующем разделе будут представлены удобные в употреблении таблицы для проектирования фильтров на ИНУН типа Баттерворта, Бесселя и Чебышева (фильтр Чебышева с неравномерностью 0,5 и 2 дБ), используемых в качестве фильтров нижних или верхних частот. Полосовой и полосноподавляющий фильтры легко могут быть составлены из их комбинаций.

5.07. Проектирование фильтров на ИНУН с использованием наших упрощенных таблиц.

Перед тем как пользоваться табл. 5.2, надо решить, какая характеристика фильтра нам нужна. Как уже говорилось ранее, фильтр Баттерворта хорош, если нужна максимально плоская характеристика в полосе пропускания, фильтр Чебышева обеспечивает наиболее крутой спад от полосы пропускания к полосе задерживания (ценой некоторой неравномерности характеристики в полосе пропускания), а фильтр Бесселя имеет наилучшую фазочастотную характеристику, т. е. постоянное запаздывание сигнала в полосе пропускания и соответственно хорошую переходную характеристику.

Амплитудно-частотные характеристики всех этих типов даны на соответствующих графиках (рис. 5.17).

Рис. 5.17. Графики нормированных частотных характеристик 2-, 4-, 6- и 8-полюсных фильтров из табл. 5.2. Характеристики фильтров Баттерворта (а) и Бесселя (б) нормированы приведением ослабления 3 дБ к единичной частоте, а фильтры Чебышева — приведением к этой частоте ослабления 0,5 дБ (в) и 2 дБ (г) соответственно.

Для конструирования n-полюсного фильтра (при четном n) нужно соединить каскадно n/2 секций на ИНУН. Рассматриваются только фильтры четного порядка, поскольку для фильтра нечетного порядка нужно столько же операционных усилителей, сколько и для фильтра на единицу большего порядка. В каждой секции R₁ = R₂ = R и C₁ = С₂ = С. Как и обычно в схемах на операционных усилителях, значение R выбирается в диапазоне от 10 до 100 кОм. (Резисторов с малым номиналом сопротивления лучше избегать, поскольку на высоких частотах возрастающее выходное полное сопротивление разомкнутого контура операционного усилителя добавляется к сопротивлению резистора, внося ошибку в расчет.) Тогда все, что вам нужно сделать — это установить коэффициент усиления каждого каскада К согласно табличным данным. Для n-полюсного фильтра потребуется n/2 обращений к таблице - по числу секций.

Фильтры Баттерворта нижних частот. Если используется фильтр Баттерворта, то параметры всех секций имеют одинаковые значения R и С, определяемые соотношением RC = 1/2πf_с, где f_с — частота, соответствующая значению ослабления всего фильтра, равному — 3 дБ. Чтобы построить, например, 6-полюсный фильтр Баттерворта нижних частот, мы соединяем каскадно три вышеописанные секции с коэффициентами усиления, равными соответственно 1,07, 1,59 и 2,48 (желательно именно в указанном порядке, во избежание возни с динамическим диапазоном) и подбором идентичных для всех секций параметров R и С устанавливаем точку, отвечающую значению —3 дБ. Описанная в разд. 8.31 схема управления телескопом представляет собой подобный пример со значением f_с = 88,4 Гц (R = 180 кОм, С = 0,01 мкФ).

Фильтры нижних частот Бесселя и Чебышева. Ненамного сложнее построить на ИНУН фильтр Бесселя или Чебышева. Опять-таки соединим каскадно несколько двухполюсных фильтров на ИНУН с предписанным для каждой секции коэффициентом усиления. Снова в каждой секции зададим R₁ = R₂ = R и C₁ = С₂ = С. Но теперь, в отличие от ситуации с фильтром Баттерворта, произведение RC будет для каждой секции свое и должно вычисляться с помощью нормирующего множителя f_n (его значения для каждой секции приведены в табл. 5.2) по формуле RC = 1/2πf_сf_n. Здесь через f_c обозначена точка, отвечающая значению —3 дБ, для фильтра Бесселя и граница полосы пропускания — для фильтра Чебышева, т. е. это частота, на которой амплитудно-частотная характеристика спадает ниже диапазона неравномерности при переходе к полосе задерживания. Например, характеристика фильтра Чебышева нижних частот с неравномерностью 0,5 дБ и f_c = 100 Гц будет плоской с небольшой неравномерностью от 0 до —0,5 дБ в диапазоне от 0 до 100 Гц, на частоте 100 Гц будет затухание 0,5 дБ, а дальше частоты 100 Гц - крутой спад. Значения параметров приведены в табл. 5.2 для фильтров Чебышева, имеющих неравномерность характеристики в полосе пропускания 0,5 и 2 дБ; у последнего спад к полосе задерживания несколько круче (рис. 5.17).

Фильтры верхних частот. Чтобы построить фильтр верхних частот, используем показанную ранее конфигурацию фильтра нижних частот, т. е. поменяем местами R и С. При этом для фильтра Баттерворта ничего больше не изменится (значения R, С и К останутся те же). Для фильтров Бесселя и Чебышева сами значения К останутся те же, а нормирующий множитель f_н должен быть обратный, т. е. для каждой секции новое значение равно f_н = 1/f_н (как указано в табл. 5.2).

Полосовой фильтр получается при каскадном соединении фильтров верхних частот и фильтров нижних частот с перекрывающимися полосами пропускания. Полосноподавляющий же фильтр можно получить с помощью схемы сложения выходных сигналов фильтров верхних частот и фильтров нижних частот с неперекрывающимися полосами пропускания. Однако такие каскадные фильтры не очень пригодны там, где нужны фильтры с высокой добротностью (полосовые фильтры с крутой переходной областью) вследствие большой чувствительности индивидуальных (непарных) фильтровых секции к значениям параметров элементов. В таких случаях следует применять высокодобротную однокаскадную полосовую схему (т. е. описанную ранее полосовую схему на ИНУН или рассматриваемые далее биквадратные фильтры и фильтры на основе метода переменных состояния) вместо многокаскадного фильтра. Даже однокаскадный двухполюсный фильтр может иметь характеристику с крайне острым пиком. Информацию о таких конструкциях фильтров можно найти в справочниках.

В фильтрах на ИНУН используется минимальное число элементов (один операционный усилитель на два полюса характеристики), при этом они дают дополнительный выигрыш в виде неинвертирующего коэффициента усиления, низкого выходного полного сопротивления, малого разброса значений параметров, простоты регулировки коэффициента усиления и способности работать при большом коэффициенте усиления или высокой добротности. Их недостаток — высокая чувствительность к изменениям параметров элементов и коэффициента передачи усилителя, кроме того, они не годятся для построения перестраиваемых фильтров с устойчивой характеристикой.

Упражнение 5.3. _{Спроектируйте на ИНУН 6-полюсный фильтр Чебышева нижних частот с неравномерностью в полосе пропускания 0,5 дБ и частотой среза fс =100 Гц. Какое ослабление будет на частоте, равной 1,5fс?}

5.08. Фильтры, построенные на основе метода переменных состояния.

Изображенный на рис. 5.18 двухполюсный фильтр куда более сложен по сравнению с фильтрами на ИНУН, но он широко применяется благодаря повышенной устойчивости и легкости регулировки. Он называется фильтром на основе метода переменных состояния.

Рис. 5.18. Фильтр, построенный на основе метода переменных состояния.

Этот фильтр выпускается в виде интегральной схемы фирмами National (AF100 и AF150), Burr-Brown (серия UAF) и другими. Поскольку этот фильтр является готовым модулем, то все элементы у него встроенные, за исключением резисторов R_G, R_Q и двух R_F. Среди прочих достоинств этой схемы существенна возможность путем коммутации выходов получать из одной схемы фильтры верхних и нижних частот, а также полосовой фильтр. Кроме того, частоту фильтра можно регулировать при неизменном значении добротности Q (или неизменной полосе пропускания — по выбору) характеристики в полосе пропускания. Как при работе с фильтрами на ИНУН, несколько секций могут быть соединены каскадно для создания фильтров более высоких порядков.

Изготовители этих интегральных схем предлагают для пользователей подробные расчетные формулы и таблицы. Они дают рекомендации по выбору номиналов сопротивлений внешних резисторов для получения фильтров Баттерворта, Бесселя и Чебышева разных порядков; при этом можно получать фильтры с характеристиками верхних, нижних частот или полосовые и полосноподавляющие. Привлекательной особенностью этих гибридных схем является то, что в модуль встроены конденсаторы; так что остается добавить только внешние резисторы.

Полосовые фильтры. Несмотря на большое число схемных элементов, фильтр, построенный на основе метода переменных состояния, представляется наиболее удачной схемой для реализации (высокодобротных) полосовых фильтров. Он обладает низкой поэлементной чувствительностью, не предъявляет высоких требований к ширине полосы пропускания ОУ, а также прост в настройке. Например, в представленной на рис. 5.18 схеме, используемой в качестве полосового фильтра, с помощью двух резисторов R_F устанавливается центральная частота полосы пропускания, в то время как резисторы R_Q и R_G совместно определяют добротность Q и коэффициент усиления в полосе пропускания.

R_F = 5,03·10⁷/f₀ Ом,

R_Q = 10⁵/(3,48Q + G — 1) Ом,

R_G = 3,16·10⁴Q/G Ом.

Следовательно, можно сделать настраиваемый по частоте фильтр с фиксированной добротностью Q при использовании в качестве резистора R_F двухсекционного переменного резистора (потенциометра). С другой стороны, переменным можно сделать резистор R_Q, при этом получается фильтр с фиксированной частотой и изменяемой добротностью Q (и, к сожалению, с переменным коэффициентом передачи).

_{Упражнение 5.4. Необходимо рассчитать номиналы резисторов показанной на рис. 5.18 схемы, используемой в качестве полосового фильтра с f0 = 1 кГц, Q = 50 и G = 10.}

На рис. 5.19 изображена полезная модификация полосового фильтра на основе метода переменных состояния.

Рис. 5.19. Фильтр с независимой регулировкой усиления и добротности Q.

Недостатком является использование в ней четырех ОУ, достоинство же заключается в возможности регулировать ширину полосы пропускания (т. е. добротность Q) без изменения коэффициента усиления в полосе. Действительно, как добротность Q, так и коэффициент усиления устанавливаются единственным резистором. Добротность Q, коэффициент усиления и центральная частота полосы пропускания полностью независимы и задаются следующими простыми соотношениями:

F₀ = 1/2πR_FC, Q = R₁/R_Q, G = R₁/R_G,

R ~= 10 кОм (значение некритично, подгоняемое).

Биквадратные фильтры. Наиболее близко к фильтру на основе метода переменных состояния примыкает изображенный на рис. 5.20 так называемый биквадратный фильтр. В этой схеме также используются три ОУ и ее можно сконструировать с помощью упомянутой ранее ИС на основе метода переменных состояния.

Рис. 5.20. Биквадратный фильтр.

Замечательным свойством такого фильтра является возможность регулировки его частоты (с помощью R_F) при сохранении постоянности ширины полосы пропускания (это предпочтительнее, чем сохранение неизменности добротности Q). Далее предлагаются расчетные уравнения:

F₀ = 1/2πR_FC, BW = 1/2πR_BC, G = R_B/R_G.

Сама добротность Q определяется как f₀/BW и равна R_B/R_F. При изменении значения центральной частоты (с помощью R_F) пропорционально изменяется и добротность Q, при этом сохраняется неизменной ширина полосы пропускания Qf₀.

Когда вы проектируете биквадратный фильтр вчерновую (правильнее использовать ИС активного фильтра, которая уже содержит большинство необходимых элементов), то основная методика определяется следующим образом:

1. Выберем ОУ с шириной полосы пропускания f_с, которая по крайней мере в 10–20 раз превышает Qf₀.

2. Подберем округленный номинал конденсатора, ближайший к следующему значению С = 10/f₀ мкФ.

3. Используем требуемое значение центральной частоты для расчета значения сопротивления R_F согласно приведенному выше первому уравнению.

4. Используем второе расчетное уравнение для вычисления по заданному значению ширины полосы пропускания номинала сопротивления R_G.

5. Исходя из требуемого коэффициента передачи на центральной частоте полосы пропускания и согласно третьему расчетному уравнению получаем значение сопротивления R_G.

Если расчетные значения сопротивлений получаются слишком велики или слишком малы, что неудобно в некоторых случаях, то можно подобрать другой номинал конденсатора. Например, в высокодобротном фильтре потребуется использовать увеличенное значение конденсатора С, отчасти с тем чтобы предотвратить существенное увеличение значение сопротивления R_B (или можно использовать описанную в разд. 4.19 Т-образную цепь). Следует отметить, что каждое из сопротивлений R_F, R_B и R_G является нагрузкой для ОУ и, следовательно, их значение не должно становиться меньше, скажем, 5 кОм. Манипулируя номиналами элементов схемы, можно найти их значения, так чтобы просто удовлетворялось требование 1 путем уменьшения коэффициента передачи интегратора (увеличение значения R_F) при соответствующем увеличении коэффициента передачи инвертирующего каскада (увеличение значения резистора обратной связи, которое в исходной схеме составляет 10 кОм).

Для иллюстрации предположим, что желательно спроектировать фильтр с теми же характеристиками, как в последнем упражнении. Мы должны начать с того, что временно зададим С = 0,01 мкФ. Затем найдем R_F = 15,9 кОм (f₀ = 1 кГц) и R_B = 796 кОм (Q = 50; BW = 20 Гц). Наконец, R_G = 79,6 кОм (G = 10).

_{Упражнение 5.5. Необходимо спроектировать полосовой фильтр со следующими параметрами: f0 = 60 Гц, BW = 1 Гц и G = 100.}

Полосовые фильтры высокого порядка. Как и для рассмотренных ранее фильтров нижних и верхних частот имеется возможность проектировать полосовые фильтры более высоких порядков с приблизительно плоской полосой пропускания и крутым переходом к полосе задерживания. Это можно сделать с помощью каскадного соединения нескольких полосовых фильтров более низкого порядка, комбинируя их таким образом, чтобы обеспечить характеристику фильтра требуемого вида (Баттерворта, Чебышева и любые другие). Как и раньше фильтр Баттерворта имеет «максимально плоскую» характеристику, в то время как фильтр Чебышева удовлетворяет требованиям плоской характеристики в полосе пропускания при крутых скатах (переходной области).

Только что рассмотренные полосовые схемы, такие как фильтры на ИНУН, биквадратные фильтры и фильтры на основе метода переменных состояния, являются фильтрами второго порядка (два полюса). Увеличение крутизны характеристики фильтра путем добавления дополнительных секций приводит, как правило, к ухудшению переходной и фазо-частотной характеристик. Сама «ширина полосы пропускания» полосового фильтра определяется как ширина характеристики между точками —3 дБ, кроме, естественно, равноволновых фильтров, для которых эта ширина определяется точками, где характеристика спадает на величину пульсации в полосе пропускания.

В справочниках по активным фильтрам или в технических руководствах по применению ИС активных фильтров приводятся таблицы и методики проектирования таких сложных фильтров. Существует также несколько прекрасных программ по расчету фильтров, которые предназначены для недорогих машин (IBM PC, Macintosh).

5.09. Двойной Т-образный фильтр-пробка.

Изображенная на рис. 5.21 пассивная RC-цепь имеет бесконечное затухание на частоте, равной f_c = 1/2πRC.

Рис. 5.21. Пассивный двойной T-образный фильтр-пробка.

Такое бесконечное ослабление для RС-фильтров, вообще говоря, не характерно — данный фильтр действует столь эффективно благодаря сложению двух сигналов, которые на частоте среза имеют разность фаз в 180°. Получение достаточно близкого к нулю значения характеристики на частоте f_c требует хорошего согласования элементов. Этот фильтр называется двойным Т-образным и может употребляться для устранения сигнала помехи, например сетевой наводки 60 Гц. Трудность состоит в том, что характеристика этой цепи такая же «мягкая», как и у всех пассивных RC-цепей, и лишь в окрестности частоты f_c обрывается почти отвесно. Например, двойная Т-образная цепь, управляемая идеальным источником напряжения, имеет затухание 10 дБ на частоте, равной удвоенной (или половинной) частоте f_c, и ослабление 3 дБ на частоте, равной учетверенной (или деленной на четыре) частоте f_c. Один из способов улучшить характеристику этой цепи — сделать ее «активной» — по типу фильтра Саллена и Ки (рис. 5.22).

Рис. 5.22. Т-образный фильтр со следящей связью.

Эта идея кажется в принципе хорошей, но на практике разочаровывает из-за невозможности сохранения хорошего затухания на частоте нуля. Дело в том, что при увеличении резкости провала характеристики (большее усиление в петле следящей связи) ослабление на частоте нуля уменьшается.

Двойные Т-образные фильтры выпускаются в виде готовых модулей на диапазон частот от 1 Гц до 50 кГц с глубиной ослабления на частоте провала около 60 дБ (с некоторым ухудшением при высоких и низких температурах). Такие фильтры легко собрать из отдельных элементов, но для получения глубокого и стабильного провала следует выбирать конденсаторы и резисторы со стабильными параметрами и низкой температурной зависимостью. Один из элементов должен быть регулируемым.

Двойной Т-образный фильтр функционирует прекрасно при фиксированной частоте провала, но основные трудности возникают при попытке сделать его перестраиваемым, поскольку три резистора необходимо изменять одновременно, сохраняя постоянным их соотношение. Однако замечательная своей простотой изображенная на рис. 5.23, а RC-схема, которая ведет себя аналогично двойной Т-образной схеме, может перестраиваться в широком диапазоне частот (по крайней мере две октавы) с помощью единственного потенциометра.

Подобно двойному Т-образному фильтру (как и большинство активных фильтров), для него требуется провести определенное согласование элементов; в этом случае номиналы всех трех конденсаторов должны быть идентичны, а значение фиксированного резистора должно точно в шесть раз превышать значение нижнего (регулируемого) резистора. Сама частота подавления определяется следующим образом:

F_{провала} = 1/2пС√(3R₁R₂)

На рис. 5.23, б показана реализация этого фильтра, которая перестраивается в диапазоне от 25 до 100 Гц. Подстроечный резистор с номиналом 50 кОм позволяет установить максимальную глубину провала.

Рис. 5.23. Регулируемый фильтр-пробка на основе мостового дифференцирующего звена. Допускается настройка схемы б в диапазоне от 25 до 100 Гц.

Как и в случае пассивной двойной Т-образной схемы, этот фильтр (известный как мостовой дифференциатор) имеет пологое нарастание затухания за пределами точки провала и бесконечное затухание (при условии идеального согласования значений всех элементов) на самой частоте провала. Его также можно «активировать» с помощью подачи на отвод потенциометра следящей связи с усилителя напряжения, как правило, с коэффициентом передачи меньше единицы (как на рис. 5.22).

Увеличение коэффициента передачи в петле следящей связи, а именно его приближение к единице, сужает ширину провала, а также приводит к появлению нежелательного пика характеристики со стороны более высоких частот относительно провала, наряду со снижением обеспечиваемого затухания.

5.10. Построение фильтров на гираторах.

Интересный тип активного фильтра можно создать с помощью гираторов; в основном они используются для замены катушек индуктивности в традиционных конструкциях фильтров. Распространенная гираторная схема показана на рис. 5.24.

Рис. 5.24. Гиратор.

Обычно Ζ₄ — конденсатор, а остальные полные сопротивления заменяют резисторами, имитируя, таким образом, катушку индуктивности L = kС, где k = R₁R₃R₅/R₂. Можно показать, что эта гираторная схема мало чувствительна к отклонениям параметров, как и ее пассивный RLC-прототип.

5.11. Фильтры на переключаемых конденсаторах.

Один из недостатков биквадратных фильтров или фильтров, построенных на основе метода переменных состояния, связан с необходимостью обеспечения точного согласования конденсаторов. Если при построении схемы используются операционные усилители, то вам следует запастись парой стабильных конденсаторов (не керамических и не электролитических); для обеспечения оптимальных рабочих характеристик точность их согласования порядка 2 %. Необходимо также провести многочисленные коммутации, поскольку эти схемы содержат по крайней мере три ОУ и шесть резисторов на каждую двухполюсную секцию фильтра. С другой же стороны, можно купить фильтр в виде ИС, предоставляя право изготовителям самим решать проблему согласования конденсаторов с номиналом 1000 пФ в своей ИС. И, надо сказать, что изготовители ИС успешно решают эти проблемы, но за счет увеличения их стоимости. Например, ИС AF100-«универсальный активный фильтр» производства фирмы National представляет собой гибридную ИС с ценой приблизительно 10 долларов за штуку.

Известен и другой способ построения интеграторов, которые составляют основу биквадратных фильтров и фильтров на основе метода переменных состояния. Главная идея заключается в использовании аналоговых МОП-ключей, синхронизированных внешним сигналом прямоугольной формы и высокой частоты (как правило, в 100 раз выше, чем у обрабатываемых аналоговых сигналов), как это показано на рис. 5.25.

Рис. 5.25. а — интегратор на переключаемых конденсаторах; б — схема обычного интегратора.

На этом рисунке необычный треугольный объект представляет собой цифровой инвертор, который переворачивает прямоугольное колебание «вверх ногами», так что два МОП-ключа замыкаются на противоположных полуволнах этого прямоугольного колебания. Анализ такой схемы весьма прост. При замыкании ключа S₁ происходит заряд конденсатора С₁ до напряжения U_вх, т. е. он сохраняет заряд С₁U_вх; на другой же половине рабочего цикла конденсатор С₁ разряжается через виртуальную землю, передавая свой заряд конденсатору С₂. Само же напряжение на конденсаторе С₂ изменяется, следовательно, на величину ΔU = ΔQ/C₂ = U_вхC₁/C₂. Следует отметить, что выходное напряжение меняется в течение каждого цикла высокочастотного прямоугольного колебания пропорционально напряжению U_вх (изменение которого за один период прямоугольного колебания предполагается весьма незначительным), т. е. эта схема представляет собой интегратор! Легко показать, что функционирование этих интеграторов описывается приведенными на рисунке уравнениями.

_{Упражнение 5.6. Получить представленные на рис. 5.25 уравнения.}

Применение переключаемых конденсаторов вместо обычных интеграторов дает два существенных преимущества. Первое, как было указано ранее, он может быть менее дорогим при реализации на кремниевой подложке, так как коэффициент передачи самого интегратора зависит только от отношения двух конденсаторов, а не их индивидуальных значений.

Вообще говоря, достаточно просто на кремниевой подложке создать пару любых согласованных элементов, в то время как получение подобных элементов (резистора или конденсатора) с точными значениями и высокой стабильностью весьма затруднительно. Вследствие, этого монолитная ИС фильтра на переключаемых конденсаторах очень дешевая, например, универсальный фильтр на переключаемых конденсаторах фирмы National (MF10) стоит 2 долл. (сравните с ценой в 10 долл. обычного фильтра AF100) и, кроме того, в одном корпусе вы получаете сразу два фильтра!

Второе преимущество фильтров на переключаемых конденсаторах состоит в возможности настройки их частоты (т. е. центральной частоты полосового фильтра или точки — 3 дБ фильтра нижних частот) изменением только частоты входного прямоугольного колебания («тактовой частоты»). Это объясняется тем, что характеристическая частота биквадратного фильтра или фильтра на основе переменных состояния пропорциональна и зависит только от коэффициента передачи интегратора.

Фильтры на переключаемых конденсаторах выпускаются как в виде специализированной, так и «универсальной» структуры. Первая структура со встроенными компонентами формирует полосовые фильтры или фильтры нижних частот, в то время как вторая имеет дополнительные промежуточные входы и выходы, так что при подключении к ней внешних элементов можно получить любую желаемую характеристику. При этом платой за такую универсальность является увеличение размера корпуса ИС и необходимость в подключении внешних резисторов.

Например, автономный фильтр Баттерворта нижних частот MF4 фирмы National выпускается в 8-выводном DIP-корпусе и стоит 1,3 долл., в то время как их универсальный фильтр MF5 выпускается в 14-выводном DIP-корпусе (цена 1,45 долл.), при этом в зависимости от выбора типа фильтра требуется 2 или 3 внешних резистора. На рис. 5.26 показано с какой легкостью можно использовать эти специализированные фильтры.

Рис. 5.26.

Теперь о неприятном. Фильтры на переключаемых конденсаторах имеют три «раздражающие» характеристики, которые связаны и обусловлены присутствием периодического тактового сигнала. Первое, это сквозное прохождение сигнала тактовой частоты, а именно наличие некоторого выходного сигнала (с напряжением приблизительно от 10 до 25 мВ) с частотой тактового колебания, напряжение которого не зависит от прикладываемого входного сигнала. Обычно это не имеет значения, поскольку этот сигнал значительно удален от полосы, занимаемой обрабатываемым сигналом. Если же такое сквозное прохождение тактового сигнала нежелательно, то для его подавления обычно используется простой RC-фильтр. Вторая проблема более тонкого свойства. Если во входном сигнале присутствуют спектральные компоненты, расположенные вблизи частоты тактового колебания, то они будут «накладываться» на полосу пропускания. Сформулируем это более корректно, а именно: любые спектральные компоненты входного сигнала, которые отстоят по частоте от тактового сигнала на величину, соответствующую частотам полосы пропускания, будут присутствовать (неподавленными!) в полосе пропускания. Например, при использовании ИС MF4 в качестве фильтра нижних частот с частотой среза 1 кГц (т. е. при этом f_такт = 100 кГц) все спектральные компоненты входного сигнала в диапазоне от 99 до 101 кГц выделятся в полосе выходного сигнала, т. е. в диапазоне от постоянного тока до частоты 1 кГц. И никакой дополнительный выходной фильтр не сможет их ликвидировать!

Таким образом следует твердо уяснить, что во входном сигнале не должно быть спектральных составляющих вблизи частоты тактового колебания. Если же этого невозможно избежать, то можно как обычно использовать простой RС-фильтр (предфильтр), поскольку частота тактового сигнала отстоит, как правило, довольно далеко от полосы пропускания. Третье нежелательное свойство, присущее фильтрам на переключаемых конденсаторах, связано с типичным снижением динамического диапазона сигнала (возрастание уровня «шума»), вследствие неполного гашения инжёкции заряда МОП-ключа (см. разд. 3.12). В типовой ИС фильтра динамический диапазон составляет 80–90 дБ.

Как и для любой линейной схемы фильтрам на переключаемых конденсаторах (и их аналогам на трех ОУ) присущи характерные ошибки усилительных схем, а именно выходное напряжение смещения и низкочастотный шум с характеристикой вида 1/f. Это может стать проблемой, если, например, нежелательно при подаче на фильтр нижних частот сигнала низкого уровня получать ошибки в виде колебания среднего значения его постоянной составляющей. Прекрасное решение предложили умные головы фирмы Linear Technology, которые придумали — ИС LTC1062 — «фильтр нижних частот с точным значением постоянной составляющей» (или МАХ280 с улучшенным напряжением смещения). На рис. 5.27 показан способ ее включения.

Рис. 5.27. Фильтр нижних частот на ИС LTC1062 с «точной установкой постоянной составляющей».

Основная идея состоит в том, чтобы вывести фильтр из пути прохождения постоянной составляющей, пропуская низкочастотные компоненты сигнала на выход через пассивную цепь; сам же фильтр захватывает только более высокочастотные компоненты сигнала, где он заваливает характеристику, шунтируя сигнал на землю. В результате этого ошибка в постоянной составляющей равна нулю, а характерный для переключаемых конденсаторов шум присутствует только в непосредственной близости от частоты среза (рис. 5.28).

Рис. 5.28.

Фильтры на переключаемых конденсаторах широко предлагают такие фирмы-изготовители как AMI-Gould, Exar, National и EGG-Reticon. Как правило, можно располагать частоту среза фильтра (или центр полосы пропускания) в любом месте диапазона частот от постоянного тока до нескольких десятков килогерц с помощью выбора определенного значения тактовой частоты. Сама характеристическая частота получается путем деления значения тактовой частоты на фиксированное число, обычно f_такт/50 или f_такт/100. Большинство ИС на переключаемых конденсаторах предназначено для построения фильтров нижних частот, полосовых или режекторных (полоснозаграждающих), хотя некоторые из них (например, AMI 3529) спроектированы как фильтры верхних частот. Следует отметить, что сквозное прохождение тактового сигнала и эффект дискретизации формы выходного сигнала (на частоте тактового колебания) являются особенно надоедливыми в последнем случае, поскольку они попадают в полосу пропускания.

Генераторы.

5.12. Введение.

Неотъемлемой частью почти любого электронного устройства является генератор гармонических или каких-либо других колебаний. Кроме очевидных случаев автономных генераторов (а именно генераторы синусоидальных сигналов, генераторы каких-либо функций, импульсные генераторы) источник регулярных колебаний необходим в любом периодически действующем измерительном приборе, в устройствах, инициирующих измерения или технологические процессы, и вообще в любом приборе, работа которого связана с периодическими состояниями или периодическими колебаниями. Они присутствуют практически везде. Так, например, генераторы колебаний специальной формы используются в цифровых мультимерах, осциллографах, радиоприемниках, ЭВМ, в любом периферийном устройстве ЭВМ (накопители на магнитной ленте или магнитных дисках, устройство печати, алфавитно-цифровой терминал), почти в любом цифровом приборе (счетчики, таймеры, калькуляторы и любые приборы с «многократным отображением») и во множестве других устройств, слишком многочисленных, чтобы их здесь перечислять. Устройство без генератора либо вообще ни на что не способно, либо предназначено для подключения к другому (которое скорее всего содержит, генератор). Не будет преувеличением сказать, что генераторы являются таким же необходимым устройством в электронике, как регулируемый источник питания постоянного тока.

В зависимости от конкретного применения генератор может использоваться просто как источник регулярных импульсов («часы» в цифровой системе); от него может потребоваться стабильность и точность (например, опорный интервал времени в частотомере), регулируемость (гетеродин передатчика или приемника) или способность генерировать колебания в точности заданной формы (как например, генератор горизонтальной развертки осциллографа).

В следующих разделах мы кратко рассмотрим наиболее популярные конструкции генераторов — от простых релаксационных RС-генераторов до высокостабильных кварцевых генераторов. Мы не ставим своей целью дать полный обзор с исчерпывающими деталями, а хотим просто ознакомить вас с предметом, а также рассказать, какие генераторы и когда применяются.

5.13. Релаксационные генераторы.

Очень простой генератор можно получить следующим образом: будем заряжать конденсатор через резистор (или источник тока), а затем, когда напряжение достигнет некоторого порогового значения, быстро его разрядим и начнем цикл сначала. С другой стороны, это можно сделать с помощью внешней цепи, обеспечивающей изменения полярности тока заряда при достижении некоторого порогового напряжения; следовательно, будут генерироваться колебания треугольной формы, а не пилообразные. Генераторы, построенные на этом принципе, известны под названием «релаксационные генераторы». Они просты и недороги и при умелом проектировании могут обеспечивать удовлетворительную стабильность по частоте.

Раньше для создания релаксационных генераторов применялись устройства с отрицательным сопротивлением, такие, как однопереходные транзисторы или неоновые лампы, теперь предпочитают ОУ или специальные интегральные схемы таймеров. На рис. 5.29 показан классический релаксационный RС-генератор.

Рис. 5.29. Релаксационный генератор на базе ОУ.

Работает он просто: допустим, что при начальном включении питания выходной сигнал ОУ выходит на положительное насыщение (каким образом это произойдет — неважно). Конденсатор начинает заряжаться до напряжения U₊ с постоянной времени, равной RC. Когда напряжение на конденсаторе достигнет половины напряжения источника питания, ОУ переключается в состояние отрицательного насыщения (он включен как триггер Шмитта) и конденсатор начинает разряжаться до U_ с той же самой постоянной времени. Этот цикл повторяется бесконечно, с периодом 2,2RC, который не зависит от напряжения источника питания. Выберем ОУ с КМОП выходным каскадом (см. разд. 4.11 и 4.12), поскольку насыщение его выходных сигналов происходит точно на уровне напряжения питания. Биполярный ОУ типа LM10 также имеет максимальный удвоенный перепад выходного напряжения, но в отличие от КМОП, ОУ позволяет функционировать при полном напряжении ±15 В; однако он имеет гораздо более низкую частоту f_с (0,1 МГц).

_{Упражнение 5.7. Покажите, что этот период указан верно.}

Применяя для заряда конденсатора источники тока, можно получить колебания хорошей треугольной формы. Пример удачной схемы, использующей этот метод, приведен в разд. 4.29.

Иногда необходим генератор с очень низким уровнем шума (так называемый «низкий внеполосный шум»). В этом отношении хороша простая схема, показанная на рис. 5.30.

Рис. 5.30.

В ней используется пара КМОП-инверторов (в виде цифровых логических схем, которые будут подробно рассматриваться в гл. 8-11), соединение которых между собой образует некоторую разновидность RC релаксационного генератора с выходным сигналом в виде прямоугольного колебания. Реальные измерения, приведенные для этой схемы, работающей на частоте 100 кГц, показали, что плотность мощности шума в ближайшей боковой полосе (мощность на корень квадратный из герц, измеренная на 100 Гц смещения от генерируемой частоты), ниже по крайней мере на 85 дБ уровня основного колебания. Иногда встречается аналогичная схема, но при перемене местами элементов R₂ и С. Хотя это и превосходный генератор, но он имеет крайне зашумленный выходной сигнал.

Представленная на рис. 5.31 схема имеет даже более низкий уровень шума и, кроме того, имеется возможность модулировать выходную частоту с помощью внешнего тока, прикладываемого к базе транзистора Т₁.

Рис. 5.31. Малошумящий генератор.

В этой схеме транзистор Т₁ функционирует как интегратор, вырабатывая на своем коллекторе сигнал асимметричной треугольной формы. Сами же инверторы работают в качестве неинвертирующего компаратора, изменяя полярность возбуждения на базе каждые полпериода. Эта схема имеет плотность шума — 90 дБ/√Гц, измеренную на частоте 100 Гц смещения от несущего колебания 150 кГц, и —100 дБ/√Гц, измеренную при смещении 300 Гц. Хотя эти схемы превосходны в отношении уровня бокового шума, генерируемая частота имеет большую чувствительность к колебаниям напряжения источника питания, чем другие рассмотренные в этой главе генераторы.

5.14. Классическая ИС таймера-555.

Следующий уровень сложности предполагает использование в качестве релаксационных генераторов ИС таймеров или ИС генераторов колебаний специальной формы. Наиболее популярная ИС таймера - это схема 555 (и ее разновидности). Работа этой ИС часто толкуется неверно, поэтому мы дадим анализ ее работы прямо по изображенной на рис. 5.32 эквивалентной схеме. Некоторые обозначения на ней относятся к области цифровой техники (гл. 8 и следующие), поэтому вы пока еще не станете экспертом по ИС 555.

Рис. 5.32. Упрощенная эквивалентная схема ИМС 555.

Но принцип действия этого таймера достаточно прост. При подаче сигнала на вход ТРИГГЕР выходной сигнал переключается на ВЫСОКИЙ уровень (около U_KK) и остается в этом состоянии до тех пор, пока не произойдет переключение входа ПОРОГ; в этот момент выходной сигнал падает до НИЗКОГО уровня (около потенциала «земли») и тогда включается транзистор РАЗРЯД. Вход ТРИГГЕР включается при уровне входного сигнала меньше 1/3U_KK, а ПОРОГ — при уровне входного сигнала больше 2/3U_KK. Наиболее легкий способ понять работу ИС 555 — это рассмотреть конкретный пример (рис. 5.33).

Рис. 5.33. ИМС 555, включенная как генератор.

При включении источника питания конденсатор разряжен, поэтому ИС 555 оказывается в состоянии, когда выходной сигнал имеет ВЫСОКИЙ уровень, транзистор разряда Т₁ закрыт и конденсатор начинает заряжаться до 10 В через резисторы R_A + R_B. Когда его напряжение достигнет 2/3U_KK, переключается вход ПОРОГ и выходной сигнал переходит в состояние НИЗКОГО уровня, одновременно происходит отпирание транзистора Т₁, разряжающего конденсатор С на землю через резистор R_B. Схема переходит в периодический режим работы, и напряжение на конденсаторе С колеблется между значениями 1/3U_KK и 2/31U_KK с периодом Т = 0,693(R_A + 2R_B)С. В этом случае с выхода схемы обычно снимается колебание прямоугольной формы.

_{Упражнение 5.8. Покажите, что период колебаний не зависит от напряжения источника питания.}

Схема 555 представляет собой довольно приличный генератор со стабильностью около 1 %. Она может работать от единственного источника питания напряжением от 4,5 до 16 В, сохраняя стабильную частоту при изменениях напряжения источника питания, поскольку пороги следят за флуктуациями питания. Схему 555 можно применять также для формирования одиночных импульсов произвольной длительности и еще для многих целей. К тому же этот небольшой кристалл содержит простые компараторы, вентили и триггеры. В электронной промышленности даже появилась игра - придумать еще новое применение схемы 555. И надо сказать, что многие в этом развлечении преуспевают.

Предостережение: ИС 555, как и другие схемы таймеров, создает мощную («150 мА) токовую помеху в цепи питания во время каждого переключения выходного сигнала. Будет весьма полезным подключить к этой интегральной схеме здоровенный шунтирующий конденсатор. Кроме того, ИС 555 имеет склонность к формированию выходного сигнала с удвоенной частотой переключений.

КМОП ИС 555. Некоторые из неприятных свойств ИС 555 (большой ток потребления от источника питания, высокий ток запуска, удвоенная частота переключения выходного сигнала и неспособность функционировать при очень низких напряжениях источника питания) были устранены в ее КМОП-аналогах. Их можно узнать по цифрам «555», расположенным в какой-либо части маркировки. В табл. 5.3 представлено большинство из этих схем, которые мы смогли найти, а также их наиболее важные параметры.

Следует отметить, в частности, их способность функционировать при очень низких напряжениях питания (до 1 В!) и, как правило, токе потребления. Эти кристаллы также более быстродействующие, чем исходная схема 555. Выходные КМОП-каскады дают максимальный удвоенный перепад напряжения выходного сигнала, по крайней мере при низких токах нагрузки (отметим, что эти кристаллы не имеют мощного выходного каскада, как в типовой схеме 555). Все перечисленные кристаллы (табл. 5.3), кроме исходной схемы 555 и XR-L555, сделаны по КМОП-технологии. Последняя же схема является микромощной биполярной схемой 555 и проявляет свою родословную в виде здоровенной нагрузочной способности и хорошей температурной стабильности. Показанный на рис. 5.33 генератор на схеме 555 вырабатывает выходной сигнал прямоугольной формы, чей рабочий цикл (часть времени, когда выходной сигнал имеет ВЫСОКИЙ уровень) всегда больше 50 %. Это происходит вследствие того, что времязадающий конденсатор заряжается через последовательно включенную пару резисторов R_A + R_B, а разряжается (более быстро) через единственный резистор R_B. На рис. 5.34 показано, как обмануть схему 555 с тем, чтобы получить в рабочем цикле узкие положительные импульсы.

Рис. 5.34. Генератор с укороченным рабочим циклом.

Цепь, состоящая из комбинации диода и резистора, быстро заряжает времязадающий конденсатор через выходной каскад, разряд же его через внутренний разряжающий транзистор происходит медленно. Этот трюк пригоден только для КМОП схем 555, поскольку в этом случае необходим полный положительный перепад выходного сигнала.

При использовании для заряда времязадающего конденсатора источника тока можно создать генератор линейного («пилообразного») напряжения. На рис. 5.35 показан способ использования для этих целей простого источника тока на p-n-p-транзисторе. Пилообразный сигнал доходит до напряжения 2/3U_KK, затем быстро спадает (разряд происходит через внутренний разряжающий n-p-n-транзистор схемы 555, контакт 7) до напряжения 1/3U_KK, далее цикл начинается снова.

Рис. 5.35. Генератор пилообразных колебаний.

Отметим, что этот сигнал пилообразной формы выделяется на выводе конденсатора и необходимо обеспечить его развязку с помощью ОУ, который обладает высоким полным сопротивлением. Эту схему можно еще упростить путем замены источника тока на p-n-p-транзисторе на «диодный регулятор тока», выполненный на полевом транзисторе с p-n-каналом (разд. 3.06); однако ее рабочие характеристики, а именно линейность пилообразного сигнала, будут хуже, поскольку этот полевой транзистор питается током I_{C KK} и при этом формируется не такой хороший источник тока, как на биполярном транзисторе.

На рис. 5.36 указан простой способ формирования с помощью КМОП-схемы 555 сигнала треугольной формы.

Рис. 5.36. Генератор треугольных колебаний.

В предложенной схеме соединяются последовательно два регулятора тока на полевом транзисторе таким образом, чтобы получился двунаправленный регулятор тока (каждый регулятор тока ведет себя в обратном направлении как обычный диод, из-за проводимости затвор-сток). Следовательно, с помощью выходного сигнала с удвоенным максимальным перепадом формируется постоянный ток противоположной полярности и при этом на самом конденсаторе вырабатывается треугольное колебание (напряжение которого обычно лежит в диапазоне от 1/2U_KK до 2/3U_KK). Как и в предыдущей схеме, для развязки этого сигнала (источник с высоким полным выходным импедансом) используется ОУ. Следует отметить, что в этом случае необходимо применять КМОП-схему 555, в частности при подаче на схему напряжения питания +5 В, поскольку ее функционирование зависит от максимального двойного перепада выходного напряжения. Например, напряжение выходного сигнала ВЫСОКОГО уровня биполярной схемы 555 в типовом случае ниже максимального положительного перепада на падение напряжения на двух диодах (схема Дарлингтона на n-р-n-транзисторах), что составит +3,8 В при напряжении источника питания +5 В; следовательно, остается всего 0,5 В падения напряжения (при верхнем значении сигнала) на последовательно включенную пару регуляторов тока, что явно недостаточно для включения регулятора тока (требуется приблизительно 1 В) и последовательного диода (0,6 В), построенного из полевого транзистора с р-n-переходом.

_{Упражнение 5.9. Покажите, что вы уяснили работу схем, изображенных на рис. 5.35 и 5.36; для этого рассчитайте для каждой схемы частоту генерируемого сигнала.}

Существует еще несколько других интересных интегральных схем таймеров. Схема таймера 322 фирмы National имеет собственный встроенный прецизионный источник опорного напряжения, с помощью которого задается напряжение порога. Это объясняет его прекрасные свойства при формировании сигнала, частота которого должна быть пропорциональна току, подаваемому от внешнего источника, например с фотодиода. В состав другой разновидности таймеров входят релаксационный генератор и цифровой счетчик, с тем чтобы при формировании сигналов большой длительности избежать необходимости использования в схеме больших номиналов сопротивлений и конденсаторов. Примером таких схем могут служить схемы 74НСЧ060, Ехаг 2243 и Intersil ICM7242 (выпускается также фирмой Maxim). Последняя схема выполнена по КМОП-технологии и может функционировать при токе в доли миллиампера и вырабатывать выходной импульс один раз за 128 циклов генератора. Эти таймеры (и их ближайшие аналоги) пригодны для формирования задержки сигнала в диапазоне от нескольких секунд до нескольких минут.

5.15. Генераторы, управляемые напряжением.

Остальные ИС генераторов выпускаются обычно в виде генераторов, управляемых напряжением (ГУН), у которых выходной сигнал изменяется в некотором диапазоне в соответствии с управляющим входным напряжением. Некоторые из этих схем имеют частотные диапазоны, превосходящие 1000:1. Примерами таких схем являются исходная ИС NE566 и более новые ИС: LM331, 8038, 2206 и серии 74LS624-9. Схемы серии 74LS624, например, способны работать на высоких частотах вплоть до 20 МГц, требуют внешней RC-цепи для установления номинальной частоты и формируют выходные сигналы с обычными логическими уровнями.

Более быстродействующие схемы ГУН, такие как 1648, могут функционировать в диапазоне до 200 МГц и в гл. 13 будет показано, как создать ГУН для гигагерцевого диапазона частот. Схема LM331 фактически представляет собой пример преобразователя напряжение — частота (U/F-преобразователь) с хорошей линейностью (эти приборы мы рассмотрим в разд. 9.20 и 9.27). В тех же случаях, когда линейность является определяющим фактором, предпочтительны современные U/F преобразователи типа AD650, обеспечивающие линейность 0,005 %. В большинстве схем ГУН используются внутренние источники тока для формирования треугольных импульсов, а схемы 8038 и 2206 даже имеют набор «мягких» клемм для преобразования с помощью ограничителя треугольных импульсов в гармонические колебания. Иногда в ИС ГУН используются неудобные значения опорного напряжения в качестве сигнала управления (например, положительный источник питания) и усложненные симметрированные схемы для получения синусоидального сигнала. По нашему мнению, идеальный ГУН все еще ждет своей разработки. Ко многим из этих ИС могут подключаться внешние кварцевые резонаторы для повышения их точности и стабильности (это мы обсудим позже); в таких случаях кварцевый резонатор просто устанавливается вместо конденсатора. На рис. 5.37 показана схема ГУН с диапазоном выходного сигнала от 10 Гц до 10 кГц, построенная на основе схемы LM331.

Рис. 5.37. Типичная ИС преобразователя напряжение/частота (0 В соответствует частоте 10 кГц);

F = (0,478/R_ТС_Т)(R_и/R_н)U_вх·

При обзоре интегральных схем ГУН нельзя не обратить внимание на ИС фазовой автоматической подстройки частоты (ФАПЧ), в состав которых входят ГУН и фазовый детектор. Например, популярна КМОП-схема 4046 (и ее более быстродействующий аналог 74НСЧ046). Системы ФАПЧ будут рассмотрены в разд. 9.27-9.31. В табл. 5.4 представлено большинство из имеющихся схем ГУН.

5.16. Квадратные генераторы.

Время от времени возникает потребность в генераторах, которые формируют одновременно пару одинаковых по амплитуде колебаний синусоидальной формы, но сдвинутых по фазе на 90°. Эту пару сигналов можно рассматривать как синусоидальное и косинусоидальное колебания, мы же будем придерживаться термина квадратурная пара сигналов (сигналы «в квадратуре»). Наиболее важны такие сигналы в радиосвязи (квадратурные смесители, схемы формирования однополосных сигналов). Кроме того, дальше будет показано, что такая квадратурная пара сигналов всегда необходима для формирования сигнала с любой произвольной фазой.

Первая мысль, которая сразу возникает, — это как подавать сигнал синусоидальной формы на интегратор (или дифференциатор), чтобы на его выходе появился сдвинутый на 90° сигнал косинусоидальной формы. При этом сигнал имеет правильный фазовый сдвиг, но его амплитуда испорчена (поймите почему). Далее предлагаются некоторые способы решения этой задачи.

Резонатор на переключаемых конденсаторах. На рис. 5.38 показан способ использования ИС фильтра на переключаемых конденсаторах MF5 в режиме самовозбуждающегося полосового фильтра, который формирует пару квадратурных сигналов синусоидальной формы.

Рис. 5.38. Квадратурный генератор на переключаемых конденсаторах.

Наиболее простой способ понять ее работу — это предположить, что на выходе уже присутствует сигнал синусоидальной формы; далее компаратор преобразует его в прямоугольное колебание с небольшой амплитудой (падение напряжения на одном диоде), которое снова подается на вход фильтра. Фильтр обладает узкой полосой пропускания (Q = 10), так что он преобразует это прямоугольное колебание в выходной синусоидальный сигнал и таким образом поддерживается генерация. Входное прямоугольное колебание тактовой частоты (такт) задает центральную частоту полосы пропускания, следовательно, сама частота генерации в этом случае составит f_такт/100. Эта схема пригодна для работы в диапазоне частот от нескольких герц до приблизительно 10 кГц и формирует квадратурную пару синусоидальных сигналов с равными амплитудами. Следует отметить, что эта схема дает «ступенчатую» аппроксимацию синусоидальной формы выходного сигнала вследствие того, что переключаемый фильтр дает квантованный выходной сигнал.

Генератор колебаний специальной формы (аналоговые тригонометрические функции). Фирма Analog Devices изготовляет интересную нелинейную «функциональную ИС», которая преобразует входное напряжение в выходной сигнал, пропорциональный sin(AU_вх), где коэффициент усиления А имеет фиксированное значение, равное 50°/В. Как правило, этот кристалл (AD639) может на самом деле выполнять гораздо больше функций. Он вырабатывает четыре выходных сигнала, называемые X₁, X₂, Y₁ и Y₂, и формирует выходной сигнал, напряжение которого определяется следующим образом: U_вых = sin(X₁ — X₂)/sin(Y₁ — Y₂). Таким образом, если например, установить X₁ = Y₁ = 90 ° (т. е. +1,8 В), Y₂ = 0 (закоротка на «землю»), а входное напряжение подавать на вход X₂, то вырабатывается сигнал вида cos(X₂).

_{Упражнение 5.10. Докажите последнее утверждение.}

У схемы AD639 имеется также выход прецизионного опорного напряжения +1,8 В, что существенно облегчает ее применение. Следовательно, если на пару ИС AD639 подать треугольное колебание с амплитудой 1,8 В, то можно получить пару квадратурных сигналов синусоидальной формы, как это показано на рис. 5.39. Рабочий диапазон частот этой ИС лежит в пределах от постоянного тока до приблизительно 1 МГц.

Рис. 5.39. Генератор тригонометрических функций.

Просмотровая таблица (поиск элементов при помощи просмотра). Это цифровая методика, которую вы полностью освоите только после изучения гл. 9. Основная идея состоит в том, чтобы запрограммировать цифровую память большого объема цифровыми значениями (выборками) синуса и косинуса, аргументы которых выбираются через равноотстоящие угловые промежутки (скажем, через 1°). Тогда, быстро последовательно перебирая адреса этой памяти, можно получить колебание синусоидальной формы, для этого считанные из памяти по каждому адресу цифровые значения (т. е. для последовательности угловых аргументов) подаются на пару цифро-аналоговых преобразователей (ЦАП).

Этот метод имеет следующие недостатки. Как и в случае резонатора на переключаемых конденсаторах, выходной сигнал имеет ступенчатую форму, поскольку он формируется из набора дискретных напряжений, по одному на содержимое каждой ячейки памяти. Можно, конечно, для сглаживания выходного сигнала поставить фильтр нижних частот, но, делая это, нельзя перекрыть широкий диапазон частот, поскольку нужно выбирать такой фильтр нижних частот, чтобы он пропускал само синусоидальное колебание и в то же время подавлял более высокую частоту выборки (такая же проблема характерна и для резонатора на переключаемых конденсаторах). В этом случае помогает сокращение углового интервала между соседними значениями, но тогда соответственно снижается максимальная частота вырабатываемого выходного колебания. При использовании стандартных ЦАП с временем преобразования не более одной микросекунды, можно получить синусоидальные сигналы с частотами вплоть до нескольких десятков килогерц, полагая, что шаг углового аргумента составляет порядка одного градуса. Для самих же ЦАП характерно наличие в момент переключения больших остроконечных выбросов напряжения («кратковременная импульсная помеха»). Эти полноразрядные кратковременные импульсные помехи возникают даже, если переключение происходит между смежными (ближайшими) уровнями выходного напряжения! В гл. 9 будут предложены способы решения этой проблемы. Разрядность имеющихся в распоряжении ЦАП достигает 16 (в этом случае разрешающая способность составляет единицу из 65536 значений).

Генератор на основе метода переменных состояния. Все предложенные ранее методы требуют выполнения некоторой тяжелой работы. К счастью, сотрудники дружественной фирмы Burr-Brown провели эту работу дома и вышли на рынок с моделью 4423, которая представляет собой «прецизионный квадратурный генератор». В нем используется стандартная схема полосового фильтра на основе метода переменных состояния, выполненная на трех ОУ (рис. 5.18), где выходной сигнал через диодный ограничитель подается на вход (см. рис. 5.40). Она предназначена для работы в диапазоне частот от 0,002 Гц до 20 кГц и при этом она демонстрирует высокую стабильность фазового сдвига, амплитуды и частоты (максимально 10^-4 1/°С). Схема 4432 является модульной (а не монолитной ИС) и выпускается, в 14-выводном стандартном DIP-корпусе при цене 24 долл. в малых партиях.

Рис. 5.40.

Фильтры на схеме с упорядоченными фазовыми сдвигами. Известны изощренные схемы RС-фильтров, которые обладают способностью при подаче на их вход сигнала синусоидальной формы формировать на выходе пару синусоидальных сигналов, имеющих разность фаз приблизительно 90°. В радиотехнике это называется «фазовым» методом формирования однополосного сигнала (благодаря Weaver), где предназначенный для передачи входной сигнал состоит из сигналов речевого диапазона.

К сожалению, этот метод работает удовлетворительно только в ограниченном диапазоне частот и требует точного подбора номиналов резисторов и конденсаторов. Более приемлемый способ формирования широкополосных квадратурных сигналов основан на использовании «цепи с упорядоченными фазовыми сдвигами», которая представляет собой регулярную структуру, состоящую из резисторов с равными номиналами, а номиналы конденсаторов уменьшаются в геометрической прогрессии, как это указано на рис. 5.41. На вход этой цепи подаются два сигнала, а именно прямой и сдвинутый на 180° (это легко сделать с помощью инвертора с единичным коэффициентом передачи). Выходной сигнал представляет собой набор из четырех квадратурных сигналов и при использовании 6-секционной цепи их погрешность составляет ±0,5° в диапазоне частот 100:1.

Рис. 5.41. Цепь с упорядоченными фазовыми сдвигами.

Квадратурные колебания прямоугольной формы. В некоторых случаях формирование квадратурных сигналов прямоугольной формы является несложной задачей. Основная идея заключается в том, чтобы сформировать сигнал удвоенной частоты, затем поделить его в два раза с помощью цифрового триггера (гл. 8) и декодировать на вентилях (снова гл. 8). Это наиболее совершенный способ формирования квадратурных прямоугольных колебаний в диапазоне частот от постоянного тока до по крайней мере 100 МГц.

Квадратурные сигналы диапазона радиочастот. В диапазоне радиочастот (выше нескольких мегагерц) формирование пары квадратурных сигналов синусоидальной формы снова достаточно тривиальная задача; в этом случае используются приборы, которые называются квадратурными гибридными схемами (или квадратурные расщепитель/объединитель). На низкочастотной границе радиочастотного диапазона (от нескольких мегагерц до, может быть, 1 ГГц) они принимают форму небольших трансформаторов с магнитным сердечником, в то время как на более высоких частотах нужно найти их воплощение в форме полосковых линий передачи (полоски и печатные проводники, изолированные от заземленной подложки) или световодов (полая прямоугольная трубка). Эти вопросы снова будут рассмотрены в гл. 13. Методика достаточно узкополосная, типовая ширина рабочей частоты не превышает октаву (т. е. соотношение частот 2:1).

Формирование синусоидального колебания с произвольной фазой. Поскольку у нас уже имеется пара квадратурных сигналов, достаточно просто сформировать синусоидальное колебание с произвольной фазой. В этом случае требуется просто объединить синфазный (I) и квадратурные сигналы (Q) на резистивном сумматоре, что наиболее просто реализуется с помощью потенциометра, включенного между I и Q сигналами. При вращении движка потенциометра эти сигналы (I и Q) суммируются в различных соотношениях, при этом удается получить плавное изменение фазы в диапазоне от 0 до 90°. Если же рассматривать эту проблему с точки зрения векторов, то можно показать, что фаза результирующего колебания совершенно не зависит от частоты; однако его амплитуда при регулировке фазы меняется, спадая на 3 дБ при фазе 45°. Метод достаточно просто можно распространить и на случай формирования колебания, фаза которого должна лежать в диапазоне от 0 до 360°, при этом используются противоположные сигналы (фазовый сдвиг 180°) I' и Q', которые получаются с помощью инвертирующих усилителей с коэффициентом передачи -1.

5.17. Мостовые генераторы Вина и ХС-генераторы.

Для получения сигнала синусоидальной формы сигнала с малыми искажениями ни одна из описанных ранее схем, вообще говоря, не подходит. Хотя в большинстве функциональных генераторов на широкий диапазон частот используется «размывание» колебаний треугольной формы с помощью диодных ограничителей, в конце концов уровень искажений редко удается снизить до значений, меньших 1 %. Для сравнения: большинство высококачественных звуковых колонок требуют усилителей с уровнем искажений не больше 0,1 %. Для испытаний подобной звуковоспроизводящей аппаратуры требуются источники чистого синусоидального сигнала с остаточным искажением не больше 0,05 %. На низких и средних частотах хорошим источником синусоидальных колебаний с малым уровнем искажений служит мостовой генератор Вина (рис. 5.42).

Рис. 5.42. Мостовые генераторы Вина с малыми искажениями. Выходная частота f = 1/2πRC.

Идея его состоит в том, чтобы создать усилитель с обратной связью, имеющий сдвиг фазы 180° на нужной частоте, а затем отрегулировать петлевое усиление таким образом, чтобы возникли автоколебания. Для одинаковых значений R и С коэффициент усиления по напряжению выходного сигнала по отношению к сигналу на неинвертирующем входе ОУ должен быть точно равен +3,0. При меньшем усилении колебания затухают, при большем — выходной сигнал будет достигать насыщения. Искажение будет малым, пока амплитуда колебаний не выходит за пределы линейного участка характеристики усилителя, т. е. не следует допускать колебаний полного размаха. Если не применить некоторых приемов для управления усилением, то именно это и произойдет — выходной сигнал усилителя будет возрастать до уровня, при котором эффективный коэффициент усиления вследствие насыщения упадет до 3,0. Как мы увидим, эти приемы включают в себя некую управляющую усилением обратную связь с большой постоянной времени.

В первой схеме на рис. 5.42 в качестве элемента обратной связи с переменным сопротивлением используется лампа накаливания. При повышении уровня выходного сигнала нагревается нить лампы, уменьшая коэффициент неинвертирующего усиления. Искажения гармонического сигнала в показанной схеме для диапазона звуковых частот (выше 1 кГц) не превышают 0,003 %; для более глубокого изучения этого вопроса см. LTC Арр. Note 5(12/84). Во второй схеме амплитудный детектор, состоящий из диодов и RС-цепи, регулирует усиление по переменному току, меняя сопротивление полевого транзистора, который при малых напряжениях ведет себя как нелинейное сопротивление (см. разд. 3.10). Следует отметить, что используется большая постоянная времени (2 с); для исключения искажений это существенно, поскольку быстродействующая обратная связь исказила бы генерируемую синусоидальную волну, пытаясь регулировать ее амплитуду в пределах одного периода.

5.18. ZC-генераторы.

Наиболее распространенный способ получения высокочастотных синусоидальных колебаний — это применение генератора, стабилизированного LC-контуром, в котором LC-контур, настроенный на определенную частоту, подключен к усилительной схеме, чтобы обеспечить необходимое усиление на его резонансной частоте. Охватывающая схему петля положительной обратной связи применяется для поддержания колебаний на резонансной частоте LC-контура и такая схема будет самозапускающейся. На рис. 5.43 показаны две популярные схемы.

Рис. 5.43. Генератор Колпитца с малыми искажениями, частота 20 МГц (а); LC-генератор Хартли (б).

Первая — это настоящий генератор Колпитца: параллельный настроенный LC-контур на входе и петля положительной обратной связи с выхода на вход. По имеющимся сведениям эта схема обеспечивает искажения меньше —60 дБ. Вторая схема — это генератор Хартли, построенный на n-p-n-транзисторе. Переменный конденсатор предназначен для регулировки частоты. В обеих схемах используется катушка связи, т. е. просто несколько витков провода, действующих как понижающий трансформатор.

В небольшом диапазоне частот можно настраивать LC-генераторы электрическим способом. Этот прием заключается в использовании регулируемого напряжением конденсатора («варактор») в частотозадающей LC-цепи. Физическая природа диодных p-n-переходов обеспечивает требуемое решение, в виде простого смещенного в обратном направлении диода. Емкость этого p-n-перехода уменьшается с увеличением обратного напряжения (см. рис. 13.3). Хотя любой диод может работать как варактор, необходимо использовать специально разработанные варакторные диоды и на рис. 5.44 представлены характеристики некоторых из них.

Рис. 5.44. Регулирующие диодные варакторы.

На рис. 5.45 изображен простой генератор Колпитца на полевом транзисторе с р-n-p-переходом (сигнал обратной связи снимается с истока) и настройкой частоты ±1 %. В этой схеме диапазон настройки был преднамеренно сделан меньше, с тем чтобы добиться хорошей стабильности, при этом используется относительно большой конденсатор фиксированной емкости (100 пФ), который шунтируется небольшим регулировочным конденсатором (максимальное значение 15 пФ).

Рис. 5.45. Управляемый напряжением LC-генератор.

Следует отметить большой номинал резистора смещения (так что ток смещения диода не будет влиять на колебания), а также наличие блокировочного конденсатора по постоянному току. Советуем также посмотреть материал разд. 13.11. В типовом случае варакторы имеют максимальное значение емкости от нескольких пикофарад до нескольких сотен пикофарад с диапазоном регулировки приблизительно 3:1 (хотя имеются варакторы с более широким диапазоном до 15:1). Поскольку резонансная частота LC-контура обратно пропорциональна корню квадратному из емкости, то возможно добиться диапазона настройки по частоте вплоть до 4:1, хотя обычно говорят о диапазоне регулировки +25 % или около того.

В настраиваемых варакторами схемах само генерируемое колебание (и вдобавок прикладываемое внешнее регулирующее смещение постоянного тока) появляется на варакторе, что приводит к изменению его емкости в зависимости от частоты сигнала. Это вызывает искажения формы вырабатываемого колебания и, что более важно, приводит к зависимости амплитуды его колебаний от частоты. Для того чтобы минимизировать эти эффекты, необходимо ограничить амплитуду колебаний (при необходимости усиление производится в следующих каскадах); также лучше сохранять напряжение постоянного смещения на варакторе выше одного вольта или около того, с тем чтобы сделать напряжение генерации малым по сравнению с ним.

Электрически настраиваемые генераторы широко используются для формирования частотно-модулированных сигналов и вдобавок как радиочастотные системы фазовой автоматической подстройки частоты. Эти вопросы будут рассмотрены в гл. 9 и 13.

По историческим соображениям следовало бы упомянуть о камертонных генераторах, которые являются близкими «родственниками» LC-генераторов. В этих генераторах высокодобротные колебания камертона определяют частоту генератора в низкочастотном диапазоне (стабильность несколько миллионных долей при постоянной температуре); это соответствует стабильности наручных часов. Но кварцевые генераторы все-таки лучше, как будет показано в следующем разделе.

Паразитные колебания. Предположим, что вы собрали славный усилитель и испытали его, подавая на вход синусоидальный сигнал. Затем подключили ко входу усилителя генератор прямоугольных импульсов и увидели на выходе по-прежнему синусоидальный сигнал! У вас не усилитель, а сплошные хлопоты. Но паразитные колебания не всегда проявляются так явно. Обычно они заметны в виде размытия части сигнала, «гуляющего» источника тока, необъяснимых сдвигов у ОУ, или схема, нормально ведущая себя, пока за ней наблюдают на осциллографе, вдруг «дичает», стоит лишь перестать за ней следить. Все это — разнообразные проявления неподавленных высокочастотных паразитных колебаний, порожденных непреднамеренно получившимся генератором Хартли или Колпитца, возникшим на основе индуктивности вводов и межэлектродных емкостей.

На схеме рис. 5.46 показан осциллирующий источник тока, возникший при выполнении студенческой лабораторной работы по электронике, где с помощью вольтметра измерялся рабочий диапазон обычного транзисторного источника тока.

Рис. 5.46. Пример паразитного генератора.

Оказалось, что ток меняется слишком сильно (от 5 до 10 %) при изменениях напряжения на нагрузке в пределах ожидаемого рабочего диапазона — симптом, который снимался прикосновением пальца к выводу коллектора! Емкость транзистора между коллектором и базой плюс емкость измерительного прибора в сочетании с его индуктивностью образовала классический генератор Хартли, в котором обратная связь обеспечивалась емкостью между коллектором и эмиттером. Добавление небольшого резистора в цепь базы подавило эти колебания за счет уменьшения коэффициента усиления на высоких частотах в схеме с общей базой. Это один из приемов, часто бывающий полезным.

5.19. Генераторы с кварцевыми резонаторами.

От RС-генератора можно легко добиться стабильности порядка 0,1 % при начальной точности установки частоты от 5 до 10 %. Это вполне удовлетворительно для многих применений, таких, например, как мультиплексный индикатор карманного калькулятора, где цифры многозначного числа подсвечиваются одна за другой с быстрым чередованием (обычная частота — 1 кГц). В каждый момент времени горит только одна цифра, но глаз видит все число. Ясно, что точность здесь не очень важна. Несколько лучше стабильность LC-генераторов — порядка 0,01 % в течение разумного промежутка времени. Этого вполне достаточно для гетеродинов радиоприемников и телевизоров.

Для получения по-настоящему стабильных колебаний незаменимы кварцевые генераторы. В них используется кусочек кварца (искусственного — двуокись кремния), вырезанный и отшлифованный таким образом, что он имеет определенную частоту колебаний. Кварц представляет собой пьезоэлектрик (его деформация вызывает появление электрического потенциала, и наоборот), поэтому упругие колебания кристалла могут быть вызваны приложением электрического поля, а эти колебания в свою очередь генерируют напряжение на гранях кристалла. Помещая на поверхность кристалла контакты, можно превратить его в истинный схемный элемент, эквивалентный некоторой RLC-схемы, заранее настроенной на определенную частоту. В самом деле эквивалентная схема этого элемента содержит два конденсатора, дающих пару близко расположенных резонансных частот - последовательного и параллельного резонанса (рис. 5.47), отличающихся друг от друга не более чем на 1 %.

Рис. 5.47.

Результат этого эффекта — резкое изменение реактивного сопротивления с частотой (рис. 5.48).

Рис. 5.48.

Высокая добротность Q кварцевого резонатора (обычно около 10000) и хорошая стабильность делают естественным его применение как задающего элемента в генераторах и фильтрах с улучшенными параметрами (см. разд. 13.12). В схемах с кварцевыми резонаторами, как и в LC-генераторах, вводят положительную обратную связь и обеспечивают надлежащее усиление на резонансной частоте, что ведет к автоколебаниям.

На рис. 5.49 показаны некоторые схемы кварцевых генераторов. На рис. 5.49, а показан классический генератор Пирса, в котором используется обычный полевой транзистор (см. гл. 3). На рис. 5.49, б изображен генератор Колпитца с кварцевым резонатором вместо LC-контура.

Рис. 5.49. Схемы с кварцевыми резонаторами, а — генератор Пирса, б — генератор Колпитца.

В схеме на рис. 5.49, в в качестве обратной связи используется сочетание биполярного n-р-n-транзистора и кварцевого резонатора. Остальные схемы генерируют выходной сигнал с логическими уровнями при использовании цифровых логических функций (рис. 5.49, г и д).

Рис. 5.49, в.

Рис. 5.49. г, д.

На последней диаграмме показаны схемы кварцевых генераторов, построенные на ИС МС12060/12061 фирмы Motorola. Эти микросхемы предназначены для использования, совместно с кварцевыми резонаторами, диапазона частот от 100 кГц до 20 МГц и спроектированы таким образом, что обеспечивают прекрасную стабильность частоты колебаний при тщательном ограничении его амплитуды с помощью встроенного амплитудного дискриминатора и схемотехнического ограничителя. Они обеспечивают формирование выходных колебаний как синусоидальной, так и прямоугольной формы (с ТТЛ и ЭСЛ логическими уровнями). В качестве альтернативы, а именно в тех случаях, когда достаточно иметь выходное колебание только прямоугольной формы и не предъявляются предельные требования по стабильности, можно применять законченные модули кварцевых генераторов, которые обычно выпускаются в металлических DIP-корпусах. Они предлагают стандартный набор частот (например, 1, 2, 4, 5, 6, 8, 10, 16 и 20 МГц), а также «странные» частоты, которые обычно используются в микропроцессорных системах (например, частота 14,31818 МГц используется в видеоплатах). Эти «кварцевые модули тактовой частоты», как правило, обеспечивают точность (в диапазоне температур, напряжений источника питания и времени) только 0,01 % (10^-4), однако они дешевы (от 2 до 5 долл.) и вам не приходится строить схему. Кроме того, они всегда дают устойчивые колебания, тогда как при создании собственного генератора этого не всегда удается добиться.

Функционирование схем генераторов на кварцевых резонаторах зависит от электрических свойств самого кристалла (таких, как последовательный или параллельный режим колебаний, эффективное последовательное сопротивление и емкость монтажа), которые не всегда полностью известны. Очень часто вы можете найти, что хотя ваш самодельный кварцевый генератор и возбуждается, но на частоте, которая не соответствует той, которая указана на кварцевом резонаторе. В наших собственных изысканиях в области схем дискретных кварцевых генераторов бывало всякое.

Кварцевые резонаторы выпускаются на диапазон от 10 кГц до 10 МГц, а у некоторых образцов высокие обертоны доходят до 250 МГц. Для каждой частоты нужен свой резонатор, но для наиболее употребительных частот резонаторы выпускаются серийно. Всегда легко достать резонаторы на частоты 100 кГц, 1, 2, 4, 5 и 10 МГц. Кварцевый резонатор на частоту 3,579545 МГц (стоящий меньше доллара) применяется в генераторе импульсов цветности телевизоров. Для электронных наручных часов нужна частота 32,768 кГц (или 215 Гц), и вообще, часто нужны частоты, равные 2 какой-то степени Гц. Кварцевый генератор можно регулировать в небольшом диапазоне с помощью последовательно или параллельно включенных конденсаторов переменной емкости (см. рис. 5.49, г). Благодаря дешевизне кварцевых резонаторов всегда имеет смысл рассмотреть возможность их применения в тех случаях, когда RС-релаксационные генераторы работают на пределе своих возможностей. При необходимости стабильную частоту кварцевого генератора можно «подгонять» электрическим способом в небольших пределах с помощью варактора.

Такая схема называется УНКГ (управляемый напряжением кварцевый генератор), при этом удается соединить прекрасную стабильность кварцевых генераторов с регулируемостью LC-генераторов. Покупка коммерческого УНКГ, вероятно, является наилучшим решением проблем, возникающих при собственном проектировании. Стандартные УНКГ обеспечивают максимальные отклонения центральной частоты от номинала порядка ±10^-5 — ±10^-4, хотя имеются образцы с более широким диапазоном (вплоть до ± 10^-3).

Без особых усилий можно с помощью кварцевого резонатора обеспечить стабильность частоты порядка нескольких миллионных долей в нормальном температурном диапазоне. Применяя схемы температурной компенсации, можно построить температурно-компенсированный кварцевый генератор (ТККГ) с несколько улучшенными параметрами. Как ТККГ, так и некомпенсированный генератор выпускаются в виде готовых модулей разными фирмами, например фирмами Biley, CTS Knights, Motorola, Reeves Hoffman, Statek и Vectron. Они бывают разных габаритов, иногда не больше корпуса DIP или стандартного корпуса для транзисторов ТО-5. Дешевые модели обеспечивают стабильность порядка 10^-6 в диапазоне от 0 до 50 °C, дорогие - порядка 10^-7 в том же диапазоне.

Температурно-компенсированные генераторы. Чтобы получить сверхвысокую стабильность, может понадобиться кварцевый генератор, работающий в условиях постоянной температуры. Обычно для этих целей используется кристалл с практически нулевым температурным коэффициентом при несколько повышенной температуре (от 80° до 90 °C), а также термостат, который эту температуру поддерживает. Выполненные подобным образом генераторы выпускаются в виде небольших законченных модулей, пригодных для монтажа и включаемых в приборы, на все стандартные частоты. Типичным модулем генератора с улучшенными характеристиками служит схема 10811 фирмы Hewlett-Packard. Она обеспечивает стабильность порядка 10^-11 в течение времени от нескольких секунд до нескольких часов при частоте 10 МГц.

Если температурная нестабильность снижена до очень малых значений, то начинают доминировать другие эффекты: «старение» кристалла (тенденция частоты к уменьшению с течением времени), отклонения питания от номинала, а также внешние влияния, например удары или вибрации (последнее представляет собой наиболее серьезные проблемы в производстве кварцевых наручных часов). Один из способов решения проблемы старения: в паспортных данных генератора указывается скорость снижения частоты — не более 5·10^-10 в день. Эффект старения возникает частично из-за постепенного снятия деформаций, поэтому через несколько месяцев с момента изготовления этот эффект имеет тенденцию к устойчивому снижению, по крайней мере для хорошо сделанных кристаллов. Взятый нами за образец генератор 10811 имеет величину эффекта старения не более 10^-11 в день.

В тех случаях, когда стабильность термостатированных кристаллов уже недостаточна, применяются атомные стандарты частоты. В них используются микроволновые линии поглощения в рубидиевом газонаполненном элементе или частоты атомных переходов в пучках атомов цезия в качестве эталонов, по которым стабилизируется кварцевый резонатор. Таким образом можно получить точность и стабильность порядка 10^-12. Цезиевый стандарт является официальным эталоном времени в США. Эти стандарты вместе с линиями передачи времени принадлежат Национальному бюро стандартов и Морской обсерватории. Как последнее средство для самых точных частот, где нужна стабильность порядка 10^-14, можно предложить мазер на атомарном водороде. Последние исследования в области создания точных часов сосредоточиваются на технических приемах, использующих «охлажденные ионы», которые позволяют достигать даже еще лучшей стабильности. Многие физики считают, что можно достичь окончательной стабильности 10^-18.

Схемы, не требующие пояснений.

5.20. Удачные схемы.

На рис. 5.51 представлен набор удачных схем, большинство из которых взяты из руководств фирм-изготовителей и фирменных руководств по применению.

Рис. 5.51. а — моностабильный мультивибратор. Длительность входного импульса должна быть меньше, чем у выходного;

Рис. 5.51. б — активный имитатор катушки индуктивности;

Рис. 5.51. в — квадратурный генератор с частотой 1 Гц;

Рис. 5.51. г — релаксационный генератор;

Рис. 5.51. д — резонансный усилитель; работает в диапазоне частот от f₀ до f_T/2Q. Proc. IEEE 60, 908 (1972);

Рис. 5.51.  е — умножитель емкости;

Рис. 5.51.  ж — эмиттерно-связанный LC-генератор;

Рис. 5.51. з - высокочастотный ЭСЛ-генератор;

Рис. 5.51. и — преобразователь напряжение/частота;

Рис. 5.51. к — фильтр Бесселя нижних частот 3-го порядка; для другого значения частоты среза необходимо провести масштабирование номиналов элементов;

Рис. 5.51. л — широкодиапазонный ГУН (2 Гц-100 кГц) на усилителях с активной проводимостью.

Дополнительные упражнения.

1. Спроектируйте 6-полюсный фильтр Бесселя верхних частот с частотой среза 1 кГц. 2. Спроектируйте фильтр-пробку на частоту 60 Гц с буферными ОУ на входе и выходе. 3. Спроектируйте генератор пилообразных колебаний с частотой 1 кГц, заменив резистор заряда в схеме генератора на таймере 555 транзисторным источником тока. Проверьте, что обеспечивается достаточный рабочий диапазон источника тока. Каково должно быть значение резистора R_B (рис. 5.33)? 4. Разработайте на схеме 555 генератор треугольных колебаний. Для этого используйте пару источников тока, а именно I₀ (втекающий ток) и 2I₀ (вытекающий ток). Используйте выходной сигнал ИС 555 для переключения источника вытекающего тока 2I₀. На рис. 5.50 показано одно из возможных решений.

Рис. 5.50.

Глава 6. СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ И ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ.

Перевод А.И.Коротова.

Почти любая электронная схема — от простых схем на транзисторах и операционных усилителях и до сложнейших цифровых и микропроцессорных систем — требует для своей работы одного или нескольких стабильных источников питания постоянного тока. Простые нерегулируемые источники питания типа трансформатор — мостовой выпрямитель — конденсатор, которые мы рассматривали в гл. 1, вообще говоря, не годятся, так как их выходное напряжение зависит от тока нагрузки и напряжения в сети; кроме того, это напряжение пульсирует с частотой 120 Гц. К счастью, легко построить источник стабильного питания, используя отрицательную обратную связь и сравнивая выходное постоянное напряжение с некоторым постоянным эталонным (опорным) напряжением. Такие стабилизированные источники питания универсальны и легко могут быть построены с помощью интегральных схем стабилизаторов напряжения. Для этого потребуется только нерегулируемый источник постоянного напряжения (трансформатор — выпрямитель-конденсатор, батарея и т. п.) и еще несколько других элементов.

В этой главе мы расскажем, как построить стабилизатор напряжения, используя некоторые интегральные схемы специального назначения. Та же схемотехника применяется в стабилизаторах напряжения на дискретных элементах (транзисторы, резисторы и т. п.), хотя это и не нужно ввиду доступности превосходных и недорогих ИМС стабилизаторов напряжения. При рассмотрении стабилизаторов напряжения возникает круг вопросов, связанных с проблемой рассеяния больших мощностей, поэтому нам приходится говорить об отводе тепла и об «ограничении тепловой обратной связи» для снижения рабочих температур транзистора и предотвращения повреждений схемы. Эти подходы можно применить в любой мощной схеме, включая усилители мощности. Разобравшись со стабилизаторами, мы вновь обсудим некоторые детали проектирования нерегулируемых источников питания. В этой главе мы рассмотрим также источники опорного напряжения и интегральные схемы для их получения, т. е. аппаратуру, которая применяется независимо от стабилизаторов напряжения.

Базовые схемы стабилизаторов на основе классической ИМС 723.

6.01. ИМС стабилизатора 723.

Классический стабилизатор μΑ723 разработан Р. Видларом в 1967 г. Это универсальный, простой в употреблении стабилизатор с превосходными рабочими характеристиками. Хотя, быть может, вы предпочтете ему более современные схемы, все же его стоит изучить, так как и новые схемы работают на тех же принципах. Его схемы изображены на рис. 6.1 и 6.2.

Рис. 6.1. Функциональная схема стабилизатора 723.

_{(фирма Fairchild Camera and Instrument Corp.).}

Рис. 6.2. Принципиальная схема стабилизатора 723.

_{(фирма Fairchild Camera and Instrument Corp.).}

Это настоящий блок питания, который содержит температурно-компенсированный источник опорного напряжения, дифференциальный усилитель, последовательно включенный проходной транзистор и схему защиты, обеспечивающую ограничение выходного тока. В том виде, в котором блок выпускают, ИМС 723 ничего не регулирует. Чтобы заставить его делать то, что вам нужно, придется подключить к нему некоторые внешние цепи. Прежде чем их рассмотреть, обратимся к его собственной схеме. Она проста и легко понятна (в отличие от схем внутреннего устройства многих других ИМС).

Сердцем стабилизатора является температурно-компенсированный стабилитронный источник опорного напряжения. Стабилитрон Д₂ имеет положительный температурный коэффициент, поэтому его напряжение складывается с перепадом напряжения между базой и эмиттером транзистора Т₆ (вспомните: величина U_БЭ имеет отрицательный температурный коэффициент около — 2 мВ/°С) для опорного напряжения 7,15 В с приблизительно нулевым температурным коэффициентом (обычно 0,003 %/°С). Транзисторы Т₄-Т₆ предназначены для смещения Д₂ током I = U_БЭ/R₈, стабилизированным отрицательной обратной связью по постоянному току, как показано на схеме. Транзисторы Т₂ и Т₃ образуют несимметричное токовое зеркало для смещения источника опорного напряжения. Ток этих транзисторов устанавливается диодом Д₁ и резистором R₂ (в точке их соединения фиксируется напряжение на 6,2 В ниже U₊), которые, в свою очередь, запитаны током транзистора Т₁ - полевого транзистора с p-n-переходом, который работает как источник тока.

Транзисторы Т₁₁ и Т₁₂ образуют дифференциальный усилитель (иногда его называют «усилителем сигнала ошибки», если описывают схему в терминах отрицательной обратной связи) — это типичная дифференциальная пара с высоким подавлением синфазных сигналов за счет эмиттерного источника тока Т₁₃. Последний входит в половину токового зеркала на Т₉, Т₁₀ и Т₁₃, в свою очередь управляемого токовым зеркалом Т₇ (Т₃, Т₇ и Т₈ - все эти транзисторы «отражают» ток, задаваемый источником опорного напряжения на Д₁; см. разд. 2.14). Коллектор транзистора Т₁₁ имеет фиксированный положительный потенциал эмиттера Т₄, а выходной сигнал усилителя ошибки снимается с коллектора Т₁₂. Токовое зеркало Т₈  запитывает коллекторную нагрузку Т₁₂. Транзистор Т₁₄ включен вместе с транзистором Т₁₅ по «неполной» схеме Дарлингтона. Заметьте, что коллектор транзистора Т₁₅ выведен отдельно, чтобы обеспечить возможность подведения отдельного положительного питания. При включении транзистора Т₁₆ запираются проходные транзисторы для того, чтобы ограничить выходной ток на безопасном уровне. В отличие от многих более новых схем стабилизаторов ИМС 723 не снабжена встроенными схемами аварийного отключения для защиты от чрезмерных токов нагрузки или слишком большого рассеяния мощности на ИМС.

Существуют улучшенные стабилизаторы типа 723, а именно SG3532 и LAS1000 с низковольтными источниками опорного напряжения с малым разбросом (см. разд. 6.15), внутренними ограничителями тока и схемами тепловой защиты.

6.02. Стабилизатор положительного напряжения.

На рис. 6.3 показано, как на базе ИМС 723 построить стабилизатор положительного напряжения. Все необходимые элементы, кроме четырех резисторов и двух конденсаторов, содержатся в самой ИМС. Делитель напряжения R₁R₂ задает часть выходного напряжения, сравниваемую с опорным, а элементы ИМС 723 обеспечивают все остальные функции.

Рис. 6.3. Стабилизатор на ИМС 723 (U_вых > U_оп).

Такая схема подобна неинвертирующему усилителю на ОУ с эмиттерным повторителем на выходе, если напряжение U_оп рассматривать в качестве «входного сигнала». Резистор R₄ подбирают так, чтобы падение напряжения на нем при максимально необходимом выходном токе было равно ~ 0,5 В, т. е. напряжению U_БЭ. Тогда при слишком большом токе это напряжение, приложенное к входам ОТ-ДТ, включит токоограничивающий транзистор (Т₁₆ на схеме 6.2), запирающий проходной транзистор. Конденсатор емкостью 100 пФ добавлен для обеспечения устойчивости при включении обратной связи. Резистор R₃ (иногда отсутствует) подбирают так, чтобы на входах дифференциального усилителя было бы одно и то же сопротивление. Это делает выходной сигнал нечувствительным к изменениям базовых токов смещения (например, при изменении температуры), подобно тому как это делалось при включении ОУ (см. разд. 4.12).

С помощью этой схемы можно получить любое стабилизированное напряжение питания от U_оп до максимально допустимого уровня 37 В. Входное нестабилизированное напряжение (причем с учетом его колебаний) должно на несколько вольт превышать выходное. Для стабилизатора 723 «перепад напряжения», т. е. величина, на которую подводимое напряжение питания должно превышать стабилизированное напряжение на выходе, должен быть не менее 3 В. Это значение типично и для большинства других стабилизаторов. Резисторы R₁ и R₂ обычно переменные или подстраиваемые, чтобы можно было точно установить выходное напряжение. Значение U_оп имеет производственный разброс от 6,8 до 7,5 В.

Как правило, выход рекомендуется шунтировать конденсатором емкостью в несколько микрофарад, как показано на схеме. Это сохраняет малые значения полного выходного сопротивления и на высоких частотах, при которых обратная связь становится менее эффективной. Лучше всего конденсатор выбрать в соответствии с рекомендацией изготовителя, иначе могут появиться автоколебания. И вообще, неплохо заземлить по переменному току шины питания во всей запитываемой схеме, применяя для этого керамические конденсаторы 0,01-0,1 мкФ в сочетании с танталовыми или электролитическими 1-10 мкФ.

Для выходных напряжений, меньших U_оп, надо просто поставить делитель опорного напряжения (рис. 6.4). Тогда напряжение выхода будет сравниваться с нужной долей опорного напряжения.

Рис. 6.4. Стабилизатор на ИМС 723 (U_вых < U_оп).

Параметры схемы рис. 6.4 выбраны с расчетом на получение +5 В, 50 мА (максимум). С помощью подобных схем можно получать напряжения от +2 В до U_оп. Невозможно снизить выходное напряжение ниже +2 В, так как дифференциальный усилитель при уровне входного сигнала меньше 2 В работать не будет. Это задано в спецификации изготовителя (см. табл. 6.9). Напряжение питания схем не должно падать ниже +9,5 В, т. е. уровня, необходимого для питания.

Третий вариант такой схемы используется, когда надо построить стабилизатор с диапазоном выходного напряжения, содержащим U_оп (т. е. стабилизатор, способный давать значения выходного напряжения и больше, и меньше U_оп). В таких случаях нужно сравнивать часть выходного напряжения с долей опорного напряжения U_оп, которая меньше нижней границы желательного диапазона.

_{Упражнение 6.1. На основе ИМС 723 спроектируйте стабилизатор, дающий ток нагрузки до 50 мА в диапазоне выходных напряжений от +5 до +10 В. Указание: сравните часть выходного напряжения с 0,5Uоп.}

6.03. Стабилизаторы с большими выходными токами.

Встроенный проходной транзистор ИМС 723 рассчитан на 150 мА максимум, рассеяние мощности не должно превосходить 1 Вт при 25 °C (и менее при более высокой окружающей температуре; этот параметр для ИМС 723 должен быть пересчитан с коэффициентом 8,3 мВт/°С на каждый градус превышения температуры окружающей среды 25 °C, чтобы температура p-n-переходов удерживалась в безопасных пределах). Таким образом, стабилизатор на 5 В с напряжением на входе +15 В не может давать ток нагрузки больше 80 мА. Чтобы обеспечить большие токи нагрузки, нужно применять внешние проходные транзисторы. Подключим внешний проходной транзистор так, чтобы он образовал со встроенным транзистором пару Дарлингтона (рис. 6.5).

Рис. 6.5. Стабилизатор на +5 В с внешними проходным транзистором и защитой.

Транзистор T₁ - внешний проходной транзистор; он должен быть снабжен радиатором — чаще всего это ребристая металлическая пластина — для отвода тепла (можно и по-другому: поместить транзистор на одной из стенок металлического корпуса блока питания). С вопросами теплового режима мы будем иметь дело в следующем разделе. Подстроенный потенциометр применен для точного выставления +5 В на выходе; диапазон подстройки должен быть достаточным для компенсации допуска на сопротивления резисторов, а также призводственного разброса U_оп (рассматривается наихудший случай). В данном случае диапазон настройки выходного напряжения находится в пределах ±1 В от номинала. Заметьте, что для получения тока нагрузки 2 А или около этого необходим мощный токоограничивающий резистор с низким сопротивлением.

Падение напряжения на проходном транзисторе. Одна из проблем при построении этой схемы — большое рассеяние мощности на проходном транзисторе (по крайней мере 10 Вт при полном токе нагрузки). Этого не избежать, если ИМС стабилизатора питается от нестабилизированного источника, поскольку в этом случае ему нужен «запас сверху» в несколько вольт (определяемый минимальным падением напряжения). Если использовать для ИМС 723 отдельный слаботочный источник питания (например, +12 В), то минимум нестабилизированного напряжения питания на внешнем проходном транзисторе может всего лишь на 1 В превышать стабилизированное напряжение на выходе, но лучше все же иметь запас хоть несколько вольт, так как в жестких условиях эксплуатации требуется нормальная работа даже при 20 %-ном снижении напряжения в сети переменного тока.

Защита нагрузки по напряжению. В схеме рис. 6.5 предусмотрена также защита нагрузки от слишком больших напряжений, состоящая из Д₁, Т₂ и резистора 33 Ом. Назначение этой схемы — закорачивать выход, если из-за какой-либо неисправности стабилизатора выходное напряжение последнего выше 6,2 В (это может случиться, если отключится один из выводов резисторов делителя или откажет какой-нибудь элемент схемы 723). Т₂ - это КУВ (кремниевый управляемый выпрямитель, тиристор) — прибор, ток в котором нормально отсутствует до тех пор, пока переход управляющий электрод-катод не получит прямое смещение. После этого прибор включается (входит в насыщение), и, однажды включившись, не выключится, пока анодный ток не будет прерван извне. В нашем случае через управляющий электрод пройдет ток, если выходное напряжение окажется больше напряжения стабилитрона Д₁ плюс перепад на p-n-переходе. Когда это произойдет, в стабилизаторе включится схема ограничения тока и КУВ будет удерживать выходное напряжение около уровня земли. Если неисправность, приведшая к ненормальному повышению выходного напряжения, к тому же вывела из строя токоограничивающую схему (например, у транзистора T₁ замкнулся коллектор на эмиттер), то схема защиты будет отбирать очень большой ток. Поэтому где-нибудь в цепи питания надо поставить плавкий предохранитель, как показано на схеме. Подробнее схемы защиты от превышения напряжений рассмотрены в разд. 6.06.

Проектирование теплоотвода мощных схем.

6.04. Мощные транзисторы и отвод тепла.

Часто необходимо, как мы видели в приведенных выше схемах, использовать мощные транзисторы или другие сильноточные устройства, такие, как КУВ или силовые выпрямители, рассеивающие мощности во много ватт. Недорогой и очень распространенный мощный транзистор 2Ν3055, правильно смонтированный, рассеивает мощность до 115 Вт. Все мощные устройства выпускаются в корпусах, обеспечивающих тепловой контакт между их металлической поверхностью и внешним радиатором. Во многих случаях металлическая поверхность устройства связана электрически с одним из выводов (например, у мощного транзистора она всегда связана с коллектором).

В принципе задача теплоотвода — удержать переходы транзисторов или других устройств при температуре, не превышающей указанной для них максимальной рабочей температуры. Для кремниевых транзисторов в металлических корпусах максимальная температура переходов обычно равна 200 °C, а для транзисторов в пластмассовых корпусах равна 150 °C. В табл. 6.1 приведены некоторые часто применяемые типы мощных транзисторов и указаны их температурные параметры. Зная эти параметры, проектировать теплоотвод просто: зная мощность, которую прибор будет рассеивать в данной схеме, подсчитываем температуру переходов с учетом теплопроводности транзистора, радиатора и максимальной рабочей температуры окружающей транзистор среды. Затем выбираем такой радиатор, чтобы температура переходов была намного ниже указанной изготовителем максимальной. Здесь разумно перестраховаться, так как при температурах, близких к максимальной, транзистор быстро выходит из строя.

Тепловое сопротивление. При расчете радиатора используют тепловое сопротивление Θ, которое равняется отношению величины перепада температур в градусах к передаваемой мощности. Если теплопередача происходит только путем теплопроводности, то тепловое сопротивление - величина постоянная, не зависящая от температуры, а зависящая только от устройства теплового контакта. Для последовательного ряда тепловых контактов общее температурное сопротивление равно сумме тепловых сопротивлений отдельных соединений. Таким образом, для транзистора, смонтированного на радиаторе, общее тепловое сопротивление передаче тепла от p-n-перехода на внешнюю среду равно сумме тепловых сопротивлений переход-корпус θ_пк, соединения корпус-радиатор θ_кр и перехода радиатор-среда θ_рс. Таким образом, температура p-n-перехода будет равна.

Τ_п = Τ_с + (θ_пк + θ_кр + θ_рс)P.

Где Ρ — рассеиваемая мощность.

Рассмотрим пример. Приведенная ранее схема источника питания с внешним проходным транзистором имеет максимум рассеиваемой на транзисторе мощности 20 Вт при нестабилизированном входном напряжении +15 В (10 В падения напряжения, 2 А). Предположим, что эта схема должна работать при окружающей температуре 50 °C — не так уж невероятно для компактно расположенного электронного оборудования, — и постараемся удержать температуру переходов ниже 150 °C, т. е. намного ниже, чем указанные изготовителем 200 °C. Тепловое сопротивление от перехода к корпусу равно 1,5 °С/Вт. Мощный транзистор в корпусе ТО-3, смонтированный со специальной прокладкой, обеспечивающей электрическую изоляцию и тепловой контакт, имеет тепловое сопротивление от корпуса к радиатору порядка 0,3 °С/Вт. И наконец, радиатор фирмы Wakefield, модель 641 (рис. 6.6), имеет тепловое сопротивление на границе с внешней средой порядка 2,3 °С/Вт. Поэтому общее тепловое сопротивление между p-n-переходом и внешней средой будет равно 4,1 °С/Вт. При рассеиваемой мощности 20 Вт температура перехода будет на 84 °C выше температуры окружающей среды, т. е. будет равна 134 °C (при максимальной внешней температуре для данного случая). Итак, выбранный радиатор пригоден, а если необходимо сэкономить пространство, то можно выбрать и несколько меньший.

Рис. 6.6. Радиаторы для мощных транзисторов.

_{Фирмы-изготовители: I — IERC, T - Thermalloy, W — Wakefield, (размеры даны в дюймах, l'' = 25,4 мм).}

Замечания о радиаторах. 1. В схемах, где рассеиваются большие мощности, например несколько сотен ватт, может понадобиться принудительное воздушное охлаждение. Для этого выпускаются большие радиаторы, предназначенные для работы с вентиляторами и имеющие очень низкое тепловое сопротивление от радиатора к внешней среде - от 0,05 до 0,2 °С/Вт.

2. Если транзистор должен быть электрически изолирован от радиатора, как это обычно и необходимо, особенно если несколько транзисторов установлено на одном радиаторе, то используют тонкие изолирующие прокладки между транзисторами и радиаторами, а также изолирующие вкладыши для монтажных винтов. Прокладки выпускаются под стандартные транзисторные корпусы и делаются из слюды, изолированного алюминия и двуокиси бериллия ВеО₂. При использовании теплопроводящей смазки они создают дополнительное тепловое сопротивление от 0,14 °С/Вт (бериллиевые) до 0,5 °С/В.т. Хорошей альтернативой классическому сочетанию прокладка из слюды плюс смазка могут служить изоляторы на основе кремнийорганических соединений без использования смазки с дисперсионным покрытием теплопроводным компаундом; обычно это нитрид бора или окись алюминия. Эти изоляторы чисты и сухи, удобны в употреблении, вам не грозит испачкать руки, одежду и электронику белым липким веществом, к тому же вы экономите уйму времени. Тепловое сопротивление этих изоляторов составляет 0,2–0,4 °С/Вт, т. е. вполне сравнимое с величинами «грязного» метода. Фирма Bergquist называет свою продукцию "Sil-Pad", Chomerics-"Cho-Therm", продукция SPC известна под названием "Koolex", a Thermalloy называет свою "Thermasil". Мы в своей работе с успехом используем все эти изоляторы.

3. Малые радиаторы выпускаются в виде простых насадок на малогабаритные корпусы транзисторов (подобные стандартному ТО-5). В случае малой рассеиваемой мощности (1–2 Вт) этого вполне достаточно и не надо мучиться, монтируя транзистор куда-то на радиатор, а потом тащить от него провода обратно к схеме (пример см. на рис. 6.6). Кроме того, существуют различные типы малых радиаторов для работы с мощными ИМС в пластмассовых корпусах (многие стабилизаторы, а также мощные транзисторы имеют такие корпуса), которые монтируются прямо на плату под корпус ИМС. Это очень удобно в схемах, где рассеивается мощность не больше нескольких ватт (пример см. также на рис. 6.6).

4. Иногда удобно монтировать мощный транзистор прямо на шасси или корпус прибора. В этом случае лучше использовать консервативный метод проектирования (корпус должен оставаться холодным), так как нагретый корпус нагреет и другие элементы схемы и сократит их сроки службы.

5. Если транзистор смонтирован на радиаторе без изоляции, то надо изолировать радиатор от шасси. Применение изолирующих прокладок рекомендуется всегда (например, модель Wakefield 103), если, конечно, корпус транзистора не заземлен по идее. Если транзистор изолирован от радиатора, то радиатор можно закрепить прямо на шасси. Но если транзистор выступает наружу из прибора (скажем, радиатор его смонтирован на внешней стороне задней стенки), то имеет смысл изолировать этот транзистор, чтобы никто до него случайно не дотронулся и не замкнул на землю (изолировать можно, например, прокладкой Thermalloy 8903N).

6. Тепловое сопротивление радиатор — внешняя среда обычно указывается, когда ребра радиатора установлены вертикально и обдуваются воздухом без помех. Если же радиатор установлен как-нибудь по-другому или есть препятствия на пути потока воздуха, то эффективность радиатора снижается (повышается тепловое сопротивление); лучше всего монтировать радиатор на задней стенке прибора, ставя ребро вертикально.

_{Упражнение 6.2. Транзистор 2N5320, имеющий тепловое сопротивление переход-корпус 17,5 °С/Вт, снабжен съемным радиатором типа IERC TXBF (см. рис. 6.6). Максимальная допустимая температура перехода 200 °C. Какая мощность может рассеиваться такой конструкцией при внешней температуре 25 °C? Как эта мощность уменьшается с каждым градусом увеличения температуры окружающей среды?}

6.05. Ограничители тока с обратным наклоном характеристики.

Для стабилизатора с простым ограничением тока рассеяние мощности на транзисторе будет максимальным, если выход закорочен на землю (случайно или из-за нарушения нормального функционирования схемы), и эта мощность рассеяния обычно превосходит мощность при номинальной нагрузке. Например, проходной транзистор в рассмотренном нами стабилизаторе, дающем +5 В при токе 2 А, будет при закороченном выходе рассеивать мощность 30 Вт (на входе +15 В, ток 2 А), а при номинальной нагрузке — 20 Вт в худшем случае (перепад напряжений 10 В при токе 2 А). Еще хуже обстоит дело для схем, в которых напряжение, падающее на проходном транзисторе, представляет собой небольшую часть выходного напряжения. Например, в стабилизаторе, дающем +15 В при 2 А от нестабилизированного питания +25 В, рассеиваемая мощность изменяется от 20 Вт (на полной нагрузке) до 50 Вт (при коротком замыкании).

С аналогичной проблемой мы сталкиваемся при работе с пушпульными усилителями мощности. При нормальных условиях мы имеем максимальный ток нагрузки при минимальном напряжении на транзисторе (амплитуда выходного сигнала около максимальной), и, наоборот, при значении тока нагрузки, близком к нулю (нулевое напряжение на выходе), напряжение на транзисторе будет максимальным. В случае короткого замыкания мы имеем максимальный ток нагрузки в самый неподходящий момент, а именно при напряжении на транзисторе, равном полному напряжению питания. В результате мощность рассеяния на транзисторе намного превышает нормальную.

Лобовое решение этой проблемы — применение массивных радиаторов и транзисторов с большой расчетной мощностью, работающих в далекой от опасной области характеристик (см. разд. 6.07). Но даже и в этом случае нехорошо, что в аварийных условиях в схеме будет протекать слишком большой ток, поскольку могут выйти из строя другие элементы. Лучше применить метод ограничения с обратным наклоном токовой нагрузочной характеристики, при которой выходной ток уменьшается в условиях короткого замыкания или перегрузки. Идея метода видна из схемы рис. 6.7 — опять же на примере стабилизатора 723 с внешним проходным транзистором.

Рис. 6.7. Мощный стабилизатор, снабженный схемой ограничения тока с обратным наклоном характеристики, а — схема; б — зависимость выходного напряжения от тока нагрузки. I_макс./I_к.з. = 1 + [R₂/(R₁ + R₂)U_ст/U_БЭ.

Делитель в цепи базы транзистора Т₀ обеспечивает обратный наклон характеристики при коротком замыкании. При нормальном значении напряжения выхода +15 В ток в схеме ограничен величиной порядка 2 А, так как напряжение на базе транзистора Т₀ равно +15,5 В, а на эмиттере +15 В (при повышенной температуре, при которой чип стабилизатора обычно работает, U_БЭ равно ~ 0,5 В). Ток короткого замыкания будет меньше; при выходе, замкнутом на землю, выходной ток будет ~ 0,5 А, а рассеиваемая на транзисторе Т₁ мощность будет меньше, чем при полной нагрузке. Это очень хорошо, так как нет необходимости проектировать теплоотвод с запасом, достаточно его рассчитать только для случая полной нагрузки. Величина тока короткого замыкания при заданном токе полной нагрузки определяется выбором номиналов резисторов токоограничивающей схемы.

Предупреждение: будьте осторожны при выборе значения тока короткого замыкания! Если переусердствовать, то можно построить источник питания, который «не запустится» на номинальную нагрузку. Ток короткого замыкания не должен быть слишком малым: приблизительно одна треть тока максимальной нагрузки при полном выходном напряжении.

_{Упражнение 6.3. Спроектируйте стабилизатор с внешним проходным транзистором и обратным наклоном характеристики при коротком замыкании, который даст ток 1 А при стабилизированном напряжении на выходе +5 В и всего лишь 0,4 А при коротком замыкании выхода.}

6.06. Защита от больших напряжений.

Как было отмечено в разд. 6.03, полезно на выходе стабилизированного источника питания иметь какую-нибудь защиту от превышения номинального напряжения.

Рассмотрим, например, источник питания +5 В, питающий большую цифровую систему (мы встретим много таких примеров после гл. 7). Входное напряжение стабилизатора может быть от +10 до +15 В. Если проходной транзистор выйдет из строя и коллектор замкнется на эмиттер (обычная неисправность), то все нестабилизированное напряжение будет приложено к питаемой схеме и результаты будут разрушительны. Хотя предохранитель, возможно, и расплавится, но вообще-то предохранитель и кремниевые элементы в схеме будут соревноваться — кто быстрее выйдет из строя, — и скорее всего предохранитель расплавится позже.

Эта проблема особенно серьезна для логических схем ТТЛ, которым требуется питание +5 В и которые не могут выдерживать больше 7 В. Другая опасная ситуация создается при работе от «стендового» источника питания с широким диапазоном выходных напряжений, имеющего нестабилизированное входное напряжение 40 В или выше, независимо от значения выходного напряжения.

Датчик перенапряжений на стабилитроне. На рис. 6.8 показана известная схема защиты, которая выпускается также в виде модуля фирмами Lambda (тип L-6-OV-5) и Motorola (МРС2004). Ее вставляют между выходом стабилизатора и землей.

Рис. 6.8. Защита от перенапряжения.

Если напряжение на выходе стабилизатора превзойдет пробивное напряжение стабилитрона и прямое напряжение на диоде (для изображенной схемы - порядка 6,2 В), КУВ включится и останется в этом состоянии до тех пор, пока его анодный ток не упадет до нескольких миллиампер. Недорогой КУВ типа 2N4441 может отводить ток 5 А постоянно и выдерживать всплески тока до 80 А, перепад напряжения на нем в проводящем состоянии обычно равен 1 В при 5 А. Резистор 68 Ом должен обеспечить нормальный ток стабилитрона (10 мА) при включении КУВ, а конденсатор добавлен, чтобы схема защиты не срабатывала от безвредных коротких всплесков напряжения.

Описанная схема, как и все схемы защиты подобного типа, жестко устанавливает при срабатывании по напряжению на выводах источника питания напряжение, «короткого замыкания» 1 В, и может быть выключена только при отключении питания. Так как на КУВ в проводящем состоянии падает небольшое напряжение, нет проблем с перегревом самой схемы защиты, поэтому такая схема защиты надежна. Важно только, чтобы источник стабилизированного питания имел какую-нибудь токоограничивающую схему или хотя бы плавкий предохранитель на случай короткого замыкания. Могут появиться проблемы с перегревом самого стабилизатора при срабатывании схемы защиты. Если он содержит внутреннюю токоограничивающую схему, то плавкий предохранитель не сработает и источник питания так и будет сидеть на схеме защиты с низким напряжением на выходе, пока кто-нибудь этого не заметит. Здесь хорошо применить схему защиты от короткого замыкания с обратным наклоном характеристики.

С этой простой схемой защиты связано несколько вопросов, в основном по поводу выбора напряжения стабилитрона. Последние выпускаются только на определенные значения пробивного напряжения, задаваемого, вообще говоря, с большим допуском, и часто не имеют резкого излома на вольт-амперной характеристике. Вместе с тем желаемое напряжение срабатывания схемы защиты может быть задано с довольно жестким допуском.

Рассмотрим источник питания 5 В, питающий цифровую логическую схему. Обычный допуск напряжения питания составляет 5-10 % от номинала, таким образом напряжение срабатывания схемы защиты не может быть ниже 5,5 В. Эту цифру еще нужно увеличить из-за переходных процессов в источнике питания: при резком изменении тока нагрузки может произойти скачок напряжения - всплеск и вслед за ним затухающие пульсации. Эта проблема усугубляется, если измерительные элементы отдалены и подсоединены длинными проводами (индуктивность). Получающиеся колебания накладывают динамические помехи на уровень выходного напряжения, и схема защиты не должна срабатывать. Поэтому ее напряжение срабатывания не должно быть меньше 6 В, с другой стороны, оно не должно превосходить 7 В во избежание повреждений логических схем. И вот когда вы начнете обдумывать схему с учетом допусков стабилитронов, конкретных значений их номинальных напряжений и допусков напряжения срабатывания КУВ, то вам приходится решать хитрую задачу. В схеме рис. 6.8 напряжение срабатывания может оказаться от 5,9 до 6,6 В даже при использовании обозначенного на схеме сравнительно дорогого 5 %-ного стабилитрона.

ИС-датчик перенапряжений. Проблемы, возникающие при построении простой схемы защиты на стабилитроне и КУВ (плохая предсказуемость и отсутствие подстройки), превосходно решаются при использовании специальной триггерной ИМС защиты, такой, например, как МСЗ423-5, TL431 или МСЗ4061-2. Это недорогие ИМС в удобных корпусах (8-штырьковом мини-DIP или 3-выводном ТО-92), напрямую управляющие КУВ и очень простые в использовании. Например, ИМС МСЗ425 имеет регулируемые порог и время срабатывания, а также имеет вывод для сигнализации о недопустимом уменьшении напряжения питания (очень удобно для схем с микропроцессорами). ИМС содержит встроенный источник опорного напряжения, несколько компараторов и драйверов, и для построения всей схемы защиты требуется еще только два внешних резистора, КУВ и конденсатор (необязательно). Эти ИМС защиты относятся к классу схем «слежения за источником питания», куда входят такие сложные ИМС, как МАХ691, которые не только воспринимают падение напряжения, но и переключаются на батарейное питание в случае отключения питания в сети переменного тока, генерируют сигнал обратного переключения при восстановлении нормального питания и непрерывно контролируют отсутствие замыкания в схеме микропроцессора.

Модули защиты. Зачем что-то строить, если можно это купить?! С точки зрения разработчика самой простой схемой защиты является приспособление с двумя выводами, у которого на крышке написано «защита». Вы можете купить такие устройства у фирм Lambda или Motorola, которые предлагают серию модулей защиты от перенапряжения в нескольких диапазонах по току. Вы только выбираете необходимые вам номинальные напряжения и ток и подсоединяете защиту на выход стабилизированного источника питания постоянного тока. Например, самые маленькие устройства такого типа, выпускаемые фирмой Lambda, рассчитаны максимум на 2 А при следующем наборе фиксированных значений напряжения: 5, 6, 12, 15, 18, 20 и 24 В. Они выпускаются в монолитном исполнении в корпусе ТО-66 (малый металлический корпус для мощных транзисторов) и стоит 2,5 долл. за шт. Монолитные ИМС фирмы Lambda на 6 А выпускаются в корпусе ТО-3 (большой металлический корпус для мощных транзисторов) по цене 5 долл. за штуку. Выпускаются также гибридные ИМС защиты на 12, 20 и 35 А. Вся серия МРС2000 (Motorola) выпускается в монолитном исполнении (только 5, 12 и 15 В, рассчитанные на номинальный ток 7,5, 15 или 35 А). Первые два номинала выпускаются в корпусе ТО-220 (мощный пластмассовый), последний (только на 5 В) — в корпусе ТО-3 (мощный металлический). Цены неправдоподобно низкие — при покупке небольшими партиями ИМС этих трех номиналов по току стоят всего лишь по 1,96, 2,36 и 6,08 долл. соответственно. Эти схемы защиты имеют одну приятную особенность — у них высокая точность; например, 5-вольтовое устройство фирмы Lambda имеет точку срабатывания 6,6 ± 0,2 В.

Ограничители. Другое возможное решение вопроса защиты от перенапряжения — установка мощного стабилитрона или его аналога параллельно выходу источника питания. Это снимает вопрос о срабатывании на всплесках, так как стабилитрон немедленно перестает проводить, как только исчезает «лишнее» напряжение (не то что КУВ, у которого память, как у слона). На рис. 6.9 показана схема «активного стабилитрона». К сожалению, схема защиты на мощном стабилитроне также имеет свои недостатки. Если стабилизатор выйдет из строя, схеме защиты придется справляться с рассеянием большой мощности (U_стI_огр) и она сама может выйти из строя. Это и случалось, например, с серийным источником питания для магнитного диска на напряжение 15 В и ток 4 А. Когда в нем портился проходной транзистор, на стабилитроне 16 В, 50 Вт рассеивалась мощность больше расчетной и он тоже выходил из строя.

Рис. 6.9. Мощный «активный» стабилитрон.

6.07. Специальные вопросы проектирования сильноточных источников питания.

Использование отдельных нестабилизированных источников для питания сильноточных цепей. Как уже упоминалось в разд. 6.03, хорошо, как правило, использовать отдельный источник для стабилитрона в мощном источнике питания. Таким путем рассеивание мощности на проходном транзисторе можно свести к минимуму, поскольку нестабилизированное напряжение, которое подается на проходной транзистор, может быть выбрано точно таким, какое нужно для достаточного «запаса сверху» (стабилизаторы типа 723 имеют для этой цели выводы питания U₊). Например, стабилизатор, дающий на выходе +5 В, 10 А, может работать от входного напряжения 10 В с размахом пульсаций около 1–2 В и отдельного источника питания +15 В для питания элементов стабилизатора (опорный источник, усилитель ошибки и т. д.). Как говорилось выше, нестабилизированное входное напряжение должно быть выбрано достаточно большим в расчете на наихудший случай напряжения в силовой линии переменного тока (200 В), а также на допуски параметров трансформатора и конденсатора.

Линии связей. Для источников питания с большим выходным током или источников прецизионного напряжения следует тщательно продумать линии соединений в самом стабилизаторе и между стабилизатором и его нагрузкой. Если несколько различных приборов работают в качестве нагрузки одного стабилизатора, то все они должны присоединяться к источнику питания в точке, в которой подключен и датчик выходного напряжения стабилизатора, иначе флуктуации тока в одной из нагрузок повлияют на напряжение, поступающее к остальным нагрузкам (рис. 6.10).

Рис. 6.10. Заземление питания в общей точке («Мекка» заземления).

В действительности хорошо иметь, как показано на схеме, общую точку заземления («Мекка») для нестабилизированного питания, опорного источника и т. д. Проблему падения напряжения в соединительных проводах между источником питания и нагрузкой с большим током иногда можно решить путем вынесения измерительных элементов: клеммы, ведущие обратно к усилителю ошибки и опорному источнику, выводятся отдельно на клеммную колодку источника питания и могут или присоединяться к выходам стабилизированного напряжения прямо на этом месте (обычный способ), или от них могут быть проложены шины дальше и присоединены к нагрузке рядом с выводами напряжения питания (этот способ требует наличия четерых проводов, два из которых должны быть расчитаны на большие токи нагрузки). У большинства серийных источников питания имеется перемычка на задней стенке, соединяющей измерительные входы стабилизатора с его выходом, которую можно убрать для «вынесения» измерительных входов. Аналогично включаются четырехпроводные резисторы для измерения тока нагрузки при построении источников питания с точно удерживаемым постоянным значением тока в нагрузке. Более подробно об этом описано в разд. 6.24.

Параллельное включение проходных транзисторов. Если от источника питания требуются большие значения выходного тока, то приходится применять несколько проходных транзисторов, соединенных параллельно. При этом из-за разброса параметра U_БЭ приходится последовательно с эмиттером каждого из них ставить небольшой резистор, как показано на рис. 6.11.

Рис. 6.11. Применение «балластных» эмиттерных резисторов при параллельном включении мощных биполярных транзисторов.

Эти резисторы приблизительно одинаково распределяют ток между проходными транзисторами. Значение R выбирается таким, чтобы падение напряжения на резисторе было ~0,2 В при максимальном значении выходного тока. Мощные ПТ могут быть соединены параллельно без дополнительных элементов благодаря отрицательному наклону зависимости их тока стока от температуры (рис. 3.13).

Область безопасной работы (ОБР). Последнее замечание о мощных транзисторах: явление, известное как «лавинный пробой», ограничивает одновременно и ток, и напряжение, которое может быть приложено к любому конкретному транзистору, поэтому изготовителем указывается область безопасной работы (это совокупность диапазонов безопасных напряжений при данном токе в зависимости от времени его протекания). Лавинный пробой связан с образованием «горячих точек» в транзисторных переходах и возникающем вследствие этого неравномерном распределении полного тока нагрузки. Этот факт накладывает на ток коллектора более жесткие ограничения, чем максимум рассеиваемой мощности (кроме случаев малых напряжений между коллектором и эмиттером). На рис. 6.12 показана область безопасной работы для широко применяемого транзистора 2N3055.

Рис. 6.12. Область безопасной работы мощного биполярного транзистора 2N3055 (с разрешения Motorola, Inc.). ― ― ― ограничен сечением выводов; --- температурное ограничение Т_к = 250 °C (отдельные импульсы); _____ ограничение лавинного пробоя.

При U_КЭ > 40 В лавинный пробой ограничивает постоянный ток коллектора до величин меньших, чем позволяет максимальное значение рассеиваемой мощности (115 Вт). На рис. 6.13 показана область безопасной работы для двух подобных друг другу мощных высокочастотных транзисторов: биполярного n-p-n-транзистора 2N6274 и n-канального МОП-транзистора VNE003A.

Рис. 6.13. Сравнение ОБР мощного биполярного n-p-n-транзистора и n-канального МОП-транзистора. --- 2Ν6274 (nрn); ____ VNE003A (n-канальный МОП).

При U_КЭ > 10 В лавинный пробой ограничивает постоянный ток коллектора n-р-n-транзистора значениями, соответствующими мощности рассеяния меньшей, чем максимально допустимая паспортная величина 250 Вт. Эта проблема не столь серьезна для коротких импульсов и фактически перестает просматриваться при длительности импульсов менее 1 мс.

Обратите внимание на то, что МОП-транзистор не подвержен лавинному пробою; его ОБР ограничена максимально допустимым током (ограничение вносит сечение проводников, а их сопротивление для коротких импульсов тока выше, чем на постоянном токе), допустимой мощностью рассеяния и максимально допустимым напряжением затвор-исток. Более подробно об этом сказано в гл. 3, там где рассматриваются мощные транзисторы.

6.08. Программируемые источники питания.

Часто возникает необходимость в наличии такого источника питания, который можно регулировать вплоть до нулевого напряжения, особенно в случае стендовых источников, где такая гибкость существенна. Кроме того, часто целесообразно «программировать» выходное напряжение каким-либо другим напряжением, цифровым кодом или, например, ручным переключателем. На рис. 6.14 показана классическая схема источника питания, допускающая регулировку U_вых вплоть до нулевого (в отличие от схем, использующих ИМС 723).

Рис. 6.14. Стабилизатор с регулируемым до 0 В выходом.

Отдельный расщепленный источник питания питает стабилизатор и дает точное опорное отрицательное напряжение (об опорных источниках подробнее см. разд. 6.14 и 6.15). Резистор R₁ служит для установки выходного напряжения, и, так как инвертирующий вход потенциально заземлен, оно может меняться до нуля (при нулевом сопротивлении R₁). Поэтому когда схема стабилизатора (это может быть интегральная схема или собранная из отдельных элементов) питается от расщепленного источника, не возникает трудностей, обусловленных низким выходным напряжением.

Чтобы сделать стабилизатор программируемым внешним напряжением, просто заменим U_оп напряжением, задаваемым извне (рис. 6.15). Остальная часть схемы останется без изменений.

Рис. 6.15.

Резистор R₁ теперь будет масштабировать U_упр. Управление цифровым кодом можно получить заменой опорного напряжения на устройство, называемое «цифро-аналоговый преобразователь» (ЦАП) с токоотбирающим выходом. Эти устройства, которые мы рассмотрим позже, преобразуют двоичный код на входе в пропорциональный по току (или напряжению) сигнал на выходе. Хорошим выбором здесь будет устройство AD7548-монолитный 12-разрядный ЦАП с токоотбирающим выходом стоимостью около 9 долл. Заменив R₂ на ЦАП, получим источник питания, программируемый цифровым кодом с шагом задания выходного напряжения, равным 1/4096 (2^-12). Так как на инвертирующем входе потенциальная земля, от ЦАП не требуется значительного рабочего диапазона по напряжению. На практике R₁ используется для выставления определенного масштаба преобразования цифрового кода, например 1 мВ на единицу входного кода.

6.09. Пример схемы источника питания.

Лабораторный стенд питания, схема которого показана на рис. 6.16, дает возможность собрать вместе все проектные идеи.

Рис. 6.16. Лабораторный блок питания.

Для стендового питания общего назначения важна возможность регулировать выход стабилизированного питания вплоть до нулевого напряжения, поэтому для питания стабилизатора используется дополнительный расщепленный источник. ИС₁ — это высоковольтный операционный усилитель, который может работать при полном напряжении питания 80 В. На выходе в качестве проходного транзистора мы использовали параллельно включенные мощные МОП-транзисторы, исходя из двух соображений — простоты возбуждения затвора и превосходной ОБР (характеристическая особенность всех мощных МОП-транзисторов). Такая комбинация обеспечивает рассеяние достаточной мощности (60 Вт на транзистор при температуре корпуса 100 °C), необходимую даже для умеренных значений тока, если обеспечивается столь широкий диапазон выходного напряжения. Последнее объясняется тем, что нестабилизированное входное напряжение должно быть достаточно большим, чтобы обеспечить максимум стабилизированного выходного напряжения, а в результате при низком напряжении на выходе падение напряжения на проходных транзисторах будет большим. В некоторых источниках эта проблема решается тем, что используется несколько диапазонов выходного напряжения и соответственно этому переключается и нестабилизированное входное напряжение. Имеются даже схемы, в которых нестабилизированный вход поступает с регулируемого напряжением трансформатора, управляемого в такт с выходом. В обоих случаях, правда, теряется возможность дистанционного программирования.

 _{Упражнение 6.4. Чему равна максимальная мощность рассеяния в проходных транзисторах на этой схеме?}

R₁ — это прецизионный многодекадный потенциометр для прецизионной и линейной регулировки выходного напряжения. Выходное напряжение сравнивается с опорным, получаемым от прецизионного стабилитрона 1N829 (температурный коэффициент 5·10^-6 /°С при токе стабилитрона 7,5 мА). Эта схема ограничения тока существенно лучше простого токового ограничителя, который обсуждался выше, так как при использовании стендового питания иногда желательно установить точный и стабильный предел тока нагрузки. Обратите внимание на необычный (но удобный) метод ограничения тока путем его отвода через предназначенный для частотной коррекции вывод микросхемы ИС₁, у которого при работе с малым током коэффициент усиления равен единице. Обеспечивая высокую степень стабилизации как напряжения (во всем диапазоне вплоть до 0 В), так и тока, данное устройство становится достаточно гибким в использовании лабораторным источником питания. При этом указанный способ ограничения тока делает этот источник питания также удобным источником неизменного тока. Транзистор Т₄ обеспечивает постоянную токовую нагрузку 100 мА, обеспечивая хороший рабочий режим схемы даже при значениях выходных напряжения или тока, близких к нулю, за счет удержания проходных транзисторов в активном режиме. Этот приемник тока позволяет источнику питания «поглощать» некоторый ток от нагрузки без увеличения выходного напряжения. Это целесообразно при работе с некоторыми необычными видами нагрузки, с которыми иногда приходится сталкиваться, например, прибор с собственным источником питания, который может подать некоторый ток на выводы стенда питания.

Отметим наличие внешних измерительных входов, не слишком правильно соединенных с входными клеммами источника питания. Для прецизионного регулирования напряжения на нагрузке следовало бы подвести измерительные цепи к самой нагрузке, избегая падения напряжения на связующих проводниках, создающих паразитные цепи обратной связи.

6.10. Другие ИМС стабилизатора.

ИМС 723 была оригинальным стабилизатором напряжения и все еще остается полезной. Существуют несколько улучшенных версий, которые, однако, во многом работают таким же образом, и вам при проектировании стабилизированного источника питания следует их рассмотреть. Микросхемы LAS10000 и LAS1100 фирмы Lambda, а также SG3532, выпускаемая фирмой Silicon General, могут работать при уменьшении входного напряжения вплоть до 4,5 В, поскольку в них используется «опорный источник с напряжением запрещенной зоны» (см. разд. 6.15), выдающий 2,5 В, а не 7,15 В напряжения стабилитрона, как в ИМС 723. В этих микросхемах имеются также встроенные схемы, отключающие питание кристалла при его перегреве; сравните с решением в стабилитроне 723 (выгорание!). Хотя у этих стабилизаторов выводы с теми же названиями, вы не можете просто вставить их в разъем, предназначенный для ИМС 723, так как (помимо прочих отличий) они предполагают более низкое опорное напряжение. Еще один стабилизатор, подобный ИМС 723, - это МС1469 (и его двойник с отрицательным питанием МС1463) фирмы Motorola.

Если вы посмотрите на современные схемы источников питания, то вы не часто встретите ИМС 723 или даже ее только что перечисленные улучшенные версии. Вместо этого вы увидите главным образом такие ИМС, как 7805 или 317, примечательной особенностью которых является отсутствие внешних элементов (ИМС 7805 не требуется ни одного!). В большинстве случаев вы можете получить все параметры, которые вам требуются, от этих имеющих высокую степень интеграции и простых в использовании «трехвыводных» стабилизаторов, включая сюда большой выходной ток (до 10 А) без внешних проходных транзисторов, подстраиваемое выходное напряжение, превосходную степень стабилизации и встроенные схемы ограничения тока и термовыключатель. Вскоре мы поговорим о них, но вначале в качестве прелюдии рассмотрим а) проектирование нестабилизированного источника питания и б) источники опорного напряжения.

Нестабилизированные источники питания.

Все стабилизированные источники питания требуют для своей работы источника «нестабилизированного питания постоянного тока», который мы начали рассматривать в разд. 1.27 вместе с расчетами выпрямителей и величины пульсаций.

Посмотрим на данный предмет более детально, начав со схемы, представленной на рис. 6.17. Это источник нестабилизированного питания +13 В (номинал), предназначенный для использования со стабилизатором +5 В, 2 А. Рассмотрим эту схему слева направо, отмечая вопросы, о которых надо помнить при проектировании подобных устройств.

Рис. 6.17. Нестабилизированный источник питания со схемой связи с сетью переменного тока. Обратите внимание на цветовую маркировку проводов сетевого питания.

6.11. Компоненты линии переменного тока.

Трехпроводная связь. Всегда используйте трехпроводный шнур с нейтральной зеленой жилой, присоединенной к кожуху прибора. Без заземления прибор может оказаться смертоносным в случае пробоя изоляции трансформатора или случайного контакта одной из шин питания (от сети) с кожухом прибора. Если кожух заземлен, то при такой неисправности просто сгорит предохранитель.

Линейный фильтр и устройство подавления переходных процессов. В этой схеме мы применяем простой сетевой LC-фильтр. Вообще часто обходятся без таких фильтров, но с ними лучше, во-первых, потому, что они препятствуют возможному радиоизлучению из силовых проводов, а во-вторых, потому, что эти фильтры убирают помехи, которые наводятся извне в линии питания. Фильтры для линий питания с великолепными параметрами выпускают несколько фирм, например Corcom, Cornell-Dubilier, Sprague. Эксперименты показали, что большие всплески (от 1 до 5 кВ) иногда случаются в любых линиях сетевого питания, а всплески поменьше встречаются чаще.

Сетевые фильтры довольно эффективно снижают действие таких помех. В многих ситуациях желательно использование «гасителя переходных процессов», показанного на схеме. Это — устройство, которое проводит ток, как только напряжение на его выводах превосходит определенный предел (действует как двусторонний высоковольтный стабилитрон). Устройства эти невелики и дешевы и могут гасить опасные импульсы тока в сотни ампер. Гасители переходных процессов выпускаются многими фирмами, например GE и Siemens. В табл. 6.2 и 6.3 приведены данные фильтров радиочастотных помех и гасителей переходных процессов.

Плавкий предохранитель. Плавкий предохранитель — существенная деталь любого предмета электронного оборудования. Большие щитовые предохранители на 15–20 А не защитят электронное оборудование, поскольку они срабатывают только в случае превышения общего расчетного тока проводки. Например, если проводка в здании сделана проводами четырнадцатого номера сечения, то предохранители будут рассчитаны на 15 А. Если же замкнется накоротко конденсатор фильтра в только что рассмотренной схеме (довольно обычная неисправность), то ток в первичной обмотке трансформатора может достичь 5 А вместо обычного 0,25 А. Общий предохранитель не сгорит, но ваш прибор превратится в электроплитку или костер, поскольку на трансформаторе будет рассеиваться мощность более 500 Вт!

Несколько замечаний о плавких предохранителях. Во-первых, в блоках питания лучше использовать медленно действующие предохранители, поскольку имеют место большие токи переходных процессов при включении (например, при зарядке конденсаторов фильтра). Во-вторых, вы можете кое-что недоучесть при расчете номинального тока срабатывания предохранителя. Дело в том, что в источнике питания постоянного тока велико отношение эффективного (действующего) значения тока к его среднему значению ввиду малости угла проводимости (части цикла, когда диоды выпрямителя находятся в проводящем состоянии). Проблема усугубляется, когда конденсаторы фильтра имеют большую емкость. В результате эффективное значение тока будет значительно выше, чем вы могли бы предположить. Лучше всего в этой ситуации поступать следующим образом: измерить ток амперметром «истинного действующего значения», а затем выбрать предохранитель с током срабатывания по меньшей мере на 50 % большим измеренной величины (чтобы учесть перенапряжение в сети, эффект «усталости» предохранителя и т. п.). И наконец, последнее замечание.

Подводя провода к держателю предохранителя (к тому, что обычно применяется для предохранителей 3AG, которые почти универсальны для любого электронного оборудования), делайте это таким образом, чтобы человек, меняющий предохранитель, не мог случайно коснуться силовой линии. Для этого нужно «горячий» провод подводить только к заднему выводу предохранителя (один из авторов убедился в этом на собственном опыте!). Серийно выпускаемые сетевые коннекторы с встроенным держателем предохранителя сделаны обычно так, что предохранитель нельзя достать, не сняв разъем питания.

Риск электрического удара. Из изложенного следует, что неплохо было бы все места соединений внутри прибора, на которых есть напряжение сети, изолировать тефлоновыми трубками («кембриками»), дающими усадку при нагревании (использование внутри электронных приборов «фрикционной» ленты или электрической изоляционной ленты - это чистая партизанщина). Поскольку большинство транзисторных схем работает на относительно низких постоянных напряжениях — от ±15 до ± 30 В или около, единственное место в большинстве электронных приборов (конечно, есть и исключения), где может стукнуть током, — это провода силового питания. Очень коварен в этом отношении выключатель на передней панели устройства, так как он близок к другой, низковольтной, проводке. Ваш измерительный прибор (в худшем случае — ваши руки) может легко вступить в контакт с этим напряжением при измерительных работах.

Полезные мелочи. Мы предпочитаем использовать «входные силовые модули», включающие в себя 3-контактный разъем IEC (позволяющий вытаскивать шнур сетевого питания) и некоторый набор из сетевого фильтра, держателя предохранителя и сетевого выключателя. Например, разъемы серии FN380 фирмы Schaffner (или серии L фирмы Corcom) имеют все перечисленные компоненты и могут пропускать ток до 2–6 А. Есть модификации разъемов этой серии, позволяющие включать плавкие предохранители и разрывать при выключении одну или обе линии сети, и кроме того, они имеют фильтры нескольких конфигураций. Перечислим еще несколько изготовителей подобного типа разъемов: это фирмы Curtis, Delta и Power Dynamics (табл. 6.3).

В представленной на рис. 6.17 схеме мы применили для индикации включения питания светоизлучающий диод (СИД) с токоограничивающим («гасящим») резистором, запитанный от нестабилизированного напряжения постоянного тока. Вообще говоря, лучше подавать на СИД стабилизированное напряжение — здесь нет всплесков при выключении нагрузки и не проявляются колебания напряжения сети.

Цепь из последовательно соединенных резистора 100 Ом и конденсатора 0,1 мкФ, поставленная параллельно первичной обмотке трансформатора, предупреждает появление больших переходных процессов индуктивного характера, которые могли бы возникать при выключении. Часто обходятся без такой цепи, но лучше этого не делать, особенно в оборудовании, которое будет работать рядом с ЭВМ или другим цифровым устройством. Иногда такие RC-амортизаторы ставят параллельно выключателю, что то же самое.

6.12. Трансформаторы.

Теперь о трансформаторе. Никогда не стройте прибора, работающего от сети переменного тока без трансформатора! Так поступать — это играть с огнем. Бестрансформаторные источники питания, предпочитаемые некоторыми потребителями электронной аппаратуры (радиоприемники, телевизоры и т. д.) за их дешевизну, ставят схему под высокое напряжение по отношению к внешнему заземлению (водопроводные трубы и т. п.). Этого не должно быть в приборах, предназначенных для связи с каким-либо другим оборудованием, и вообще этого следует избегать. Будьте крайне осторожны, работая с подобным оборудованием: даже простое подключение щупа осциллографа к шасси может дать очень неприятный эффект.

Выбор трансформатора — более сложное дело, чем можно было бы ожидать. Одна из причин заключается в том, что изготовители долго раскачивались с выпуском трансформаторов на те значения напряжения и тока, которые подходят для транзисторных схем (каталоги забиты трансформаторами, разработанными еще для электронных ламп), и нужный вам трансформатор часто приходится мотать самому, чего вам совсем не хочется. Отличается от прочих фирма Signal Transformer Company, предлагающая большой выбор трансформаторов и быстро их поставляющая. Не проглядите возможность получить трансформаторы, сделанные на заказ, если вам их требуется больше нескольких штук.

Даже если считать, что у вас есть такой трансформатор, какой вы хотите, все равно еще надо решить, какие величины напряжения и тока будут для вас наилучшими. Чем меньше входное напряжение стабилизатора, тем меньше рассеяние мощности на проходном транзисторе. Но надо быть абсолютно уверенным в том, что входное напряжение стабилизатора не упадет ниже необходимого минимума — обычно от 2 до 3 В над уровнем стабилизированного напряжения, — иначе можно получить провалы стабилизированного уровня с пульсациями на удвоенной частоте сети. Здесь сказываются пульсации нестабилизированного напряжения, поскольку существует минимум входного напряжения для стабилизатора, превышающий некоторое критическое напряжение.

Рассеяние мощности на транзисторе определяется средним значением входного напряжения стабилизатора. Для примера: в стабилизаторе на +5 В можно иметь входное напряжение +10 В при минимуме пульсации, которая сама по себе может легко достигать 1–2 В. Зная напряжение во вторичной обмотке, можно получить довольно точную оценку напряжения постоянного тока, снимаемого с выпрямительного моста: на вершине пульсации это пик выпрямленного напряжения, приблизительно в 1,4 раза больший среднеквадратичного значения напряжения вторичной обмотки, за вычетом падения напряжения на двух диодах. Однако нужно провести и практические измерения, если вы стараетесь построить стабилизатор с минимальным падением напряжения на нем, так как истинное значение выходного напряжения нестабилизированного источника питания зависит также от параметров трансформатора, которые трудно учесть заранее: сопротивление обмотки и магнитная проницаемость сердечника, которые влияют на напряжение под нагрузкой. Удостоверьтесь, что измерения производятся в наихудших условиях: полная нагрузка и минимальное напряжение питающей сети. Помните, что большие конденсаторы фильтра имеют очень большой разброс: от —30 до +100 %. Есть смысл применять трансформаторы с набором входных клемм на первичной обмотке, если они доступны, для окончательной регулировки выходного напряжения. Трансформаторы серий Triad F-90X и Stancor ТР обладают в этом смысле большой гибкостью.

Еще одно замечание о трансформаторах: иногда расчет тока делается для эффективного тока вторичной обмотки, в частности для трансформаторов для работы с омической нагрузкой (например, для трансформаторов накала). Так как схема выпрямителя проводит ток в течение только малой части цикла (в то время, когда конденсатор действительно заряжается), эффективное значение тока и рассеиваемая мощность (I²R) могут превзойти допустимое значение тока нагрузки, соответствующее расчетному среднеэффективному значению. Ситуация усугубится, если увеличить емкость конденсатора для сглаживания пульсаций до стабилизатора, — это просто потребует большей мощности трансформатора. В этом отношении лучше двухполупериодный выпрямитель, поскольку он использует большую часть периода напряжения переменного тока.

6.13 Элементы схемы, работающие на постоянном токе.

Конденсатор фильтра. Конденсатор фильтра выбирается достаточно большой емкости для уменьшения пульсаций до приемлемой величины и рассчитывается на достаточное напряжение, чтобы выдержать худший вариант — отсутствие нагрузки и максимальное напряжение сети. Для схемы на рис. 6.17 пульсации составят 1,5 В (двойное ампл. значение) при полной нагрузке. Из опыта проектирования можно рекомендовать использование электролитических конденсаторов, подобных тем, которые используются в ЭВМ (они выпускаются в виде цилиндров с резьбовым выводом с одной стороны), например типа Sprague 36D. На небольшие значения емкостей большинство изготовителей выпускают конденсаторы такого же качества в варианте с осевыми выводами (по одному проводнику торчит с каждого конца), например типа Sprague 39D. Помните о большом допуске значений емкости!

Здесь полезно вернуться к разд. 1.27, где впервые обсуждался вопрос о пульсациях. Всегда, кроме случая импульсных стабилизаторов (разд. 6.19 и следующие), можно прикинуть напряжение пульсаций, считая выходной ток постоянным и равным максимальному току нагрузки. Действительно, вход подключенного к схеме стабилизатора потребляет постоянный ток. Это упрощает расчеты, поскольку разряд конденсатора происходит по линейному закону и не надо возиться с постоянными времени или экспонентами (рис. 6.18).

Рис. 6.18.

Например, вы хотите выбрать конденсатор фильтра для нестабилизированной части источника питания +5 В, 1 А, и предположим, что уже выбрали трансформатор с эффективным значением напряжения вторичной обмотки 10 В, обеспечивающий после выпрямителя 12 В постоянного тока на пике пульсации при полном токе нагрузки. При минимальном падении напряжения на проходном транзисторе стабилизатора на 2 В входное напряжение стабилизатора не должно никогда падать ниже +7 В (знакомая вам ИМС 723 требует +9,5 В, но соответствующие трехвыводные стабилизаторы, описанные ниже, в разд. 6.16, оказываются более покладистыми). Так как надо подстраховаться от возможных отклонений напряжения в сети на 10 % в любую сторону, максимальный размах пульсаций не должен превышать 2 В за период. Тогда 2 В = T(dU/dT) = ТI/С = 0,008 с x 1,0/С, откуда С = 4000 мкФ.

Электролитический конденсатор 5000 мкФ на 25 В — это выбор с подстраховкой из-за возможного 20 %-ного допуска значения емкости конденсатора. При выборе конденсатора фильтра не забывайте о следующем: конденсатор излишне большой емкости не только съедает пространство, но и увеличивает нагрев трансформатора (уменьшая угол проводимости и тем самым увеличивая отношение I_эфф/I_ср). Кроме того, это увеличивает и нагрузки на выпрямитель.

«Гасящий» резистор с СИД, установленные параллельно выходу на схеме рис. 6.17, разряжают конденсатор за несколько секунд в условиях отсутствия нагрузки. Это полезно, так как, если конденсатор источника питания остается заряженным после того как источник выключен, можно легко повредить какие-нибудь схемные элементы, ошибочно считая, что напряжения в схеме нет.

Выпрямители. Прежде всего следует отметить, что диоды, применяемые в источниках питания, это совсем не то, что малосигнальные диоды 1N914, применяемые в схемотехнике. Сигнальные диоды рассчитаны на высокое быстродействие (несколько наносекунд), малые токи утечки (несколько наноампер) и малую емкость (несколько пикофарад); они могут выдерживать ток до 100 мА, а напряжение пробоя редко превосходит 100 В. Выпрямительные диоды и мосты, предназначенные для работы в источниках питания, выдерживают ток от 1 до 25 А и более, а напряжение пробоя их - от 100 до 1000 В. У них сравнительно большие токи утечки (от микроампер до миллиампер) и довольно большая емкость переходов. Они не предназначены для высоких скоростей переключения. Перечень ряда широко применяемых типов выпрямителей приведен в табл. 6.4.

Типичными представителями выпрямителей являются устройства серии 1N4001-1N4007, рассчитанные на ток 1 А, с напряжением обратного пробоя от 50 до 1000 В. Серия 1N5625 рассчитана на 3 А, что является почти наивысшим возможным значением тока для элемента в герметичном корпусе с выводами под печатный монтаж (охлаждение за счет теплопроводности выводов). Популярная серия IN 1183А - типичные сильноточные, оснащенные штыревыми выводами выпрямители, с расчетным током 40 А и напряжением пробоя до 600 В. Популярны и мостовые выпрямители в пластиковых корпусах, монтируемые на печатных платах, с расчетным током 1 и 2 А и монтируемые на шасси, рассчитанные на 25 А и более. Для тех применений, где важно высокое быстродействие (например, преобразователи постоянного тока, см. разд. 6.19), используются диоды с быстрым восстановлением, например одноамперные диоды серии 1N4933. В низковольтных схемах может оказаться желательным использование диодов Шоттки, например серии 1N5823 с прямым падением напряжения менее 0,4 В при токе 5 А.

Источники опорного напряжения.

Необходимость в хорошем источнике опорного напряжения часто возникает во многих схемах. Например, вам нужно построить прецизионный источник стабилизированного питания с лучшими характеристиками, чем у готовых стабилизаторов типа 723 (поскольку интегральные схемы стабилизаторов рассеивают заметную мощность из-за наличия встроенных проходных транзисторов, они могут довольно ощутимо нагреваться с соответствующим дрейфом параметров), или нужно построить прецизионный источник тока (т. е. схему со стабилизированным выходным током). Далее, есть еще одна область, в которой нужны прецизионные источники опорных напряжений (но не прецизионные источники питания), — это проектирование точных вольтметров, омметров или амперметров.

Существуют два вида источников опорного напряжения - стабилитроны и так называемые источники опорного напряжения с шириной запрещенной зоны полупроводника («U_БЭ - стабилитроны», см. разд. 6.15); каждый из них может использоваться как сам по себе, так и в составе ИМС источника опорного напряжения.

6.14. Стабилитроны.

Простейшим видом источников опорного напряжения является стабилитрон — прибор, который мы рассматривали в разд. 1.06. В сущности это диод, работающий при обратном смещении на участке, соответствующем напряжению пробоя, где ток пробоя очень быстро возрастает при дальнейшем росте напряжения. Чтобы использовать этот диод в качестве источника опорного напряжения, надо обеспечить прохождение через него приблизительно постоянного тока. Обычно это делается с помощью резистора, подключенного к достаточно высокому напряжению, и таким образом строится наиболее примитивный стабилизированный источник.

Стабилитроны выпускаются на целый ряд значений напряжения — от 2 до 200 В (их напряжения имеют тот же набор значений, что и сопротивления стандартных 5 %-ных резисторов), с допустимой мощностью рассеяния от долей ватта до 50 Вт и допуском на напряжение стабилизации от 1 до 20 %. Привлекательные на первый взгляд в качестве опорных источников напряжения для различных целей стабилитроны, однако, не так просты в использовании по многим причинам: они имеют конечный набор значений напряжения, у них большой допуск на напряжение стабилизации (кроме дорогих прецизионных стабилитронов), они сильно шумят и их напряжение зависит от тока и температуры. Вот пример двух последних эффектов: стабилитрон на 27 В из распространенной серии 1N5221 стабилитронов на 500 мВт имеет температурный коэффициент порядка +0,1 %/°С, и в силу этого его напряжение меняется на 1 %, когда ток изменяется от 10 до 50 % от максимального.

Есть исключение из правила о плохих характеристиках стабилитронов. Оказывается, что в окрестности значения напряжения стабилизации 6 В стабилитроны мало чувствительны к изменениям тока и при этом имеют почти нулевой температурный коэффициент. Этот эффект виден на кривых рис. 6.19, полученных путем измерения стабилитронов с разными напряжениями. Это характерное поведение связано с тем, что в стабилитронах в действительности используются два разных механизма пробоя: зенеровский и лавинный; первый — при низком напряжении, второй — при высоком.

Рис. 6.19. Зависимость дифференциального сопротивления стабилитронов (а) и вариаций напряжения стаблизации стабилитронов (б) от номинального напряжения стабилизации.

_{(с разрешения Motorola, Inc.).}

Если стабилитрон используется только как стабильный источник напряжения и вам все равно, каково будет это напряжение, то лучше всего взять один из компенсированных опорных стабилитронов, состоящих из стабилитрона приблизительно на 5,6 В и последовательно с ним соединенного диода, смещенного в прямом направлении. Напряжение стабилитрона выбирается так, чтобы взаимно компенсировать положительный температурный коэффициент стабилитрона и отрицательный температурный коэффициент диода, соответствующий около — 2,1 мВ/°С.

Как видно из рис. 6.20, температурный коэффициент зависит от рабочего тока, а также от напряжения стабилитрона. Поэтому, выбирая ток стабилитрона, можно как-то «подстроить» температурный коэффициент. Из таких стабилитронов со встроенными последовательно диодами получаются неплохие источники опорного напряжения. Для примера: серия дешевых стабилитронов на 6,2 В 1N821 имеет температурные коэффициенты от 10^-4/°С (1N821) до 5·10^-6/°С (1N829), а стабилитроны 1N940 и 1N946 на 9 В и 11,7 В имеют температурный коэффициент 2·10^-6/°С.

Рис. 6.20. Зависимость температурного коэффициента напряжения стабилизации стабилитронов от их номинального напряжения.

_{(с разрешения Motorola, Inc.).}

Задание рабочего тока стабилитрона. Описанные выше компенсированные стабилитроны могут использоваться в схемах в качестве источников стабильного напряжения, но надо обеспечить питание их постоянным током. Для серии 1N821 изготовителем указано 6,2 В +5 % при токе 7,5 мА с дифференциальным сопротивлением 15 Ом; таким образом, изменение тока на 1 мА изменяет напряжение в три раза сильнее, чем изменение температуры от -55 до +100 °C (для прибора 1N829). На рис. 6.21 показано, как довольно просто можно обеспечить постоянный ток смещения прецизионного стабилитрона.

Рис. 6.21.

Операционный усилитель включен как неинвертирующий усилитель и имеет на выходе стабильное напряжение, равное +10,0 В, которое используется для получения прецизионного тока 7,5 мА. Это самозапускающаяся схема, но она может включиться с любой полярностью на выходе! При «неправильной» полярности стабилитрон работает как обычный диод с прямым смещением. Включение операционного усилителя от однополярного источника питания снимает эту странную особенность. Прежде чем ставить в схему тот или иной ОУ, убедитесь, что его диапазон синфазных входных сигналов включает в себя потенциал минусовой шины источника питания (ОУ с «однополярным питанием»).

Существуют компенсированные специальные стабилитроны с гарантированной временной стабильностью напряжения; этот параметр, как правило, не указывается. Примеры - серия 1N3501 и 1N4890. Стабилитроны такого типа имеют гарантированную стабильность 5·10^-6/1000 ч или еще лучше. Они недешевы. В табл. 6.5 собраны характеристики некоторых стабилитронов и диодных источников опорного напряжения, а в табл. 6.6 — ряд представителей двух популярных серий стабилитронов общего назначения на 500 мВт.

Стабилитронные ИМС. Для достижения свойственных стабилизатору 723 превосходных характеристик (стабильность U_оп 30·10^-6 / °С) используется компенсированный стабилитрон. Стабилизатор 723 — вполне приличный источник опорного напряжения, и совместно с необходимыми навесными элементами эта ИМС может использоваться для получения стабильного источника с любым желательным напряжением.

Стабилизатор 723, применяемый в качестве опорного источника напряжения, служит примером «трехвыводного» опорного источника, т. е. источника, для работы которого нужен внешний источник питания; в схему источника входят цепь смещения стабилитрона и буферный усилитель выходного напряжения. К трехвыводным стабилитронным ИМС относятся превосходная LM369 фирмы National (1,5·10^-6/°C тип.) и REF10KM фирмы Burr-Brown (температурный коэффициент не более 10^-6/°С); в своих схемах мы часто используем недорогую ИМС Motorola MCI404 (которая фактически является U_БЭ-стабилитроном, см. ниже). Вскоре мы более подробно рассмотрим трехвыводные источники опорного напряжения, а сейчас обратимся к двухвыводным. Прецизионные температурно-компенсированные стабилитронные ИМС выпускаются в виде двухвыводных устройств: с точки зрения внешних электрических соединений они выглядят просто как стабилитроны, хотя в действительности содержат еще ряд активных элементов для улучшения характеристик (наиболее существенная — постоянство стабилизированного напряжения при заданном токе).

Пример — недорогая схема LM329 с напряжением ~ 6,9 В. В лучшем варианте ее темп, коэффициент равен 6·10^-6/°С (тип.), 10^-5/°С (макс.) при постоянном токе 1 мА. Перечислим некоторые стабилитронные ИМС с необычными характеристиками: температурно-стабилизированная LM399 (0,3·10^-6/°С тип.), микромощная LM385 (которая работает от тока, доходящего до 10 мкА) и выпускаемая фирмой Linear Technology ИМС LTZ1000 с ее потрясающими параметрами: типовой температурный коэффициент 0,05·10^-6/°С, дрейф 0,3·10^-6/месяц и низкочастотный шум 1,2 мкВ.

К несчастью, стабилитронные ИМС, как и их дискретные аналоги, сильно шумят. Шум становится сильнее для стабилизаторов, использующих лавинный пробой, т. е. с напряжением стабилитрона больше 6 В. На рис. 6.22 показан график шума стабилитронного источника 723.

Рис. 6.22. Зависимость напряжения шумов малошумящего стабилитрона, подобного тому, который используется в стабилизаторе 723, от рабочего тока стабилитрона.

Этот шум связан с поверхностными эффектами и применение стабилитронной структуры с так называемым захороненным (скрытым) или подповерхностным слоем может сильно улучшить стабильность стабилитрона и существенно уменьшить его шум. Так, только что упоминавшийся источник опорного напряжения LTZ1000 на стабилитроне с захороненным слоем - самый совершенный из всех типов источников опорного напряжения. LM369 и REF10KM также имеют очень малый шум. В табл. 6.7 перечислены характеристики почти всех выпускаемых стабилитронных ИМС, как на основе собственно стабилитронов, так и на U_БЭ-стабилитронах.

6.15. Источник опорного напряжения на U_БЭ-стабилитроне.

Недавно стала получать распространение схема, известная под названием «стабилитрон с напряжением запрещенной зоны». Более точно было бы название «U_БЭ-стабилитрон». Это легко понять, вспомнив формулу Эберса-Молла для диода. В основе схемы лежит идея генерации напряжения с температурным коэффициентом, положительным и равным по абсолютной величине отрицательному температурному коэффициенту напряжения U_БЭ. При сложении этого напряжения с U_БЭ получается напряжение с нулевым температурным коэффициентом.

Начнем с рассмотрения токового зеркала с двумя транзисторами, работающими с разной плотностью эмиттерного тока (рис. 6.23), с обычным отношением плотностей тока порядка 10:1.

Рис. 6.23.

Применяя формулу Эберса-Молла, легко показать, что I_вых имеет положительный температурный коэффициент, так как разность напряжений U_БЭ для двух транзисторов есть просто (kT/q)lnσ, где σ — отношение плотностей тока (см. график на рис. 2.53). Здесь может возникнуть вопрос: где взять постоянный задающий ток I_упр. Несколько позже мы покажем остроумный способ его получения. Сейчас вам надо только преобразовать этот ток в напряжение с помощью резистора и сложить с нормальным напряжением U_БЭ. Такая схема показана на рис. 6.24.

Рис. 6.24. Классическая схема источника опорного напряжения с напряжением запрещенной зоны полупроводника.

Резистор R₂ устанавливает величину напряжения, которое складывается с U_БЭ и имеет положительный температурный коэффициент. Подбирая должным образом величину R₂, получаем нулевой результирующий температурный коэффициент. Оказывается, что температурный коэффициент будет нулевым, если суммарное напряжение равно напряжению запрещенной зоны кремния (при температуре абсолютного нуля), т. е. примерно 1,22 В. Часть схемы, обведенная пунктиром, является стабилитроном. Ее выход используется (через резистор R₃) Для создания постоянного тока I_упр, который мы с самого начала считали существующим.

На рис. 6.25 показана другая весьма популярная схема стабилитрона «запрещенной зоны» (заменена обведенная часть схемы рис. 6.24).

Рис. 6.25.

Т₁ и Т₂ - согласованная пара транзисторов, вынужденная благодаря обратной связи по разности напряжений коллекторов работать при отношении токов коллекторов 10:1. Разность напряжений U_БЭ, равная (kT/q)ln 10, делает ток эмиттера Т₂ пропорциональным температуре (разность напряжений приложена к резистору R₁). Но поскольку коллекторный ток Т₁ всегда в 10 раз больше этой величины, он также пропорционален Т. Поэтому суммарный эмиттерный ток пропорционален Τ и создает на резисторе R₂ падение напряжения, имеющее положительный температурный коэффициент. Это падение напряжения может быть использовано в качестве выходного сигнала температурного датчика (мы об этом дальше упомянем). В данной схеме напряжение, снимаемое с резистора R₂, складывается с напряжением U_БЭ транзистора Т₁ для получения стабильного опорного напряжения с нулевым температурным коэффициентом на базах транзисторов Т₁ и Т₂. «Опорные источники запрещенной зоны» существуют в самых разных вариантах, но для них всех характерно сложение напряжения U_БЭ с напряжением, созданным парой транзисторов, работающих с некоторым заданным отношением плотностей токов.

ИМС опорных источников с напряжением запрещенной зоны. Примером стабилитрона с напряжением запрещенной зоны является недорогая двухвыводная схема LM385-1.2, имеющая номинальное рабочее напряжение 1,235 В ± 1 % (ее собрат LM385-2.5 имеет встроенную схему для генерации 2,5 В), работоспособную при токах вплоть до столь малых значений как 10 мкА. Это много меньше, чем можно было бы требовать от любого стабилитрона, и это делает данные ИМС прекрасным образом подходящими для микромощных приборов (см. гл. 14). Столь низкое опорное напряжение (1,235 В) часто намного более удобная вещь, чем номинальное рабочее напряжение стабилитронов 5 В (вы можете встретить стабилитроны с номинальным напряжением 3,3 В, однако у них совершенно ужасные характеристики с очень плавным изгибом). Лучшие образцы из ряда LM385 гарантируют температурный коэффициент не хуже 30·10^-6/°С и типичное значение динамического сопротивления 1 Ом при токе 100 мкА. Сравним эти величины с теми же параметрами стабилитрона 1N4370 на 2,4 В: температурный коэффициент 800·10^-6/°С (тип.), динамическое сопротивление около 3000 Ом при токе 100 мкА, и одновременно при этом же токе «напряжение стабилизации» (определяемое в спецификации как 2,4 В при токе 20 мА) составляет около 1,1В! Когда вам нужно прецизионно стабильное напряжение, эти превосходные ИМС на U_БЭ-стабилитроне кладут обычные стабилитроны на лопатки.

Если вы готовы выложить чуть больше денег, то сможете найти опорные источники на U_БЭ-стабилитронах с превосходной стабильностью, например такие, как двухвыводной LT1029 или трехвыводной REF-43 (2,5 В, 3·10^-6/°C макс). Последний тип, так же как и трехвыводные источники опорного напряжения на стабилитронах, нуждается в источнике питания постоянного тока. В табл. 6.7 перечислены большинство из имеющихся источников опорного напряжения (на стабилитронах и U_БЭ-стабилитронах, двух- и трехвыводные).

Одним из интересных источников опорного напряжения является ИМС TL431C. Это недорогой источник опорного напряжения на «программируемом стабилитроне»; его схема включения показана на рис. 6.26. «Стабилитрон» включается, когда управляющее напряжение достигает 2,75 В («стабилитрон» сделан по схеме U_БЭ); этот прибор по управляющему входу потребляет ток всего лишь в несколько микроампер и имеет температурный коэффициент выходного напряжения около 10^-5/°С. При указанных на схеме значениях параметров на выходе получается стабилизированное напряжение 10 В. Эти приборы выпускаются в двухрядных корпусах мини-DIP и могут работать при токах до 100 мА.

Рис. 6.26.

Температурные датчики, использующие U_БЭ. Предсказуемостью изменения U_БЭ с температурой можно воспользоваться при создании ИМС для измерения температуры. Например, REF-02 помимо своей основной функции генерирует выходное напряжение, линейно изменяющееся с температурой (см. выше). С помощью простых внешних схем можно получить выходное напряжение, сигнализирующее о температуре ИМС с точностью 1 % во всем «армейском» диапазоне (от -55 до +125 °C). Схема AD590, используемая как чисто температурный датчик, дает точный ток 1 мкА/К. Это двухвыводное устройство; к нему надо приложить напряжение (4-30 В) и можно измерять ток. LM334 также можно применять таким способом. Другие датчики, такие как LM35 и LM335, генерируют на выходе точное напряжение с крутизной +10 мВ/°С. В разд. 15.01 все эти «преобразователи» температуры рассмотрены детально.

Трехвыводные прецизионные источники опорного напряжения. Ранее мы уже отмечали, что возможно создание источников опорного напряжения с отличной температурной стабильностью (до 10^-6/°С и даже лучше). Это особенно впечатляет, когда вы видите, что имеющий почтенный возраст элемент Вестона - традиционный, прошедший через века источник опорного напряжения, — имеет температурный коэффициент порядка 4·10^-5/°С (см. разд. 15.11). Вот два способа получения таких источников.

1. Температурно-стабилизированные источники опорного напряжения. Хороший подход к получению превосходной температурной стабильности источников опорного напряжения или других схем заключается в обеспечении работы источников опорного напряжения и, возможно, связанных с ними схем при постоянной повышенной температуре. В гл. 15 будут показаны простые приемы осуществления этой идеи (один очевидный способ состоит в организации управления нагревателем с помощью температурного датчика U_БЭ).

Таким образом можно добиться сильного уменьшения зависимости характеристик схемы от колебаний внешней температуры. Для прецизионной схемотехники представляет интерес метод помещения хорошо температурно-компенсированного опорного источника в условия постоянной температуры, что значительно улучшает его характеристики.

Подобная техника температурно-стабилизированных или «термостатированных» схем применяется уже много лет, в частности для создания сверхстабильных генераторов. Существуют не слишком дорогие источники питания и опорные источники напряжения, в которых используются термостатированные опорные схемы. Этот метод дает хорошие результаты, но имеет свои недостатки: громоздкость и сравнительно большую потребляемую нагревателем мощность, а также медленный разогрев и выход на режим (обычно 10 или более минут). Эти проблемы легко снять, если стабилизировать температуру на уровне кристалла ИМС (чипа) включением нагревательной схемы вместе с датчиком в состав самой интегральной схемы. Этот подход был впервые опробован в 60-х годах фирмой Fairchild, выпустившей температурно-стабилизированную дифференциальную пару μΑ726 и предусилитель постоянного тока μΑ727.

Позже появились «термостатированные» источники опорных напряжений, такие, как серия National LM199. ИМС этой серии имеют температурный коэффициент (типовое значение) 0,00002 %/°С, или 2·10^-7/°С. Такие опорные источники установлены в стандартных транзисторных корпусах ТО-46. Их нагреватели потребляют мощность 0,25 Вт и разогреваются до нужной температуры за 3 с. Пользуясь этими схемами, следует отдавать себе отчет в том, что последующие схемы на операционных усилителях, и даже проволочные прецизионные резисторы с их температурным коэффициентом ±2,5·10^-6/°С, могут сильно испортить характеристики, если при проектировании не принять крайних мер предосторожности. В частности, приходится учитывать даже дрейф прецизионных ОУ с очень низким уровнем дрейфа, таких, как ОР-07, с типовым значением дрейфа входного каскада 0,2 мкВ/°С. Эти аспекты проектирования прецизионных схем рассматриваются в гл. 7 в разд. 7.01-7.06.

При использовании LM399 существует одна опасность: чип может выйти из строя, если напряжение питания нагревателя хотя бы на короткий момент времени упадет ниже 7,5 В. Источник опорного напряжения с запрещенной зоной LT1019 хотя и работает в нормальных условиях без подогрева, однако имеет встроенные в кристалл нагреватель и датчик. Поэтому его можно включать так же, как и LM399, получая температурный коэффициент менее 2·10^-6/°С. Однако в отличие от LM399 для LT1019 требуется некоторая внешняя схемная обвязка, чтобы получить термостат (ОУ и с полдюжины элементов).

2. Прецизионные источники опорного напряжения без подогрева. Термостатированная LM399 имеет превосходный температурный коэффициент, однако она не демонстрирует чего-либо экстраординарного в отношении таких параметров, как шум или долговременный дрейф (см. табл. 6.7). Кроме того, нагрев этого кристалла занимает несколько секунд и он потребляет большую мощность (4 Вт при включении, 250 мВт после стабилизации). Хитроумные разработчики сделали возможным создание источников опорного напряжения с эквивалентной стабильностью, но без подогрева. ИМС REF10KM и REF101KM фирмы Burr-Brown имеют температурный коэффициент 10^-6/°С (макс), они не потребляют мощность для подогрева и у них нет задержки выхода на режим за счет нагрва. Кроме того, долговременный дрейф и шум у них меньше, чем у источников типа LM399. Среди других трехвыводных источников опорного напряжения с температурным коэффициентом не более 10^-6/°С — МАХ671 фирмы Maxim и AD2710 или AD2712, выпускаемые фирмой Analog Devices. В двухвыводной конфигурации есть лишь один достойный соперник - это великолепный LTZ1000 фирмы Linear Technology, у которого заявленный температурный коэффициент составляет 0,05·10^-6/°С. В спецификации на это устройство указаны также на порядок лучшие характеристики по долговременной стабильности и шуму, чем у любых других источников опорного напряжения любого типа. Для ИМС LTZ1000 требуется хорошая внешняя схема смещения, которую можно построить на ОУ и еще нескольких элементах. Во всех перечисленных высокостабильных источниках опорного напряжения (включая LM399 с подогревом) используются стабилитроны с захороненным слоем, что дополнительно обеспечивает намного меньший шум, чем обычные стабилитроны или U_БЭ-стабилитроны (рис. 6.27).

Рис. 6.27. Сравнение напряжения шумов стабилитронов с захороненным слоем (а), стабилитронов с подогревом (б) и источников опорного напряжения на U_БЭ-стабилитроне (в). (С разрешения Burr-Brown Corporation).

Сравнение плотности шумов е_ш (г) и интегрального напряжения шума (д) стабилитронов указанных типов.

Трехвыводные и четырехвыводные стабилизаторы.

6.16. Трехвыводные стабилизаторы.

Для большинства не слишком ответственных применений лучше выбрать простой трехвыводной стабилизатор напряжения. Он имеет всего три внешних вывода (вход, выход и земля) и настраивается изготовителем на нужное фиксированное напряжение. Типичные представители стабилизаторов такого рода — серия 7800. Их напряжение указывается в последних двух цифрах (вместо нулей) и может иметь одно из следующих значений: 05, 06, 08, 10, 12, 15, 18, 24. На рис. 6.28 показано, как легко сделать стабилизатор, например на 5 В с применением одной из этих схем.

Рис. 6.28.

Конденсатор, поставленный параллельно выходу, улучшает переходные процессы и удерживает полное выходное сопротивление на низком уровне при высоких частотах (если стабилизатор расположен на значительном расстоянии от конденсатора фильтра, следует применить дополнительный входной конденсатор емкостью по крайней мере 0,33 мкФ). Серия 7800 выпускается в пластмассовых и металлических корпусах, в таких же, как и мощные транзисторы. Маломощный вариант, серия 78L00 также выпускается в пластмассовых и металлических корпусах, в которых выпускаются маломощные транзисторы (табл. 6.8).

Серия 7900 стабилизаторов отрицательных напряжений работает точно так же, но, конечно, с отрицательным входным напряжением. Серия 7800 обеспечивает ток нагрузки до 1 А и снабжена внутренней защитой от повреждений в случае перегрева или чрезмерного тока нагрузки (ИМС не сгорает, а выключается). Кроме того, предусмотрена защита прибора при выходе из области безопасной работы (разд. 6.07) за счет уменьшения предельно возможного вых. тока при увеличении разности входного и выходного напряжений. Такие стабилизаторы дешевы и просты в употреблении; это делает реальным проектирование схем с большим количеством печатных плат, к которым подводится нестабилизированное постоянное напряжение, а отдельный стабилизатор устанавливается на каждой плате.

Трехвыводные стабилизаторы с фиксированным напряжением выпускаются в нескольких очень удобных вариантах. LP2950 работает точно так, как и 7805, но потребляет в установившемся режиме всего лишь 75 мкА (сравните с 5 мА у 7805 или 3 мА у 78L05); кроме того, он не теряет способности стабилизации даже тогда, когда перепад напряжений (нестабилизированного на входе и стабилизированного на выходе) составляет всего лишь 0,4 В (сравните с 2 В перепада напряжений, необходимыми для классической ИМС 7805). У LM2931 также низкий перепад напряжений, но его можно было бы назвать миллимощным (ток покоя 0,4 мА) в сравнении «микромощным» LP2950. Стабилизаторы с низким перепадом напряжения выпускаются также и на большие токи, например, серии LT1085/4/3 фирмы LTC (3 А, 5 А и 7,5 А соответственно, у каждого типа есть ИМС на +5 и +12 В). Такие стабилизаторы, как LM2984, в основе своей трехвыводные с фиксированным напряжением, но с дополнительными выводами для сигнализации микропроцессору о том, что питание пропало и вновь появилось. И наконец, такие ИМС, как 4195, состоят из двух трехвыводных стабилизаторов на 15 В, один на положительное, другой — на отрицательное напряжение. Вскоре мы поговорим об этих специальных стабилизаторах подробнее.

6.17. Трехвыводные регулируемые стабилизаторы.

Иногда нам нужно нестандартное стабилизированное напряжение (скажем, +9 В, чтобы заменить таким образом батарею) и мы не можем по этой причине применить фиксированный стабилизатор серии 7800. Или, возможно, вам требуется стандартное напряжение, но устанавливаемое более точно, чем ±3 %, типично предусматриваемые в стабилизаторах с фиксированным напряжением. Но теперь вы уже «подогреты» простотой трехвыводных стабилизаторов и уже не представляете себе, как можно иметь дело со схемами стабилизатора на ИМС 723 со всеми внешними элементами, которые для нее требуются. Что делать? Взять «трехвыводной регулируемый стабилизатор»! В табл. 6.9 перечислены характеристики представительной выборки трехвыводных регулируемых стабилизаторов.

Типичным представителем этих замечательных ИМС является классический LM317 фирмы National. У этого стабилизатора нет вывода на землю; вместо этого у него поддерживается U_вых, такое, что между выходом и этим «регулировочным» выводом всегда было напряжение 1,25 В. На рис. 6.29 показан простейший способ применения этого стабилизатора.

Рис. 6.29. Трехвыводной регулируемый стабилизатор.

Стабилизатор подводит напряжение 1,25 В к резистору R₁, поэтому через него течет ток 5 мА. Регулировочный вывод потребляет очень небольшой ток (50-100 мкА), поэтому выходное напряжение равно U_вых = 1,25(1 + R₂/R₁) В. Но в таком случае выходное напряжение можно регулировать от 1,25 до 25 В. Для тех применений, которые требуют фиксированного выходного напряжения, R₂ обычно подстраивается в очень узком диапазоне для увеличения точности подстройки (применяется последовательное соединение фиксированного резистора и подстроечного). Выбирайте сопротивления резистивного делителя достаточно небольшими, чтобы ток через него можно было изменить на 50 мкА, корректируя его с изменением температуры. Поскольку петля коррекции данного стабилизатора — это выходной конденсатор, то здесь должны использоваться большие емкости, чем в других схемах. Требуется по меньшей мере танталовый конденсатор 1 мкФ, однако рекомендуется несколько большая емкость — что-нибудь вроде 6,8 мкФ.

Схема 317 выпускается в разных корпусах: пластмассовых на большую мощность (ТО-220), металлических большой мощности (ТО-3) и в корпусах для маломощных транзисторов (металлический ТО-5 и пластмассовый ТО-92). Схема в корпусе на большую мощность, оснащенная соответствующим радиатором, может отдавать ток до 1,5 А. Поскольку эта схема не имеет непосредственного заземления, ее можно использовать в стабилизаторах высокого напряжения, пока разность входного и выходного напряжения не превосходит максимум 40 В (у высоковольтного варианта LM317HV-60 В).

_{Упражнение 6.5. Спроектируйте стабилизатор на +5 В на основе схемы 317. Обеспечьте регулировку напряжения в пределах +20 % с помощью подстроенного потенциометра.}

Существуют трехвыводные регулируемые стабилизаторы, рассчитанные на более сильные токи, например LM350 (3 А), LM338 (5 А) и LM396 (10 А), а также на более высокие напряжения, например LM317H (60 В) и TL783 (125 В). Внимательно изучите спецификации, прежде чем применять эти устройства, обращая внимание на требования к шунтирующему конденсатору и предложения относительно диода защиты. Как и в случае с трехвыводными стабилизаторами с фиксированным напряжением, имеются варианты схем с малым перепадом напряжений (например, у LT1085 перепад напряжений между входом и выходом составляет 1,3 В при токе 3,5 А) и можно найти микромощные варианты ИМС (например, LP2951 — регулируемый вариант 5-вольтового стабилизатора LP2950 с фиксированным напряжением; оба имеют I_покоя = 75 мкА). Можно также найти и варианты схем на отрицательное напряжение, хотя их разнообразие меньше: LM337 — аналог (на отрицательное напряжение) схемы LM317 (1,5 A), a LM333 — схемы LM350 (3 А).

Четырехвыводные стабилизаторы. Если условия применения не слишком жесткие, то лучше всего использовать трехвыводные регулируемые стабилизаторы. Исторически они предшествовали четырехвыводным, подключение которых показано на рис. 6.30.

Рис. 6.30.

На «управляющий» вывод подается часть выходного напряжения; стабилизатор регулирует выходное напряжение, поддерживая на управляющем выводе фиксированное напряжение (+3,8 В для стабилизаторов Lambda, указанных в табл. 6.9, +5 В для μΑ79θ и -2,2 В для стабилизаторов отрицательного напряжения). Четырехвыводные стабилизаторы ничем не лучше более простых трехвыводных (но и не хуже), и мы упоминаем здесь о них лишь для полноты картины.

6.18. Дополнительные замечания относительно трехвыводных стабилизаторов.

Общие характеристики трех- и четырехвыводных стабилизаторов. Технические данные, приведенные ниже, типичны для большинства трех- и четырехвыводных стабилизаторов, как регулируемых, так и нерегулируемых. Они могут быть полезны при грубой оценке ожидаемых технических характеристик.

_{Допуск выходного напряжения… 1–2% Падение напряжения… 0,5–2 В. Максимальное входное напряжение… 35 В (за исключением TL 783, для которого +125 В). Подавление пульсаций… 0,01-0,1 % Подавление всплесков… 0,1–0,3 % Стабилизация по нагрузке… 0,1–0,5 % во всем диапазоне нагрузки. Подавление нестабильности входного напряжения постоянного тока… 0,2 % Температурная нестабильность… 0,5 % по всему диапазону температур.}

Увеличение коэффициента подавления пульсаций. На рис. 6.29 показана схема включения стандартного трехвыводного стабилизатора; работает она превосходно. Тем не менее добавление шунтирующего конденсатора 10 мкФ между выводом для регулировки и землей (рис. 6.31) увеличивает подавление пульсаций (всплесков) почти на 15 дБ (в 5 раз по напряжению).

Рис. 6.31. Вывод «per.» для снижения помех и пульсаций можно зашунтировать, подключив для обеспечения безопасности разрядный диод.

Например, коэффициент подавления пульсаций LM317 достигает 65–80 дБ (последнее значение соответствует 0,1 В пульсаций на выходе при подаче на вход напряжения с пульсацией 1 В). Позаботьтесь о включении разрядного диода для безопасности; более детальную схему вы сможете составить, заглянув в технические данные конкретного стабилизатора.

Стабилизаторы с малым падением напряжения. Как мы уже ранее упоминали, для работы большинства стабилизаторов требуется по крайней мере 2-вольтовая «добавка». Это объясняется тем, что база проходного n-р-n-транзистора находится под напряжением, которое выше напряжения на выходе на U_БЭ, и должна запускаться от транзистора-формирователя, как правило, другого n-р-n-транзистора, база которого подключена к токовому зеркалу. Это уже два падения U_БЭ. Далее, следует допустить еще одно падение U_БЭ на резисторе-датчике тока для защиты схемы от короткого замыкания; взгляните на упрощенную схему 78Lxx на рис. 6, 32, а. Три падения U_БЭ добавляются к 2 В, ниже этого напряжения стабилизатор перестает работать на полном токе.

С помощью проходного р-п-р-транзистора (или n-канального МОП-транзистора) «перепад» напряжения можно снизить, избавившись от трех U_БЭ в обычной n-р-n-схеме и довести его почти до напряжения насыщения транзистора. На рис. 6.32, б показана упрощенная схема LM330 нерегулируемого стабилизатора +5 В (150 мА) с малым «перепадом» напряжения.

Рис. 6.32. Упрощенная схема 78Lxx (а); упрощенная схема LM330 (с низким перепадом) (б).

С помощью проходного р-п-р-транзистора выход схемы можно установить в пределах напряжения насыщения нестабилизированного входного напряжения. Исключив падение U_БЭ на паре Дарлингтона в n-р-n-стабилизаторе, разработчики не собираются тратить падение на диоде в обычной (последовательный резистор) схеме защиты от короткого замыкания. Они пользуются хитроумным приемом: выводят часть выходного тока через второй коллектор. Этот ток составляет фиксированную долю выходного тока и используется, как показано на рисунке, для отключения управления базой. Такая схема ограничения тока не отличается точностью (I_огр составляет 150 мА мин. и 700 мА макс), но она достаточно эффективна для защиты стабилизаторов, которые имеют, помимо того, внутреннюю тепловую защиту.

Выпускается большое число распространенных типов стабилизаторов с малым «перепадом» напряжения, например трехвыводные нерегулируемые (LM2931, LM330, LT1083/4/5 (5 и 12 В), TL750), трехвыводные регулируемые (LT1083/4/5, LM2931) и микромощные (LP2950/1, МАХ664, LT1020). В табл. 6.8 и 6.9 включены все стабилизаторы с малым «перепадом», выпускаемые промышленностью на момент подготовки этого издания.

Стабилизаторы, ориентированные на процессоры. Для работы электронных устройств, содержащих микропроцессоры (гл. 10, 11), необходимо нечто большее, чем простое стабилизированное напряжение. Для того чтобы сохранить содержимое энергозависимой памяти (и данные, необходимые для восстановления работы), следует предусмотреть отдельный слаботочный источник постоянного напряжения; он может понадобиться при отключении устройства или в связи с выходом из строя источника питания. Кроме того, эти устройства должны «знать», когда обычный источник питания работоспособен, с тем, чтобы «проснуться» в известном состоянии. Более того, микропроцессорным устройствам может понадобиться несколько миллисекунд перед окончательным выходом из строя обычного источника для того, чтобы успеть передать данные в «безопасную» память.

До недавнего времени вы должны были сами проектировать для этих целей дополнительные схемы. Теперь жизнь стала легче — вы можете приобрести ИС стабилизаторов, ориентированные на (микро) — процессоры, с различными сочетаниями встроенных функций. Иногда эти ИС проходят под наименованием «ИС-наблюдатели для источников питания» или «сторожевые» ИС. Существует, например, LM2984, которая имеет два сильноточных выхода +5 В (один — для микропроцессора, другой — для остальных схем), слаботочный выход +5 В (для памяти) и выход отсроченного флажка ПЕРЕЗАПУСК для инициализации вашего микропроцессора после восстановления питания и вход управления включением/выключением для сильноточных выходов. Кроме того, у нее есть вход, который следит за работой микропроцессора, восстанавливая работу процессора, если тот был вынужден остановиться.

Примером сторожевой ИС без стабилизатора может служить МАХ691 фирмы Maxim, которая следит за стабилизированным напряжением питания и работой микропроцессора и посылает сигналы сброса (и «прерывание») в микропроцессор точно также, как LM2984. Однако в дополнение к функциям LM2984, она содержит схему предупреждения об отказе источника питания и схему переключения на батарейное питание. В сочетании с обычным стабилизатором +5 В ИС МАХ691 делает все, что необходимо для обеспечения жизнеспособности микропроцессора. В гл. 10 и 11 мы поближе познакомимся с обслуживанием и питанием микропроцессоров.

Микромощные стабилизаторы. Как мы уже упоминали, большинство ИС стабилизаторов потребляют несколько миллиампер тока покоя для питания источников эталонного напряжения и усилителей ошибки. Если устройство работает от сети переменного тока, то это не страшно; для батарейных устройств, работающих от 9-вольтовых щелочных аккумуляторов емкостью 400 мА·ч, это нежелательно, и совсем недопустимо для микромощных приборов, которые должны работать тысячи часов, допустим, от одной батареи.

Выход из положения — это микромощные стабилизаторы. Самыми «скупыми» из них являются ICL7663/4, положительный и отрицательный регулируемые стабилизаторы с токами покоя 4 мкА. При таком токе 9-вольтовая батарея может существовать 100 000 часов (более 10 лет), что превышает срок сохранности (время саморазряда) любой батареи, за исключением некоторых литиевых батарей. Более полно о микромощных схемах мы расскажем в гл. 14.

Двухполярные стабилизированные источники питания. Большинство описанных в гл. 4 схем операционных усилителей работали от симметричных биполярных источников питания, обычно ±15 В. Это общее требование в аналоговой схемотехнике, где приходится работать с сигналами, как правило, вблизи уровня земли, и самым простым способом формирования симметричного расщепленного питания является использование пары трехвыводных стабилизаторов. Для того чтобы сформировать, например, стабилизированные напряжения ±15 В, вы можете использовать ИС 7815 и 7915 (рис. 6.33, а). Мы предпочитаем использовать регулируемые трехвыводные стабилизаторы потому, что а) на каждую полярность и диапазон токов необходимо иметь только один тип и б) в случае необходимости можно точно подстроить напряжение; на рис. 6.33, б приведена схема на ИС 317 и 337.

Рис. 6.33. Двухполярные стабилизированные источники питания.

Сдвоенные стабилизаторы. Возможно, у вас возникнет вопрос, почему, коль скоро стабилизированные расщепленные источники так необходимы, отсутствуют «сдвоенные трехвыводные стабилизаторы». Больше не удивляйтесь — они есть и известны как «сдвоенные следящие стабилизаторы». Для того чтобы понять, почему они носят такое сложное название, взгляните на рис. 6.34, на котором показана классическая схема сдвоенного стабилизатора.

Рис. 6.34. Двухканальный стабилизатор.

Т₁ — проходной транзистор для традиционного положительного стабилизированного источника. Положительный стабилизированный выход используется в качестве опорного напряжения для отрицательного источника. Нижний усилитель ошибки управляет отрицательным выходом, сравнивая среднее значение двух выходных напряжений с уровнем земли и создавая, таким образом, равные положительный и отрицательный стабилизированные выходы 15 В. Схема положительного источника может быть любой из тех, которые мы уже рассматривали; если это регулируемый стабилизатор, то отрицательный выход отслеживает любые изменения положительного стабилизированного выхода. На практике в схему включают токоограничивающие цепи, не показанные для простоты на рисунке. Как и однополярные стабилизаторы, сдвоенные выпускаются в виде полностью интегрированных схем нерегулируемых и регулируемых версий, хотя и в существенно меньшей номенклатуре. В табл. 6.10 перечислено большинство из доступных в настоящее время типов. Типичными являются стабилизаторы 4194 и 4195 фирмы Raytheon, включение которых показано на рис. 6.35.

Рис. 6.35.

4195 — это стабилизатор с заводской подстройкой с выходами +15 В, в то время как симметричные выходы 4194 регулируются с помощью единственного резистора Rx. Оба стабилизатора выпускаются в мощных корпусах и в небольших корпусах DIP; оба содержат схемы отключения по температуре и ограничения по току. Для того чтобы получить большие выходные токи, можно добавить внешние проходные транзисторы (см. ниже).

Многие из предшествующих стабилизаторов можно соединить как сдвоенные стабилизаторы (например, четырехвыводные регулируемые стабилизаторы). В спецификации изготовителя часто рекомендуется схема включения. Идею использования выхода одного источника в качестве опорного для другого источника можно применить даже в том случае, когда напряжения не равны и не противоположны по знаку. Например, коль скоро у вас есть источник стабилизированного напряжения +15 В, вы можете его использовать для того, чтобы сформировать стабилизированный выход +5 В, или даже стабилизированный выход —12 В.

_{Упражнение 6.6. Используя ИС 4194, спроектируйте стабилизатор на ±12 В.}

Защита от включения обратной полярностью. Использование сдвоенных источников требует дополнительной меры предосторожности: при нарушении полярности почти все электронные схемы подвергаются сильным повреждениям. С одним источником это может произойти только при неправильном подключении проводников; иногда для защиты от такой ошибки схему запараллеливают мощным выпрямителем, включенным в обратном направлении. В схемах с несколькими источниками питания (например, с расщепленным питанием) возможны обширные повреждения, если возникает отказ компонента схемы, который приводит к закорачиванию двух источников; довольно распространенный случай — это закорачивание «коллектор-эмиттер» в одном из транзисторов двухтактной пары, работающей от двух источников. При этом два источника оказываются объединенными друг с другом и один из стабилизаторов выходит победителем. Вследствие этого напряжение другого источника меняет полярность и схема начинает «дымиться». Для предупреждения последствий таких отказов между каждым стабилизированным выходом и землей следует включить мощный диод в обратном направлении (например, 1N4004), как это сделано в схеме на рис. 6.33.

Внешние проходные транзисторы. Трехвыводные стабилизаторы с фиксированным напряжением выпускаются на выходные токи 5 А и более, например подстраиваемый 10-амперный LM396. Вместе с тем работа с такими большими токами может оказаться нежелательной, поскольку максимальная рабочая температура для этих кристаллов меньше, чем для мощных транзисторов, что приводит к необходимости использовать мощные радиаторы. Кроме того, они достаточно дороги. Альтернативное решение заключается в использовании внешних проходных транзисторов, которые можно добавить к трех- и четырехвыводным стабилизаторам (и двухканальным стабилизаторам) точно также, как в классическом стабилизаторе 723. Базовая схема показана на рис. 6.36.

Рис. 6.36. Трехвыводной стабилизатор с внешним транзистором для увеличения тока.

При токах менее 100 мА схема работает обычным образом. При больших токах нагрузки падение на R₁ открывает транзистор Т₁ и реальный ток через трехвыводной стабилизатор ограничивается величиной 100 мА. Трехвыводной стабилизатор поддерживает требуемое значение напряжения на выходе, снижая, как и ранее, входной ток и, следовательно, управляя транзистором Т₁ при увеличении выходного напряжения, и наоборот. Он даже не знает, что нагрузка потребляет больше 100 мА! В этой схеме входное напряжение должно превышать выходное на величину перепада 78xx (2 В) плюс U_БЭ.

На практике эту схему следует несколько модифицировать для того, чтобы обеспечить ограничение по току для Т₁, который в противном случае может отдавать ток в h_21Э раз превышающий максимальный внутренний ток стабилизатора, т. е. 20 А и более! Этого вполне достаточно для разрушения транзистора Т₁, как и той несчастной нагрузки, которая в это время была подключена. Два способа ограничения тока показаны на рис. 6.37.

Рис. 6.37. Токоограничивающая схема для усилителя на внешнем транзисторе.

Транзистор Т₂ в обеих схемах является сильноточным проходным транзистором, а резистор между его эмиттером и базой выбран таким образом, чтобы транзистор открывался при токе нагрузки 100 мА. В первой схеме транзистор Т₁ реагирует на ток нагрузки за счет падения напряжения на R₃ и ограничивает запуск транзистора Т₂, если это падение превышает падение на диоде. Схема имеет два недостатка: входное напряжение должно теперь превышать стабилизированное выходное на падение напряжения на трехвыводном стабилизаторе плюс падение на двух диодах для токов нагрузки вблизи максимального тока. Кроме того, транзистор Т₁ должен выдерживать большие токи (до максимального тока стабилизатора), так как из-за малого сопротивления резистора в базе Т₁ трудно реализовать ограничивающую схему с обратным наклоном характеристики.

Во второй схеме эти недостатки устранены за счет некоторого усложнения. В сильноточных стабилизаторах для уменьшения мощности рассеяния до приемлемого уровня важно добиться малого перепада напряжений. Чтобы получить в последней схеме характеристику с обратным наклоном, можно просто подключить базу Т₁ к делителю между коллектором и землей, а не к коллектору Т₂.

К регулируемым трех- и четырехвыводным стабилизаторам внешние проходные транзисторы подключаются точно также. Детали можно понять, заглянув в спецификации изготовителей.

Источник тока. Из трехвыводного регулируемого стабилизатора можно легко сделать мощный источник постоянного тока. На рис. 6.38 показан такой источник на 1 А. Добавление повторителя на операционном усилителе, как это сделано на второй схеме, может понадобиться в том случае, если схема используется для формирования малых токов, поскольку вход «регулировка» вносит в выходной ток ошибку порядка 50 мкА. Как и для ранее описанных стабилизаторов, здесь имеется внутреннее ограничение по току, защита от тепловой перегрузки и защита от выхода за пределы области безопасной работы.

Рис. 6.38. Источники тока на операционном усилителе.

_{Упражнение 6.7. Спроектируйте регулируемый источник тока на диапазон токов от 10 мкА до 1 мА, используя схему 317. Каков будет диапазон напряжений на выходе, если Uвх = +15 В? Перепад напряжения примите равным 2 В.}

Заметьте, что источник тока на рис. 6.38, а является двухвыводным элементом. Следовательно, нагрузку можно подключить с любой стороны. На рисунке показано, как можно осуществить отвод тока от нагрузки, подключенной к земле (разумеется, вы всегда можете использовать схему 337 с отрицательной полярностью, включив ее так же, как показано на рис. 6.38, а). Фирма National выпускает специальный трехвыводной прибор LM334, предназначенный для использования в качестве маломощного источника тока. Он поступает в небольшом пластмассовом транзисторном корпусе (ТО-92), а также в стандартном корпусе DIP. Вы можете использовать его любым способом до нижней границы тока 1 мкА, поскольку ток регулирования является лишь малой долей общего тока. Этот элемент имеет, однако, одну особенность: выходной ток зависит от температуры, даже точно пропорционален абсолютной температуре. Так что, хотя он и не самый стабильный источник тока в мире, вы можете использовать его в качестве температурного датчика (разд. 15.01)!

6.19. Импульсные стабилизаторы и преобразователи постоянного тока.

Все схемы стабилизаторов напряжения, которые до сих пор рассматривались, работают одинаково: последовательно нестабилизированному напряжению постоянного тока включается линейный управляющий элемент (проходной транзистор) с обратной связью, которая поддерживает на постоянном уровне выходное напряжение (или, может быть, постоянный ток). Выходное напряжение всегда ниже нестабилизированного входного напряжения и на управляющем элементе рассеивается некоторая мощность (или точнее, среднее значение I_вых(U_вх - U_вых))· Небольшая вариация этой темы - параллельный стабилизатор, в котором управляющий элемент включается не последовательно с нагрузкой, а между выходом и землей; при мер — простой резистор плюс стабилитрон.

Существует другой способ генерации стабилизированного напряжения постоянного тока, принципиально отличный от того, что мы видели до сих пор; взгляните на рис. 6.39.

Рис. 6.39. Два вида стабилизаторов: а — линейный (последовательный), б — повышающий импульсный.

В таком импульсном стабилизаторе транзистор, работающий в режиме насыщенного ключа, периодически на короткое время прикладывает к катушке индуктивности полное нестабилизированное напряжение. Ток катушки появляется на каждом импульсе, запасая энергию 1/2LI² в ее магнитном поле; запасенная энергия передается на конденсатор вых. сглажив. фильтра (чтобы поддержать напряжение и ток в нагрузке на выходе между импульсами заряда). Как и в линейных стабилизаторах, выход по обратной связи сравнивается с эталонным напряжением, но в импульсных стабилизаторах управление выходом осуществляется за счет изменения длительности импульсов генератора или частоты переключения, а не за счет линейного управления базой или затвором.

Импульсные стабилизаторы обладают необычными свойствами, которые делают их очень популярными: так как управляющий элемент либо выключен, либо насыщен, рассеивается очень маленькая мощность; таким образом, импульсные стабилизаторы чрезвычайно эффективны даже при большом падении от входа до выхода. «Импульсники» (слэнг для «импульсные источники питания») могут генерировать выходное напряжение, превышающее нестабилизированное входное напряжение (рис. 6.39, б); они позволяют также довольно просто генерировать напряжение противоположной полярности! Наконец, импульсники можно сделать без цепи постоянного тока между входом и выходом; это означает, что они могут работать прямо от шины питания с выпрямленным напряжением без сетевого трансформатора! В результате получается очень маленький, легкий и эффективный источник постоянного тока. По этим причинам импульсные источники питания используются почти во всех компьютерах.

Импульсные источники питания имеют и свои проблемы. Выход по постоянному току содержит некоторый «шум» переключения, который может попадать в шину питания. Как правило, у них скверная репутация в отношении надежности — при катастрофическом отказе иногда возникают зрелищные пиротехнические эффекты. Однако большинство этих проблем решаются, и в настоящее время импульсные источники прочно обосновываются в электронных приборах и компьютерах.

В этом разделе мы в два этапа расскажем все об импульсных источниках питания. Сначала мы опишем базовый импульсный стабилизатор, работающий от традиционного нестабилизированного источника постоянного тока. Существуют три схемы, используемые для а) понижения (выходное напряжение меньше входного), б) повышения (выходное напряжение больше входного) и инвертирования (полярность выходного напряжения противоположна полярности входного) напряжения. Затем мы сделаем радикальный шаг — опишем «еретические» (и наиболее широко используемые) схемы, работающие прямо от шины питания с выпрямленным напряжением без изолирующего трансформатора. Оба вида источников питания сейчас широко используются, поэтому наш подход достаточно практичен (правда, не совсем педагогичен). В заключение мы дадим массу советов: когда использовать «импульсники», когда следует избегать их; когда проектировать свои собственные и когда покупать их. Короче говоря, мы постараемся развеять все ваши сомнения.

Понижающий стабилизатор. На рис. 6.40 показана основная понижающая импульсная схема; обратная связь для простоты не показана.

Рис. 6.40. Понижающий импульсный источник питания.

Если МОП-ключ замкнут, то к индуктивности прикладывается напряжение U_вых—U_вх, которое вызывает появление линейно увеличивающегося тока (вспомним dI/dt = U/L) в индуктивности. (Этот ток течет, конечно, к нагрузке и конденсатору). Когда ключ открывается, ток индуктивности продолжает протекать в том же направлении (вспомните, что индуктивности не могут сразу же изменить свой ток, как это следует из последнего уравнения) теперь уже через ограничивающий диод. Выходной конденсатор работает как энергетический «маховик», сглаживая неизбежно возникающие пилообразные пульсации (чем больше емкость конденсатора, тем меньше пульсации). Ток индуктивности выделяет на ней напряжение U_вых—0,6U, при этом ток начинает линейно убывать. Соответствующие формы тока и напряжения показаны на рис. 6.41.

Рис. 6.41.

Для того чтобы завершить схему и придать ей вид стабилизатора, вы должны, конечно, добавить обратную связь, которая будет управлять либо длительностью импульсов (при постоянной частоте повторения), либо частотой повторения (при постоянной длительности импульсов) по выходу усилителя ошибки, сравнивающего выходное напряжение с эталонным.

На рис. 6.42 показан слаботочный стабилизатор +5 В на базе схемы МАХ638 фирмы Maxim. Этот превосходный кристалл предлагает вам на выбор либо фиксированный выход +5 В (без внешнего делителя), либо регулируемый положительный выход с внешним резистивным делителем. Почти все компоненты стабилизатора умещаются в традиционном корпусе мини-DIP. Генератор в МАХ638 работает на постоянной частоте 65 кГц, причем усилитель ошибки либо подключает, либо отключает импульсы управления затвором в соответствии с выходным напряжением. КПД схемы составляет примерно 85 % и почти не зависит от входного напряжения. Сравните это с линейными стабилизаторами, решив следующие задачи.

Рис. 6.42. Маломощный импульсный стабилизатор на +5 В.

_{Упражнение 6.8. Каков максимальный теоретический КПД линейного (последовательного проходного) стабилизатора при использовании его для генерации стабилизированного напряжения +5 В по нестабилизированному входу +12 В?}

_{Упражнение 6.9. Что можно сказать об отношении выходного тока к входному для понижающего импульсного стабилизатора с высоким КПД? Каково это отношение токов для линейного стабилизатора?}

Повышающий стабилизатор; инвертирующий стабилизатор. За исключением высокого КПД понижающий импульсный стабилизатор, рассмотренный в предыдущем параграфе, не имеет существенных преимуществ (только существенные недостатки — число компонент, шум переключения) перед линейным стабилизатором. Однако импульсные источники становятся по-настоящему весьма притягательными, когда необходимо, чтобы выходное напряжение было больше входного нестабилизированного или когда полярность выходного напряжения должна быть обратной полярности входного нестабилизированного. На рис. 6.43 показаны основные схемы повышения (или «подъема») и инвертирования напряжения.

Рис. 6.43. Две схемы переключающего элемента: а — повышающая; б — инвертирующая.

Повышающую схему мы уже показывали на рис. 6.39, а для сравнения с линейным стабилизатором. Когда ключ замкнут (точка x вблизи земли), ток в индуктивности возрастает; когда ключ разомкнут, напряжение в точке x быстро возрастает, поскольку индуктивность пытается сохранить величину тока. Диод открывается и индуктивность «накачивает» ток в конденсатор. Выходное напряжение может быть много больше входного.

_{Упражнение 6.10. Изобразите формы колебаний для повышающего «импульсника», показав напряжение в точке х, ток в индуктивности и выходное напряжение.}

_{Упражнение 6.11. Почему повышающую схему нельзя использовать как понижающий стабилизатор?}

Инвертирующая схема показана на рис. 6.43, б. Когда ключ замкнут, от точки x к земле протекает линейно возрастающий ток. Для того чтобы сохранить ток при размыкании ключа, индуктивность «тянет» точку в отрицательную область настолько, насколько это необходимо для сохранения тока. Однако ток теперь втекает в индуктивность через сглаживающий конденсатор. Выход, таким образом, будет отрицательным, а его среднее значение будет больше или меньше величины входного напряжения (что определяется обратной связью); другими словами, инвертирующий стабилизатор может быть как повышающим, так и понижающим.

_{Упражнение 6.12. Изобразите формы колебаний для инвертирующего импульсного источника, показав напряжение в точке х, ток в индуктивности и выходное напряжение.}

На рис. 6.44 показано, каким образом можно использовать маломощные импульсные стабилизаторы для получения напряжений +15 В от одного автомобильного аккумулятора +12 В; с линейными стабилизаторами такой прием не пройдет. Здесь мы вновь использовали маломощную ИС с фиксированным выходом фирмы Maxim, в данном случае повышающий стабилизатор МАХ633 и инвертирующий стабилизатор МАХ637.

Рис. 6.44. Двухполярный импульсный источник питания.

Показанные на рисунке внешние компоненты были выбраны в соответствии со спецификациями изготовителя. Они не очень критичны, но, как это всегда бывает в электронных схемах, существуют компромиссы. Например, чем больше величина индуктивности, тем меньше пиковые токи и выше КПД, но за счет максимально допустимого выходного тока. До тех пор пока входное напряжение не превышает выходное, схема менее чувствительна к входному напряжению; она будет работать и при +2 В, но максимальный выходной ток существенно понизится.

Перед тем, как оставить тему инвертирующих и повышающих стабилизаторов, мы хотели бы заметить, что существует и другой путь для достижения тех же самых целей, а именно, «переключаемые конденсаторы». Основная идея заключается в том, чтобы использовать МОП-ключи для заряда конденсатора от входа постоянного тока и затем за счет изменения состояния ключей подключения заряженного конденсатора последовательно к другому конденсатору (повышение напряжения) или обратной полярностью к выходу (инвертирование).

Преобразователи напряжения с переключаемыми конденсаторами обладают определенными преимуществами (нет индуктивностей) и некоторыми недостатками (низкая мощность, малые пределы регулирования, ограниченное напряжение). Мы обсудим их несколько позже в этой же главе.

Общие замечания относительно импульсных стабилизаторов. Как мы уже видели, способность импульсных источников повышать и инвертировать напряжение делает их весьма привлекательными для создания, скажем, слаботочных источников питания на +12 В прямо на полностью цифровой во всех других отношениях плате с питанием +5 В. Такие биполярные источники часто необходимы для питания «последовательных портов» (более подробно см. гл. 10 и 11) или линейных схем на операционных усилителях или схем с ЦАП и АЦП. Еще одно полезное применение повышающих импульсных источников — это питание дисплеев, для работы которых необходимо относительно высокое напряжение, например дисплеев, использующих люминесцентную или плазменную технологии. В тех применениях, где входное напряжение постоянного тока (обычно +5 В) уже стабилизировано, вы часто произносите «преобразователь постоянного тока», а не «импульсный стабилизатор», хотя в действительности это одно и то же. Наконец, в оборудовании на батарейном питании вам, как правило, хочется получить высокий КПД во всем диапазоне напряжений батареи; например, 9-вольтовый «транзисторный» щелочной аккумулятор начинает свою жизнь примерно с 9,5 В и постепенно угасает к концу своей полезной жизни до 6 В. Маломощный понижающий стабилизатор на +5 В сохраняет свою высокую эффективность, увеличивая ток, на протяжении всего срока службы батареи.

Следует отметить, что индуктивность и конденсатор в импульсном стабилизаторе не работают как LC-фильтр. Для простого понижающего стабилизатора еще могут быть какие-то сомнения, но, очевидно, что схема, которая инвертирует уровень постоянного тока, едва ли является фильтром! Катушка индуктивности представляет собой запасающее энергию устройство без потерь (запасенная энергия равна 1/2LI²), способное преобразовывать импеданс для того, чтобы сохранить энергию. Это точное определение с физической точки зрения, в котором отражен тот факт, что энергия заключена в магнитном поле. Мы обычно привыкли рассматривать конденсатор как устройство, хранящее энергию (запасенная энергия равна 1/2CU²), которое выполняет свою функцию в импульсных источниках питания, как и в традиционных последовательных стабилизаторах.

Немного терминологии. Вы иногда встречаете словосочетания «импульсный стабилизатор с ШИМ» и «стабилизатор с токовым режимом». Они относятся к конкретному способу изменения импульсных колебаний в соответствии с сигналом обратной связи (сигналом ошибки). В частности, ШИМ означает широтно-импульсную модуляцию, в которой сигнал ошибки используется для управления длительностью импульса (при фиксированной частоте), в то время как при управлении в токовом режиме сигнал ошибки используется для управления пиковым током индуктивности (определяется с помощью резистора) посредством изменения интервала между импульсами. Стабилизаторы в токовом режиме обладают существенными достоинствами и становятся все более популярными в связи с тем, что теперь выпускаются хорошие ИС-контроллеры в токовом режиме.

При рассмотрении любого импульсного источника не забывайте о помехах, создаваемых процессом переключения. Они могут быть трех видов: а) пульсации на выходе на частоте переключения, обычно порядка 10-100 мВ (размах); б) пульсации также на частоте переключения, которые накладываются на напряжение входного источника; в) помехи излучения на частоте переключения и ее гармониках из-за импульсных токов в индуктивности и проводниках. Можно оказаться в весьма трудной ситуации при использовании импульсных источников в схемах с сигналами низкого уровня (скажем, 100 мкА и менее). Хотя тщательное экранирование и фильтрация могут решить все эти проблемы, но лучше, по-видимому, в подобных случаях с самого начала использовать линейные стабилизаторы.

Импульсные источники с питанием от сети. Мы уже упоминали, что импульсные источники обладают высоким КПД, даже если выходное напряжение сильно отличается от входного. Это может помочь нам рассматривать индуктивность как «преобразователь импеданса», поскольку средний постоянный выходной ток может быть больше (при понижении) или меньше (при повышении), чем средний постоянный входной ток. Это полностью противоположно тому, что происходит в линейных последовательных стабилизаторах, где средние значения входного и выходного токов всегда равны (если не учитывать, конечно, тока покоя схемы стабилизатора).

В связи с этим появляется превосходная идея: можно исключить тяжелый понижающий сетевой трансформатор, если стабилизатор подключить прямо к выпрямленному и отфильтрованному напряжению переменного тока. Два промежуточных замечания: а) входное напряжение постоянного тока будет равно примерно 160 В (при сети переменного тока 115 В), т. е. схема будет довольно опасна для того, чтобы в ней копаться! б) отсутствие трансформатора означает, что вход постоянного тока не будет изолирован от сети. Следовательно, импульсную схему следует модифицировать для того, чтобы обеспечить изоляцию.

Обычный способ изолирования импульсной схемы заключается в намотке вторичной обмотки на энергозапасающую индуктивность и использовании изолирующего элемента (либо трансформатора, либо оптоизолятора) для обеспечения обратной связи на импульсный генератор; взгляните на упрощенную схему, показанную на рис. 6.45.

Рис. 6.45. Импульсный источник с питанием от сети переменного тока.

Заметьте, что генератор питается от высоковольтного нестабилизированного постоянного напряжения, в то время как схемы управления обратной связью (усилитель ошибки, эталонный источник) питаются от стабилизированного выходного напряжения. Иногда для питания управляющих элементов используется вспомогательный слаботочный нестабилизированный источник (со своим собственным низковольтным трансформатором на 60 Гц). Квадратик, обозначенный «изоляция», часто представляет собой небольшой импульсный трансформатор, хотя может использоваться и оптическая изоляция (более подробно об этом позже).

Может показаться, что преимущества безтрансформаторного нестабилизированного питания сводятся на нет в связи с необходимостью иметь, по крайней мере, два других трансформатора! Это не так. Размеры трансформатора определяются размерами сердечника, которые резко снижаются на высоких частотах. В результате импульсные источники с питанием от сети намного меньше и легче, чем аналогичные линейные источники; кроме того, благодаря своему высокому КПД они работают в более благоприятном тепловом режиме. Фирма Power-One выпускает, например, оба типа источников питания. Сравнивая ее модель F5-25 (5 В, 25 А) линейного источника со сравнимой по цене моделью SPL130-1005 (5 В, 26 А) импульсного источника, мы обнаруживаем, что импульсный источник весит 2,5 фунта, линейный — 19 фунтов; импульсный занимает всего 1/4 объема линейного. Более того, «импульсник» при работе не нагревается, а 19-фунтовый линейный, рассеивая 75 Вт при полной нагрузке, становится горячим.

Пример реального импульсного источника. Для того чтобы вы почувствовали реальную сложность импульсных источников с питанием от сети, на рис. 6.46 мы воспроизводим полную схему коммерческого импульсного источника, используемого фирмой Tandy (Radio Shack) в качестве источника питания для своего персонального компьютера модели 2000.

Мы пытались получить схемы от фирм IBM и Apple, но нас либо игнорировали, либо отказывали с явным высокомерием. Фирма Tandy, напротив, публикует превосходную документацию с полными схемами и подробным описанием. Этот источник дает стабилизированные выходные напряжения +5 В при 13 А, +12 В при 2,5 А и -12 В при 0,2 А (всего 95 Вт), которые используются для питания логических схем и накопителей на гибких магнитных дисках компьютера. Пройдемся по схеме рис. 6.46, чтобы посмотреть, как импульсный источник с питанием от сети справляется с реальными задачами. Топология схемы, выбранная проектировщиками фирмы Tandy, точно соответствует тому, что показано на рис. 6.45, хотя и имеет большее число компонентов! Сравните рисунки.

Рис. 6.46. Импульсный источник питания, используемый в персональном компьютере Tandy модель 2000. Обратная связь с выхода +5 В осуществляется через оптрон U_2a - U_2в (с разрешения фирмы Tandy Corporation). ВП — верхний порог; НП — нижний порог.

Мостовой выпрямитель (BR1), питающийся от сети, заряжает конденсаторы фильтра С₃₀, C₃₁, С₃₂ и С₄₀ (Тр₂ — это не трансформатор, обратите внимание на включение, а фильтр подавления помех). Заряженные конденсаторы подключаются к первичной обмотке трансформатора (выводы 1 и 3) с помощью мощного транзистора Т₁₅, переключающее колебание (прямоугольный импульс переменной длительности фиксированной частоты) для которого вырабатывается ИС U₃ (импульсным стабилизатором с ШИМ).

Вторичная обмотка (на самом деле их три, по одной на каждое выходное напряжение) включается в однополупериодную схему выпрямления для выработки напряжения постоянного тока: +12 В вырабатывается с помощью CR₂ от 7-витковой обмотки с выводами 11 и 18, —12 В — с помощью СR₄ от 5-витковой обмотки с выводами 13 и 20 и +5 В — с помощью запараллеленных CR₃ и CR₁₄, причем каждый подключен к своей собственной (2-витковой) обмотке.

В импульсных источниках с несколькими выходами для обратной связи можно использовать только один выход. Для этих целей обычно используют источник питания логики +5 В; так поступили и в данном случае: R₁₀ снимает часть (точнее 50 %) выходного напряжения +5 В, которая сравнивается с внутренним эталонным напряжением +2,5 В на U₄, и, если напряжение слишком велико, включается фотодиод U_2A. Фотодиод имеет оптическую связь с фототранзистором U_2B, который изменяет длительность импульсов U₃ и поддерживает выходное напряжение на уровне +5 В. Таким образом, блок, помеченный на рис. 6.45 как «изоляция», представляет собой оптопару (см. разд. 9.10).

До этого момента мы объяснили назначение около 25 % компонентов рис. 6.46. Остальные необходимы для того, чтобы справиться с такими проблемами, как а) защита от короткого замыкания, б) отключение при перенапряжениях и пониженном напряжении, в) вспомогательный источник для схемы стабилизации, г) фильтрация сети переменного тока и д) линейная постстабилизация источников ± 12 В. Объясним эту часть схемы более подробно.

На входе сети переменного тока мы обнаруживаем 4 конденсатора: и пару последовательных индуктивностей, образующих в сочетании фильтр для подавления радиопомех. Это, конечно, всегда полезно очистить сеть переменного тока при подаче ее в устройство (см. разд. 6.11); в данном случае, однако, необходима дополнительная тщательная фильтрация для того, — чтобы радиочастотные помехи, создаваемые внутри машины (главным образом, за счет переключений в источнике питания), не излучались через силовую сеть. Обратите внимание также на перемычку Е₈Е₉, которая преобразует вход из двухполупериодного моста (перемычка снята) в двухполупериодный удвоитель напряжения (перемычка установлена); изготовители, желающие экспортировать свою электронную продукцию, должны обеспечить совместимость с сетью 110/220 В; это значительно проще сделать в случае импульсных источников.

Термисторы RT₁ и RT₂ используются для ограничения высокого пускового тока, когда источник включается первый раз и сеть обнаруживает в некоторой точке несколько сотен микрофарад незаряженной емкости. Без термисторов (или без других средств) пусковой ток легко может превысить 100 А! Термисторы дают всего один-два Ома последовательного сопротивления, которое падает почти до нуля, когда они прогреты. Даже при использовании термисторов пусковой ток может быть весьма значительным: источник питания имеет специфицированный «входной экстраток» 70 А макс.

Последовательные индуктивности L₅ и L₇ величиной 100 мкГн в нестабилизированном источнике также предназначены для фильтрации импульсных помех, а шунтирующие резисторы 82 кОм (R₃₅ и R₄₆) служат для обеспечения полного разряда конденсаторов фильтра после отключения питания. Несколько дополнительных «амортизирующих» пассивных компонентов использованы для демпфирования больших всплесков напряжения, которые могли бы привести к повреждению переключающего транзистора Т₁₅. Функция CR₁₁ более тонкая — он искусно возвращает неиспользованную энергию трансформатора на конденсаторы фильтра С₃₀ и С₄₀.

Двигаясь вниз, мы сталкиваемся с поистине хитроумной схемой, называемой «вспомогательный источник». Для работы ИС контроллера ШИМ и связанных с ним схем требуется низковольтный и слаботочный источник постоянного напряжения. Одной из возможностей является использовать отдельный небольшой линейный источник со своим собственным сетевым трансформатором и т. п.

Соблазнительно, однако, подвесить еще одну обмотку (с однополупериодным выпрямителем) на Т₁, избавляясь от отдельного трансформатора. Как раз это и сделал здесь разработчик с помощью 4-витковой обмотки (выводы 9 и 10), напряжение с которой выпрямляется и фильтруется элементами CR₉ и С₃₁. Этот простой источник формирует выход с номинальным напряжением 15 В.

Наблюдательный читатель может заметить в этой схеме один изъян: схема не может запустить сама себя, поскольку вспомогательное напряжение появляется только тогда, когда уже работает источник питания! Оказывается, что это старая проблема: разработчики телевизоров любят пошутить таким же образом, формируя все свои низковольтные напряжения от вспомогательных обмоток на высокочастотном трансформаторе горизонтальной развертки. Эта проблема решается с помощью так называемой схемы с ударным запуском, в которой для запуска схемы привлекается некоторое нестабилизированное напряжение; однажды запущенный, источник поддерживает сам себя от постоянного напряжения, полученного от собственного трансформатора. В данной схеме ударный запуск поступает через R₄₂ и при включении питания начинает заряжать С₃₁. Далее ничего не происходит, пока напряжение на конденсаторе не превысит напряжение стабилитрона CR₁₀ на величину прямого падения напряжения диодного p-n-перехода тиристорнообразное сочетание Т₁₀ и Т₁₁ переключается в состояние проводимости (подумайте, как это работает), ослабляя заряд С₃₇ за счет конденсатора С₂₈ и обеспечивая, таким образом, кратковременную подачу питания на управляющую схему (U₃ и все компоненты влево от нее). Раз генератор запустился, CR₉ начинает вырабатывать напряжение 15 В и ток, достаточный для непрерывной работы управляющей схемы (R₄₂  обеспечить это не в состоянии).

Большинство компонентов вокруг U₃ обслуживают ее (С₂₇ и R₃₁, например, устанавливают частоту повторения импульсов 25 кГц). На стороне входа U_2B обеспечивает общую обратную связь для поддержания выхода на уровне +5 В, как ранее описано. Т₈ и Т₉ образуют еще одну тиристорноподобную защелку; здесь она запускается для того, чтобы «заткнуть» генератор (и последовательный фиксирующийся ключ Т₁₀Т₁₁), если ток эмиттера Т₁₅ (считываемый с помощью R₄₄) становится слишком большим, например, если источник питания обнаруживает короткое замыкание на выходе.

Последовательная цепочка R₄₃C₂₅ обеспечивает постоянную времени около 1 мкс, так что схема не будет запускаться от импульсных всплесков. На блокирующую схему поступает также сигнал от делителя R₂₆R₂₄, который подавляет генерацию, если входное переменное напряжение становится ниже 90 В. На выходной стороне U₃ транзисторы Т₁₂-Т₁₄ вырабатывают сильноточный двухтактный запуск на базу Т₁₅, используя задействованный в ИС одним выводом n-p-n-транзистор (объясните, как). Обратите внимание на «петлю I_С», провод соответствующей длины в коллекторе Т₁₅, которая позволяет наблюдать форму тока на осциллографе, используя зажимной токовый щуп (посмотрите, например, каталог фирмы Tektronix).

На выходной стороне Тр₁ все значительно проще. В источнике +5 В используются запараллеленные диоды Шоттки (CR₁₃ и CR₁₄) для обеспечения быстрого восстановления и низкого падения напряжения в режиме прямого тока (MBR 3035 РТ имеет следующие параметры: средний ток 30 А при 20 кГц, напряжение пробоя в режиме обратного тока 35 В, типовое падение напряжения в режиме прямого тока 0,5 В при 10 А) и «амортизирующая цепь» (10 Ом/0,01 мкФ) для защиты диодов от высоковольтных всплесков. Фильтр с π-образными звеньями состоит из входной емкости 8800 мкФ, последовательной индуктивности 3,5 мкГн и выходной емкости 2200 мкФ. (Более слаботочные выходы ± 12 В также используют однополупериодные выпрямители Шоттки, фильтры с π-образными звеньями с меньшими величинами всех компонентов.) По стандартам линейных стабилизаторов такой уровень фильтрации может показаться избыточным, но припомните, что там нет постстабилизации, — то, что выходит из фильтра, — это «стабилизированное постоянное», поэтому требуется более сильная фильтрация для того, чтобы уменьшить пульсацию на выходе, в основном, на частоте переключения, по крайней мере, до 50 мВ.

Выходное напряжение +5 В через делитель R₃R₁₀R₁₁ поступает на «трехвыводной Зенер» TL431 (174) фирмы 77, который в сочетании с несколькими резисторами и конденсаторами для нейтрализации обратной связи образует обратную связь с изоляцией через оптрон U_2AB.

Выход +5 В снимается также через R₁₈R₁₉ для запуска ИС датчика перенапряжений (U₁:U_порог = +2,5 В); последний запускает управляющий электрод тиристора Т₆, который шунтирует источник +12 В и за счет ограничения по току на первичной стороне останавливает работу источника. Способ включения U₁ обеспечивает также возможность определения пониженного напряжения по специальной вспомогательной добавке от CR₅ и С₁₉; сигнал о понижении напряжения (насыщенный n-p-n-транзистор, подключенный к земле) передается на микропроцессор, предупреждая систему о возможном отказе источника питания, так что программа может осуществить упорядоченный останов без потери данных.

Для улучшения стабилизации источников ±12 В разработчики использовали несколько хитроумных приемов, без которых эти источники полностью зависели бы от источника +5 В. Для источника +12 В они использовали выход +5 В в качестве эталонного напряжения для усилителя ошибки Т₂, который управляет магнитным усилителем. Последний содержит насыщающийся реактор с добавкой противодействующего «сбросового тока» через Т₁. Сбросовый ток определяет, сколько вольт-секунд будет блокировать индуктивность до достижения состояния магнитного насыщения, в котором она работает как превосходный проводник. Магнитный усилитель заслуживает своего названия, поскольку небольшой ток управления изменяет большой выходной ток. Контроллеры для магнитных усилителей выпускаются в виде полностью интегрированных схем, например UC3838 фирмы Unitrode.

Для слаботочного источника —12 В разработчики выбрали самое простое решение, использовав линейный постстабилизатор типа 7912 с диодами для защиты от обратного включения. На всех выходах постоянного тока разработчики включили конденсаторы развязки и резисторы для обеспечения небольшого тока на выходе. На схеме этого источника можно увидеть большую часть тех узлов, которые редко упоминаются в учебниках, но которые, на самом деле, очень существенны.

Применение дополнительных компонентов в этой схеме щедро вознаграждается гарантией надежной работы источника в условиях пользователя. Хотя может показаться, что эти дополнительные хлопоты являются результатом излишней скрупулезности, на самом деле это твердая экономическая политика, — каждый отказ у пользователя при наличии гарантий стоит изготовителю, по крайней мере, сотню долларов на перевозку плюс стоимость ремонта, не говоря уж об опороченной репутации.

Общие замечания относительно импульсных источников с питанием от сети.

1. Импульсные источники с питанием от сети (их называют иногда «автономными» импульсными источниками, но нам не нравится это название) — это превосходные мощные источники питания. Благодаря высокому КПД при работе они не нагреваются, а отсутствие трансформатора низкой частоты делает их более легкими и меньшими по размерам по сравнению с эквивалентными линейными источниками. По этим причинам для обеспечения питания компьютеров, даже настольных персональных компьютеров, используют исключительно импульсные источники с питанием от сети. Они также находят применение и в других портативных приборах, даже в таких чувствительных к помехам устройствах, как осциллографы.

2. Импульсные источники шумят! Выходные напряжения содержат десятки милливольт пульсаций переключения, они подбрасывают в сеть «мусор», их вопли можно даже услышать! Одно из средств борьбы против пульсаций на выходе, если они доставляют беспокойство, — это добавить внешний сильноточный LC-фильтр нижних частот; другой способ - добавить линейный постстабилизатор с низким падением. Некоторые преобразователи постоянного тока содержат эти средства, кроме того, они полностью экранированы и имеют усиленную фильтрацию входа.

3. Выпускаются и получили широкое распространение импульсные источники на несколько выходов. Однако отдельные выходы формируются с помощью дополнительных обмоток на общем трансформаторе. Как правило, обратная связь снимается с выхода с наибольшим током (обычно с выхода +5 В), а это означает, что остальные выходы стабилизируются не очень хорошо. В спецификации указывается обычно «кросс-стабилизация», которая показывает, например, насколько меняется напряжение на выходе +12 В при изменении нагрузки на выходе +5 В от 75 % полной нагрузки до 50 % или 100 % полной нагрузки; типовое значение кросс-стабилизации составляет 5 %. В некоторых многовыходных импульсных источниках добиваются превосходной стабилизации, используя на вспомогательных выходах линейные пост-стабилизаторы, но это исключение. Внимательно просматривайте технические данные!

4. Импульсные источники с питанием от сети могут выдвигать требование по минимальному току нагрузки. Если ток нагрузки может упасть ниже минимального, то вы должны добавить некоторую резистивную нагрузку, в противном случае возможно сильное повышение напряжения или появление колебаний. Например, упомянутый выше импульсный источник +5 В, 26 А имеет минимальный ток нагрузки 1,3 А.

5. Будьте внимательны при работе от импульсного источника с питанием от сети. Многие компоненты находятся под напряжением сети и несут смертельную опасность. Нельзя подключать заземление щупа осциллографа к схеме.

6. Когда вы впервые включаете питание, сеть переменного тока обнаруживает большой незаряженный электролитический конденсатор фильтра (разумеется, через диодный мост). Последующий «пусковой» ток может оказаться просто огромным; для нашего источника фирмы Power-One он составляет 17 А макс, (сравните с входным током при полной нагрузке 1,6 А). Коммерческие «импульсники» для того, чтобы удержать пусковой ток в «цивилизованных» границах, используют различные приемы «мягкого пуска». Одним из таких приемов является включение последовательно с входом резистора с отрицательным ТКС (низкоомного термистора); другой способ — быстро отключить небольшой (10 Ом) последовательный резистор после включения источника.

7. Импульсные источники содержат обычно схему отключения при перенапряжениях, аналогичную нашей шунтирующей тиристорной схеме. Часто это простая схема на стабилитроне, которая останавливает генератор, если постоянное напряжение на выходе превышает определенную величину. Можно придумать такие виды отказов, при которых такие «шунты» не будут ничего шунтировать. Для максимальной безопасности вы, возможно, захотите использовать автономные внешние шунтирующие схемы на тиристорах.

8. Импульсные источники имеют обычно скверную репутацию относительно надежности, но последние схемы, как будто, намного лучше. Тем не менее, когда они решают взорваться, они делают это с большой помпой! Один из них у нас взорвался, изрытая все свои внутренности, как и внутренности невинных электронных свидетелей.

9. Импульсные источники с питанием от сети, на самом деле, сложны и хитроумны с точки зрения надежности. Необходимы специальные индуктивности и трансформаторы. Наш совет, откажитесь от их проектирования, покупайте то, что вам нужно! В конце концов, зачем создавать то, что можно купить?

10. Импульсные источники являются особенной нагрузкой для питающей сети. В частности, увеличение сетевого напряжения приводит к снижению среднего тока, поскольку источник работает при постоянном КПД, т. е. он является нагрузкой с отрицательным сопротивлением (усредненным на периоде 60 Гц), а это может привести к совершенно сумасшедшим эффектам. Если в питающей сети есть большая индуктивность, то в системе возможны колебания.

Советы.

Счастье для вас, что мы не стесняемся давать советы. Вот они. 1. Для цифровых систем обычно требуется напряжение +5 В и часто большой ток (10 А и более). Совет: а) используйте импульсный источник с питанием от сети; б) купите его (если требуется, добавьте фильтр). 2. Аналоговые схемы с сигналами низкого уровня (слабосигнальные усилители, сигналы менее 100 мкВ и т. п.). Совет: используйте линейные стабилизаторы; импульсные слишком шумны, они испортят вам жизнь. Исключение: для некоторых схем с батарейным питанием, возможно, лучше использовать маломощный импульсный преобразователь постоянного тока. 3. Что-то большой мощности. Совет: используйте импульсный источник с питанием от сети. Он меньше, легче и холоднее. 4. Высоковольтная, маломощная аппаратура (фотоэлектронные умножители, лампы-вспышки, электронно-оптические преобразователи, плазменные дисплеи). Совет: используйте маломощный повышающий преобразователь.

В общем случае, маломощные преобразователи постоянного тока легко спроектировать, потребуется всего несколько компонентов типа ИС серии Maxim. Не стесняйтесь делать их собственными руками. В противоположность этому, импульсные источники большой мощности (обычно с питанием от сети) сложны, хитроумны и чрезвычайно беспокойны. Если вам необходимо, спроектировать свой собственный источник, будьте осторожны, проверьте очень тщательно свою схему. А лучше, подавите самолюбие и купите самый лучший импульсный источник, какой вы только сможете найти.

Источники питания специального назначения.

6.20. Высоковольтные стабилизаторы.

При проектировании линейных стабилизаторов, вырабатывающих высокое напряжение, возникает ряд специальных проблем. Поскольку напряжение пробоя обычного транзистора не превышает, как правило, 100 В, при разработке источников с более высоким напряжением необходимо применять некоторые нестандартные решения. В этом разделе мы представим набор таких способов.

Решение в лоб: высоковольтные компоненты. Выпускаются мощные транзисторы, как биполярные, так и МОП, с напряжением пробоя 100 В и выше; они даже и не очень дорогие. Например, МЛ 2005 фирмы Motorola — это 8-амперный мощный n-p-n-транзистор с напряжением пробоя коллектор-эмиттер 750 В и напряжением пробоя обратно смещенной базы 1500 В; стоимость его менее 5 долл. МТР 1Ν100 (аналогичен European BUZ-50) представляет собой 1-амперный мощный МОП-транзистор с напряжением пробоя 1000 В; цена несколько долларов. Благодаря превосходной области безопасной работы (отсутствие вторичного теплового пробоя), мощные МОП-транзисторы наиболее всего подходят для применения в высоковольтных стабилизаторах.

Используя усилитель ошибки в режиме работы вблизи уровня земли (делитель для съема выходного напряжения дает малую долю выхода), можно построить высоковольтный стабилизатор, в котором под высоким напряжением будет находиться только проходной транзистор и формирователь, работающий на него. На рис. 6.47 показан принцип построения такой схемы.

Рис. 6.47. Высоковольтный регулируемый источник питания.

В данном случае, это стабилизированный источник на напряжение от 100 до 500 В, в котором использованы проходной n-МОП-транзистор и формирователь. Т₂ представляет собой последовательный проходной транзистор, который запускается от инвертирующего усилителя Т₁. В качестве усилителя ошибки используется операционный усилитель, сравнивающий регулируемую долю выхода с прецизионным эталонным источником +5 В. Т₃ обеспечивает ограничение по току путем отключения запуска Т₂ при падении напряжения на резисторе 33 Ом, равном падению U_БЭ. Остальные компоненты выполняют более тонкую, но необходимую работу. Диод защищает Т₂ от обратного пробоя затвора, если вдруг Т₁ решит понизить напряжение на стоке (в то время как выходной конденсатор поддерживает исток Т₂). Различные небольшие конденсаторы обеспечивают нейтрализацию, которая необходима, поскольку Т₁ работает как инвертирующий усилитель с усилением по напряжению и вносит неустойчивость в контур операционного усилителя (особенно в схеме с емкостной нагрузкой). Эта схема является исключением из общего правила, которое гласит, что транзисторные схемы не представляют электрической опасности!

Здесь мы не можем противостоять искушению несколько отклониться от темы: с небольшими изменениями (эталонный источник заменяется на сигнальный вход) эту схему можно превратить в превосходный высоковольтный усилитель, удобный для управления «ненормальными» нагрузками типа пьезопреобразователей. Для таких специфических применений схема должна быть способна как отводить, так и отдавать ток в емкостную нагрузку. Как это ни странно, схема работает как «псевдодвухтактный выход» с Т₂, отдающим ток, и Т₁, отводящим ток (через диод), в зависимости от необходимости; см. разд. 3.14.

Если высоковольтный стабилизатор проектируется только на нерегулируемое выходное напряжение, то проходной транзистор может иметь напряжение пробоя меньше, чем выходное напряжение. В предыдущей схеме замена резистора для регулировки напряжения на постоянный резистор 12,4 кОм превращает схему в нерегулируемый стабилизатор на +500 В. В этом случае вполне подойдет проходной транзистор на 300 В, потому что напряжение на нем никогда не превысит 300 В даже при включении и выключении, а также при коротком замыкании выхода. Последнее весьма проблематично, но, шунтируя Т₂ 300-вольтовым стабилитроном, эту проблему можно решить. Если стабилитрон может работать с большим током, он может и защитить проходной транзистор от короткозамкнутой нагрузки, если перед стабилизатором стоит подходящий предохранитель. Здесь может помочь активная схема на стабилитронах, упомянутая в разд. 6.06.

Стабилизация в цепи земли. Другой способ стабилизации высокого напряжения с помощью низковольтных элементов показан на рис. 6.48.

Рис. 6.48. Стабилизация в цепи земли.

Т₁ — последовательный проходной транзистор, но соединенный с низковольтным концом источника питания; его «выход» поступает на землю. Напряжение на нем - это только часть выходного напряжения, и поэтому транзистор «сидит» вблизи уровня земли, что упрощает схему формирования. Как и раньше, следует обеспечить защиту во время переходных процессов включения-выключения и при перегрузках. Достаточно проста стабилитронная защита, показанная на рисунке, но надо помнить, что стабилитрон должен выдерживать ток короткого замыкания.

«Подъем» стабилизатора над уровнем земли. Для расширения диапазона напряжений стабилизатора, включая и простые трехвыводные стабилизаторы, применяют еще один способ - поднятие общего вывода стабилизатора относительно уровня земли с помощью стабилитрона (рис. 6.49). В этой схеме Д₁ добавляет свое напряжение к обычному выходу стабилизатора. Д₂ через повторитель Т₁ устанавливает падение напряжения на стабилизаторе и совместно с Д₃ обеспечивает защиту от короткого замыкания.

Рис. 6.49.

Транзистор с оптической связью. Существует еще один способ решения проблемы пробоя транзистора в высоковольтных источниках питания с применением сравнительно низковольтного проходного транзистора для нерегулируемого (известного) выходного напряжения. В подобных случаях высокое напряжение должен выдерживать только управляющий транзистор, но, используя оптически связанные транзисторы, можно избежать и этого. Эти приборы, о которых мы поговорим ниже в связи с сопряжением цифровых элементов в гл. 9, состоят в действительности из двух элементов, электрически изолированных друг от друга: светодиода, который излучает свет, если через него протекает ток в прямом направлении, и фототранзистора (или фотопары Дарлингтона), расположенных вблизи друг друга в непрозрачном корпусе. Прохождение тока через диод приводит транзистор в проводящее состояние, как если бы в транзисторе протекал базовый ток. Для того чтобы вывести фототранзистор в активный режим, как и в случае обычного транзистора, необходимо приложить коллекторное напряжение. В большинстве случаев базовый вывод отсутствует. Оптопары имеют, как правило, изоляцию, способную выдержать напряжение между входом и выходом в несколько тысяч вольт.

На рис. 6.50 показано несколько способов применения транзистора с оптической связью в высоковольтном источнике.

Рис. 6.50. Высоковольтный стабилизатор с оптической изоляцией.

На первой схеме фототранзистор Т₂ закрывает транзистор Т₃, если напряжение на выходе поднимается слишком высоко. На второй схеме, на которой показан только фрагмент с проходным транзистором, фототранзистор, находясь в возбужденном состоянии, увеличивает выходное напряжение, поэтому входы усилителя ошибки должны быть инвертированы. Обе схемы формируют некоторый выходной ток в цепи смещения проходного транзистора, поэтому для того чтобы удержать выходное напряжение от подъема при отсутствии нагрузки, между выходом и землей следует включить определенную нагрузку. Эту работу может выполнить делитель напряжения для съема выхода или отдельный шунтирующий резистор, подключенный к выходу, который, вообще говоря, всегда рекомендуется подключать в высоковольтных источниках.

Плавающий стабилизатор. Избежать применения высоковольтных компонентов в схеме управления источника высокого напряжения можно еще одним способом — «подвесить» управляющую схему на потенциал проходного транзистора, сравнивая падение напряжения на его собственном эталонном источнике с падением между ним и землей. Для такого рода применений предназначена превосходная ИС стабилизатора МС1466, которой требуется вспомогательный слаботочный плавающий источник напряжением 20–30 В для питания собственной схемы. Выходное напряжение ограничивается только проходными транзисторами и изоляцией вспомогательного источника питания (напряжением пробоя изоляции трансформатора). Схема МС1466 характеризуется очень хорошей стабилизацией и прецизионной схемой ограничения тока, поэтому она вполне подходит для точных «лабораторных» источников питания. Однако следует предостеречь вас: в МС1466 в отличие от большинства современных стабилизаторов нет внутренней тепловой защиты.

Изящный способ построения плавающего стабилизатора может быть осуществлен с помощью недавно появившейся ИС — LM10 — сочетания операционного усилителя и источника эталонного напряжения, явившей собой знаменательное событие в технологии производства ИС со времени открытия Видлара (см. разд. 4.13). Эта схема работает только от одного источника питания 1,2 В, т. е. ее можно подключить к перепаду база-эмиттер проходного транзистора Дарлингтона! Пример показан на рис. 6.51.

Рис. 6.51. Высоковольтный «плавающий» стабилизатор.

Если вы любите аналогии, то представьте себе жирафа, который измеряет свой рост, глядя на землю с высоты, а затем стабилизирует его, меняя соответствующим образом длину шеи. Схема TL783 фирмы Texas Instruments - это ИС стабилизатора на 125 В, которая работает аналогичным образом; в случае небольших токов она заменяет схему на дискретных компонентах, показанную на рис. 6.51.

Последовательное соединение транзисторов. На рис. 6.52 показан трюк с последовательным соединением транзисторов для увеличения напряжения пробоя.

Рис. 6.52. Последовательное включение транзисторов для повышения напряжения пробоя.

Транзистор T₁ управляет последовательно соединенными транзисторами Т₂-Т₄, которые делят между собой большое напряжение между коллектором Т₂ и выходом. Одинаковые базовые резисторы выбираются достаточно малыми, чтобы обеспечить полный выходной ток транзисторов. Аналогичная схема будет работать и на МОП-транзисторах, но в этом случае следует подключить, как показано на рисунке, диоды защиты от обратного пробоя затвора (относительно прямого пробоя затвора вам не следует беспокоиться, поскольку МОП-транзисторы будут достаточно быстро включаться еще задолго до пробоя затвор-канал). Заметьте, что резисторы смещения дают некоторый выходной ток, даже когда транзисторы выключены, поэтому должна быть минимальная нагрузка на землю для того, чтобы предотвратить подъем выходного напряжения выше стабилизированного уровня. Во многих случаях целесообразно включить параллельно резисторам делителя небольшие конденсаторы для того, чтобы обеспечить работоспособность делителя на высоких частотах. Емкость конденсаторов должна быть достаточно большой для того, чтобы нейтрализовать разницу входных емкостей транзисторов; в противном случае будет неравное деление и общее напряжение пробоя уменьшится.

Последовательно соединенные транзисторы можно использовать, конечно, не только в источниках питания. Их иногда можно увидеть в высоковольтных усилителях, хотя часто это и необязательно, так как выпускаются высоковольтные МОП-транзисторы.

В высоковольтных схемах типа этой можно легко упустить из виду тот факт, что могут потребоваться 1-ваттные (и более) резисторы, а не стандартные на 1/4 Вт. Непосвященных ожидает более тонкая ловушка, а именно, максимальное напряжение, достигающее 250 В, для стандартных («угольных») резисторов на 1/4 Вт независимо от мощности рассеяния. Угольные резисторы проявляют на высоких напряжениях довольно странное поведение коэффициентов сопротивления по напряжению, не говоря уж о постоянных изменениях сопротивления. Например, при реальных измерениях (рис. 6.53) на делителе 1000:1 (10 МОм, 10 кОм) при напряжении 1 кВ отношение оказывается равным 775:1 (ошибка 29 %!); обратите внимание, что мощность соответствовала номинальной. Этот «неомический» эффект играет важную роль, в частности, в делителях для съема выходного напряжения в высоковольтных источниках питания и усилителях. Будьте внимательны! Фирмы, такие как Victoreen, выпускают резисторы различного типа, предназначенные для подобных высоковольтных применений.

Рис. 6.53. Угольные композиционные резисторы показывают снижение сопротивления при напряжениях выше 250 В.

Стабилизация входного напряжения. В высоковольтных источниках питания особенно в тех, которые работают с малыми токами, иногда применяют другой способ - стабилизацию не выходного напряжения, а входного. Обычно это делается с помощью высокочастотных импульсных преобразователей постоянного тока, поскольку попытка стабилизировать вход переменного напряжения 60 Гц приводит к слабой стабилизации и высокому уровню остаточной пульсации. Основная идея показана на рис. 6.54.

Рис. 6.54. Высоковольтный импульсный источник питания.

Трансформатор Тр₁ и связанная с ним схема формируют некоторое промежуточное нестабилизированное напряжение, допустим, 24 В; можно использовать и аккумулятор. От этого напряжения работает генератор прямоугольных импульсов, на выходе которого размещается двухполупериодный выпрямитель и фильтр. Отфильтрованный постоянный ток является выходным сигналом, часть которого поступает обратно на генератор для управления скважностью или амплитудой в зависимости от выходного напряжения. Поскольку генератор работает на высокой частоте, реакция схемы достаточно быстрая, а выпрямленное напряжение легко фильтруется, поскольку оно происходит от прямоугольного колебания, подвергнутого двухполупериодному выпрямлению.

Трансформатор Тр₂ должен быть рассчитан на работу с высокочастотным сигналом, так как обычный мощный трансформатор с наборным сердечником будет иметь значительные потери. Подходящие трансформаторы изготавливают из железного порошка, феррита или с использованием тороидальных ленточных сердечников; они намного легче и меньше по сравнению с традиционными мощными трансформаторами той же мощности. Здесь не использованы высоковольтные компоненты, за исключением, конечно, выходного выпрямительного моста и конденсатора.

Читая последний параграф, искушенный читатель возможно испытает своего рода déjà vu[1]. Действительно, это все очень похоже на импульсный стабилизатор (разд. 6.19). Одно существенное отличие состоит в том, что импульсные источники обычно используют индуктивности в качестве энергозапасающих элементов, в то время как высоковольтный источник со стабилизацией входа использует Тр₂ как «обычный» (хотя и высокочастотный) трансформатор. То, что роднит высоковольтные источники с импульсными, так это высокочастотные пульсации и помехи.

Высоковольтные выпрямители для видеомониторов. Для формирования высокого постоянного напряжения (10 кВ и выше), необходимого в телевизорах и видеомониторах на ЭЛТ, обычно используют вариант традиционного высоковольтного импульсного стабилизатора (рис. 6.43, д). Как вы увидите, схема эта чрезвычайно умна, поскольку она формирует вдобавок и сигнал горизонтальной развертки для запуска отклоняющей системы.

Основная идея заключается в использовании трансформатора с большим коэффициентом трансформации и запуске первичной обмотки от насыщенного транзистора, точно также, как в традиционной высоковольтной схеме. Выходное напряжение снимается с вторичной обмотки, выпрямляется и используется как высокое напряжение постоянного тока; см. рис. 6.55.

Рис. 6.55. Высоковольтный источник для видеомониторов.

Транзистор T₁ запускается широкими импульсами и подключает первичную обмотку к земле. Схема может быть выполнена с самовозбуждением или с запуском от генератора. Д₁ — это демпферный диод, который защищает коллектор T₁ от слишком высокого подъема во время обратного хода. Д₂, подключенный к высоковольтной вторичной обмотке, выпрямляет выходное напряжение, которое составляет обычно 10–20 кВ при токе несколько миллиампер. Схема работает на частотах 15 кГц и более; это означает, что конденсатор фильтра C₁ может быть достаточно маленьким — всего несколько сотен пикофарад (убедитесь в этом сами, подсчитав пульсацию).

Заметьте, форма волны коллекторного тока — линейно-нарастающая пила, которая обычно используется для запуска магнитной отклоняющей системы (называемой также «ярмо») ЭЛТ и обеспечения линейной скорости горизонтального сканирования. В этих случаях частоту генератора выбирают равной частоте горизонтальной развертки. Похожие схемы — это так называемые, блокинг-генераторы, которые формируют свои собственные импульсы возбуждения.

6.21. Источники питания с малым уровнем помех и малым дрейфом.

Стабилизированные источники питания, которые мы описали, до сих пор остаются одними из лучших, — они имеют обычно пульсацию и уровень помех ниже милливольта и температурный дрейф около 100·10^-6/°С Это более чем достаточно для питания почти всего, что может когда-либо понадобиться. Однако возможно вам потребуются еще лучшие технические характеристики и вы не сможете обеспечить их с помощью выпускаемых ИС стабилизаторов. Тогда вам придется проектировать свои собственные схемы стабилизаторов, используя лучшие из доступных ИС опорных источников (в отношении стабильности и помех; см., например, REF101KM в табл. 6.7). Такая стабильность (< 1·10^-6/°С намного лучше, чем ТКС обычных металлопленочных резисторов (50·10^-6/°С; поэтому вы должны больше уделять внимания выбору операционных усилителей и пассивных компонентов, ошибки и дрейфы которых не ухудшают общих технических данных.

На рис. 6.56 показана полная схема необычного стабилизированного источника питания с низким уровнем помех и малым дрейфом.

Рис. 6.56. Сверхстабильный источник питания с низким уровнем помех.

Схема начинается с превосходной ИС REF10KM фирмы Burr-Brown, которая гарантирует ТКС лучше, чем 1·10^-6/°С и очень низкий уровень шумов (6 мкВ размах, 0,1-10 Гц). Более того, это достигается без применения термостатического управления, которое позволяет удерживать приповерхностный зенеровский шум на низком уровне. За источником опорного напряжения следует фильтр нижних частот для дальнейшего снижения уровня шумов. Большое значение емкости конденсатора необходимо для подавления токового шума операционного усилителя; указанное значение преобразует токовый шум (1,5 пА/√Гц на 10 Гц) в шум напряжения 2,4 нВ√Гц, сравнимый с шумом е_ш операционного усилителя. Используется полипропиленовый конденсатор, потому что утечка конденсатора (более точно, изменение утечки от времени и температуры) должна быть менее 0,1 нА для того, чтобы избежать микровольтовых дрейфов выходного напряжения. С помощью операционного усилителя, резисторы в обратной связи которого имеют сверхнизкий ТКС (0,2·10^-6/°С макс), эталонное напряжение доводится до +25 В; заметьте, что напряжение питания составляет +30 В. Полученное опорное напряжение +25,0 В поступает на делитель напряжения для формирования желаемого выходного напряжения, которое затем вторично фильтруется фильтром НЧ с использованием конденсатора с малой утечкой. Поскольку для деления опорного напряжения используется потенциометр, значение ТКС резистора здесь не столь критично - это логометрическое измерение. Остальная часть схемы представляет собой простой повторитель, использующий прецизионный малошумящий усилитель ошибки для сравнения выходного напряжения от мощного последовательного проходного МОП-транзистора.

В связи с тем что большой выходной конденсатор обеспечивает основной полюс для компенсации, использован некомпенсированный операционный усилитель. Обратите внимание на необычную токоограничивающую схему и обильное использование «диодов» стабилизации тока (на самом деле использование полевых транзисторов с p-n-переходом) для получения рабочего смещения. Обратите внимание также на применение проводников «считывания» напряжения на нагрузке. В прецизионной схеме типа этой большую роль играют пути земли, поскольку, например, нагрузочный ток 100 мА, протекающий по одному дюйму провода калибра 20, дает падение напряжения 100 мкВ, что составляет ошибку порядка 10^-4 на 1В выхода!

Представленная схема имеет превосходные технические характеристики, — ее шумы и дрейф, по крайней мере, в 100 раз меньше, чем приведенные ранее типовые. По данным фирмы EVI, которая любезно предоставила нам эту схему, шумы и фон схемы лежат ниже 1 мкВ, ТКС ниже 1·10^-6/°С, выходной импеданс ниже 1 мкОм и дрейф менее 1·10^-6 за рабочий день. В следующей главе мы побольше поговорим о таких прецизионных и малошумящих схемах.

6.22. Микромощные стабилизаторы.

Как мы уже ранее упоминали, можно спроектировать схему с батарейным питанием с очень низким током покоя, порядка десятков микроампер. Это как раз то, что нужно, чтобы сделать схему, которая работала бы в течение нескольких месяцев или лет от одной маленькой батареи (например, наручные часы или калькулятор). Щелочной 9-вольтовый транзисторный аккумулятор, к примеру, полностью исчерпывает себя после 400 мА·ч работы; следовательно, 50-микроамперная схема будет работать около года (8800 часов). Если для такой схемы потребуется стабилизированное напряжение, то вы, очевидно, не можете позволить себе тратить 3 мА тока покоя в ИС 78L05, поскольку это снизило бы срок службы батареи до недели!

Решить эту проблему можно либо с помощью стабилизатора на дискретных компонентах, либо используя одну из микромощных ИС. К счастью, в последние годы выпускают несколько хороших ИС. Одними из лучших являются стабилизаторы серии LP2950 фирмы National — трехвыводной нерегулируемый стабилизатор 5 В, выпускаемый в небольшом транзисторном корпусе ТО-92 (LP2950ACZ-5.0), или многовыводной регулируемый стабилизатор 1,2-30 В (LP2951). Обе версии имеют ток покоя 75 мкА. Существуют ИС с ее более низким током покоя ICL7663/4 (или МАХ 663/4), регулируемые стабилизаторы на обе полярности с током покоя 4 мкА. В гл. 14 мы рассмотрим микромощные стабилизаторы при обсуждении схем с батарейным питанием.

Как пример того, что можно сделать на дискретных компонентах, на рис. 6.57 мы приводим микромощную схему, которую можно использовать в электростимуляторе сердечной мышцы, работающем от литиевой батареи. Эта схема преобразует входное напряжение в диапазоне от +5 до +3 В (по мере старения батареи) в стабилизированное напряжение +5,5 В.

Рис. 6.57. Микромощный импульсный стабилизатор.

Этот источник имеет ток покоя 1 мкА, обеспечивает стабилизацию по входу и нагрузке 5 % и эффективность преобразования 85 % при полной нагрузке для всего диапазона напряжений батареи, Как мы отмечали при обсуждении импульсных источников, традиционные линейные источники, использующие генератор, удвоитель и последовательный проходной стабилизатор, были бы гораздо менее эффективными, потому что при более высоких нестабилизированных напряжениях потери в стабилизаторе возрастают. Схемы с обратным выбросом эффективны как умножители напряжения с переменным коэффициентом умножения; они дают чрезвычайно высокий КПД и поэтому достаточно привлекательны для использования в микромощных схемах.

На управляемом однопереходном транзисторе 2N6028 собран релаксационный генератор. Его анодный вывод не проводит ток, пока напряжение на нем не превысит напряжение на управляющем электроде на величину падения на диоде; в этот момент он начинает пропускать большой ток, разряжая конденсатор. Результирующий положительный импульс на базе Т₂ «тянет» коллектор Т₂ к земле, запуская схему 4098, известную под названием «одновибратор» (см. разд. 8.20), которая генерирует положительный импульс постоянной длительности на своем выходе Q. Т₃ в этой схеме снимает выходное напряжение и «отнимает» часть разрядного тока у С₁, снижая скорость нарастания импульса преобразования энергии до величины, необходимой для поддержания требуемого выходного напряжения. Обратите внимание на большие величины сопротивлений резисторов во всей схеме. Температурная компенсация в данном случае не тема для разговора, поскольку схема работает в условиях постоянной температуры 36,6 °C «передвижной печи». (Предостережение: рекомендуем читателю еще раз заглянуть в «Юридическую справку» в предисловии).

6.23. Преобразователи напряжения с переключаемыми конденсаторами (зарядовый насос).

В разд. 6.19 мы рассмотрели импульсные источники питания, упомянув их странную способность вырабатывать выходное постоянное напряжение, большее чем входное или даже противоположной полярности. Там мы упомянули также, что преобразователи напряжения с переключаемыми конденсаторами могут делать то же самое. Что же это такое «переключаемые конденсаторы»?

На рис. 6.58 показана упрощенная схема КМОП ИС 7662 фирмы Intersil с расширенной вторичной частью (обвязкой).

Рис. 6.58. Инвертор напряжения с переключаемыми конденсаторами. С₁ и С₂ - внешние танталовые конденсаторы емкостью 10 мкФ.

Она имеет внутренний генератор и несколько ключей КМОП; для ее работы необходимы два внешних конденсатора. Если входная пара ключей замкнута (в проводящем состоянии), С₁ заряжается до U_вх; затем во время второго полуцикла С₁ отключается от входа и подключается в перевернутом состоянии к выходу. Таким образом, он передает свой заряд на С₂ (и нагрузку), обеспечивая на выходе напряжение, равное примерно — U_вх. С другой стороны, вы можете использовать 7662 для формирования напряжения 2U_вх, организовав схему таким образом, что С₁ будет заряжаться так, как и раньше, но затем на второй половине цикла будет подключаться последовательно с U_вх.

Такой способ переключаемых конденсаторов прост и эффективен; для его реализации необходимо всего несколько компонентов (индуктивности не нужны). Однако выход схемы не стабилизирован и существенно падает при токах нагрузки больше нескольких миллиампер (рис. 6.59).

Рис. 6.59.Выходное напряжение инвертора с переключаемыми конденсаторами под нагрузкой значительно уменьшается.

Кроме того, большинство таких КМОП-приборов имеют ограниченный диапазон напряжений питания; для 7662 U_вх может меняться в диапазоне только от 4,5 до 20 В (от 1,5 до 10 В для ее предшественницы 7660). Наконец, в отличие от индуктивных повышающих и инвертирующих схем, которые могут генерировать любое напряжение, преобразователь напряжения на переключаемых конденсаторах может формировать напряжения кратные U_вх. Несмотря на эти недостатки, преобразователи на свободных конденсаторах при определенных обстоятельствах очень удобны, например, для того чтобы обеспечить питание биполярных операционных усилителей или последовательного порта (см. гл. 10 и 11) на схемной плате, которая имеет питание только +5 В.

Существуют еще несколько интересных ИС с переключаемыми конденсаторами. МАХ680 фирмы Maxim — это сдвоенный источник, который вырабатывает ±10 В (до 10 мА) от +5 В (рис. 6.60).

Рис. 6.60. Сдвоенный источник с переключаемыми конденсаторами. Аналогичным образом включается LT1026, но при этом R_вых ~= 100 Ом, а емкость конденсаторов всего 1 мкФ.

Похожая схема LT1026 фирмы LTC формирует выход ± 20 В (до 20 мА) и использует меньшие емкости (1 мкФ вместо 20 мкФ). Схема LT1054 фирмы LTC сочетает преобразователь с переключаемыми конденсаторами с линейным стабилизатором и вырабатывает достаточно мощный стабилизированный выход с токами нагрузки до 100 мА (при более низком КПД, разумеется). Схемы серии МАХ232 и схема LT1080 объединяют источник на переключаемых конденсаторах ± 10 В и цифровой последовательный порт RS-232C (см. гл. 11), что исключает необходимость в биполярном источнике для многих компьютерных плат; некоторые ИС из серии МАХ232 содержат даже встроенные конденсаторы. Схема же LTC1043 представляет собой незавершенный блок с переключаемыми конденсаторами, который можно использовать для того, чтобы проделывать всевозможные чудеса. К примеру, вы можете использовать переключаемые конденсаторы для передачи падения напряжения, измеренного на неудобном потенциале вблизи потенциала земли (например, на резисторе для считывания тока при положительном напряжении источника), туда, где с ним можно легко справиться. Документация на LTC1043 содержит 8 страниц с подобными хитроумными применениями.

6.24. Источники стабилизированного постоянного тока.

В разд. 2.06 и 2.14 мы описали несколько способов стабилизации тока с помощью схем, содержащих управляемые напряжением источники тока с плавающими или заземленными нагрузками и некоторые виды токовых зеркал. В разд. 3.06 было показано, как использовать полевые транзисторы для построения некоторых простых источников тока на «токостабилизирующих диодах» (затвор транзистора соединен с истоком) таких, как серия 1N5283. В разд. 4.07 мы показали, как добиться более высоких технических данных (во всяком случае, на низкой частоте), используя для создания источников тока ОУ. В разд. 6.15 мы упомянули удобную ИС трехвыводного источника тока LM334.

Вместе с тем часто необходим управляемый источник стабилизир. пост, тока, который мог бы выдавать ток и напряжение значительной величины и выпускался в виде законченного прибора. Здесь мы рассмотрим некоторые успешно применяемые для этих целей схемы.

Трехвыводные стабилизаторы. В разд. 6.18 мы показали, как можно использовать трехвыводной регулируемый стабилизатор для построения превосходного простого источника тока. Стабилизатор типа 317 поддерживает между выходным выводом и выводом «per» постоянное напряжение 1,25 В (ширина запрещенной зоны); включая резистор между этими выводами, можно получить двухвыводной прибор со стабильным постоянным током (рис. 6.38), используемый для отдачи или отвода тока. Поскольку перепад на самом стабилизаторе составляет около 2 В, характеристики начинают ухудшаться при напряжении на схеме менее 3 В.

Этот тип источника тока удобен для средних и больших токов: LM317 имеет максимальный ток 1,5 А и может работать с падением напряжения до 37 В. Ее высоковольтный родственник LM317HVK может выдержать падение 57 В. Выпускаются более сильноточные версии, например, LM338 (5 А) и LM396 (10 А), но они рассчитаны на более низкие напряжения. Трехвыводные стабилизаторы не работают как источники тока при токах ниже 10 мА, наихудший случай тока покоя. Обратите внимание, однако, что ток не является источником ошибки тока, поскольку он протекает от входного вывода к выходному; гораздо меньший ток, вытекающий по выводу «per» (50 мкА номин.), колеблется в пределах 20 % по всему диапазону рабочих температур и им можно пренебречь.

В давние времена, до появления трехвыводных регулируемых стабилизаторов, иногда использовали в качестве источников тока 5-вольтовые нерегулируемые стабилизаторы (например, 7805) в похожей схеме (заменяя вывод «per» выводом «земля»). Это плохая схема, потому что при малых выходных токах ток покоя стабилизатора вносит большую ошибку, а при больших токах падение напряжения 5 В на резисторе установки тока приводит к лишнему рассеянию мощности.

Измерение тока в шине питания. Простая схема с хорошими параметрами получается из традиционного последовательного проходного стабилизатора со съемом тока на входе проходного транзистора (рис. 6.61).

Рис. 6.61. Измерение тока в шине питания.

R₂ — резистор для съема тока, желательно с малой температурной зависимостью. Для очень больших токов или прецизионной точности следует использовать четырехпроводной резистор, специально предназначенный для измерений тока - измерительные проводники подключены в самом резисторе. В этом случае снятое напряжение не зависит от сопротивления соединения с токонесущими проводниками, которые на схеме для ясности показаны жирными линиями.

В этой схеме необходимо использовать операционный усилитель, который имеет диапазон входных синфазных сигналов вплоть до положительного напряжения питания (307, 355 и 441 обладают этим достоинством), если, конечно, вы не питаете операционный усилитель от еще более положительного вспомогательного напряжения. МОП-транзистор в этой схеме можно было бы заменить на проходной p-n-p-транзистор, однако, поскольку выходной ток будет тогда включать ток базы, придется использовать соединение Дарлингтона для минимизации ошибки. Обратите внимание на то, что вместо p-канального транзистора можно использовать n-канальный выходной транзистор (подключенный как повторитель), если поменять подключение на входе операционного усилителя. Однако в этом случае источник тока будет иметь нежелательно низкий выходной импеданс на частотах, близких к частоте f_T контура операционного усилителя, поскольку выход является по-существу истоковым повторителем. При проектировании источников тока часто допускают подобную ошибку, так как анализ по постоянному току показывает хорошие параметры.

Измерение тока в возвратной цепи. Хорошим способом построения прецизионного источника тока является считывание напряжения на прецизионном резисторе, включенном последовательно с нагрузкой. В этом случае легче исключить ошибки источника тока, связанные с током базы; базовый ток должен проходить либо и через нагрузку, и через усилитель считывания, либо не должен проходить ни через то, ни через другое. Для того чтобы удовлетворить этому требованию, необходимо «подвесить» нагрузку или источник питания, по крайней мере, к напряжению, равному падению напряжения на резисторе для измерения тока. На рис. 6.62 показаны две схемы, использующие плавающую нагрузку.

Рис. 6.62. Измерение тока в возвратной цепи.

Первая схема — это обычная последовательная проходная схема, в которой сигнал ошибки получается из падения напряжения на небольшом резисторе, включенном на возвратном пути от нагрузки к земле. Сильноточный путь здесь также отмечен жирной линией. В данном случае соединение Дарлингтона используется не для того, чтобы избежать ошибки, связанной с базовым током (измеряется реальный ток нагрузки), а чтобы снизить ток управления до нескольких миллиампер, поэтому в качестве усилителя ошибки можно использовать обычный операционный усилитель. Измерительный резистор должен быть прецизионным мощным резистором с малой температурной зависимостью и желательно четырехпроводным. Во второй схеме транзистор регулирования Т₂ находится в возвратной цепи земли сильноточного источника питания. Преимущество такого расположения состоит в том, что коллектор транзистора подключен к земле, поэтому можно не беспокоиться относительно изоляции корпуса транзистора от теплоотвода.

В обеих схемах R_изм выбирается из расчета падения на нем около вольта при типовых рабочих токах; значение резистора — это компромисс между ошибками смещения на входе операционного усилителя, с одной стороны, и сочетанием уменьшенного размаха источника тока и увеличенной мощностью рассеяния, с другой. Если схема предназначается для работы в большом диапазоне выходных токов, то R_изм, по-видимому, целесообразно выполнить в виде набора прецизионных мощных резисторов с выбором нужного резистора с помощью переключателя.

Заземленная нагрузка. Если важно, чтобы нагрузка была подключена к земле, то можно использовать схему с плавающим источником. На рис. 6.63 показано два примера.

Рис. 6.63. Источники тока для заземленных нагрузок, использующие плавающие высоковольтные источники питания.

В первой схеме операционный усилитель, изображенный необычным образом, представляет собой усилитель ошибки с сильноточным буферным выходом; им может быть простой 723 (для токов до 150 мА) или один из сильноточных операционных усилителей, перечисленных в табл. 4.4. Общий вывод сильноточного источника «плавает» относительно схемной земли. Большое значение имеет то, что усилитель ошибки (или, по крайней мере, выход его буфера) питается от плавающего источника и токи базы возвращаются через R_изм. Понадобится дополнительный слаботочный источник с заземленным общим выводом, если в этом же приборе будут использованы другие операционные усилители и т. п. Отрицательный источник опорного напряжения (относительно схемной земли) управляет выходным током. Обратите внимание на полярность на входах усилителя ошибки.

На второй схеме показано использование второго маломощного источника для случая, когда в качестве усилителя ошибки используется обычный слаботочный операционный усилитель. Т₁ — это внешний проходной транзистор, который может быть парой Дарлингтона (или может быть МОП-транзистором), поскольку базовый ток возвращается через нагрузку, а не через измерительный резистор. Усилитель ошибки питается в данном случае от того же расщепленного источника с заземленным общим выводом, от которого питаются все остальные схемы прибора. Эта схема очень удобна как простой стендовый источник тока со встроенным слаботочным расщепленным источником и внешним сильноточным источником. В каждом конкретном случае вы можете подобрать напряжение сильноточного источника и его нагрузочную способность по току.

6.25. Коммерческие модули источников питания.

Всю эту главу мы посвятили тому, как проектировать свои собственные источники питания, безотчетно ориентируя вас на самые лучшие схемы. И только при обсуждении импульсных источников с питанием от сети мы советовали подавить самолюбие и купить коммерческий источник питания.

Экономические реальности жизни, однако, играют большую роль, поэтому часто наилучшим подходом будет использовать один из коммерческих источников питания, которые продаются такими фирмами, как ACDC, Acopian, Computer Products, Lambda, Power-One и еще сотни других. Они предлагают как импульсные, так и линейные источники, выпускаемые в четырех различных видах (рис. 6.64).

Рис. 6.64. Коммерческие источники питания различных форм и размеров, включая герметизированные модули, открытые блоки и полностью закрытые коробки.

_{(с разрешения фирмы Computer Products).}

1. Модульные герметизированные источники. Это маломощные источники, часто сдвоенные (±15) или строенные (+5, ±15), упакованные в герметизированные модули размерами обычно 2,5x3,5 дюйма и толщиной 1 дюйм. Большинство обычных корпусов имеет твердые проволочные выводы снизу, так что вы можете монтировать их непосредственно на схемной плате; их можно закрепить на панели или вставить в соединитель. Они выпускаются также с крепежным полосковым выводом с одной стороны для установки на шасси. Типовой линейный строенный источник дает +5 В, 0,5 А и +15 В, 0,1 А и стоит около 100 долл. в малых партиях. Мощность линейных модульных источников составляет обычно от 1 до 10 Вт, импульсных — от 15 до 25 Вт.

2. Открытые источники питания. Они состоят из металлического шасси, на котором закрепляется схемная плата, трансформатор и мощные транзисторы, все полностью открыто. Источники предназначены для установки в устройства больших размеров. Выпускаются они в широком диапазоне напряжений и токов и в виде сдвоенных и строенных блоков, а также в виде источников на одно напряжение. Например, распространенный строенный открытый линейный блок дает +5 В, ЗА и ±15 В, 0,8 А и стоит 75 долл. в малых партиях. Открытые источники больше герметизированных блоков и всегда крепятся к шасси. Мощность открытых линейных источников составляет 10-200 Вт, импульсных 20-400 Вт. Открытые источники нижнего края диапазона мощности могут иметь компоненты, монтируемые прямо на схемной плате без металлического каркаса. Как и для герметизированных источников, предполагается, что вы сами заботитесь о выключателях, фильтрах и предохранителях для сетевого напряжения.

3. Полностью закрытые источники. Источники этого типа имеют полностью закрывающий металлический кожух, обычно перфорированный для охлаждения, с выступающими мощными транзисторами. Их можно устанавливать снаружи, поскольку полностью закрывающий кожух защищает от прикосновения; вы можете устанавливать их и внутри прибора, если пожелаете. Они выпускаются с одним и несколькими выходами и могут быть как линейными, так и импульсными. Диапазон мощности полностью закрытых линейных источников составляет 15-750 Вт, импульсных 25-1500 Вт.

4. Стоечные съемные источники питания. Это - известные черные пластмассовые коробки, которые поставляются с небольшими электронными устройствами широкого потребления и предназначены для непосредственного включения в стойку через врубное соединение. Они выпускаются в трех видах: а) только понижающий трансформатор переменного тока; б) нестабилизированный источник постоянного тока и в) полный стабилизированный источник постоянного тока; последние могут быть как линейными, так и импульсными. Например, фирма Ault выпускает прекрасную серию сдвоенных (±12 В или ±15 В) и строенных (+5 и ±12 В или ±15 В) линейных стабилизированных съемных источников. Они позволяют избавиться от всех работ, связанных с вводом в ваш прибор сетевого питания, и сделать его легким и маленьким. Некоторые из нас думают, что эти источники слишком популярны, ведь, когда их много, необходимо оборудовать специальный ввод в ваш дом! Некоторые «настольные» модели имеют два шнура — для входного сетевого и выходного постоянного напряжений. Некоторые из импульсных блоков работают в диапазоне сетевого напряжения от 95 до 252 В, что очень удобно для передвижных приборов. Мы побольше расскажем о съемных конструкциях в разд. 14.03, когда будем обсуждать маломощные схемы.

Схемы, не требующие пояснений.

6.26. Удачные схемы.

На рис. 6.65 приведено несколько удачных схем, взятых главным образом из каталогов фирм-изготовителей.

Рис. 6.65. а — зарядное устройство для аккумуляторной батареи 12 В;

Рис. 6.65. б — регулируемый стабилизированный биполярный источник опорного напряжения;

Рис. 6.65.  в — схема со следящим предварительным стабилизатором;

Рис. 6.65.  г — автоматический регулятор света для лампы накаливания;

Рис. 6.65. д — прецизионный мощный источник напряжения;

Рис. 6.65. е — импульсная лампа (из технических данных NSC 317);

Рис. 6.65. ж — источник опорного напряжения +5 В на основе одного источника опорного напряжения на 2 выхода;

Рис. 6.65.  з — трехвыводные стабилизаторы с повышенным подавлением пульсаций (диоды защищают от коротких замыканий входа и выхода);

Рис. 6.65. и — мощный источник тока;

Рис. 6.65. к — дифференциальный повторитель с диапазоном синфазного сигнала +100 В;

Рис. 6.65. л — источник постоянного напряжения/постоянного тока;

Рис. 6.65. м — «самый простой в мире» преобразователь постоянного тока;

Рис. 6.65. н — портативный источник опорного напряжения;

Рис. 6.65. о — усилитель токового шунта: ОУ типа модулятор-демодулятор использует в качестве резистора съема тока возвратный провод питания калибра 20 длиной 1,2 дюйма; напряжение питания ОУ — от +5 до +15 В;

Рис. 6.65. п — схема контроля тока;

Рис. 6.65. р — сильноточный биполярный источник тока.

6.27. Плохие схемы.

На рис. 6.66 показано несколько схем, которые, наверняка, не будут работать. Проанализируйте их и вы сможете в дальнейшем избежать подобных ловушек.

Рис. 6.66. а — простой источник стабилизированного напряжения;

Рис. 6.66. б — источник +5 В;

Рис. 6.66. в — источник +5 В;

Рис. 6.66.  г — расщепленный источник ±15 В;

Рис. 6.66. д — источник +5 В;

Рис. 6.66. е - стабилизатор на +15 В;

Рис. 6.66.  ж — стабилизатор с ограничением тока;

Рис. 6.66  з — схема автоматического шунтирования источника питания с тиристорной защитой.

Дополнительные упражнения.

1. Спроектируйте стабилизированный источник с  напряжением точно +10,0 В и током до 10 мА,  используя ИС723. В вашем распоряжении имеется  трансформатор на 15 В (эфф.), 100 мА; диоды в любом количестве, различные конденсаторы, схема 723,  резисторы и подстроечный потенциометр на 1 кОм. Выберите резисторы так, чтобы при их стандартных значениях (5%) диапазона подстройки потенциометра хватило бы для компенсации производственного  разброса источника опорного напряжения (от 6,80 до 7,50 В). 2. Спроектируйте стабилизатор напряжения на +5 В, 50 мА для нестабилизированного входа +10 В, используя следующие компоненты: а) стабилитрон и эмиттерный повторитель, б) трехвыводной  стабилизатор 7805, в) стабилизатор 723, г) стабилизатор 723 и внешний проходной и npn-транзистор; используйте схему ограничения тока с обратным наклоном  характеристики, настроенную на 100 мА (граничное значение тока при полном выходном напряжении) и ток короткого замыкания 25 мА, д) трехвыводной регулируемый стабилизатор положительного  напряжения 317, е) дискретные компоненты, источник  опорного напряжения на стабилитроне и обратную связь. Докажите, что величины компонентов выбраны  правильно; для а), в) и е) обеспечьте ограничение тока на уровне 100 мА. 3. Спроектируйте полный источник питания на +5 В, 500 мА для цифровой логической схемы.  Начните с начала (от настенной розетки 115 В  переменного напряжения), определяя такие вещи, как  напряжение и номинальный ток трансформатора,  величины конденсаторов и т. п. Для того чтобы облегчить себе работу, используйте трехвыводной стабилизатор 7805. Не расточайте сверх меры емкости, но сделайте так, чтобы ваша схема выдерживала 10%-й разброс всех параметров (сетевого напряжения, допуски  параметров трансформатора и конденсаторов и т.п.). Когда закончите, рассчитайте потери в стабилизаторе в худшем случае. Затем, применив внешний проходной транзистор, модифицируйте схему для обеспечения нагрузочной способности 2 А. Встройте токоограничивающую  схему на 3 А.

Таблицы.

1.

2.

3.

4.

_{(б) «*» указывает на количество ОУ в одном корпусе; значок «V» — означает, что эта же фирма выпускает схему с другим количеством ОУ в одном корпусе; с увеличением плотности упаковки возможно некоторое ухудшение электрических характеристик (в особенности напряжения сдвига).}

_{(в) Предусмотрены контакты для внешней коррекции.}

_{(г) Величина, соответствующая минимальному значению коэффициента усиления, которое еще не приводит к потере устойчивости в схеме. Операционные усилители, в которых предусмотрены контакты для внешней коррекции, могут работать при меньшем значении коэффициента усиления при условии, что используется соответствующая схема внешней коррекции. НК означает, что операционный усилитель нескорректирован для любого значения коэффициента усиления ОУ с замкнутой обратной связью необходимо использовать внешний конденсатор.}

_{(д) При минимальном стабильном значении коэффициента усиления при замкнутой петле ОС (обычно это - единичное усиление), если не оговорено иначе.}

_{(е) Максимальное значение, при котором еще не повреждается микросхема; не должно превышать предельного напряжения питания.}

_{(ж) «+» в колонке ВХ означает, что диапазон входного синфазного сигнала включает это значение питающего напряжения; «+» в колонке ВЫХ означает, что размах выходного напряжения ограничен напряжениями питания. (з) Резистивно-диодная схема обеспечивает на дифференциальном входе ток больший, чем дает источник +1 В.}

_{(к) мкВ от пика до пика, 0,1-10 Гц.}

_{(л) Токочувствительный инвертирующий вход (схема обратной связи по току); токи смещения на входах могут существенно отличаться друг от друга. Указанное значение тока смещения соответствует неинвертирующему входу.}

_{(м) «Необработанный» выходной сигнал (без ограничения по току) снимается с контакта 8 в дополнение к тому, что обычный выходной сигнал (с ограничением по току) снимается с контакта 6; ограничение определяется значениями +15 мА.}

_{(н) мин/макс (наихудший вариант).}

_{(ф) Типичное значение.}

5.

6.

1.

Синдром уже виденного (франц.). — Прим. перев.

Том II.

Глава 7. ПРЕЦИЗИОННЫЕ СХЕМЫ И МАЛОШУМЯЩАЯ АППАРАТУРА.

Перевод Б. Н. Бронина.

В предыдущих главах мы рассмотрели многие аспекты проектирования аналоговых схем, включая свойства пассивных элементов и транзисторов, ПТ и ОУ, обратную связь, а также рассмотрели ряд применений этих устройств и методов схемотехники. Но в этих рассуждениях не ставился вопрос о лучшем из возможных вариантов, например о минимизации ошибок усилителя (нелинейность, дрейф и т. д.), или об усилении слабого сигнала с наименьшим искажением за счет «шума» усилителя. Эти вопросы во многих случаях составляют существо дела, и поэтому они являются важной частью искусства схемотехники. Поэтому в данной главе мы рассмотрим методы проектирования прецизионных схем и проблемы шумов усилителя. При первом чтении всю эту главу можно пропустить, за исключением разд. 7.11, в котором вводится понятие «шум усилителя». Для понимания следующих глав материал данной главы несуществен.

Разаработка прецизионной аппаратуры на операционных усилителях.

При измерении и управлении часто нужны высокопрецизионные схемы. Схемы управления должны быть точными, устойчивыми относительно времени и температуры, а их поведение - предсказуемым. Так же и ценность измерительного прибора зависит от его точности и стабильности. Почти во всех областях электроники существует желание сделать все более точно — можно назвать это стремлением к совершенству. Если вам и не нужна такая высочайшая точность, приятно иметь точные приборы, чтобы до конца понимать, что происходит.

7.01. Соотношение точности и динамического диапазона.

Понятия точность и динамический диапазон легко спутать, поскольку иногда одна и та же аппаратура используется для достижения и того, и другого. Может быть, разницу можно лучше всего пояснить на ряде примеров: у 5-разрядного цифрового многошкального прибора — прецизионная точность; измерения напряжения им делаются с точностью 0,01 % и выше. Такое устройство также имеет широкий динамический диапазон — от миливольт до вольт на одной и той же шкале. Точный десятичный усилитель (например, с коэффициентом усиления, выбираемым из ряда значения 1, 10, 100) и прецизионный опорный источник напряжения могут иметь достаточную точность, но не обязательно широкий динамический диапазон. Примером устройства с широким динамическим диапазоном, но скромной точностью служит шестидекадный логарифмический усилитель (ЛУ), построенный на тщательно подогнанных ОУ, но с применением элементов, имеющих точность всего лишь 5 %; даже при использовании более точных элементов ЛУ может иметь ограниченную точность за счет несоответствия при крайних значениях тока характеристик используемого для преобразования транзисторного перехода логарифмической зависимости. Другой пример устройства с широким динамическим диапазоном (диапазон входного тока более чем 10000:1) при весьма скромной точности 1 % — это кулонометр, описанный в разд. 9.26. Вначале он был спроектирован для определения суммарного заряда электрохимического элемента — величины, которую достаточно знать с точностью 5 %, но которая образуется в результате действия тока, изменяющегося в широком диапазоне. Общее свойство устройств с широким динамическим диапазоном это то, что входное смещение должно быть тщательно отрегулировано для обеспечения пропорциональности при уровне сигнала, близком к нулю. При проектировании прецизионной аппаратуры это также необходимо, но там для удержания суммарной погрешности в рамках так называемого бюджета погрешности требуются также прецизионные элементы, устойчивые генераторы опорных напряжений, и внимание ко всем возможным источникам погрешностей.

7.02. Бюджет погрешностей схемы.

Несколько слов о бюджете погрешности. Начинающие разработчики часто попадают в ловушку, считая, что несколько стратегически правильно расположенных прецизионных элементов дадут устройство с прецизионными параметрами. В каких-то редких случаях, может быть, так и получится. Но даже схема, битком набитая резисторами 0,01 % и дорогостоящими ОУ, не оправдывает ваших ожиданий, если на каком-то участке схемы смещение выходного тока, умноженное на сопротивление источника, даст погрешность смещения напряжения, например 10 мВ. Подобного рода погрешности встречаются почти в любой схеме, и важно их выявить, хотя бы для того, чтобы найти место, где требуется устройство с лучшими параметрами или где нужно изменить схему. Такой подсчет бюджета погрешности рационализирует проектирование, во многих случаях позволяет обойтись недорогими элементами и точно оценить характеристики схемы.

7.03. Пример схемы: прецизионный усилитель с автоматическим выбором нуля.

Для иллюстрации предшествующих рассуждений мы спроектировали схему прецизионного декадного усилителя с автоматическим поиском начального уровня. Такое устройство позволяет зафиксировать некоторое значение входного сигнала и усиливать его последующие отклонения от этого уровня с коэффициентом, точно равным 10, 100 или 1000. Это окажется весьма удобным в эксперименте, при котором измеряется малое отклонение какой-нибудь величины (например, светопроницаемости или поглощения радиочастоты) при изменении условий эксперимента. Обычно трудно точно измерить малое изменение большого сигнала постоянного тока вследствие дрейфа и неустойчивости усилителя. В таком случае нужна схема с предельной прецизионностью и устойчивостью. Мы опишем методы и ошибки, которые мы допускали при проектировании этой конкретной схемы, в рамках общего описания процесса прецизионного проектирования и таким образом безболезненно изложим то, что иначе могло бы стать утомительным поучением. Одно предварительное замечание: заманчивой альтернативой к этой чисто аналоговой схеме могла бы стать цифровая аппаратура. (В следующих главах следите за захватывающими открытиями!). Проектируемая схема изображена на рис. 7.1.

Рис. 7.1. Лабораторный усилитель постоянного тока с автоподстройкой нуля.

Описание схемы. Основа схемы-повторитель (U₁), подключенный ко входу неинвентирующего усилителя с переключаемым коэффициентом усиления (U₂), выход которого смещается сигналом, приложенным к его неинвертирующему входу. Транзисторы Т₁ и Т₂ — это ПТ, они применяются как простые аналоговые ключи; Т₃-Т₅ используются для формирования необходимых уровней управления ключами от входного логического сигнала. Транзисторы Т₁-Т₅ можно заменить на реле или, если угодно, на выключатели. Можете представить их себе как простые однополюсные переключатели на одно направление (1П1Н).

В том случае когда логический входной сигнал имеет высокий уровень («хранение»), ключи замкнуты и U₃ заряжает аналоговый конденсатор «памяти» (С₁) до уровня, необходимого для поддержания нулевого выходного сигнала. При этом схема не делает «никаких попыток» отслеживать быстрые изменения выходного сигнала, поскольку в применениях, для которых предназначена эта схема, все сигналы - постоянного тока, и некоторое сглаживание является желательным свойством. Когда ключ размыкается, напряжение на конденсаторе фиксируется, в результате чего выходной сигнал оказывается пропорциональным последующему отклонению входного сигнала.

Перед дальнейшим детальным объяснением принципов работы данной прецизионной схемы следует остановиться на ее некоторых дополнительных особенностях, (a) U₄ включен в схему первого порядка компенсации тока утечки конденсатора С₁; конденсатор имеет тенденцию медленно разряжаться через собственное сопротивление утечки (минимум 100 ТОм, т. е. постоянная времени около двух недель!); при этом ток утечки компенсируется небольшим зарядным током через R₁₅, пропорциональным напряжению на С₁. (б) Вместо одинарного ПТ-ключа применены два ключа, которые соединены последовательно в «защищенное от утечки» устройство. Небольшой ток утечки Т₂ в положении «выкл» проходит на землю через R₂₃, поддерживая потенциал на всех выводах Т₁ в пределах милливольт по отношению к земле. Так как нет сколько- нибудь заметного перепада напряжений на Т₁, то нет и сколько-нибудь заметной утечки! (Подобные приемы см. в разд. 4.15 и на рис. 4.50.) (в) Запоминаемое напряжение с выхода ослабляется делителем напряжения на резисторах R₁₁-R₁₄ в соответствии с установленным коэффициентом усиления. Это делается, чтобы избежать трудностей с динамическим диапазоном и точностью U₃, так как ошибки дрейфа в схеме, запоминающей начальный уровень, не усиливаются на U₂ (подробности см. далее).

7.04. «Бюджет погрешностей» при проектировании прецизионной схемы.

Для каждого вида схемной погрешности и соответствующей стратегии проектирования мы отведем несколько параграфов общей дискуссии, сопроводив их иллюстрацией предыдущей схемы. Схемные погрешности разделяются на следующие категории: а) погрешности элементов внешних цепей; б) погрешности ОУ или усилителей, связанные с входными схемами; в) погрешности ОУ, связанные с выходными схемами. Примерами таких категорий являются соответственно допуски резисторов, сдвиг входного напряжения и погрешности, связанные с конечной скоростью нарастания.

Давайте подсчитаем наш бюджет погрешности. В его основе лежит желание удержать погрешность, приведенную ко входу, в пределах 10 мкВ, дрейф выхода — ниже 1 мВ в 10 мин и точность коэффициента усиления — около 0,01 %. Как и в любом бюджете, отдельные составляющие получаются в процессе достижения компромисса между тем, что должно быть сделано и имеющейся технологией. В некотором смысле бюджет погрешности — это результат проектирования, а не его исходный пункт. Нам тем не менее удобней иметь его сейчас.

Бюджет погрешности (наихудшие значения). 1. Буферный усилитель U₁. Погрешности напряжения, приведенные ко входу: · Погрешности напряжения, приведенные ко входу: · Температура… 1,2 мкВ/4 °C. · Время… 1,0 мкВ/мес. · Источник питания… 0,3 мкВ/100 мВ изменения. · Ток смещения x R_и … 2,0 мкВ/1 кОм R_и. · Нагрев от тока нагрузки… 0,3 мкВ на полной шкале 10 В. 2. Усилительный каскад U₂. Погрешности напряжения, приведенные ко входу: · Температура… 1,2мкВ/4 °C. · Время… 1,0 мкВ/мес. · Источник питания… 0,3 мкВ/100 мВ изменения. · Токовый дрейф отклонения смещения… 1,6 мкВ/4 °C/1 кОм. · Нагрев током нагрузки… 0,3 мкВ при полной шкале (R_н >= 10 кОм). 3. Усилитель хранения U₃. Погрешности напряжения, приведенные в выходу: · Температурный коэффициент сдвига… 60 мкВ/4 °C. · Источник питания… 10 мкВ/100 мВ изменения. · Потери в конденсаторе (см. бюджет тока)… 100 мкВ/мин. · Прохождение заряда 10 мкВ. Погрешности тока, протекающего через C₁ (нужны для приведенного выше бюджета погрешности по напряжению): Утечка конденсатора. — максимум (нескомпенсированная)… 100 пА. — типичная (компенсированная)… 10 пА. · Входной ток U₃… 0,2 пА. · Сдвиг напряжения U₃ и U₄/R₁₅ … 1.0 пА. · Утечка ΠΤ-ключа в состоянии «выкл»… 0,5 пА. · Утечка по печатной плате… 5,0 пА.

Смысл различных «статей» этого бюджета будет выясняться по мере описания возможностей для выбора, возникающих при проектировании этой схемы. Будем следовать порядку перечисленных ранее категорий погрешностей: компоненты цепей, приведенные ко входу погрешности входного усилителя, погрешности выходного усилителя.

7.05. Погрешности внешних цепей.

Степень точности источников опорного напряжения, источников тока, коэффициентов усиления усилителей и т. д. зависит от точности и стабильности резисторов, которые применяются во внешних цепях. Даже если прецизионность прямо не требуется, точность элементов все равно может дать значительный. эффект, например в подавлении синфазных помех в дифференциальном усилителе, собранном на ОУ (см. разд. 4.09), где отношения сопротивлении двух пар резисторов должны быть точно согласованы. Точность и линейность интеграторов и генераторов пилообразного напряжения зависят от свойств применяемых конденсаторов, равно как и характеристики фильтров, контуров настройки и т. д. Как мы увидим вскоре, в схеме существуют такие цепи, где точность значений компонент является критическим моментом, а есть и такие цепи, где она едва ли играет роль.

Элементы обычно специфицированы по начальной точности, а также по изменению значения параметров во времени (стабильность) и с температурой. Есть и дополнительные спецификации по коэффициенту напряжения (нелинейность) и необычным эффектам, таким как «память» и диэлектрическое поглощение (для конденсаторов). Полная спецификация включает также эффекты от циклических температурных изменений и пайки, ударов и вибраций, кратковременных перегрузок и влажности, полученные при точно определенных условиях измерений. У элементов с лучшей исходной точностью как правило остальные параметры также соответственно лучше, это делается с целью поднять общую стабильность на уровень, сравнимый с уровнем исходной точности. Общая погрешность, порождаемая остальными эффектами тем не менее, может превзойти указанный начальный допуск. Будьте бдительны!

Вот пример. Металлопленочный резистор RN55С с допуском 1 % имеет следующие паспортные данные: температурный коэффициент 5·10^-5/°С в диапазоне от —55 до +175 °C; коэффициент стабильности по отношению к циклическим изменениям температуры и нагрузки, а также к пайке 0,25 %, к ударам и вибрации 0,1 %, к влажности 0,5 %. Для сравнения: у композитно-углеродистого резистора (фирма Allen-Bradley, тип СВ) эти параметры таковы: температурный коэффициент 3,3 % в диапазоне от 25 до 85 °C, пайка и циклическая нагрузка — соответственно +4 % и —6 %, удар и вибрация ±2 %, влажность 6 %. Из этих спецификаций становится очевидным, что нельзя просто отобрать (с помощью точного цифрового омметра) для работы в прецизионных цепях углеродистые резисторы, которые окажутся в пределах 1 % от нужного номинального значения, а нужно взять 1 %-ный резистор (или еще более точный), рассчитанный как на начальную точность, так и на долговременную стабильность. Для исключительно высокой точности следует применять ультрапрецизионные металлопленочные резисторы, такие как 5023Z фирмы Мерсо (5·10^-6/°С и 0,025 %) или проволочные резисторы, выпускаемые с допуском 0,01 %. Дополнительную информацию о прецизионных резисторах см. в приложении Г.

«Нуль»-усилитель: погрешности элементов. В описываемой схеме (рис. 7.1) резисторы R₃-R₉ с допуском 0,01 %, примененные в цепи, устанавливающей коэффициент усиления, задают его очень точно. Как мы увидим далее, значение R₃ выбирается путем компромисса, так как малые его значения уменьшают погрешность от тока сдвига U₂, но увеличивают нагрев и тепловой дрейф U₁. Когда задано R₃, приходится усложнять цепь обратной связи для того, чтобы значения резисторов были меньше 301 кОм — наибольшего значения сопротивления доступных прецизионных резисторов с допуском 1 %. Этот прием обсуждался в разд. 4.19. Заметьте, что резисторы с допуском 1 % применены также в цепи аттенюатора начального отклонения (R₁₁-R₁₄); точность здесь несущественна, а металлопленочные резисторы взяты только из-за их хорошей стабильности.

Как показывает бюджет погрешности, в этой схеме наибольшую погрешность дает утечка конденсатора хранения С₁. Конденсаторы, предназначенные для работы с малыми утечками, специфицируются по утечке — иногда в виде сопротивления утечки, иногда в виде постоянной времени (мегаом x микрофарада). В данной схеме С₁ должен иметь значение не меньше по крайней мере нескольких микрофарад, чтобы была мала скорость заряда от токов погрешности других элементов (см. бюджет). В этом диапазоне емкостей наименьшей утечкой обладают полистиреновые, поликарбонатные и полисульфоновые конденсаторы.

Выбранный нами конденсатор имеет утечку по спецификации не более 1000 000 мегаом x микрофарад, т. е. параллельное сопротивление утечки составляет не менее 100000 МОм. Но даже при этом ток утечки при полном вых. напряжении (10 В) будет 100 пА; это соответствует скорости падения напряжения на выходе около 1 мВ/мин — составляющая погрешности, намного превышающая все остальные. Поэтому мы и добавили описанную выше схему компенсации тока утечки. Мы имеем право предположить, что действительная утечка может быть таким образом уменьшена до 0,1 от значения, указанного в паспорте конденсатора (на самом деле можно добиться намного большего улучшения). Большой стабильности от схемы компенсации утечки не требуется, поэтому наши требования здесь скромны. Как мы увидим при обсуждении влияния сдвигов напряжения, значение R₁₅ намеренно выбирается большим, чтобы сдвиг напряжения U₃ не создавал заметных погрешностей по току.

Говоря об ошибках, порождаемых внешними по отношению к самим усилителям элементами, следует отметить, что утечка у ПТ-ключа обычно лежит в диапазоне 1 нА — значение для данной схемы совершенно неприемлемое. Изящный и действенный метод борьбы с этим состоит в применении двух последовательно соединенных ПТ, где утечка Т₂ создает на Т₁ напряжение лишь в 1 мВ, а утечкой в суммирующей точке U₃ можно пренебречь. Этот метод иногда используется в схемах интеграторов, (см. разд. 4.19). Мы также использовали его в усовершенствованной схеме пикового детектора в разд. 4.15. Как будет показано ниже, U₃ выбирается таким, чтобы ток погрешности через конденсатор С₁ оставался в пикоамперном диапазоне. Здесь всюду одинаковая философия: выбирайте конфигурацию схемы и типы элементов так, чтобы вписаться в бюджет погрешности. Иногда это очень трудная работа, требующая хитрых приемов, а в других случаях легко все решается стандартными способами.

Одним из таких источников погрешности в любой схеме с ПТ-ключами является перенос заряда с управляющего затвора в несущий сигнал канал: переходные процессы с затвора через емкостную связь передаются на сток и исток. Как мы отмечаем в гл. 3, суммарный переданный заряд не зависит от времени переходного процесса, а определяется лишь размахом напряжения на затворе и емкостью перехода затвор-канал: ΔQ = C_3KΔU₃. В данной схеме перенос заряда приводит к погрешности напряжения автоподстройки нуля, поскольку заряд преобразуется в напряжение на запоминающем конденсаторе С₁. Эту погрешность легко оценить.

В паспорте на ПТ 3N156 заданы максимальные значения емкостей С_зс (затвор-сток) и С_зи (затвор-канал, в основном по отношению к истоку), соответственно равные 1,3 и 5 пФ. При этом перепад напряжения на затворе в 15 В вызовет перенос заряда, равный 75 пКл, что соответствует скачку напряжения ΔU_с = ΔQ/C₁ = 7,5 мкВ на конденсаторе С₁,имеющем емкость 10 мкФ. Это в пределах нашего бюджета погрешностей; фактически мы скорее всего даже переоценили данный эффект, так как включили в расчет не только емкость стока, но и емкость истока, в то время как на каком-то этапе переключения затвора канал разрывается, отсекая исток от стока.

7.06. Входные погрешности усилителя.

Отклонения входных характеристик ОУ от идеальных, обсуждавшиеся в гл. 4 (конечность значений входного сопротивления и входного тока, сдвиг напряжения, подавление синфазного сигнала и отклонений питания, дрейф этих величин с температурой и временем), создают, как правило, серьезные трудности при проектировании прецизионных схем и заставляют делать дополнительную работу при составлении конфигурации схемы, подборе элементов и выборе конкретного ОУ. Лучше всего это пояснить на примерах, что мы вскоре и сделаем. Заметим еще, что эти погрешности или им аналогичные существуют и у схем усилителей на дискретных компонентах.

Входное сопротивление. Давайте обсудим бегло только что перечисленные источники погрешностей. Входное сопротивление образует делитель напряжения с сопротивлением источника, от которого сигнал поступает на усилитель, поэтому коэффициент усиления по отношению к расчетному снижается. Чаще всего это не проблема, так как входное сопротивление значительно увеличивается за счет обратной связи. Например, операционный усилитель ОР-77Е с входным каскадом на биполярных, а не на полевых транзисторах имеет типовое значение «полного дифференциального входного сопротивления» 45 МОм. В схеме с достаточным петлевым усилением обратная связь поднимает входное сопротивление до значения «полного синфазного входного сопротивления» 200 000 МОм. Даже если этого мало, то можно воспользоваться ОУ с входным ПТ-каскадом, у которого R_вх достигает астрономических величин.

Входной ток смещения. Это более серьезная вещь. Здесь речь пойдет о наноамперных токах, что может вызвать микровольтные ошибки даже при малых полных сопротивлениях источника порядка 1 кОм. Снова на выручку приходят ПТ, но приходится мириться с большим возрастанием сдвига по напряжению как платой за улучшение ситуации с током. Биполярные ОУ со сверхвысоким β, такие как LT1012, 312 и LM11, также могут иметь исключительно малый входной ток. Для примера сравним прецизионный биполярный операционный усилитель ОР-77 с LT1012 (биполярный, оптимизированный для получения малого тока смещения), ОРА111 (на ПТ, прецизионный, с малым смещением), AD549 (ПТ со сверхмалым смещением) и ICH8500 (ОУ на МОП-транзисторах с исключительно малым смещением); это наилучшие типы на момент написания данной книги, и мы выбрали самые лучшие модификации каждого типа:

По сравнению с прецизионным ОР-77 у хорошо спроектированных ПТ-усилителей ток смещения крайне мал, но намного больше сдвиг напряжения. Так как сдвиг напряжения всегда можно настроить на нуль, гораздо большее значение имеет его температурный дрейф. В этом смысле ПТ-усилители имеют параметры в 3 или 6000 раз хуже. В операционных усилителях с наименьшими значениями входного тока в качестве входного каскада используются МОП-транзисторы. Они становятся популярными из-за доступности недорогих устройств, таких как 3440, 3160, серий TLC270 и ICL7610, а также устройств со сверхмалым током смещения, подобных названному ранее 8500А. Однако МОП-транзисторы в отличие от ПТ с p-n-переходом и биполярных транзисторов имеют очень большой дрейф сдвига напряжения со временем — эффект, который мы кратко обсудим. Поэтому выигрыш в погрешностях по току может быть потерян вследствие возрастания погрешностей по напряжению. В любой схеме, где ток смещения может дать значительный вклад в ошибку, имеет смысл убедиться в том, что в цепях обоих входов ОУ сопротивление источника одно и то же, как указывалось в разд. 4.12; после этого нас будет интересовать только такой параметр ОУ, как ток сдвига. Одно замечание по поводу компенсации тока смещения. В ряде прецизионных ОУ применяется схема «компенсации смещения», которая уменьшает входной ток почти до нуля, а тем самым делает меньше и соответствующую погрешность; чтобы посмотреть, как это делается, вернитесь к дополнительному упражнению 8 в конце гл. 2. Имея дело с такого типа ОУ, вы практически ничего не выиграете, согласуя сопротивления на обоих входах, поскольку остаточный ток смещения и ток сдвига у ОУ с компенсацией смещения сравнимы по величине.

Помимо сказанного, есть еще одно обстоятельство, которое надо помнить, применяя ОУ с ПТ-входом. Дело в том, что входной ток «смещения» есть на самом деле ток утечки затвора и что он резко растет при повышении температуры (грубо говоря, удваивается при повышении температуры на каждые 10 °C; см. рис. 3.30). А так как ОУ с ПТ-входом часто разогреваются (ИМС 356 рассеивает в покое 150 мВт), то истинный входной ток может быть значительно выше указанного в таблице при 25 °C. Для сравнения укажем, что входной ток ОУ с биполярным входным каскадом на самом деле есть ток базы, и с ростом температуры он падает (рис. 7.2).

Рис. 7.2. Температурная зависимость входного тока биполярного ОУ. а — логарифмическая шкала; б — линейная шкала.

Поэтому ОУ с ПТ-входом с его впечатляющими на бумаге данными по входному току может не дать большого улучшения по сравнению с хорошим биполярным устройством со сверхвысоким значением β. Пример: ОРА111 с входным током 1 пА при 25 °C будет иметь входной ток 10 пА при температуре кристалла 65 °C, а это больше, чем у LT1012 со сверхвысоким β при той же температуре. Популярная серия ОУ с ПТ-входом 355 имеет входной ток, который сравним с входным током LT1012 или LM11 при 25 °C, но во много раз больше при повышенной температуре. И наконец, при сравнении ОУ по входным токам остерегайтесь некоторых типов ПТ ОУ, у которых I_см зависит от входного напряжения. В спецификациях обычно указывается только значение I_см при 0 В (середина напряжения питания), однако в хороших паспортах на ОУ приводятся также графики (см. типичную зависимость I_см от U_вх на рис. 7.3). Обратите внимание на отличные характеристики ОРА111, являющиеся следствием каскодной схемы входного каскада.

Рис. 7.3. Зависимость входного тока ПТ ОУ от синфазного входного напряжения.

Сдвиг напряжения. Сдвиг напряжения на входе усилителя — очевидный источник погрешности. У различных ОУ этот параметр сильно варьирует — от десятков микровольт у «прецизионных» ОУ до величин в 2–5 мВ у обычных бескорпусных ОУ, таких как LF411. К настоящему времени чемпионом по минимуму сдвига среди ОУ без стабилизации прерыванием является МАХЧ00М (U_сдв не превышает 10 мкВ). Мы ожидаем дальнейших достижений в этой области. Хотя большинство хороших одинарных ОУ (но не сдвоенные и не счетверенные) имеют выводы для регулировки сдвига, все же по ряду причин имеет смысл выбирать усилитель с малым начальным напряжением сдвига U_{сдв. макс}. Во-первых, у таким образом спроектированных ОУ наблюдается соответственно малый дрейф напряжения сдвига с температурой и временем. Во-вторых, достаточно точный ОУ не требует внешних элементов подстройки (подстроечный потенциометр занимает место, требует начальной подстройки, а со временем настройка может изменится). В-третьих, дрейф напряжения сдвига и подавление синфазных напряжений ухудшаются из-за разбаланса, вносимого потенциометром, регулирующим сдвиг. На рис. 7.4 показано, как регулировка сдвига увеличивает температурный дрейф.

Рис. 7.4. Типичная зависимость сдвига ОУ от числа оборотов регулирующего сдвиг многооборотного потенциометра для нескольких значений температуры.

Из рисунка видно, как зависит регулировка сдвига от оборотов потенциометра, с наилучшим разрешением в районе центра, особенно для больших значений сопротивления подстроечного потенциометра. Наконец, вы, как правило, обнаружите, что рекомендуемая внешняя цепь обеспечивает слишком большой диапазон настройки, а в результате почти невозможно уменьшить U_сдв до величины в несколько микровольт; но даже если это удастся сделать, настройка будет столь критичной, что вряд ли она останется надолго неизменной. И еще одно, о чем следует подумать, это то, что изготовителем прецизионного ОУ уже настроен нуль сдвига путем «лазерной подгонки» на стенде перед отправкой в продажу. Возможно, вам самим сделать это лучше не удастся. Наш совет: а) для прецизионных схем применяйте прецизионные ОУ и б) если вам требуется дополнительная подстройка сдвига, используйте схему тонкой подстройки, например одну из тех, что показана на рис. 7.5, где полный диапазон подстройки составляет ± 50 мкВ.

Рис. 7.5. Внешние цепи подстройки сдвига для прецизионных ОУ. а — инвертирующего; б — неинвертирующего.

Поскольку сдвиг напряжения может быть настроен на нуль, то в конечном итоге значение имеет лишь дрейф сдвига со временем, при изменении температуры и напряжения питания. Разработчики прецизионных ОУ много работают над минимизацией этих погрешностей. В этом смысле наилучшими параметрами обладают биполярные ОУ (в противоположность ОУ с ПТ-входом), но при их применении в бюджете погрешностей может начать доминировать входной ток. У лучших ОУ дрейф не превышает 1 мкВ/°С, а у наилучшего на сей момент ОУ без стабилизации прерыванием AD707 ΔU_{сдв. макс} = 0,1 мкВ/°С.

Еще один фактор, который следует иметь в виду, это дрейф из-за самонагрева ОУ, когда он включен на низкоомную нагрузку. Чтобы исключить большие погрешности, вызываемые этим эффектом, часто приходится ограничивать нижнее значение сопротивления нагрузки 10 кОм. Как правило, это может ухудшать бюджет погрешностей следующего каскада — от тока смещения! Именно такого рода проблему мы встретим в нашем примере проектирования. Для тех схем, где важен дрейф в несколько микровольт, заметное влияние начинают оказывать температурный градиент (от расположенных вблизи выделяющих тепло компонентов) и термо-э. д. с. (от контактов разнородных металлов). Эти вопросы возникнут вновь, когда мы будем обсуждать в разд. 7.08 сверхпрецизионный усилитель со стабилизацией прерыванием.

В табл. 7.1 дано сравнение наиболее важных параметров семи наилучших прецизионных ОУ. Потратьте на нее некоторое время — это позволит вам хорошо почувствовать те компромиссы, на которые приходится идти при разработке высококачественных ОУ. Обратите внимание на противоречия между такими параметрами, как сдвиг напряжения (и его дрейф) и входной ток у биполярных ОУ и ОУ на ПТ с p-n-переходом. Вы получите также наименьшее напряжение шумов у биполярных ОУ, причем оно падает при увеличении тока смещения; ниже, при рассмотрении шумов в этой главе, увидим, почему это происходит. Однако желание получить низкий ток шумов всегда ведет к выбору ПТ ОУ, причины чего также будут ясны позднее. Вообще для получения малых входного тока и тока шумов выбирайте ПТ ОУ, а биполярные ОУ — для малых напряжения сдвига, дрейфа и напряжения шумов.

Среди ОУ с ПТ-входом доминируют ОУ на ПТ с p-n-переходом, особенно там, где нужна точность. В частности, МОП-транзисторы имеют уникальный ухудшающий их параметры эффект, который не наблюдается ни у биполярных транзисторов, ни у ПТ с p-n-переходом. Он выражается в том, что примесь ионов натрия в изолирующем затвор слое медленно перемещается под воздействием электрического поля, порожденного напряжением U_ЗИ(вкл), что приводит к дрейфу сдвига напряжения порядка 0,5 мВ за несколько лет. Этот эффект усиливается при повышении температуры и при большом сигнале на дифференциальном входе. Например, в паспорте ОУ с МОП-транзисторным входом САЗ420 указано в качестве типичного изменение U_сдв 5 мВ за 3000 ч работы при 125 °C и входном напряжении 2 В. Эту натриево-ионную болезнь можно вылечить, вводя фосфор в область затвора. Например, фирма Texas Instruments использует в своих «линейных» КМОП-сериях ОУ (TLC270) и компараторов (TLC339 и TLC370) затворы из поликристаллического кремния, легированного фосфором. Это популярные недорогие устройства, выпускаемые в различных корпусах, с различными характеристиками по быстродействию и мощности и позволяющие получить приемлемый временной дрейф напряжения сдвига (50 мкВ сдвига на каждый вольт дифференциального входного напряжения).

Имеется важное исключение из общего правила, по которому ПТ ОУ, а особенно ОУ на МОП-транзисторах, имеют большее начальное напряжение сдвига и намного больший дрейф U_сдв с температурой и временем, чем биполярные ОУ. Это исключение касается так называемых усилителей с автоподстройкой нуля (или со стабилизацией прерыванием), в которых применяются аналоговые МОП-ключи и усилители для восприятия и корректировки остаточной погрешности сдвига обычного ОУ (который сам часто изготавливается на МОП-транзисторах на том же кристалле). ОУ со стабилизацией прерыванием дают даже более низкие напряжения сдвига и дрейф, чем наиболее точные биполярные ОУ — 5 мкВ (макс.) и 0,05 мкВ/°С (макс.) — но не бесплатно. Они имеют некоторые неприятные особенности, которые делают их неприемлемыми для многих применений. Мы детально обсудим эти особенности в разд. 7.08.

Коэффициент ослабления синфазных сигналов. Недостаточный коэффициент ослабления синфазных сигналов (КОСС) ухудшает точность схемы, так как появляется сдвиг напряжения, зависящий от уровня сигнала постоянного тока на входе. Обычно этим эффектом можно пренебречь: он эквивалентен малому изменению коэффициента усиления и в любом случае может быть преодолен за счет выбора конфигурации. Инвертирующий усилитель в отличие от неинвертирующего нечувствителен к КОСС операционного усилителя. Однако в измерительных усилителях часто выделяется малый дифференциальный сигнал на фоне большого синфазного смещения, поэтому большое значение КОСС является существенным параметром. В этих случаях надо тщательно продумывать конфигурацию схемы, а кроме того, выбирать ОУ с большим значением КОСС. И снова проблемы поможет решить ОУ высшего класса вроде ОР-77 с минимальным КОСС, равным 120 дБ (для сравнения: ОУ типа 411 обладают весьма умеренным КОСС в 70 дБ). Мы в дальнейшем кратко рассмотрим дифференциальные и измерительные усилители с высоким коэффициентом усиления и высоким КОСС.

Коэффициент ослабления изменений питания (КОИП). Изменение напряжения питания — причина небольших погрешностей ОУ. Как и большинство параметров ОУ, коэффициент ослабления изменений питания (КОИП) специфицируется по отношению к сигналу на входе. Например, ОР-77 по спецификации обладает КОИП равным ПО дБ на постоянном токе, т. е. изменение напряжения одного из источников питания на 0,3 В создает выходной сигнал, эквивалентный изменению сигнала на дифференциальном входе на 1 мкВ. КОИП резко падает с ростом частоты, и график, подтверждающий его безобразное поведение, часто приводится в паспортных данных. Например, у нашего фаворита ОР-77 спад КОИП начинается с 0,3 Гц и при 60 Гц он равен 83 дБ, а при 10 кГц-42 дБ. На самом деле это не создает больших трудностей, так как шум источника питания также падает при увеличении частоты, если источник питания как следует шунтирован емкостью. Правда, при использовании нестабилизированного источника питания могут доставить неприятности пульсации с частотой 100 Гц.

КОИП для источников питания положительной и отрицательной полярностей вообще говоря, различен, но это не играет никакой роли. Поэтому применение сдвоенного стабилизатора (разд. 6.19) может не дать никакого выигрыша.

«Нуль»-усилитель: входные погрешности. Схема усилителя на рис. 7.1 начинается с повторителя. Это сделано для обеспечения большого входного полного сопротивления. Здесь есть соблазн применить ПТ, но потери от большого U_сдв перекрывают выигрыш, даваемый малым значением входного тока, за исключением тех случаев, когда источник входного сигнала имеет большое полное сопротивление. Для ОУ ОР-77 ток смещения 2 нА создает погрешность 2 мкВ на 1 кОм полного сопротивления источника сигнала, a LT1055A на ПТ с p-n-переходом, хотя и дает пренебрежимо малую погрешность от тока, имеет дрейф сдвига напряжения порядка 16 мкВ/4 °C (4 °C принято за стандартный диапазон изменений температуры воздуха в лабораторных условиях). Входной повторитель снабжен настройкой нуля сдвига, поскольку начальное значение 25 мкВ (по спецификации) слишком велико. Как отмечалось выше, обратная связь увеличивает входное полное сопротивление до 200 000 МОм, и тем самым ошибка коэффициента усиления, порожденная конечным полным сопротивлением источника, меньшим 20 МОм будет меньше 0,01 %. Диоды Д₁ и Д₂ включены в схему защиты от перенапряжения на входе и должны иметь малую утечку (меньше 1 нА).

U₁ управляет инвентирующим усилителем (U₂), а значение R₃ выбирается из соображений компромисса между погрешностью температурного сдвига U₁ и погрешностью дрейфа тока смещения U₂. Выбранное значение удерживает нагрев в пределах 5,6 мВт (при наихудших условиях 7,5 В на выходе), что ведет к повышению температуры на 0,8 °C (тепловое сопротивление ОУ около 0,14 °С/мВт, см. разд. 6.04) с соответственным сдвигом напряжения 0,3 мкВ. Сопротивление 10 кОм на входе U₂ создает погрешность тока смещения, но так как U₂ вместе с U₃ охвачены петлей обратной связи, сводящей полный сдвиг к нулю, единственный существенный параметр — это температурный дрейф токовой погрешности. Для ОР-77 в паспорте приводятся данные о температурном дрейфе тока смещения (не часто указываемые изготовителями), из которых следует, что вклад дрейфа тока в бюджет погрешности равен 1,6 мкВ/4 °C. Снижение значения R₃ уменьшит этот вклад, но ценой увеличения погрешности от нагрева U₁.

Как было сказано выше в общем описании схемы, значение R₃ таково, что требуется использование причудливого Т-образного звена в обратной связи, чтобы значения резисторов обратной связи оказались в диапазоне номиналов прецизионных проволочных резисторов. Если пользоваться обычный конфигурацией инвентирующего усилителя, то понадобятся резисторы на 100 кОм, 1 МОм и 10 МОм для коэффициента усиления 10, 100 и 1000 соответственно.

Входное полное сопротивление U₂ может вызвать некоторые затруднения. При коэффициенте усиления, равном 1000, его дифференциальное входное сопротивление 25 МОм умножается благодаря следящей связи на A/1000 и составляет в замкнутой схеме 125000 МОм. К счастью, это более чем в миллион раз превосходит выходное сопротивление цепи, устанавливающей коэффициент усиления (9,4 кОм), поэтому погрешность будет намного меньше 0,01 %. Это один из худших случаев, который можно себе представить, но даже и здесь входное сопротивление ОУ не создает проблем. Отсюда видно, что входное сопротивление ОУ не создает никаких эффектов, которые стоило бы учитывать.

Дрейф напряжения сдвига U₁ и U₂ от времени, температуры и напряжения питания влияют на суммарную погрешность в равной степени, и их значения приведены в бюджете. Укажем, здесь что они автоматически компенсируются в каждом «обнуляющем» цикле, поэтому играет роль только кратковременный дрейф. Эти погрешности благодаря качеству ОУ лежат в микровольтовом диапазоне. U₃ имеет несколько больший дрейф, но его приходится брать ПТ-типа, чтобы обеспечить малые значения тока утечки конденсатора. Так как выходной сигнал U₃ ослабляется пропорционально выбранному коэффициенту, то эта погрешность, отнесенная ко входу, при больших коэффициентах усиления ослабляется. Это важный факт, поскольку большие коэффициенты усиления употребляются при низких уровнях сигнала, для которых требуется большая точность. Погрешности, создаваемые U₃ на выходе, всегда одинаковы, поэтому они специфицируются в бюджете погрешностей как выходные погрешности (приведенные к выходу).

Обратите внимание на некоторые общие принципы проектирования, которые проясняются на этом примере: вы решаете некоторый набор задач, выбирая конфигурацию и элементы так, чтобы уменьшить погрешности до приемлемых значений. При этом необходимо идти на некоторые компромиссы и уступки, при этом их выбор зависит от внешних факторов (например, использование в качестве повторителя ОУ с ПТ-входом предпочтительнее, если полное сопротивление источника сигнала больше 50 кОм). В табл. 7.2 содержатся данные ОУ, которые можно использовать при проектировании прецизионных схем.

7.07. Выходные погрешности усилителя.

Как указывалось в гл. 4, операционные усилители имеют существенные ограничения, связанные с их выходным каскадом. Ограниченная скорость нарастания, нелинейные искажения выходного сигнала (см. разд. 2.15), конечное выходное сопротивление разомкнутого контура могут причинить неприятности и, если их не учитывать, привести к ошеломляюще большим погрешностям прецизионной схемы.

Скорость нарастания: общие соображения. Как отмечалось в разд. 4.11, изменения напряжения выходного сигнала ОУ могут происходить со скоростью, не превышающей некоторого максимума. Этот эффект порождается схемой частотной коррекции ОУ, как увидим при более детальном анализе. Одним из следствий конечности скорости нарастания является ограничение амплитуды выходного сигнала на высоких частотах, равное, как было показано в разд. 4.12 и как видно на рис. 7.6, U_ПП = S/πf, где U_ПП — полный размах сигнала.

Рис. 7.6. Частотная зависимость максимального размаха сигнала на выходе ОУ.

Второе следствие лучше всего объяснить с помощью графика зависимости скорости нарастания от напряжения дифференциального входного сигнала (рис. 7.7).

Рис. 7.7. Для получения полной скорости нарастания ОУ требуется значительное дифференциальное входное напряжение.

Смысл его в том, что схема, требующая большой скорости нарастания, работает с существенными напряжениями между входными клеммами ОУ. Это может привести к катастрофическим последствиям в схеме, претендующей на высокую точность.

Чтобы понять, чем определяется скорость нарастания, заглянем внутрь операционного усилителя. Подавляющее большинство ОУ могут быть смоделированы схемой, изображенной на рис. 7.8.

Рис. 7.8. Типичная схема частотной коррекции ОУ.

Дифференциальный входной каскад, нагруженный на токовое зеркало, возбуждает каскад с большим коэффициентом усиления по напряжению и с корректирующим конденсатором между выходом и входом. Выходной каскад — пушпульный повторитель с единичным коэффициентом усиления. Корректирующий конденсатор выбирается так, чтобы коэффициент усиления разомкнутой петли усилителя становился равным единице раньше, чем сдвиг фазы, вызванный остальными каскадами усилителя, станет существенным.

Таким образом, С выбирается таким, чтобы f_ср, полоса частот единичного коэффициента усиления, была близка к полюсу, с которого начинается спад усиления следующего каскада, как описывалось в разд. 4.34. Входной каскад имеет очень высокое выходное сопротивление и для следующего каскада является источником тока.

В операционных усилителях возникает ограничение скорости нарастания, когда выходной сигнал возбуждает один из транзисторов дифференциального каскада почти до насыщения, действуя на следующий каскад полным током эмиттера в дифференциальной паре. Это происходит при дифференциальном входном напряжении около 60 мВ, при котором соотношение токов в дифференциальном каскаде равно 10:1. В этот момент напряжение коллектора Т₅ изменяется с максимально возможной скоростью, а весь ток I_э идет на заряд конденсатора С. Таким образом, Т₅ и С образуют интегратор с ограниченной скоростью нарастания на выходе. Выведем выражение скорости нарастания.

Скорость нарастания: детальное рассмотрение. Прежде всего напишем выражение для коэффициента усиления разомкнутого контура по напряжению при малом сигнале переменного тока без учета сдвигов фаз:

А_U = g_mX_C = g/2πfC,

Откуда полоса единичного усиления (частота, при которой А_U = 1) есть.

F_ср = (1/2π)(g_m/C).

Скорость нарастания определяется током I_э, заряжающим конденсатор С:

S = dU/dt = I_э/С.

Для обычного дифференциального усилителя без эмиттерных резисторов g_m связано с I_э соотношением.

G_m = 1/r_э = I_э/2U_T = I_э/50 мВ.

Подставляя это выражение в формулу скорости нарастания, находим.

S = 2U_Tg_m/C,

Т. е. скорость нарастания пропорциональна g_m/C, как и ширина полосы единичного усиления. В самом деле, S = 4πU_Tf_ср = 0,3f_ср, где f_ср выражено в МГц, а S — в В/мкс. Это выражение не зависит от конкретных значений С, g_m, I_э и т. д. и дает хорошую оценку для скорости нарастания (классический ОУ 741, например, имеет f_ср ~= 1,5 МГц и скорость нарастания порядка 0,5 В/мкс). Отсюда ясно, что ОУ с большим значением произведения ширины полосы пропускания на коэффициент усиления (f_ср) будет иметь большую скорость нарастания. Нельзя улучшить быстродействие ОУ только увеличивая ток I_э входного каскада, поскольку увеличение коэффициента усиления (за счет роста g_m) требует соответственного увеличения значения С для частотной коррекции. Добавочное усиление в других каскадах ОУ также не помогает.

Из изложенного ясно, что увеличение f_ср за счет увеличения токов коллекторов, подбора более быстродействующих транзисторов и т. д. увеличивает скорость нарастания. Конечно, всегда желательно иметь большое значение f_ср, и это хорошо известно разработчику ИС, который конечно же сделал, проектируя кристалл, все, что мог. Тем не менее существует способ обойти ограничение S = 0,3f_ср, и он основан на том, что крутизна определяется значением I_э (g_m = I_э/2U_T). Можно использовать простой прием для увеличения I_э (и соответственно скорости нарастания при фиксированном значении f_ср, а в силу этого и при фиксированной форме частотной характеристики).

Проще всего добавить некоторое сопротивление в эмиттерную цепь дифференциального входного каскада. Предположим, что мы сделали что-нибудь в этом роде, в результате чего I_э вырос в m раз при постоянном значении g_m. Повторив приведенные выше выкладки, получим S = 0,3mf_ср.

Упражнение 7.1. Покажите, что описанный прием дает указанный эффект.

Увеличение скорости нарастания. Итак, существует несколько способов получения высокой скорости нарастания: а) применить ОУ с большим f_ср; б) увеличить f_ср за счет уменьшения емкости конденсатора частотной коррекции; конечно, это возможно только в тех схемах, где коэффициент усиления при замкнутом контуре обратной связи больше единицы; в) уменьшить крутизну входного каскада g_m, добавив в эмиттерную цепь дополнительные резисторы, а затем пропорционально увеличить I_э или уменьшить С; г) изменить схему входного каскада.

Третий способ (уменьшение g_m) применяется во многих ОУ. Например, НА2605 и НА2505 почти одинаковы, но НА2505. содержит эмиттерные резисторы во входном каскаде, которые увеличивают скорость нарастания ценой уменьшения коэффициента усиления разомкнутого контура. Это иллюстрируется приводимыми данными. ПТ ОУ с их малым g_m входного каскада имеют более высокую скорость нарастания по тем же причинам.

Четвертый способ состоит в применении «перекрестно-сдвоенного уменьшения крутизны», для которого требуется введение в схему входного каскада целого дополнительного набора транзисторов, болтающихся без дела при малых значениях сигнала, но всегда готовых, если нужно, дать дополнительный ток. Это дает выигрыш в виде улучшения характеристик ОУ по шумам и смещению, достающийся ценой некоторого усложнения схемы по сравнению с простой добавкой эмиттерных резисторов. Данный прием применяется в изделиях фирм Harris НА5141 и НА5151, Raytheon 4531, Signetics 535 и 538 для увеличения скорости нарастания при больших дифференциальных входных сигналах. Зависимость скорости нарастания от входного дифференциального сигнала показана на рис. 7.9.

Рис. 7.9.

Полоса пропускания и время установления. Скорость нарастания — это показатель того, насколько быстро может изменяться напряжение выходного сигнала. Спецификация ОУ по скорости нарастания дается обычно в предположении большого дифференциального входного напряжения (60 мВ и более), что вполне оправдано: при обычно встречающихся на практике значениях петлевого усиления ОУ, выходное напряжение которого отличается от того, которое, должно быть, будет испытывать на входе сильное воздействие сигнала по цепи обратной связи. В высокоскоростных прецизионных схемах не менее важно время установления выходного сигнала на том значении, к которому оно стремится, следуя за изменением входного. Этот параметр — время установления (время, необходимое для установления выходного сигнала с заданной точностью на окончательное значение, см. рис. 7.10) — всегда приводится в паспортах таких устройств как цифро-аналоговые преобразователи, где точность — суть игры, а для ОУ он обычно не указывается.

Рис. 7.10. Определение времени установки. * Иногда определяется при U_вых = логический порог или при U_вых = 0,5U_конечн.

Мы сможем оценить время установления ОУ, рассмотрев вначале другую проблему, а именно: что произойдет с идеальным скачком напряжения в некоторой цепи, нагруженной на простой RC-фильтр низкой частоты (рис. 7.11).

Рис. 7.11. Время установления RС-фильтра нижних частот.

Несложно вычислить, что отфильтрованный сигнал будет иметь время установления, указанное на этом рисунке. Это действительно важный результат, поскольку часто мы ограничиваем при помощи фильтра полосу пропускания, чтобы уменьшить шум (об этом еще будет сказано в этой главе).

Распространяя этот простой результат на ОУ, достаточно вспомнить, что ОУ с частотной коррекцией имеет спад 6 дБ/октава, точно так же, как и НЧ-фильтр. При включении ОУ в схему с ОС, имеющую коэффициент усиления К, ее «полоса пропускания» (частота, на которой петлевое усиление падает до единицы) приближенно определяется выражением:

F_-ЗдБ = f_cp/K.

Как основной результат можно отметить, что система с полосой пропускания В имеет время реакции τ = 1/2πΒ; отсюда следует, что эквивалент «постоянной времени» ОУ равен.

τ ~= K/2πf_cp.

При этом время установления грубо можно оценить как 5τ ÷ 10τ.

Попробуем применить наш прогноз к реальности. ОР-44 производства фирмы PMI — это прецизионный быстродействующий некомпенсированный (К >= 3) ОУ с типичным значением f_ср 23 МГц. Наша простая формула дает оценку времени реакции, равную 21 нс, что соответствует времени установления 0,15 мкс (7τ) до 0,1 %. Это очень хорошо совпадает с реальным значением 0,2 мкс, приводимым в паспорте на ОУ в качестве типичного для точности установления 0,1 %.

Стоит отметить несколько моментов: (а) наша простая модель дает нам только нижнюю границу фактического значения времени установления в реальной схеме; всегда нужно проверить еще ограниченное скоростью нарастания время нарастания, которое может быть определяющим; (б) даже если скорость нарастания не создает проблем, время установления может быть много больше, чем в нашей идеализированной «однополюсной» модели; это зависит от схемы компенсации ОУ и запаса по фазе; (в) ОУ устанавливается тем быстрее, чем лучше применяемая схема частотной компенсации обеспечивает зависимость сдвига фазы от частоты в разомкнутой петле в виде прямой линии при логарифмическом масштабе (например, ОР-42, рис. 7.12);

Рис. 7.12. Частотные зависимости усиления и сдвига фазы ОР-42.

ОУ, имеющие колебания на фазово-частотной характеристике, более склонны к выбросам и пульсациям, вроде тех, что показаны на графике рис. 7.10; (г) быстрое установление с точностью до 1 % не обязательно гарантирует быстрое установление в пределах 0,1 %, может существовать «длинный хвост» (рис. 7.13); (д) прямая подстановка в реальный случай приводимого изготовителем значения времени установления не всегда пригодна.

В табл. 7.3 приведен ряд быстродействующих ОУ для применений, требующих большого значения f_ср, высокой скорости нарастания и малого времени установления.

Рис. 7.13. а — по мере подхода входной погрешности к зоне 60 мВ скорость нарастания уменьшается; б — установка с высокой точностью может длиться удивительно долго.

Погрешность коэффициента усиления. Существует еще одна погрешность, причиной которой является конечное значение коэффициента усиления без ОС, а именно: погрешность коэффициента усиления при замкнутой ОС из-за конечного петлевого усиления. В гл. 3 мы вывели выражение для коэффициента усиления реальный усилителя с замкнутой петлей ОС, К = А/(1 + АВ), где А — коэффициент усиления без ОС, а В — «усиление» цепи обратной связи. Можно было бы предположить, что величина коэффициента усиления ОУ без обратной связи А >= 100 дБ является вполне достаточной, но если мы попробуем сконструировать сверхпрецизионную схему, то здесь нас ожидает сюрприз. Из предыдущего выражения для коэффициента усиления нетрудно показать, что «погрешность усиления», определяемая как.

σ_K = (K_{идеальный} — K_{реальный})/K_{идеальный.}

В точности равна 1/(A + АВ) и может изменяться в диапазоне от 0 при А =  до 1 (100 %) при А = 0.

_{Упражнение 7.2. Выведите только что приведенное выражение для погрешности коэффициента усиления.}

Результирующая величина частотно-зависимой погрешности коэффициента усиления далека от того, чтобы ей можно было пренебречь. Например, ОУ 411, у которого коэффициент усиления без ОС на низкой частоте составляет 106 дБ, будет давать погрешность усиления 0,5 % при включении его в схему с расчетным значением коэффициента усиления с замкнутой ОС 1000. Еще хуже то, что коэффициент усиления без ОС начиная с частоты 20 Гц падает со скоростью 6 дБ/октава, так что наш усилитель имел бы на частоте 500 Гц погрешность коэффициента усиления в 10 %! На рис. 7.14 даны кривые зависимости погрешности коэффициента усиления от частоты при значениях коэффициента усиления с ОС, равных 100 и 1000, для ОР-77, имеющего на низкой частоте исключительно высокий коэффициент усиления 140 дБ. Отсюда становится очевидным, что для сохранения точности даже на средних частотах необходимо иметь достаточно большой коэффициент усиления и высокое значение f_cp.

Рис. 7.14. Погрешность усиления ОР-77.

Приведенные графики мы построили, используя данные в паспорте кривые частотной зависимости коэффициента усиления без ОС. Даже в том случае, если в спецификации на применяемый вами ОУ дан указанный график, лучше всего идти в обратном направлении — от паспортных значений f_cp и коэффициента усиления по постоянному току, вычисляя величину коэффициента усиления без ОС на интересующей нас частоте, а отсюда и погрешность усиления как функцию частоты. Эта процедура приводит к следующему выражению:

Где В, как обычно, — коэффициент передачи цепи обратной связи. Разумеется, в некоторых схемах, таких как фильтры, В может также зависеть от частоты.

_{Упражнение 7.3. Выведите представленное выше выражение для δκ(f).}

Переходные нелинейные искажения и выходное сопротивление. Некоторые ОУ используют простой пушпульный выходной каскад без смещения баз на два диодных перепада в разные стороны, как описывалось в разд. 2.15. Это приводит к искажениям класса В при значениях выходного сигнала, близких к нулю, так как возбуждающий повторитель каскад должен давать напряжению баз приращение 2U_БЭ каждый раз, когда выходной ток проходит через нуль (рис. 7.15).

Рис. 7.15. Переходные искажения класса В в пушпульном выходном каскаде.

Переходные искажения могут быть существенны, в частности, в области высоких частот, где петлевое усиление падает. Оно сильно уменьшается в тех ОУ, где выходная пушпульная схема смещена в состояние слабой проводимости (класс АВ). Примером последнего типа является популярная схема 741, в то время как у ее предшественника ОУ 709 используется простое смещение выходного каскада класса В. Прекрасная во всем остальном, схема 324 по этим причинам может давать большие искажения. Правильный выбор ОУ имеет колоссальное значение для получения высококачественных характеристик усилителей звуковых частот. Возможно, именно эти искажения дают существенный вклад в то, что любители звукозаписи относят к «шумам транзисторов». Некоторые современные ОУ, особенно те, что предназначаются для звукотехники, спроектированы так, чтобы получить исключительно малую величину переходных нелинейных искажений.

Примерами могут служить LT1028, LT1037 и LM833. LM833, в частности, имеет во всем диапазоне звуковых частот 20 Гц-20 кГц величину нелинейных искажений не более 0,002 %. (Правда, это всего лишь заявка, так что не будем слишком доверчивы!) Все эти усилители имеют также очень низкие значения напряжения шумов; фактически LT1028 на сегодня является мировым чемпионом по этому параметру, имея е_ш = 1,7 нВ/√Гц (макс.) при 10 Гц.

Выходное сопротивление разомкнутого ОУ будет наивысшим при значениях напряжения выходного сигнала, близких к нулю, поскольку выходные транзисторы работают при этом с наименьшими значениями тока. Выходное полное сопротивление растет также на высоких частотах с падением коэффициента усиления транзисторов (из-за частотной коррекции) и может слегка увеличиваться и на очень низких частотах благодаря температурной обратной связи через кристалл.

Можно легко отмахнуться от эффекта конечности выходного полного сопротивления разомкнутого усилителя, считая, что обратная связь все спишет. Но если учесть, что некоторые ОУ имеют выходное сопротивление в разомкнутом состоянии порядка сотен ом, то станет ясно, что этим пренебрегать нельзя, особенно при малых и средних коэффициентах петлевого усиления. На рис. 7.16 показаны типичные графики выходных полных сопротивлений ОУ с обратной связью и без нее.

Рис. 7.16. а — измеренные частотные зависимости полного выходного сопротивления без ОС для некоторых популярных ОУ; б — частотная зависимость полного выходного сопротивления ОУ 411 и ОР-27 при замкнутой ОС.

Работа на емкостные нагрузки. Конечное значение выходного сопротивления разомкнутого ОУ может явиться причиной серьезных затруднений при попытке работы на емкостную нагрузку. Это связано с запаздыванием сигнала или сдвигом фазы, вызванным комбинацией выходного сопротивления и емкостной нагрузки, подключенной на землю. Такая ситуация может привести к неустойчивости схемы с обратной связью, если значению спада усиления на 3 дБ указанной цепи соответствует достаточно низкая частота, так как появляется существенная добавка к сдвигу фазы в 90°, уже имеющемуся из-за частотной компенсации. Для примера допустим, что в качестве нагрузки для ОУ с выходным сопротивлением 200 Ом служит тридцатиметровый коаксиальный кабель. Нагрузка эквивалентна конденсатору емкостью 3000 пФ и образует RC-фильтр нижних частот с точкой, отвечающей значению —3 дБ, на частоте 270 кГц. Это намного меньше частоты единичного усиления для типичного ОУ, поэтому автоколебания будут весьма вероятны при высоком коэффициенте петлевого усиления (например, у повторителя).

Существуют два способа решения этих вопросов. Один из них состоит в добавлении последовательно выходу резистора и введении обратной связи на высоких частотах непосредственно с выхода ОУ, а на низких частотах и постоянном токе — от точки присоединения кабеля (рис. 7.17). Конкретные значения параметров, указанные на второй схеме, характерны для данного ОУ и схемы его включения и дают представление о том, какая емкость может служить нагрузкой. Но такой прием ухудшает высокочастотные характеристики, так как обратная связь на высоких частотах не влияет на сигнал на кабеле.

Рис. 7.17.

Буферные усилители мощности с единичным коэффициентом усиления. Если метод расщепления цепи обратной связи нельзя применить, то лучшее, что можно сделать, — это добавить буферный каскад сильного тока с единичным коэффициентом усиления внутрь петли (рис. 7.18).

Рис. 7.18.

Указанные на схеме устройства имеют коэффициент усиления по напряжению, близкий к единице, малое выходное сопротивление и могут дать выходной ток до 250 мА. Они не дают сколько-нибудь значительного сдвига фазы вплоть до частоты единичного коэффициента усиления f_ср большинства ОУ, и их можно включать в контур обратной связи без дополнительной частотной компенсации. В табл. 7.4 приведен краткий список буферных усилителей. Конечно же, эти «мощные бустеры» можно использовать для работы с нагрузками, требующими больших токов, независимо от того, есть проблемы с емкостной нагрузкой или нет. К сожалению, большинство буферных усилителей не содержат встроенных цепей ограничения по току или предотвращения теплового пробоя, поэтому их применение требует осторожности. Устройства, являющиеся исключением из этого правила и имеющие встроенную в кристалл защиту, перечислены в табл. 7.4, например, LT1010.

Заметим, что приведенный пример выглядел бы иначе, если бы кабель был включен на свое характеристическое сопротивление. Он действовал бы как чисто активное сопротивление в пределах от 50 до 100 Ом в зависимости от типа кабеля. В этом случае буферный усилитель был бы обязателен и должен был давать ток ±200 мА для создания сигнала +10 В на нагрузке с полным сопротивлением 50 Ом. Более детально этот вопрос обсуждается в разд. 13.09.

На схему из предыдущего примера не влияют выходные параметры ОУ, поскольку она работает, в сущности, на постоянном токе.

7.08. Усилители с автоподстройкой нуля (стабилизированные прерыванием).

Даже наилучшие прецизионные ОУ, обладающие малым сдвигом, не могут сравниться по этому параметру с имеющими ошеломляюще низкое U_сдв так называемыми «стабилизированными прерыванием» или «автоматически выбирающими нуль» операционными усилителями. Ирония заключается в том, что эти интересные усилители построены на КМОП-транзисторах, во всех остальных случаях отличающихся своей посредственностью в том, что касается напряжения сдвига или дрейфа. Примененный, здесь трюк состоит в том, что в кристалл встроены второй ОУ (настраивающий нуль), а также несколько аналоговых МОП-ключей и запоминающих погрешность сдвига конденсаторов (рис. 7.19).

Рис. 7.19. Стабилизированные прерыванием ОУ типа 7650.

Основной ОУ действует как обычный несовершенный усилитель. Работа нуль-усилителя состоит в отслеживании входного сдвига основного ОУ и подстройке по мере необходимости медленно изменяющегося корректирующего сигнала с тем, чтобы попытаться привести входной сдвиг точно к нулю. Поскольку нуль-усилитель сам имеет ошибку сдвига, имеется еще один цикл работы, во время которого нуль-усилитель корректирует собственное напряжение сдвига.

Итак, цикл автоподстройки нуля протекает следующим образом: (а) нуль-усилитель отключается от входа, его входные клеммы закорачиваются, а выход соединяется с C₁, конденсатором, хранящим корректирующий сигнал; при этом сдвиг нуль-усилителя становится равным нулю; (б) вход нуль-усилителя подключается ко входу схемы, а выход — к конденсатору C₂, хранящему корректирующий сигнал основного усилителя; теперь становится равным нулю сдвиг основного усилителя. Аналоговые МОП-ключи управляются встроенным в кристалл генератором с типичным значением частоты в несколько сотен герц. Конденсаторы хранения напряжения ошибки имеют типичное значение емкости 0,1 мкФ и в большинстве случаев являются навесными компонентами; фирмы LTC, Maxim и Teledyne выпускают ряд удобных усилителей с автоподстройкой нуля, в которых дискретные конденсаторы встроены прямо в корпус ИМС.

ОУ с автоматической настройкой нуля наилучшим образом делает то, для чего он и был сконструирован, а именно: обеспечивает значения U_сдв (и температурного коэффициента) в пять раз лучшие, чем у наилучших прецизионных биполярных ОУ (см. табл. 7.2). Более того, они делают это, полностью сохраняя скорость и полосу пропускания ОУ, в отличие от применявшихся ранее синхронных усилителей, которые также называли «усилители с прерыванием», но которые имели полосу пропускания, ограниченную долями частоты таймера прерывателя (см. ниже).

Это хорошие новости. Плохие же заключаются в том, что усилители с автоподстройкой нуля имеют ряд «недугов», которые нам необходимо знать. Прежде всего, будучи устройствами КМОП-типа, большинство из них серьезно ограничены по величине питания (типичное полное напряжение питания 15 В) и поэтому не могут работать от обычных источников питания ±15 В. Исключением из этого правила являются «высоковольтные» ОУ с автоподстройкой нуля фирм Maxim МАХЧ30/2 и Teledyne TSC915 и TSC76HV52, работающие при напряжении питания +15 В. Во-вторых, большинство такого рода ОУ требуют внешних (навесных) конденсаторов (исключения: LTC1050, Maxim МАХЧ30/2, Teledyne TSC911/13/14). Третья проблема со многими усилителями данного типа (особенно с теми, у которых ограничено напряжение питания) состоит в том, что у них значительно ограничен диапазон входного синфазного сигнала; например, популярный ОУ ICL7650 имеет гарантированный диапазон синфазного входного сигнала от — 5 до +1,5 В, когда он запитан от обычного для него источника питания ± 5 В (для усовершенствованного ОУ ICL7652 этот диапазон составляет от -4,3 до +3,5 В; это более широкий диапазон, но поскольку он не включает потенциала минусового источника питания, данный усилитель нельзя запитывать от «однополярного» источника). Намного лучше обстоит дело с высоковольтными усилителями - например, МАХЧ32 имеет гарантированный диапазон синфазного сигнала от —15 до +12 В при питании от источника ±15 В. В табл. 4.1 показано, какие усилители с прерыванием имеют диапазон синфазного входного сигнала, ограниченный снизу напряжением питания; хотя популярный ICL7652 не входит в этот перечень, однако улучшенные версии фирм LTC (LTC1052) и Maxim (ICL7652B) в него входят, что позволяет использовать для их питания обычный однополярный источник.

Четвертый недостаток ОУ КМОП-типа — их слабый выход по току, иногда составляющий всего лишь 1–2 мА. Превосходный во всех остальных отношениях, МАХЧ32 может выдать ток не более 0,5 мА! Пятой в перечне недостатков, но часто первой по важности, является проблема шумов от тактового генератора. Она возникает из-за емкостной связи в МОП-ключах (см. разд. 3.12), что приводит к резким выбросам сигнала на выходе. Спецификации здесь часто вводят в заблуждение, так как в них обычно оговаривается величина отнесенного ко входу шума при R_и = 100 Ом, а кроме того, его величина дается только для очень низких частот; например, типичное значение отнесенного ко входу шума составляет 0,2 мкВ (от постоянного тока до 1 Гц, при R_и = 100 Ом). Однако при нулевом входном сигнале на выходе может наблюдаться последовательность импульсов чередующейся полярности длительностью 5 мкс и величиной 15 мВ! В низкочастотных схемах можно (и необходимо) ставить на выходе RC-фильтр, который ограничит полосу пропускания до нескольких сотен герц и устранит указанные выбросы. Такого рода импульсный шум не имеет также никакого значения для интегрирующих схем (например, для интегрирующего АЦП, см. разд. 9.21) или для такого рода схем, в которых выходной сигнал изменяется медленно (например, в схеме с термопарой на входе и вольтметром на выходе). Итак, если все, что нам нужно — это отследить очень медленно изменяющийся сигнал, и если исходя из этого мы отфильтруем выходной сигнал фильтром нижних частот до очень малых значений частоты (ниже 1 Гц), то усилитель с прерывателем действительно даст нам меньший шум, чем обычный малошумящий ОУ; см. рис. 7.20.

Рис. 7.20. На очень низких частотах стабилизированные прерыванием ОУ имеют шумы меньше, чем обычные малошумящие ОУ. Шумы измерены в полосе частот от 0 до указанного значения.

_{(Maxim Integrated Products, Inc)}

Последняя проблема, связанная с усилителями с автоподстройкой нуля, — их катастрофические характеристики по насыщению. Происходит следующее. Автоматически настраивающая нуль схема при попытке привести разностное напряжение на входе к нулю действует так, как если бы в полной мере работала обратная связь. Если выход усилителя насыщен (или если отсутствует внешняя цепь, обеспечивающая обратную связь), то на входе будет большое дифференциальное напряжение, которое нуль-усилитель воспримет как входную погрешность сдвига; при этом он слепо выдаст большое корректирующее напряжение, которое будет подзаряжать корректирующие конденсаторы до тех пор, пока нуль-усилитель сам не войдет в насыщение. Восстановление длится невероятно долго — до секунды!

«Лекарство» такое: чувствовать, когда выход подходит к насыщению и фиксировать вход, чтобы предотвратить насыщение. Большинство ОУ с автоподстройкой нуля с этой целью снабжены «фиксатором» выхода, который для предотвращения насыщения подключается назад к инвертирующему входу. Не допустить насыщения в усилителе с прерыванием, не имеющем «фиксирующего» вывода (а также и в обычном ОУ), можно, подключив параллельную цепь обратной связи из двунаправленного стабилитрона (два встречно-последовательно соединенных стабилитрона), которая фиксирует выход на уровне напряжения пробоя стабилитрона, не позволяя ему достигать напряжения питания; лучше всего такой проем работает в инвертирующей схеме.

Кое-что еще о схемах с прерыванием.

Усилитель со связью по переменному току. Рассматривая описанные выше усилители с автоподстройкой нуля с помощью прерывателя, не спутайте этот способ с другим методом «прерывания», а именно: с традиционным узкополосным усилителем с прерывателем, в котором малый сигнал постоянного тока преобразуется («прерывается» с известной частотой) в сигнал переменного тока, усиливается усилителями переменного тока и, наконец, демодулируется путем наложения на него сигнала той же формы, что использовалась первоначально для прерывания исходного сигнала (рис. 7.21). Данная схема совершенно отлична от только что рассмотренного нами метода автоподстройки нуля с полной полосой пропускания, что особенно проявляется в ее раскачке при подходе частоты сигнала к частоте тактового генератора, составляющей обычно всего несколько сотен герц. Иногда это можно наблюдать с помощью самописца или другого низкочастотного измерительного прибора.

Рис. 7.21. Усилитель с прерывателем и связью по переменному току.

Температурные сдвиги. При построении усилителей постоянного тока с субмикровольтными напряжениями сдвига необходимо полностью отдавать себе отчет в возможности появления температурных сдвигов, которые создают небольшие термоэлементы, образуемые соединением разнородных металлов (см. разд. 15.01). В случае если пара таких соединений имеет разную температуру, мы получаем эффект Зеебека («термо-э. д. с.»). На практике обычно имеются точки соединения проводников с различным покрытием; температурный градиент или даже небольшой поток воздуха легко может вызвать появление напряжения в несколько микровольт. Даже однотипные провода разных изготовителей могут давать термо-э. д. с. величиной 0,2 мкВ/°С, в четыре раза больше, чем паспортное значение дрейфа МАХЧ32! Наилучший способ исключить влияние тепловых потоков и градиентов — в симметричном, насколько это возможно, расположении проводников и компонентов на печатной плате.

Внешняя настройка нуля. Фирма National выпускает превосходный чип «автоподстройки нуля» (LMC669), который можно использовать как внешний нуль-усилитель, превращающий любой выбранный нами ОУ в усилитель с автоподстройкой нуля (рис. 7.22).

Рис. 7.22. ИМС LM669 для внешней автоподстройки нуля.

Наиболее естественным является включение этого кристалла в инвертирующую схему, при котором он, как показано, задает на неинвертирующем входе такое напряжение, которое приводит входной сдвиг к нулю. Работает эта схема не столь хорошо, как рассмотренные ранее специально предназначенные для этих целей усилители с автоподстройкой нуля: U_сдв составляет 5 мкВ (тип.) или 25 мкВ (макс). Однако она позволяет нам использовать метод автоподстройки нуля с любым ОУ. Можно, например, применить его для установки нуля непрецизионного, но мощного или высокоскоростного ОУ. Представленные на схемах типы ИМС-хорошие примеры. LM675 — превосходный мощный ОУ (выходной ток 3 А, сложная встроенная в кристалл схема токовой и тепловой защиты), имеющий, однако, напряжение сдвига до 10 мВ (макс). Автоподстройка нуля уменьшает его примерно в 1000 раз. В свою очередь, LM6364-быстродействующий усилитель (f_ср = 175 МГц, скорость нарастания составляет 350 В/мкс) с напряжением сдвига 9 мВ (макс), которое уменьшается здесь раз в 400. Обратите внимание на фильтрующие RС-цепочки как на входе, так и на выходе схемы автоподстройки нуля: они необходимы, чтобы подавить шумы прерывателя в этой (медленной) корректирующей петле, когда данный метод используется для усиления малых сигналов и с такими малошумящими устройствами, каковым является LM6364 (8 нВ/√Гц).

Измерительный усилитель. Еще один метод «прерывания», так называемый «коммутируемый с автоподстройкой нуля» (или КАН) усилитель, первоначально был применен фирмой Intersil. В этом методе, который был воплощен в ИМС ICL7605 измерительного усилителя с «плавающим конденсатором», МОП-транзисторные ключи дают возможность запомнить дифференциальный входной сигнал на конденсаторе, а затем усилить его с помощью неинвертирующего усилителя, стабилизированного прерыванием (рис 7.23).

Рис. 7.23. Дифференциальный усилитель ICL7605 с «плавающим конденсатором» и высоким КОСС.

Как и у стандартного усилителя с автоподстройкой нуля, здесь также имеются обусловленные зарядовой связью выбросы с тактовой частотой, которые налагают на КАН-метод те же ограничения, которые мы видели ранее. Хотя в первом издании мы с энтузиазмом говорили о КАН-усилителях, что «… представляется хороший случай коренным образом улучшить точность ОУ и технологию измерительных усилителей», однако их превзошли улучшенные схемы автоподстройки нуля, в которых сигнал всегда проходит через один усилитель. Тем не менее, отдавая должное КАН-усилителю, необходимо отметить, что примененный в ИМС 7605 метод «плавающего конденсатора» имеет ряд уникальных достоинств, в том числе диапазон синфазного входного напряжения, на 0,3 В превышающий оба напряжения питания, минимальное значение КОСС 100 дБ даже при единичном усилении, а также самое малое среди всех монолитных усилителей напряжение сдвига. При использовании этих усилителей, однако, нельзя забывать, что необходима фильтрация шума на выходе, напряжение питания ограничено величиной ± 8 В, а полное сопротивление нагрузки должно быть высоким, поскольку полное выходное сопротивление периодически (с тактовой частотой) возрастает.

Готовый блок «плавающего конденсатора» LTC1043 позволяет вам самим изготовить дифференциальный усилитель с высоким КОСС. Измерительные усилители подробно рассматриваются в следующем разделе. Большинство выпускаемых в настоящее время ОУ с автоподстройкой нуля включены в таблицу прецизионных операционных усилителей (табл. 7.2).

Дифференциальные и измерительные усилители.

Термином «измерительный усилитель» обозначают дифференциальный усилитель со связями по постоянному току, высоким коэффициентом усиления, высоким входным полным сопротивлением и большим КОСС. Такие усилители используются для усиления малых дифференциальных сигналов, приходящих от датчиков, к которым могут быть примешаны большие синфазные сигналы или постоянные уровни.

Примером таких датчиков является тензодатчик — резисторный мост, у которого, деформация (удлинение материала, к которому он прикреплен) вызывает изменение сопротивления (см. разд. 15.03). В результате изменяется выходное дифференциальное напряжение моста, возбуждаемого фиксированным постоянным смещением +10 В (рис. 7.24).

Рис. 7.24. Мост из тензодатчиков, подключенный к усилителю.

У всех резисторов примерно одно и то же сопротивление (типичное значение 350 Ом), но они подвергаются различной деформации. Чувствительность по всей шкале обычно равна 2 мВ на 1 В, поэтому диапазон изменения выходного сигнала будет равен 20 мВ при постоянном возбуждении 10 В. Это небольшое дифференциальное выходное напряжение пропорционально деформации и наложено на постоянный уровень 5 В. Дифференциальный усилитель должен обладать исключительно большим КОСС для усиления милливольтового дифференциального сигнала при одновременном подавлении синфазной помехи ~ 5 В. Предположим, например, что мы хотим иметь максимальную ошибку 0,1 %. Так как 0,1 % от полной шкалы есть 0,02 мВ, наложенные на 5000 мВ, КОСС должен превосходить 250000:1, т. е. ~ 108 дБ.

Способы, применяемые для создания хороших измерительных усилителей и вообще дифференциальных усилителей с высоким коэффициентом усиления, подобны только что обсуждавшейся схемотехнике. Существенными являются погрешности тока смещения, сдвига и КОСС. Начнем с обсуждения дифференциальных усилителей для некритичных применений, чтобы оценить требования к ним и схемные пути их удовлетворения.

7.09. Простой разностный усилитель.

Типичная ситуация, в которой достаточно умеренное значение подавления синфазного сигнала, показана на рис. 7.25.

Рис. 7.25. Стабилизатор тока.

Эта токочувствительная схема применяется как часть источника питания постоянного тока для создания неизменного тока в нагрузке. Падение напряжения на четырехпроводном прецизионном мощном резисторе 0,01 Ом пропорционально току нагрузки. Хотя один конец резистора R₅ присоединен к земле, глупо было бы использовать одновходовый усилитель, поскольку миллиомное сопротивление соединения даст ошибку в 10 %! Очевидно, что нужен дифференциальный усилитель, но от него не требуется особенно высокий КОСС, поскольку синфазные помехи будут малы. ОУ включен в обычную конфигурацию разностного усилителя, как было описано в разд. 4.09. Резисторы R₁, R₂ и R₅ — прецизионные проволочные резисторы для максимальной стабильности коэффициента усиления, a R₃ и R₄, определяющие КОСС, — простые однопроцентные металлопленочные резисторы. Таким образом, вся схема имеет точность коэффициента усиления, близкую к точности токочувствительного резистора, и имеет КОСС порядка 40 дБ.

Прецизионный дифференциальный усилитель. Для таким применений, как усиление сигналов тензодатчиков, термопар и т. п., КОСС, равного 40 дБ, совершенно недостаточно, а нужны значения вроде 100 или 120 дБ. В предыдущем примере с тензодатчиком у нас мог быть дифференциальный сигнал небаланса порядка 2 мВ на 1В. Если требуется точность 0,05 %, то нужно подавление синфазного сигнала, как минимум, 114 дБ. (Заметьте, что это требование может быть значительно смягчено в том случае, когда «нуль» усилителя равен синфазному напряжению, как это можно получить в лабораторных условиях.) Напрашивающееся решение для улучшения КОСС — увеличить точность резисторов разностной схемы (рис. 7.26).

Рис. 7.26.

Значения резисторов выбираются так, чтобы сопротивления больших резисторов обратной связи лежали в диапазоне номиналов доступных прецизионных проволочных резисторов. При использовании резисторов с допуском 0,01 % КОСС будет около 80 дБ (68 дБ в худшем случае), если ОУ имеет большое КОСС. Для получения нулевой чувствительности к синфазным помехам нужен, как показано, только один подстроечный потенциометр. При указанных параметрах можно подстройкой свести суммарную ошибку к величине 0,05 % (чуть больше максимальной ошибки резистора). Причудливая цепь, показанная на рисунке, применена потому, что подстроечные потенциометры с малым значением сопротивления со временем могут терять настройку, и лучше обойтись без них.

Замечание о подавлении синфазной помехи переменного тока. Использование хорошего ОУ и тщательная подстройка позволяют достичь КОСС в 100 дБ и более на постоянном токе. Но проволочные резисторы, которые нужны для стабильности, имеют некоторую индуктивность, из-за которой КОСС ухудшается с частотой. Этот эффект, общий для всех схем, которые мы будем рассматривать, можно уменьшить применением безындуктивных проволочных резисторов (типа Aryton-Perry). Заметим также, чтобы получить хороший КОСС на высоких частотах, необходимо сбалансировать емкости схемы. Это может потребовать строгого зеркально-симметричного расположения элементов.

Фирма Burr-Brown выпускает ряд прецизионных дифференциальных усилителей, укомплектованных подогнанными друг к другу резисторами, в очень удобном 8-штырковом корпусе мини-DIP. ΙΝΑ 105 — усилитель с единичным усилением (максимальная погрешность коэффициента усиления ±0,01 %), входным сопротивлением 25 кОм, a ΙΝΑ 106 имеет коэффициент усиления 10 с такой же точностью и входное сопротивление 10 кОм. КОСС последнего не меньше 94 дБ, U_сдв максимум 100 мкВ и он устойчив при работе на емкостную нагрузку до 1000 пФ. Фирма Burr-Brown выпускает также вариант схемы, имеющей большой диапазон входного синфазного напряжения (±200 В) и описанной ниже.

Высоковольтный дифференциальный усилитель. На рис. 7.27 показан разумный способ расширения диапазона синфазного напряжения входа в схеме разностного усилителя за границы напряжения питания без соответствующего уменьшения дифференциального коэффициента усиления.

Рис. 7.27. Дифференциальный усилитель с большим допустимым синфазным напряжением, построенный на низковольтных ОУ.

U₂ воспринимает синфазный сигнал, имеющийся на входе U₁, и возвращает его с инверсией через R₅ и R₆. Так как тем самым синфазный сигнал на входах U₁ и U₂ полностью подавляется, то КОСС этих ОУ является несущественным. Окончательное значение КОСС этой схемы определяется точностью согласования отношений резисторов R₁/R₅ — R₃/R₆ без особых требований к точности R₂ и R₄.

Схема имеет диапазон синфазного входного напряжения ±200 В, КОСС-80 дБ и дифференциальный коэффициент усиления 1,0. В усилителе с единичным усилением INA117 фирмы Burr-Brown для получения большого диапазона синфазных напряжений использован другой прием, а именно резистивный делитель напряжения 200:1 для того, чтобы привести входной сигнал ± 200 В к обычному диапазону синфазного напряжения ОУ ± 10 В (рис. 7.28). Эта схема проще, чем схема на рис. 7.27, но здесь существенно хуже параметры сдвига и шумов: U_сдв = 1000 мкВ (у ΙΝΑ 105–250 мкВ), а напряжение выходных шумов (полная амплитуда в диапазоне 0,01–10 Гц) достигает 25 мкВ — против 2,4 мкВ у ΙΝΑ 105.

Рис. 7.28. Дифференциальный усилитель ΙΝΑ117 с диапазоном входного синфазного напряжения +200 В.

Увеличение входного сопротивления. Разностная схема с тщательно подстроенными значениями резисторов, казалось бы, должна дать нужные рабочие параметры, но это впечатление проходит, если посмотреть на ограничения, накладываемые на сопротивления источников. Для получения точности коэффициента усиления 0,1 % с помощью схемы рис. 7.26 сопротивление источника сигналов должно быть меньше 0,25 Ом! Более того, для получения КОСС 100 дБ внутреннее полное сопротивление источника на двух его выводах должно быть согласовано с точностью до 0,0025 Ом. Это следует из рассмотрения эквивалентной схемы (рис. 7.29).

Рис. 7.29.

Треугольниками обозначены целиком разностные усилители или вообще любые дифференциальные или измерительные усилители, а R_и1 и R_и2 - эквивалентные сопротивления источника на каждом выводе. Вся схема усилителя для синфазных сигналов включает в себя эти сопротивления источника, соединенные последовательно с входными резисторами R₁ и R₃ (рис. 7.26 и 7.27), поэтому КОСС зависит от согласованности R_и1 + R₁ с R_и2  + R₃. Конечно, требования, которые предъявляются этой схемой к полному сопротивлению источника, как показано выше, оказываются слишком жесткими.

Некоторого улучшения можно добиться за счет увеличения значений резисторов, применяя Т-образную цепь для резисторов обратной связи, показанную на рис. 7.30.

Рис. 7.30. Дифференциальные усилители с Т-образными цепями, обеспечивающими большие значения полного входного сопротивления при меньших сопротивлениях резисторов обратной связи.

Этот вариант Т-образной цепи для дифференциального усилителя обсуждался в разд. 7.06 и 4.19. При обозначенных на рис. 7.30 значениях резисторов усиление дифференциального напряжения будет около 1000 (60 дБ). Для точности коэффициента усиления 0,1 % полное сопротивление источника должно быть меньше 25 Ом и согласовано (на выводах источника) до 0,25 Ом, чтобы получить КОСС 100 дБ. Это по-прежнему неприемлемые требования к источникам в большинстве применений. Например, тензодатчик имеет полное внутреннее сопротивление около 350 Ом.

Радикальное решение этой проблемы заключается в использовании повторителей или неинвертирующих усилителей для получения высокого полного входного сопротивления. Наиболее простой способ — это добавить повторители к обычному дифференциальному усилителю (рис. 7.31).

Рис. 7.31. Дифференциальный усилитель с высоким Z_вх.

При получающихся колоссальных значениях входного полного сопротивления вопросы полного сопротивления нас уже не волнуют, по крайней мере на постоянном токе. На более высоких частотах снова важно иметь согласованные полные сопротивления источника для синфазных сигналов, так как входная емкость схемы в комбинации с сопротивлением источника образует делитель напряжения. Под «высокими частотами» часто имеется в виду просто частота напряжения сети, поскольку наводка синфазной помехи от сети питания схемы — это обычная неприятность; на такой частоте входная емкость в несколько пикофарад неважна.

7.10. Стандартный измерительный усилитель на трех ОУ.

Одним из недостатков описанной схемы с повторителями на рис. 7.31 является то, что в ней требуется большой КОСС и в повторителях, и в выходном ОУ. Поскольку входные буферные усилители работают с единичным усилением, все подавление синфазных помех должно происходить в выходном усилителе, что требует, как было указано, прецизионного согласования резисторов. Схема, изображенная на рис. 7.32 в этом смысле значительно лучше. Она представляет собой стандартную конфигурацию измерительного усилителя.

Рис. 7.32. Классический измерительный усилитель.

Входной каскад является удачным сочетанием двух ОУ, обеспечивающим большой дифференциальный коэффициент усиления и единичный коэффициент усиления синфазных сигналов без какого-либо особо точного согласования резисторов. Его дифференциальный выход представляет собой сигнал с существенно уменьшенной (относительно) синфазной составляющей и используется для возбуждения схемы обычного дифференциального усилителя. Последний часто бывает включен с единичным коэффициентом усиления, и его задача — получение однополюсного выходного сигнала и подавление остаточного синфазного сигнала. В результате отпадает надобность в том, чтобы выходной ОУ имел большой КОСС, и не требуется прецизионного согласования резисторов в схеме обвязки U₃. Настройка нуля сдвига для всей схемы может быть сделана, как показано, на одном из входных ОУ. Эти входные ОУ должны, однако, иметь высокий КОСС, и выбирать их следует тщательно.

В виде гибридных ИМС измерительные усилители с описанной стандартной конфигурацией выпускаются несколькими фирмами. Все компоненты, кроме резистора R₁, встроены, а коэффициент усиления устанавливается единственным внешним резистором R₁. Типичными примерами таких модулей являются микромошный ΙΝΑ 102, высокоскоростной ΙΝΑ ПО и прецизионный AD624. У всех этих усилителей коэффициент усиления имеет диапазон от 1 до 1000, КОСС — около 100 дБ и входное полное сопротивление более 100 МОм. Микромощный гибридный модуль LH0036 может работать от такого низкого напряжения питания, как +1 В. AD624 имеет линейность коэффициента усиления около 0,001 %, начальный сдвиг напряжения менее 25 мкВ и дрейф напряжения сдвига не более 0,25 мкВ/°С; предусмотрена и возможность внешней настройки нуля напряжения сдвига. Некоторые измерительные усилители (например, высокоточный ΙΝΑ 104) имеют возможность регулировки КОСС. Не путайте эти модули с «измерительным операционным усилителем» 725, который представляет собой просто хороший ОУ, предназначенный для использования в схемах измерительных усилителей. На рис. 7.33 приведена полная схема измерительного усилителя, как она обычно строится.

Рис. 7.33. Измерительный усилитель с выводами защиты, измерительным и опорного напряжения.

Несколько замечаний об этой схеме измерительного усилителя: (а) Усиленный (по мощности) синфазный сигнал с выхода U₄ может быть использован как «защитное» напряжение для ослабления эффектов емкости кабеля и утечек. При таком включении защитный выход должен быть соединен с экраном входного кабеля. Если резистор установки коэффициента усиления (R₁) не установлен непосредственно рядом с усилителем (существует отдельная панель регулировки — компоновка, которой следует избегать), то его (резистора R₁) соединения также должны быть экранированы и защищены, (б) Выводы ИЗМЕРЕНИЕ и ОПОРНЫЙ дают возможность измерять выходное напряжение непосредственно на нагрузке, так что благодаря обратной связи можно исключить потери в соединительных проводах, идущих к внешней схеме. К тому же ОПОРНЫЙ вывод позволяет смещать выходной сигнал постоянным напряжением (или другим сигналом); однако полное сопротивление между этим выводом и землей должно быть малым, иначе упадет КОСС. (в) Для всех такого вида измерительных усилителей необходимо формировать цепь для прохождения входного тока; нельзя, например, просто подсоединить к входу термопару. На рис. 7.34 показана простая схема включения ИМС измерительного усилителя с использованием выводов защиты входа, измерения и опорного.

Рис. 7.34. ИМС измерительного усилителя.

Следящая связь по питанию. КОСС входных ОУ может оказаться лимитирующим фактором для подавления синфазных помех во всей схеме. Если нужны значения КОСС около 120 дБ, то можно применить прием, иллюстрируемый рис. 7.35. U₄ измеряет уровень синфазного сигнала и управляет общей точкой маломощного плавающего расщепленного источника питания для U₁ и U₂. Эта схема следящей связи эффективно гасит синфазный сигнал для U₁ и U₂, так как на их входах нет синфазных колебаний относительно их собственного питания. U₃ и U₄ питаются от общего источника питания, как обычно. Эта схема может творить чудеса с КОСС, по крайней мере на постоянном токе. С возрастанием частоты приходится иметь дело с обычными проблемами согласования полных сопротивлений и входных емкостей.

Рис. 7.35. Измерительный усилитель со следящей связью по питанию для повышения КОСС.

Конфигурация с двумя ОУ. На рис. 7.36 показана схема, которая обеспечивает большое полное сопротивление с помощью только двух ОУ. Поскольку подавление синфазного сигнала происходит здесь не в два этапа, как в схеме с тремя ОУ, для получения хорошего КОСС необходимо прецизионное согласование резисторов, подобно тому как это было в стандартной схеме разностного усилителя.

Рис. 7.36. Схема измерительного усилителя с двумя ОУ.

Специализированные ИМС измерительных усилителей. Существует несколько интересных конфигураций измерительных усилителей, выпускаемых в виде монолитных (и поэтому недорогих) ИМС; некоторые из них имеют очень хорошие рабочие параметры. В них применяются другие методы, чем в рассматривавшихся ранее схемах.

Дифференциальные усилители с преобразованием проводимости (в цепи обратной связи). В этих схемах, представителями которых являются LM363, AD521 и выполненный на ПТ с p-n-переходом АМР-05, большое значение КОСС достигается без согласования внешних сопротивлений. Фактически только коэффициент усиления устанавливается отношением пары навесных резисторов. На рис. 7.37 показана функциональная схема АМР-01. В ней используются две пары дифференциальных усилителей — преобразователей проводимости с одним навесным резистором, устанавливающим в каждом случае коэффициент усиления. Одна пара усилителей управляется входным сигналом, а другая — выходным сигналом, отсчитываемым относительно входа опорного напряжения. В АМР-05 используются ПТ для поддержания низкого уровня входных токов, а в АМР-01 используются биполярные транзисторы для достижения малого напряжения сдвига и малого дрейфа (табл. 7.5). В прецизионной схемотехнике исключительно полезными могут быть методы с использованием микропроцессорной обработки; см. разд. 13.24.

Рис. 7.37. Функциональная схема интегральной схемы измерительного усилителя АМР-01.

Шумы усилителей.

Почти в любой области измерений значение предельно различимого слабого сигнала определяется шумом-мешающим сигналом, который забивает полезный сигнал. Даже если измеряемая величина и не мала, шум снижает точность измерения. Некоторые виды шума неустранимы принципиально (например, флуктуации измеряемой величины), и с ними можно бороться только методами усреднения сигнала и сужения полосы, которые мы обсудим в гл. 15. Другие виды шума (например, помехи на радиочастоте и «петли заземления») можно уменьшить или исключить с помощью разных приемов, включая фильтрацию, а также тщательное продумывание расположения проводов и элементов схемы. И наконец, существует шум, который возникает в процессе усиления, и его можно уменьшить применением малошумящих усилителей. Хотя техника осреднения сигнала часто применяется для извлечения сигнала, маскируемого шумом, имеет смысл для начала убедиться, что система свободна от всех устранимых помех и обладает наименьшим, практически возможным шумом усилителя.

Мы начнем с разговора об источниках происхождения и характеристиках различных видов шумов, от которых страдают электронные схемы. Затем мы займемся обсуждением шумов биполярных и полевых транзисторов, включая методы проектирования малошумящих схем при заданном источнике питания. Приведем несколько конструктивных примеров. После небольшого обсуждения шумов дифференциального усилителя и усилителя с обратной связью мы посвятим заключительный раздел обсуждению надлежащего заземления и экранирования, а также исключению помех и наводок (см. также разд. 13.24, посвященный методам моделирования аналоговых схем).

7.11. Происхождение и виды шумов.

Термин «шум» применяется ко всему тому, что маскирует полезный сигнал, поэтому шумом может оказаться какой-нибудь другой сигнал («помеха»); но чаще всего этот термин означает «случайный» шум физической (чаще всего тепловой) природы. Шум характеризуется своим частотным спектром, распределением амплитуд и источником (происхождением). Мы назовем основных «возмутителей спокойствия».

Джонсоновский шум. Любой резистор на плате генерирует на своих выводах некоторое напряжение шума, известное как «шум Джонсона» (тепловой шум). У него горизонтальный частотный спектр, т. е. одинаковая мощность шума на всех частотах (разумеется, до некоторого предела). Шум с горизонтальным спектром называют «белым шумом». Реальное напряжение шума в незамкнутой цепи, порожденное сопротивлением R, находящимся при температуре Т, выражается формулой.

U_{ш. эфф} = U_шR = (4kTRB)^1/2,

Где k — постоянная Больцмана, Т — абсолютная температура в Кельвинах (К = °С + 273,16), B — полоса частот в Гц.

Таким образом, U_{ш. эфф} — это то, что получится на выходе совершенно бесшумного фильтра с полосой пропускания В, если подать на его вход напряжение, порожденное резистором при температуре Т. При комнатной температуре (68 °F = 20°С = 293К).

4kТ = 1,62·10^-20В²/(ГцОм),

(4kTR)^1/2 = 1,27·10^-10R^1/2 В/Гц^1/2 = 1,27·10^-4R^1/2 В/Гц^1/2.

Например, резистор на 10 кОм при комнатной температуре имеет среднеквадратичное напряжение шума в разомкнутой цепи порядка 1,3 мкВ, измеренное в полосе 10 кГц (измерять можно, например, подсоединив резистор ко входу высококачественного усилителя и наблюдая напряжение на выходе усилителя вольтметром). Сопротивление источника этого напряжения шума равно просто R. На рис. 7.38 дан график простой зависимости плотности напряжения шума Джонсона (среднеквадратичное напряжение на корень квадратный из ширины полосы) от сопротивления источника.

Рис. 7.38. Зависимость напряжения теплового шума от сопротивления.

Амплитуда напряжения шума Джонсона, вообще говоря, в данный конкретный момент непредсказуема, но она подчиняется закону распределения Гаусса (рис. 7.39), где p(U)dU — вероятность того, что мгновенное значение напряжения заключено между U и U + dU, а U_ш — определенное выше среднеквадратичное (эффективное) напряжение шума.

Рис. 7.39. p(U, U + dU) = (1/U_ш√(2π))e^{-(U^2/U_ш^2)}dU, где U_ш есть эффективный шум. Площадь заштрихованной области равна вероятности нахождения мгновенного значения напряжения между U и U + ΔU.

Шум Джонсона устанавливает нижнюю границу напряжения шумов любого детектора, источника сигнала или усилителя, имеющего резистивные элементы. Активная составляющая полного сопротивления источника порождает шум Джонсона; так же действуют резисторы цепей смещения и нагрузки усилителя. Скоро мы увидим, как это происходит.

Интересно отметить, что любой физический аналог сопротивления (любой механизм потерь энергии в физической системе, например, вязкое трение малых частиц жидкости) имеет связанные с ним флуктуации соответствующей физической величины (в приведенном примере — это флуктуации скоростей частиц, проявляющиеся как хаотическое броуновское движение). Шум Джонсона — это просто специальный случай такого флуктуационно-диссипативного явления.

Шум Джонсона не следует путать с дополнительным шумовым напряжением, который возникает из-за эффекта флуктуации сопротивления, когда приложенный извне ток проходит через резистор. Этот «избыточный шум» имеет спектр приблизительно 1/f, и он сильно зависит от конкретной конструкции резистора. Мы об этом поговорим позже.

Дробовой шум. Электрический ток представляет собой движение дискретных зарядов, а не плавно непрерывное течение. Конечность (квантованность) заряда приводит к статистическим флуктуациям тока. Если заряды действуют независимо друг от друга, то флуктуирующий ток определяется формулой.

I_{ш. эфф} = I_шR = (2qI₌B)^1/2,

Где q — заряд электрона (1,6·10^-19 Кл), I₌ — постоянная составляющая («установившееся» значение) тока, а В — ширина полосы частот измерения. Например, «установившийся» ток в 1 А фактически имеет флуктуации со среднеквадратичным значением 57 нА в полосе шириной 10 кГц, т. е. он отклоняется примерно на 0,000006 %. Относительные флуктуации больше для меньших токов: «установившийся» ток в 1 мкА имеет флуктуации (среднеквадратичные) в той же полосе частот 0,006 %, т. е. — 85 дБ. При постоянном токе 1 пА среднеквадратичные флуктуации тока (полоса та же) будут составлять 56 фА, т. е. отклонение на 5,6 %! Дробовой шум — это «шум дождя на жестяной крыше». Как и резистивный шум Джонсона, это гауссовский белый шум.

Приведенная выше формула для дробового шума выведена в предположении, что создающие ток носители заряда действуют независимо друг от друга. Это справедливо, когда заряды преодолевают некоторый барьер, как например, в случае тока через диодный переход, где заряды перемещаются за счет диффузии, однако это не так в таком важном случае, когда мы имеем дело с металлическими проводниками, где между носителями заряда существует тесная корреляция. Таким образом, ток в простой резистивной схеме имеет намного меньшую шумовую составляющую, чем это предсказывает формула для дробового шума. Другое важное исключение для этой формулы дает наша стандартная транзисторная схема источника тока (рис. 2.21), в которой отрицательная обратная связь сводит дробовой шум на нет.

_{Упражнение 7.4. Пусть в качестве коллекторной нагрузки в малошумящем усилителе используется резистор; коллекторный ток Iк сопровождается при этом дробовым шумом. Покажите, что в выходном шуме напряжения доминирует дробовой тлум (а не тепловой шум резистора), начиная с момента, когда падение напряжения в установившемся режиме на резисторе нагрузки становится больше 2kT/q (50 мВ при комнатной температуре).}

Шум 1/f (фликкер-шум). Дробовой и тепловой шумы — это неуменьшаемые виды шума, возникающие в соответствии с законами физики. Самый дорогой и тщательно изготовленный резистор имеет тот же тепловой шум, что и дешевый углеродный резистор с тем же сопротивлением. Реальные устройства, кроме того, имеют различные источники «избыточных шумов». Реальные резисторы подвержены флуктуациям сопротивления, которые порождают дополнительное напряжение шума (которое складывается с постоянно присутствующим напряжением теплового шума), пропорциональное протекающему через резистор постоянному току. Этот шум зависит от многих факторов, связанных с конструкцией конкретного резистора, включая резистивный материал и особенно концевые соединения. Вот типичные значения избыточного шума различных типов резисторов, выраженные в микровольтах на вольт приложенного к резистору напряжения (приводится среднеквадратичное значение, измеренное на одной декаде частоты):

Углеродно-композитные… От 0,10 до 3,0 мкВ. Углеродно-пленочные… От 0,05 до 0,3 мкВ. Металлопленочные… От 0,02 до 0,2 мкВ. Проволочные… От 0,01 до 0,2 мкВ.

Этот шум имеет спектр, примерно описываемый зависимостью 1/f (постоянная мощность на декаду частоты) и иногда называется «розовым шумом». Шум, возникающий по другим причинам, также часто имеет спектр 1/f; примерами таких шумов являются шум тока базы у транзистора и шум катодного тока в электронных лампах. Любопытно, что шум вида 1/f встречается в природе в самых неожиданных проявлениях, например, скорости океанических течений, потоке песка в песочных часах, пассажирских потоках на скоростных железных дорогах в Японии, а также годовом стоке Нила за последние 2000 лет. Если построить график громкости звучания какого-нибудь произведения классической музыки, то опять-таки получится спектр 1/f! Общего принципа, объясняющего происхождение шумов со спектром 1/f, не найдено, хотя он, казалось бы, носится в воздухе, но в каждом отдельном случае часто можно определить источник такого шума.

Помехи. Как уже говорилось, одной из форм шумов являются мешающие сигналы или паразитные наводки. В этом случае спектр и амплитудные характеристики зависят от мешающего сигнала. Например, наводка от сети 50 Гц имеет спектр в виде пика (или ряда пиков) и относительно постоянную амплитуду, а шум зажигания автомобиля, шум грозовых разрядов и другие шумы импульсных источников имеют широкий спектр и всплески амплитуды. Другим источником помех являются радио- и телепередающие станции (особенно серьезна эта проблема вблизи больших городов), окружающее электрооборудование, моторы, лифты, метро, выключатели, переключательные стабилизаторы, телевизоры. Все эти проблемы существуют в слегка измененном виде во всех тех случаях, когда что-нибудь влияет на измеряемый вами параметр. Например, оптический интерферометр восприимчив к вибрации, а на чувствительные измерения радиочастот (например, в ЯМР-спектроскопии) может повлиять внешний радиочастотный сигнал. Многие схемы, равно как детекторы или даже кабели, чувствительны к вибрациям и звуку, и они, по торговой терминологии, страдают «микрофонным эффектом».

От многих из этих источников шума можно отделаться путем тщательного экранирования и фильтрации, как будет сказано в этой главе ниже. Иногда приходится принимать совершенно драконовские меры, включая монолитные каменные столы (для виброизоляции), комнаты с постоянной температурой, звукопоглощающие камеры и комнаты с электрической экранировкой.

7.12. Отношение сигнал/шум и коэффициент шума.

Перед тем как начать детальное рассмотрение шума усилителя и проектирования малошумящих схем, нам нужно определить несколько терминов, которые часто употребляются для описания шумовых характеристик усилителей. Речь идет о количественных показателях напряжений шумов, измеренных в одной и той же точке схемы. Обычно напряжения шумов приводятся ко входу усилителя (хотя измерения обычно производятся на выходе), т. е. шумы источника сигнала и усилителя описываются через эквивалентные напряжения шумов на входе, которые могли бы дать на выходе наблюдаемый шум. Это имеет смысл тогда, когда вы хотите оценить относительный шум, добавленный усилителем к шуму источника сигнала, независимо от коэффициента усиления; это вполне практично, так как основной шум усилителя обычно порождается входным каскадом. Если не оговорено противное, напряжение шума всегда будет отнесено ко входу.

Плотность мощности шума и ширина полосы. При рассмотрении теплового и дробового шумов было показано, что величина измеренного напряжения шума зависит и от полосы частот измерения (чем шире смотришь, тем больше видишь), и от переменных параметров (R и I) самого источника шума. Поэтому естественно говорить о среднеквадратичной плотности напряжения шума v_ш:

U_{ш. эфф} = v_шB^1/2 = (4kTR)^1/2B^1/2.

Где U_{ш. эфф} — среднеквадратичное напряжение шума, измеренное в полосе ширины В. У источника белого шума v_ш не зависит от частоты, а розовый шум, например, имеет спад v_ш в 3 дБ/октава. Часто используется среднее значение квадрата плотности шума v²_ш. Поскольку v_ш всегда относится к среднеквадратичному значению, а v²_ш — к среднему значению квадрата, для получения v²_ш достаточно возвести в квадрат v_ш. Это звучит просто (и по сути просто), но мы хотим быть уверены, что вы не запутаетесь.

Заметьте, что величины В и В^1/2 являются множителями для перехода от величин, обозначаемых строчными буквами, к величинам, обозначаемым прописными буквами. Например, для теплового шума резистора R имеем.

V_шRэфф = (4kTR)^1/2 В/Гц^1/2,

V²_шR = 4kTR B²/Гц,

U_{ш. эфф} = v_шRB^1/2 = (4kTRB)^1/2 B,

U²_{ш. эфф} = v²_шRB = 4kTRB B^2.

В данных изготовителя даются графики v_ш или v²_ш, соответственно в единицах «нановольт на корень из герца» или «вольт в квадрате на герц». Величины е_ш и i_ш, которые скоро будут введены, используются точно так же.

При сложении двух некоррелированных сигналов (два шума или сигнал и шум) складываются квадраты амплитуд: v = (ν²_c + v²_ш)^1/2, где v — эффективное (среднеквадратичное) значение сигнала, полученного сложением сигнала с эффективным значением v_c и шума с эффективным значением v_ш. Эффективные значения нельзя суммировать!

Отношение сигнал/шум. Отношение сигнал/шум (С/Ш) определяется по формуле.

С/Ш = 10·lg(U²_с/U²_ш) дБ,

Где для напряжений указаны эффективные значения, а ширина полосы и некоторая центральная полоса оговорены, т. е. это есть отношение (в децибелах) эффективного напряжения полезного сигнала к эффективному напряжению имеющегося шума. «Сигнал» может быть синусоидальным, или несущей частотой с модуляцией, или даже шумоподобным сигналом. Если сигнал имеет узкополосный спектр, то существенно, в какой полосе измеряется отношение С/Ш, так как оно падает, если полоса измерений становится шире полосы, содержащей спектр сигнала: с расширением полосы энергия шума увеличивается, а энергия сигнала остается постоянной.

Коэффициент шума. Любой реальный источник сигнала или измерительный прибор генерирует шум из-за наличия теплового шума во внутреннем сопротивлении источника (реальная часть комплексного полного сопротивления). Конечно, могут быть и дополнительные источники шума от других причин. Коэффициент шума (КШ) усилителя — это просто отношение в децибелах выходного сигнала реального усилителя к выходному сигналу «совершенного» (бесшумного) усилителя с тем же коэффициентом усиления; входным сигналом в обоих случаях является тепловой шум подключенного ко входу усилителя резистора:

КШ = 10·lg[(4kTR_и + v²_ш)/4kTR_и] = 10·lg(1 + v²_ш/4kTR_и) дБ.

Где v²_ш - средний квадрат напряжения шума на герц, даваемого усилителем с бесшумным (холодным) резистором R_и на входе. Значение R_и существенно, так как напряжение шума, порождаемого усилителем, как вы вскоре увидите, сильно зависит от сопротивления источника (рис. 7.40).

Рис. 7.40. Зависимость эффективного напряжения шума от коэффициента шума и сопротивления источника.

_{(National Semiconductor Corp.).}

Коэффициент шума — удобная характеристика качества усилителя, если при заданном активном сопротивлении источника вы хотите сравнить усилители (или транзисторы, для которых также определяется КШ). Коэффициент шума изменяется с изменением частоты и сопротивления источника, поэтому он часто задается графически в виде линий уровня КШ относительно частоты и R_и. Он может быть указан также в виде набора графиков его зависимости от частоты — одна кривая на каждое значение тока коллектора или аналогичного набора графиков зависимости КШ от R_и - также одна кривая на каждое значение тока коллектора. Обратите внимание на следующее. Приведенная выше формула для КШ выведена в предположении, что полное входное сопротивление усилителя во много раз больше полного сопротивления источника, т. е. Z_вх >> R_и. Однако в особом случае для усилителей радиочастоты мы обычно имеем R_и = Z_вх = 50 Ом, и КШ определен соответствующим образом. В этом специальном случае согласованных полных сопротивлений необходимо просто убрать коэффициент 4 в предыдущих выражениях.

Огромное заблуждение: не пытайтесь улучшить положение добавлением последовательного резистора к источнику сигнала для попадания в область минимального КШ. Все, чего вы добьетесь, стараясь, чтобы усилитель выглядел лучше, — это добавите шума в источник! Коэффициент шума может быть весьма обманчив в этом случае; обманчив он еще и потому, что спецификация КШ (например, 2 дБ) для биполярного или полевого транзистора всегда дается при оптимальной комбинации R_и иI_к I_c). Об истинных рабочих характеристиках эта величина говорит мало, кроме разве того, что изготовитель считает полезным похвастаться малой величиной КШ.

Вообще говоря, при оценке характеристик усилителя легче всего не запутаться, если придерживаться отношения С/Ш, подсчитанного для данного напряжения и полного сопротивления источника. Вот как надо перейти от КШ к отношению.

С/Ш:

С/Ш = 10·lg(v²_c/4kTR_и) — КШ (дБ).

(при R_и),

Где v_c — среднеквадратичная амплитуда сигнала, R_и — полное сопротивление источника, а КШ — коэффициент шума усилителя при данном R_и.

Температура шума. Иногда вместо коэффициента шума для выражения шумовых характеристик усилителя используется температура шума. Оба способа несут одну и ту же информацию, а именно дополнительный вклад в шум усилителя, возбуждаемого источником сигнала с полным сопротивлением R_и; в этом смысле они эквивалентны.

Взгляните на рис. 7.41, чтобы понять, как работает температура шума: вначале вообразим себе, что имеется реальный (шумящий) усилитель, подключенный к бесшумному источнику с полным сопротивлением R_и (рис. 7.41, а). Если вы затрудняетесь представить бесшумный источник, вообразите резистор с сопротивлением R_и, охлажденный до абсолютного нуля. Однако, хотя источник и бесшумный, на выходе будет некоторый шум, поскольку усилитель имеет шумы. Теперь представьте конструкцию рис. 7.41, б, в которой мы волшебным образом сделали усилитель бесшумным и привели источник R_и к некоторой температуре Т_ш такой, что выходное напряжение шума стало таким же, как и на рис. 7.41, а.

Рис. 7.41.

Т_ш называется температурой шума данного усилителя для полного сопротивления источника R_и. Как мы отмечали ранее, коэффициент шума и температура шума представляют собой просто разные способы выражения одной и той же информации. В самом деле, можно показать, что они связаны друг с другом следующими соотношениями:

Т_ш = Т(10^{КШ(дБ)/10} — 1),

КШ(дБ) = 10·lg(Т_ш/Т + 1),

Где T — температура окружающей среды, обычно принимаемая равной 290 К.

Вообще говоря, хорошие малошумящие усилители имеют температуру шума гораздо ниже комнатной (или это эквивалентно тому, что коэффициент шума у них много меньше 3 дБ). Позже в этой главе мы объясним, как можно измерить коэффициент (или температуру) шума усилителя. Вначале, однако, нам нужно разобраться в шумах транзисторов и методах проектирования малошумящих схем. Мы надеемся, что последующие рассуждения прояснят то, что часто покрыто мраком непонимания. Мы уверены, что, прочитав следующие два раздела, вы никогда больше не будете введены в заблуждение коэффициентом шума!

7.13. Шум тока и напряжения транзисторного усилителя.

Шум, порождаемый усилителем, легко описать с помощью простой модели, достаточно точной для многих целей. На рис. 7.42 е_ш обозначает источник шума напряжения, последовательный по отношению к входному сигналу, а i_ш обозначает шум входного тока. Транзистор (и вообще усилитель) предполагается бесшумным и просто усиливает напряжение входного шума, которое приходит к нему.

Рис. 7.42. Модель шумов транзистора.

Таким образом, усилитель дает полное напряжение шума е_у, которое, будучи отнесено ко входу, равно.

E_{у. эфф} = [е²_ш+ (R_иi_ш)²]^1/2 В/Гц^1/2.

Два слагаемых в скобках — это просто входное напряжение шума и напряжение шума, порождаемое прохождением шума входного тока усилителя через сопротивление источника. Так как эти два шума обычно не коррелированы, то, складывая квадраты их амплитуд, получим эффективное напряжение шума, поступающего на усилитель. При малом сопротивлении источника преобладает шум напряжения е_ш, а при большом — шум тока i_ш.

На рис. 7.43 для иллюстрации приведены кривые зависимости е_ш и i_ш от I_K и f для 2N5087. Сейчас мы постараемся вникнуть в некоторые детали, описывая эти величины и демонстрируя, как вести проектирование для минимизации шума. Стоит отметить, что шум напряжения и тока для транзистора лежит в диапазоне нановольт и пикоампер на корень из герца.

Рис. 7.43. Зависимость эквивалентного среднеквадратичного входного напряжения шума е_ш и входного тока шума i_ш от коллекторного тока для p-n-транзистора 2N5087.

_{(Fairchild Camera and Instrument Corp.).}

Шум напряжения е_ш. Эквивалентный генератор шумового напряжения рассматривают как включенный последовательно с базой транзистора. Этот генератор представляет сумму теплового шума, порожденного объемным сопротивлением базы r_б, и дробового шума коллекторного тока, порождающего шум напряжения на дифференциальном сопротивлении эмиттера r_Э. Эти два слагаемых имеют следующий вид:

Е²_ш = 4kTr_б + 2qI_Kr²_Э = 4kTr_б + 2(kT)²/(qI_K) В²/Гц.

Они являются гауссовскими белыми шумами. В дополнение к этому существует некоторый фликкер-шум, порожденный прохождением тока базы через r_б. Он существен только при больших токах базы, т. е. при больших токах коллектора. Поэтому величина е_ш постоянна в большом диапазоне значений тока коллектора; она увеличивается при малых токах (дробовой шум тока через возрастающее сопротивление r_Э) и при достаточно больших токах (шум фликкер-эффекта от прохождения I_Б через r_б. Последний эффект существен только на низких частотах из-за зависимости 1/f. Например: на частотах свыше 10 кГц у 2N5087 е_ш равно 5 нВ/Гц^1/2 при I_K = (10 мкА и 2 нВ/Гц^1/2 при I_K = 100 мкА. На рис. 7.44 показаны кривые зависимости е_ш от частоты и тока для малошумящей дифференциальной nрn-пары LM394 и малошумящего 2SD786 производства фирмы Toyo-Rohm. В последнем используется специальная геометрия для достижения необычайно низкого r_б = 4 Ом, что позволяет получить самые низкие на сегодня значения е_ш.

Рис. 7.44. Зависимость входного напряжения шума е_ш от коллекторного тока для двух малошумящих биполярных транзисторов.

Шум тока i_ш. Шумовой ток следует учитывать, так как он порождает дополнительный шум напряжения на полном сопротивлении источника сигнала. Основным источником шума тока являются флуктуации дробового шума в установившемся токе базы, складывающиеся с флуктуациями за счет фликкер-шума в r_б. Вклад дробового шума — это шум тока, возрастающий пропорционально корню квадратному из I_Б (или I_K) и имеющий плоский частотный спектр, в то время как составляющая фликкер-шума растет с I_K быстрее и имеет обычную частотную зависимость вида 1/f. Взяв опять для примера 2N5087 на частотах свыше 10 кГц, имеем i_ш около 0,1 пА/Гц^1/2 при I_K = 10 мкА и 0,4 пА/Гц^1/2 при I_K = 100 мкА. Шум тока растет, а шум напряжения спадает при увеличении I_K. В следующем разделе мы увидим, как это обстоятельство определяет выбор значений рабочих токов в малошумящих схемах. На рис. 7.45 показаны графики зависимости i_ш от частоты и тока для малошумящей пары LM394.

Рис. 7.45. Входной ток шума для биполярного транзистора LM394. а — зависимость от тока коллектора; б — зависимость от частоты.

7.14. Проектирование малошумящих схем на биполярных транзисторах.

Факт, что е_ш падает, а i_ш растет с ростом тока I_K, дает возможность оптимизировать рабочий ток транзистора для получения минимального шума при данном источнике сигнала. Снова взглянем на модель (рис. 7.46).

Рис. 7.46. Модель шумов усилителя.

«Бесшумный» источник сигнала u_и имеет добавку в виде генератора напряжения шума (теплового шума его внутреннего сопротивления) e²_Rи = 4kTR_и В²/Гц. Усилитель добавляет сюда свой собственный шум:

Е²_у = е²_ш + (i_шR_и)² В²/Гц.

Таким образом, напряжение шума усилителя добавляется к входному сигналу и кроме того шум тока усилителя порождает шум напряжения на внутреннем сопротивлении источника. Эти два шума не коррелированы (за исключением очень высоких частот) и их квадраты складываются. Наша цель-как можно сильнее уменьшить общий шум усилителя. Это легко сделать, если известно R_и, так как достаточно посмотреть на зависимость е_ш и i_ш от I_K на частотах сигнала и выбрать I_K, минимизирующее е²_ш + (i_шR_и)². Если вам повезло и у вас есть карта линий уровня коэффициента шума на поле I_K и R_и, то вы быстро сможете определить оптимальное значение I_K.

Пример расчета коэффициента шума. Для примера предположим, что у нас есть малый сигнал с частотой около 1 кГц, сопротивлением источника около 10 кОм и мы хотим построить усилитель на базе 2N5087. Из кривых е_ш-i_ш (рис. 7.47) можно видеть, что сумма вкладов напряжения и тока (при сопротивлении источника 10 кОм) будет минимальной при токе коллектора 10–20 мкА.

Рис. 7.47. Линии уровня коэффициента узкополосного шума для транзистора 2N5087. (Fairchild Camera and Instrument Corp.). U_КЭ = -5 B; f = 1,0 кГц, ширина полосы 150 Гц.

Так как с уменьшением I_K шум тока падает быстрее, чем растет шум напряжения, разумно использовать несколько меньший ток коллектора, особенно если предвидится работа на более низких частотах (i_ш  резко растет при уменьшении частоты). Можно независимо оценить коэффициент шума, используя значения i_ш  и е_ш на частоте 1 кГц:

КШ = 10·lg {1 + [е²_ш + (i_шR_и)²]/(4kTR_и)} дБ.

При I_K = 10 мкА, е_ш = 3,8 нВ/Гц^1/2, i_ш  = 0,29 пА/Гц^1/2, а 4kTR_и = 1,65·10^-16 В²/Гц для сопротивления источника 10 кОм; вычисленный таким образом коэффициент шума равен 0,6 дБ. Этот результат совпадает с графиком зависимости КШ от частоты (рис. 7.48) при выборе кривой I_K = 20 мкА, R_и = 10 кОм. Указанный выбор коллекторного тока примерно совпадает также с результатом, который можно было бы получить из графика рис. 7.47 (линии уровня коэффициента шума при частоте 1 кГц), хотя реальный коэффициент шума по этим линиям оценить трудно-можно только сказать, что он меньше 2 дБ.

_{Упражнение 7.5. Найдите оптимальное значение Iк и соответствующий коэффициент шума при Rи = 100 кОм и f = 1 кГц, используя график на рис. 7.43.}

Проверьте ответ по кривым линий уровня коэффициента шума (рис. 7.47). Для других схем усилителя (повторитель, усилитель с заземленной базой) коэффициент шума при данных R_и и I_K будет в сущности тот же самый, поскольку е_ш и i_ш  не изменяются. Конечно, усилитель с единичным коэффициентом усиления (повторитель) просто «передает» проблемы уменьшения шума следующему каскаду, так как сигнал не будет усилен до такой степени, которая позволяет не думать о снижении шумов в следующих каскадах.

Рис. 7.48. Зависимость коэффициента шума (КШ) от частоты для трех значений I_K и R_и у транзистора 2N5087. (Fairchild Camera and Instrument Corp.). U_КЭ = -5 B; 1 — I_К = 500 мкА, R_и = 1,0 кОм; 2 — I_К = 250 мкА, R_и = 5 кОм; 3 — I_К = 20 мкА, R_и = 10 кОм.

Графический метод оценки шума усилителя по е_ш и i_ш. Только что представленная техника расчета шумов, хотя и ведет непосредственно к получению результата, однако не исключает возможности появления в процессе проектирования ужасных ошибок. Достаточно, например, поставить не на то место постоянную Больцмана, и мы вдруг получаем усилитель с коэффициентом шума 10000 дБ! В этом разделе мы опишем очень полезную упрощенную технику оценки шума. Метод состоит в том, что сначала выбирается интересующая нас частота, чтобы можно было выбрать из паспортных данных транзистора значения е_ш и i_ш  в зависимости от I_К. Затем при заданном токе коллектора строится график зависимости е_у (как суммы вкладов е_ш и i_ш  в шум) от сопротивления источника R_и. На рис. 7.49 показано, как он выглядит при частоте 1 кГц для дифференциального входного каскада, использующего согласованную транзисторную пару LM394 со сверхвысоким β, работающую при коллекторном токе 50 мкА.

Рис. 7.49. Зависимость напряжения входного шума усилителя е_у как суммы параметров е_ш и i_шR_и от сопротивления источника сигнала. Шум для входного каскада LM394 на частоте 1 кГц при I_К = 50 мкА; е_ш = 2,5 нВ/Гц^1/2; i_ш = 0,16 пА/Гц^1/2; R_и = е_ш/v = 15 кОм.

Шум напряжения е_ш постоянный, а напряжение i_шR_и возрастает пропорционально R_и, т. е. с наклоном 45°. Линия шума усилителя строится так, как показано на рисунке, надо причем тщательно следить за тем, чтобы она проходила через точку на 3 дБ (отношение напряжений около 1,4) выше точки пересечения отдельно построенных линий шума напряжения е_ш и тока i_шR_и. Кроме того, строится линия напряжения шума сопротивления источника, которая оказывается линией уровня коэффициента шума 3 дБ. Другие линии уровня КШ — это прямые, ей параллельные, как вскоре будет показано на примерах.

Наилучший коэффициент шума (0,2 дБ) при этом коллекторном токе и этой частоте наблюдается при сопротивлении источника 15 кОм, и легко видеть, что коэффициент шума меньше 3 дБ будет при сопротивлении источника между 300 Ом и 500 кОм, — точки, в которых линия уровня коэффициента шума 3 дБ пересекает график шума усилителя.

Следующий шаг — построение других кривых шума на том же графике при различных токах коллектора и частотах, а возможно и для других типов транзисторов, с целью оценки параметров усилителя. Перед тем как двигаться в этом направлении дальше, покажем, как можно к одному и тому же усилителю применять два различных параметра, характеризующие шум: шумовое сопротивление R_ш и коэффициент шума КШ (при R_ш), которые оба получаются непосредственно из графиков.

Шумовое сопротивление. Наименьший коэффициент шума в этом примере получается, когда сопротивление источника 15 кОм, что равно отношению е_ш к i_ш. Так определяется шумовое сопротивление R_ш = е_ш/i_ш. Коэффициент шума источника с таким сопротивлением находится из приведенного ранее выражения:

КШ (при R_ш) = 10·lg[1 + 1,23·10²⁰(e²_ш/R_ш)] дБ ~= 0,2 дБ.

Шумовое сопротивление не существует реально в транзисторе или где-то еще. Это параметр, который помогает быстро определить сопротивление источника, дающее минимальный коэффициент шума, так что в идеале надо менять ток коллектора таким образом, чтобы подогнать R_ш как можно ближе к реальному сопротивлению источника. R_ш отвечает точке, в которой пересекаются графики е_ш и i_ш.

Коэффициент шума для сопротивления источника, равного R_ш, находится по приведенной выше формуле.

Альтернатива: биполярный транзистор или ПТ. Давайте поиграем с этой методикой. Постоянным яблоком раздора среди инженеров является вопрос о том, что «лучше»: биполярные или полевые транзисторы? Мы покорно предоставим решение этого вопроса единоборству лучших представителей двух состязающихся сторон. Мы позволим в интересах честной борьбы сражаться двум командам National Semiconductor, выбрав двух единоборцев.

Итак, в биполярном углу — великолепный монолитный LM394 — согласованная пара со сверхвысоким β,- уже готовый к состязаниям (см. выше). Он работает на частоте 1 кГц с током коллектора от 1 мкА до 1 мА (рис. 7.50).

Рис. 7.50. Полное напряжение входного шума е_у усилителя на биполярном транзисторе LM394 при различных условиях в сравнении с ПТ с р-n-переходом 2N6483. Монолитная согласованная пара nрn-биполярных транзисторов LM394 при 1 кГц и I_К = 1 мкА — 10 мА.

Команда ПТ представлена монолитной парой согласованных n-канальных ПТ с p-n-переходом 2Ν6483, знаменитой своим потрясающе низким уровнем шумов и превосходящей, как принято считать, по этим параметрам биполярные транзисторы. Согласно паспортным данным, она рассчитана только на диапазон тока стока от 100 до 400 мкА (рис. 7.51).

Рис. 7.51. Полное напряжение входного шума е_у для ПТ с p-n-переходом 2Ν6483 в сравнении с биполярным транзистором LM394. Монолитная согласованная пара n-канальных ПТ с p-n-переходом 2Ν6483 при 1 кГц и I_c = 100÷400 мкА, U_сз = 2÷25 В.

Кто же победитель? Решение оказывается двойственным. Полевой транзистор набирает очки по минимизации коэффициента шума КШ(R_ш), достигая феноменального значения 0,05 дБ и держась намного ниже 0,2 дБ при полном сопротивлении источника от 100 кОм до 100 МОм. В области больших сопротивлений источника ПТ непобедимы. Биполярные транзисторы опережают при малых сопротивлениях источника, в частности меньших 5 кОм, и могут достигать 0,3 дБ КШ при R_и = 1 кОм при соответствующем выборе тока коллектора. Для сравнения: ПТ имеют КШ при сопротивлении источника 1 кОм не лучше 2 дБ из-за большего шума напряжения е_ш.

Как и в боксе, где быть лучшим в драке еще не означает иметь шанс на участие в чемпионате мира, так и здесь имеются несколько юных претендентов на звание лучшего малошумящего транзистора. Например, в комплементарных ПТ с р-n-переходом 2SJ72 и 2SK147 фирмы Toshiba используется ячеистая геометрия затвора, что позволяет получить феноменально низкое значение е_ш 0,7 нВ/Гц^1/2 при I_с = 10 мА (это эквивалентно тепловому шуму 30-омного резистора!). Но ведь это ПТ с их малым входным током (и поэтому малым i_ш), а отсюда и то, что шумовое сопротивление примерно равно 10 кОм. При использовании их в усилителе при сопротивлении источника, равном их шумовому сопротивлению (т. е. при R_и = 10 кОм), эти транзисторы непобедимы — температура шума составляет всего 2 К!

Перед тем как бежать покупать мешок этих замечательных ПТ, выслушайте несколько критических замечаний, которые заставят усомниться в безграничности их возможностей, — эти ПТ имеют высокую входную емкость и большую емкость обратной связи (85 и 15 пФ соответственно), что делает их ограниченно годными на высоких частотах. Их родственник 2SK117 в данном отношении лучше, но у него выше е_ш. Те же критические аргументы справедливы для биполярных комплементарных пар 2SD786 и 2SB737 фирмы Тоуо — Rohm, у которых при е_ш по крайней мере не выше 0,55 нВ/Гц^1/2 при умеренных значениях полного сопротивления источника и частоты можно получить даже лучшие рабочие параметры.

Малое полное сопротивление источника. Биполярно-транзисторные усилители обеспечивают очень хорошие шумовые параметры в диапазоне полного сопротивления источника от 200 Ом до 1 МОм; соответствующий оптимальный ток коллектора лежит обычно в диапазоне от нескольких миллиампер до 1 мкА, т. е. токи коллектора, используемые во входном каскаде малошумящего усилителя, несколько меньше, вообще говоря, чем в не оптимизированных по уровню шума усилительных каскадах. При очень малых полных сопротивлениях источника (например, 50 Ом) всегда будет преобладать шум напряжения транзистора и коэффициент шума будет неудовлетворительным. В этом случае лучше всего использовать трансформатор для увеличения уровня (и сопротивления источника) сигнала, рассматривая при этом сигнал на вторичной обмотке как сигнал источника. Высококачественные преобразователи сигнала выпускаются фирмами James и Princeton Applied Research. Например, выпускаемая последней фирмой модель ПТ-предусилителя 116 имеет такие шумы напряжения и тока, что наименьший коэффициент шума наблюдается при полном сопротивлении источника сигнала около 1 МОм. Сигналы частоты 1 кГц с полным сопротивлением источника порядка 100 Ом плохо согласуются с таким усилителем, так как шум напряжения усилителя будет намного больше теплового шума источника сигнала; в результате, если такой сигнал подать прямо на усилитель, коэффициент шума будет равен 11 дБ. Если же использовать встроенный (необязательный) повышающий трансформатор, то уровень сигнала повышается вместе с полным сопротивлением источника, превышая шум напряжения усилителя, и коэффициент шума становится равным 1,0 дБ.

На радиочастотах, начиная к примеру, приблизительно от 100 кГц, хороший трансформатор сделать довольно легко как для «настраиваемых» (узкополосных), так и для широкополосных сигналов. При таких частотах легко построить «трансформаторную линию передачи» с широкой полосой частот и очень хорошими параметрами. Некоторые пути для этого мы рассмотрим в гл. 13, т. 2. А вот на низких частотах (звуковых и ниже) применение трансформаторов проблематично.

Три замечания: (а) Напряжение растет пропорционально отношению числа витков в обмотках, а полное сопротивление - пропорционально квадрату этого отношения. Поэтому выходное полное сопротивление трансформатора, повышающего напряжение в два раза, превосходит входное полное сопротивление в четыре раза (за счет запасания энергии), (б) Трансформаторы несовершенны. При низких частотах сигнала может доставить хлопоты магнитное насыщение, при высоких-емкость и индуктивность обмоток, и всегда наблюдаются потери из-за магнитных свойств сердечника и сопротивления обмоток. Последнее к тому же является источником теплового шума. Тем не менее при работе с источником сигнала, имеющим очень малое полное сопротивление, выбора у вас нет, а применение трансформатора, как показывает предыдущий пример, дает огромный выигрыш. Чтобы улучшить режим работы с малым уровнем сигнала и малым сопротивлением его источника, можно применять и экзотическую аппаратуру вроде охлаждаемых трансформаторов, сверхпроводящих трансформаторов, а также СКИП (Сверхпроводящие Квантовые Интерференционные Приборы). С помощью СКИПов можно измерять напряжение порядка 10^-15 В! (в) И снова предупреждаем: не пытайтесь улучшить режим работы, добавляя последовательный резистор к источнику сигнала с малым полным сопротивлением. Вы просто окажетесь очередной жертвой распространенного заблуждения насчет коэффициента шума.

Большое полное сопротивление источника. При больших значениях полного сопротивления источника, превышающих, скажем, 100 кОм, преобладает шум тока транзистора и лучшим устройством для усиления с малыми шумами будет ПТ. Хотя у него шум напряжения обычно больше, чем у биполярного транзистора, но ток затвора и его шум исчезающе малы, поэтому ПТ являются идеальными устройствами для усилителей, работающих с источником сигнала с большим полным сопротивлением и дающих малый шум. В связи с этим иногда полезно трактовать тепловой шум как шум тока i_ш = е_ш/R_и, что позволяет сравнивать вклад шума источника и шум тока усилителя (рис. 7.52).

Рис. 7.52. Зависимость плотности напряжения теплового шума от сопротивления при температуре 25 °C. Показана также плотность тока шума в режиме короткого замыкания.

7.15. Шум ПТ.

Для ПТ можно использовать ту же модель шума усилителя, что и для биполярного транзистора, т. е. последовательно со входом соединить источник шума напряжения и параллельно присоединить источник шума тока. При этом анализировать шумовые параметры можно так же, как это делалось для биполярных транзисторов (см., например, рис. 7.51 в разделе, посвященном сравнению ПТ и биполярных транзисторов).

Шум напряжения ПТ с p-n-переходом. Для ПТ с p-n-переходом шум напряжения есть, в сущности, тепловой шум сопротивления канала, который приближенно описывается формулой.

Е²_ш = 4kT[(2/3)(1/g_m)] В²/Гц,

Где величина, обратная крутизне, играет роль сопротивления в формуле теплового шума. Так как крутизна растет вместе с током стока (как √I_c), для снижения шума напряжения имеет смысл, чтобы ПТ работали с большим током стока. Однако, поскольку е_ш представляет собой тепловой шум, пропорциональный 1/√g_m, а крутизна, в свою очередь, пропорциональна √I_c, то е_ш в конечном счете пропорциональна I_c^-1/4. При столь слабой зависимости е_ш от I_c не следует сильно увеличивать ток стока, так как это ухудшит другие параметры усилителя. В частности, ПТ, работая при большом токе, нагревается, что (а) уменьшает g_m, (б) увеличивает дрейф напряжения сдвига и КОСС и (в) драматическим образом увеличивает ток утечки затвора; последний эффект фактически может увеличить шум напряжения за счет некоторого вклада в е_ш фликкер-шума, связанного с током утечки затвора.

Существует другой путь для увеличения g_m, а тем самым для уменьшения шума напряжения ПТ с p-n-переходом: включив параллельно два ПТ, мы будем иметь вдвое большую g_m, при этом, конечно, удваивается и I_c. Однако теперь, если мы сохраним предыдущее значение I_c, то при этом мы все же получим увеличение g_m в √2 раз. На практике мы можем просто включить в параллель несколько согласованных ПТ с p-n-переходом либо обратиться к ПТ с усложненной геометрией, таким как упомянутые выше 2SJ72 и 2SK147.

При этом, однако, приходится платить. Все емкости соединяемых параллельно ПТ складываются, в результате чего высокочастотные характеристики (включая коэффициент шума) ухудшаются. На практике подключение дополнительных транзисторов необходимо прекратить, как только входная емкость схемы сравняется с емкостью источника. Если вас волнуют характеристики на высоких частотах, выбирайте ПТ с большой g_m  и малой С_3C; можно рассматривать отношение g_m/С_3C как меру качества на высоких частотах, Следует отметить, что важную роль может играть также конфигурация схемы; например, чтобы исключить эффект Миллера (умножение за счет коэффициента усиления) относительно С_3C, можно применить каскодную схему.

МОП-транзисторы обычно имеют намного большие значения шума напряжения, чем ПТ с p-n-переходом, причем преобладает шум 1/f, так как спад 1/f лежит у них в диапазоне достаточно высоких частот: от 10 до 100 кГц. По этой причине МОП-транзисторы обычно не используют в малошумящих усилителях на частотах, меньших 1 МГц.

Шум тока ПТ с p-n-переходом. На низких частотах шум тока /ш крайне мал; он возникает из дробового шума тока утечки затвора (рис. 7.53):

I_{ш. эфф} = (3,2·10^-19I_3утB)^1/2 А.

Рис. 7.53. Зависимость входного тока шума от тока утечки затвора для ПТ с p-n-переходом.

_{(National Semiconductor Corp.)}

Кроме того, в некоторых ПТ присутствует компонента фликкер-шума. Шум тока растет с ростом температуры, как ток утечки затвора. Обратите внимание на быстрый рост утечки затвора у n-канального ПТ с p-n-переходом, при больших значениях U_C3 (см. разд. 3.09).

На средних и высоких частотах есть еще одна компонента шума, а именно действительная часть входного полного сопротивления со стороны затвора. Эта составляющая обусловлена действием емкости обратной связи (эффектом Миллера) при сдвиге фазы на выходе, порожденном емкостью нагрузки; иначе говоря, часть выходного, сигнала, сдвинутая по фазе на 90°, проходя через емкость обратной связи С_3C, создает эффективное сопротивление на входе.

R = (1 + ωC_нR_н)/(ω²g_mC_3CC_нR²_н) Ом.

Например, p-канальный ПТ с p-n-переходом 2N5266 имеет ток шума 0,005 пА/Гц^1/2 и напряжение шума _еш 12 нВ/Гц^1/2 - то и другое при I_{СИ нас} и на частоте 10 кГц. Ток шума начинает ползти вверх при частоте около 50 кГц. Эти значения примерно в 100 раз лучше по i_ш и в 5 раз хуже по е_ш, чем соответствующие значения рассмотренного ранее 2N5087.

С помощью ПТ можно получить хорошие шумовые параметры в диапазоне полного сопротивления от 10 кОм до 100 МОм. Предусилитель фирмы PAR модели 116 имеет коэффициент шума 1 дБ и лучше при полном сопротивлении источника от 5 кОм до 10 МОм в диапазоне частот от 1 до 10 кГц. Этот предусилитель на умеренных частотах имеет напряжение шумов 4 нВ/Гц^1/2 и ток шумов 0,013 пА/Гц^1/2.

7.16. Выбор малошумящих транзисторов.

Как упоминалось раньше, биполярные транзисторы из-за малого входного шума напряжения имеют наилучшие шумовые параметры при малых значениях сопротивления источника. Шум напряжения е_ш уменьшается путем выбора транзистора с малым объемным сопротивлением базы r_б и режима работы с большим током коллектора (пока h_21Э остается большим). При больших сопротивлениях источника надо, наоборот, уменьшать шум тока путем снижения тока коллектора.

При большом сопротивлении источника лучшим выбором является ПТ. Его шум напряжения может быть уменьшен увеличением тока стока до такого значения, когда крутизна будет наибольшей. ПТ, предназначенные для работы в малошумящих устройствах, имеют большое значение k (см. разд. 3.04), что обычно означает большую входную емкость.

Например, у малошумящего 2N6483 емкость С_зи = 20 пФ, а у слаботочного ПТ 2N5902 емкость С_зи = 2 пФ. На рис. 7.54 и 7.55 показаны сравнительные шумовые характеристики некоторых распространенных и широко используемых транзисторов.

Рис. 7.54. Входные шумы для некоторых популярных биполярных транзисторов. а — зависимость входного напряжения шума е_ш от тока коллектора; б — зависимость входного тока шума i_ш от тока коллектора; в — зависимость входного тока шума от частоты.

Рис. 7.55. Входные шумы некоторых популярных ПТ. а — зависимость входного напряжения шума е_ш от тока стока I_с; б — зависимость входного напряжения шума i_ш от частоты; в — зависимость входного тока шума i_ш от частоты.

7.17. Шум дифференциальных усилителей и усилителей с обратной связью.

Малошумящие усилители часто делают дифференциальными, чтобы получить обычные преимущества в виде малого дрейфа и хорошего подавления синфазных сигналов. Когда подсчитываются шумовые характеристики дифференциального усилителя, надо помнить: а) следует убедиться, что для извлечения е_ш и i_ш из паспорта изготовителя берется отдельный ток коллектора, а не их сумма; б) i_ш, приходящийся на каждый входной зажим, тот же, что и для одновходового усилителя; в) е_ш, приходящееся на один вход при заземленном другом, будет на 3 дБ (т. е. в √2 раз) больше, чем в случае отдельного транзистора.

В усилителях с обратной связью мы хотим найти эквивалентные источники шума е_ш и i_ш независимо от того, есть ли цепь обратной связи, чтобы их можно было использовать, как и раньше, при подсчете шумовых характеристик с заданным источником сигнала. Обозначим шумы схемы с обратной связью через е_у и i_у как шумы усилителя. Тогда шум, вносимый усилителем в сигнал при сопротивлении источника R_и, будет.

Е² = е²_у + (R_иi_у)² B²/Гц.

Рассмотрим отдельно два вида обратной связи.

Неинвертирующий усилитель. Для неинвертирующего усилителя (рис. 7.56) источники шума на входе будут.

I²_у = i²_ш.

E²_у = e²_ш + 4кТ R_'' + (i_шR_'')²,

Рис. 7.56.

Где е_ш - это «полный» шум напряжения дифференциальной схемы, т. е. на 3 дБ больший, чем для одиночного транзисторного каскада. Дополнительный вклад в шум дают тепловой шум и шум тока входного каскада в резисторах обратной связи. Заметим, что теперь эффективные значения шума напряжения и шума тока не будут абсолютно не коррелированными, следовательно, сложение их квадратов может привести к ошибке (не более чем в 1,4 раза).

Для повторителя R₂ = 0, поэтому эквивалентные источники шума будут такими же как у отдельно взятого дифференциального усилителя.

Инвертирующий усилитель. Для инвертирующего усилителя (рис. 7.57) источники входного шума будут следующие:

I²_у = i²_ш + 4кТ/R_2.

E²_у = e²_ш + R²₁(i²_ш + 4кТ/R₂) = e²_ш + R²₁i²_у.

Рис. 7.57.

График для выбора ОУ. Сейчас вы уже владеете всем необходимым аппаратом для анализа входных цепей ОУ. Их шум задается в виде е_ш и i_ш для биполярных и для полевых транзисторов. Вам не надо ничего выдумывать, надо только их правильно использовать. Вообще говоря, паспортные данные иногда несколько пикантны. Например, импульсный шум ("popcorn noise")[1] определяется как скачки сдвига в случайные моменты случайной длительности. Этот термин в приличном обществе употреблять не принято.

На рис. 7.58 изображены шумовые характеристики нескольких популярных ОУ.

Рис. 7.58. Входные шумы некоторых популярных ОУ. а — зависимость входного напряжения шума е_ш от частоты; б — зависимость входного тока шума i_ш от частоты.

Широкополосный шум. Операционные схемы обычно имеют связь по постоянному току, область их рабочих частот простирается до некоторой верхней граничной частоты f_ср. Поэтому интересно знать полное напряжение шума во всей этой полосе, а не просто плотность мощности шума. На рис. 7.59 представлены графики, показывающие среднеквадратичное напряжение шума в полосе, которая простирается от постоянного тока до указанной частоты; они найдены путем интегрирования кривых мощности шума для различных операционных усилителей.

Рис. 7.59. Напряжение широкополосного шума некоторых популярных ОУ.

Выбор малошумящего ОУ. Выбрать ОУ, который минимизировал бы шумы в некотором диапазоне частот при данном сопротивлении источника сигнала R_c, как он видится со стороны усилителя (т. е. включающем влияние компонентов обратной связи, как это было описано выше), достаточно просто. Вообще говоря, желательны ОУ с малым i_ш для больших сопротивлений сигнала и с малым е_ш для малых сопротивлений сигнала. Приняв, что источник сигнала находится при комнатной температуре, определим суммарную плотность отнесенного ко входу напряжения шума как.

Е²_у = 4kTR_c + е²_ш+ i²_шR²_c.

Где первое слагаемое — тепловой шум, а два последних возникают за счет напряжения и тока шума ОУ. Очевидно, что тепловой шум является нижним пределом отнесенного ко входу шума. На рис. 7.60 даны графики величин е_у (при 10 кГц) как функции R_c для наиболее бесшумных ОУ, которые мы могли найти. Для сравнения мы включили также бескорпусный ПТ ОУ LF411 и микромощный биполярный ОР-90. Последний, хотя и является превосходным микромощным операционным усилителем, имеет большое напряжение шума (входные транзисторы работают при малом токе коллектора, а отсюда высокое значение r_Э и, как следствие, большой тепловой шум), а также большой ток шума (биполярный вход имеет существенный ток базы). Это еще раз подтверждает, насколько действительно хороши призеры.

7.60. Полный шум (резистор источника плюс усилитель при 10 Гц) высококачественного ОУ.

Малошумящие предусилители. В дополнение к малошумящим ОУ имеется несколько превосходных ИМС малошумящих предусилителей. В отличие от ОУ они обычно имеют фиксированный коэффициент усиления, хотя в некоторых моделях можно подключать внешний резистор установки усиления. Иногда их называют «видеоусилителями», поскольку они зачастую имеют полосу пропускания в десятки мегагерц, хотя их можно использовать также в низкочастотных схемах. В качестве примеров можно указать на SL561B фирмы Plessey и несколько моделей фирмы Analog Systems. Эти усилители типично имеют е_ш менее 1 нВ/Гц^1/2, что достигается (ценой повышения входного тока шума i_ш) за счет работы входного транзистора в режиме относительно большого коллекторного тока.

Измерение шума и источники шума.

Определение эквивалентного напряжения шума, тока шума, а отсюда и коэффициента шума и отношения сигнал/шум для любого заданного источника — довольно примитивный процесс. Из него получаются все данные о шуме усилителя, которые могут вас интересовать. В основном этот процесс состоит в приложении ко входу известного шумового сигнала, а затем-в измерении амплитуды на выходе в определенной полосе частот. В некоторых случаях (например, при согласованном входном полном сопротивлении источника и устройства, как это бывает в усилителях радиочастоты) источник сигнала можно заменить генератором с точно известной и управляемой амплитудой колебаний.

Ниже мы обсудим методы и аппаратуру, которые понадобятся для измерения выходного напряжения и ограничения полосы измерения, а сейчас предположим, что вы можете измерять эффективное значение выходного сигнала при той полосе измерений, которую вы выберете.

7.18. Измерение без источника шума.

В каскаде усилителя на биполярных или полевых транзисторах, предназначенного для работы на низких и средних частотах, желательно большое входное сопротивление. Мы хотим знать е_ш и i_ш, чтобы уметь предсказать отношение сигнал/шум для источника сигнала с произвольным уровнем и внутренним сопротивлением, как обсуждалось выше. Процедура эта проста. Во-первых, путем непосредственного измерения определяется коэффициент усиления по напряжению K_U для сигналов интересующего нас частотного диапазона. Амплитуда их должна быть достаточна, чтобы сделать незаметным собственный шум усилителя, но не настолько велика, чтобы привести усилитель в насыщение.

Во-вторых, закорачивается вход усилителя и измеряется среднеквадратичное напряжение шума на выходе е_{к. з}. Получаем напряжение входного шума на корень из герца по выражению.

I_ш = е_{к. з}/(K_UB^1/2) В/Гц^1/2,

Где В — ширина полосы измерения (см. разд. 7.21).

В-третьих, присоединив к входным клеммам резистор R, измеряем новое значение среднеквадратичного напряжения шума на выходе е_r. Значение сопротивления резистора должно быть достаточно большим, чтобы была заметна величина появившегося шума тока, но не настолько, чтобы доминировало входное сопротивление усилителя. (Если это практически невозможно, то оставьте вход разомкнутым и используйте в качестве R входное сопротивление усилителя.) Измеренное напряжение на выходе удовлетворяет соотношению.

Е²_r = [е²_ш + 4kTR + (i_шR)²]BK²_U,

Откуда находится i_ш.

I_ш = (1/R)[(е²_r/BK²_U) — (е²_ш + 4kTR)]^1/2.

Если «немножко повезет», то иметь значение будет лишь первое слагаемое под корнем (т. е. шум тока преобладает над шумом напряжения усилителя и над тепловым шумом резистора, вместе взятыми). Теперь найдем отношение сигнал/шум для сигнала U_и с полным сопротивлением источника R_и.

Где числитель — квадрат напряжения сигнала (предполагается, что он лежит внутри полосы В), а слагаемые знаменателя — это квадраты напряжения шума усилителя, тока шума усилителя, проходящего через сопротивление R_и, и теплового шума R_и. Заметьте, что расширение полосы пропускания усилителя сверх пределов, необходимых для прохождения сигнала U_и, только уменьшает окончательное значение отношения сигнал/шум. Но если сигнал U_и широкополосный (например, он сам является шумом), то окончательное значение отношения сигнал/шум не зависит от ширины полосы усилителя. Во многих случаях в приведенном выражении преобладает одно из слагаемых.

7.19. Измерение с источником шума.

Описанная техника измерения шумовых характеристик усилителя обладает тем преимуществом, что для нее не требуется точного и регулируемого источника шума, но зато нужен точный вольтметр и фильтр, а также должна быть известна частотная характеристика коэффициента усиления усилителя при данном сопротивлении подключенного источника. В альтернативном методе измерения шума предполагается подача на вход широкополосного шумового сигнала известной амплитуды и наблюдение за возрастанием напряжения выходного шума. Хотя эта методика требует точно калиброванного источника шума, зато не нужно никаких предположений о свойствах усилителя, так как характеристики шума измеряются прямо в интересующей нас точке — на входе.

Опять-таки необходимые измерения проводятся относительно просто. Генератор шума вы подсоединяете ко входу усилителя, будучи уверенными в том, что его полное сопротивление R_г — то самое, которое будет у источника, намеченного для работы с этим усилителем. Сначала вы определяете эффективное выходное напряжение шума усилителя при ослаблении источника шума до уровня нулевого выходного сигнала, затем увеличиваете среднеквадратичную амплитуду напряжения источника шума U_г до тех пор, пока выходной сигнал усилителя не увеличится на 3 дБ; это соответствует умножению среднеквадратичного напряжения на 1,414. Значение напряжения входного шума в полосе измерения при данном значении сопротивления источника равно значению добавленного сигнала. Таким образом усилитель имеет коэффициент шума.

КШ = 10·lg(U²_г/4kTR_г).

Отсюда можно получить значение отношения сигнал/шум для сигнала любой амплитуды с тем же сопротивлением источника, пользуясь формулой, приведенной в разд. 7.12:

С/Ш = 10·lg(U²_и/4kTR_и) — КШ(R_и) дБ.

Существуют хорошие доступные калиброванные источники шума, большинство из которых предоставляют возможность ослабления до прецизионного уровня в микровольтовом диапазоне. Отметим еще раз: в приведенных формулах предполагается, что R_вх >> R_и. С другой стороны, если измерение коэффициента шума производится с согласованным источником сигнала, т. е. если R_и = Z_вх, то в предыдущих выражениях необходимо опустить коэффициент 4.

Заметим, что этим способом е_ш и i_ш прямо не определяются, находится только определенная комбинация для источника с сопротивлением, равным сопротивлению возбуждающего генератора, который используется при измерении. Конечно, после нескольких таких измерений с разными сопротивлениями источника вы можете в результате вывести значения е_ш и i_ш.

Превосходной вариацией этого метода является использование теплового шума резистора в качестве «источника шума». Это излюбленный прием разработчиков усилителей радиочастоты с очень малым уровнем шума (в которых обычно полное сопротивление источника сигнала равно 50 Ом, и оно согласовано с полным входным сопротивлением усилителя). Делается это обычно следующим образом. В сосуд Дьюара с жидким азотом помещается 50-омная «заглушка» (так на профессиональном жаргоне называется хорошо спроектированный резистор с пренебрежимо малой индуктивностью или емкостью), так что она имеет температуру кипящего азота 77 К; вторая заглушка 50 Ом находится при комнатной температуре. Вход усилителя попеременно подключается к этим двум резисторам (обычно с помощью высококачественного коаксиального реле), в то время как мощность шума на выходе (на некоторой центральной частоте при некоторой полосе измерения) измеряется с помощью измерителя мощности радиочастоты. Назовем результаты этих двух измерений мощности выходных шумов для холодного и теплого резисторов соответственно R_хол и R_тепл. Легко показать, что температура шума усилителя на частоте измерения равна.

T_ш = (T_тепл - T_хол)/(Y — 1),

Где Υ = R_тепл/R_хол есть отношение мощностей шума. Отсюда, воспользовавшись формулой из разд. 7.12, имеем для коэффициента шума.

КШ(дБ) = 10·lg(Т_ш/290 + 1).

_{Упражнение 7.6. Выведите предыдущее выражение для температуры шума. Подсказка: для начала примите, что Rтепл = α(Тш + Tтепл) и Rхол = α(Тш + Tхол), где α — константа, которая скоро сократится; обратите внимание также на то, что вклад шума усилителя, обозначенный как температура шума, добавляется к температуре шума резистора источника. Вычтите ее отсюда.}

_{Упражнение 7.7. Температура шума (или коэффициент шума) усилителя зависит от величины полного сопротивления источника сигнала Rи. Покажите, что усилитель, характеризующийся величинами еш и iш (как на рис. 7.46), имеет минимум температуры шума при полном сопротивлении источника Rи = еш/iш. Покажите, далее, что при этом значении Rи температура шума определяется формулой Тш = еш·iш/2k.}

Усилители с согласованным входным сопротивлением. Последний способ идеален для измерения шума усилителей, спроектированных в расчете на согласованное сопротивление источника сигнала. Наиболее частыми примерами таких усилителей являются радиочастотные усилители или приемники для работы с полным сопротивлением источника сигнала около 50 Ом и сами имеющие входное сопротивление 50 Ом. В гл. 13 мы обсудим причины отступления от нашего обычного критерия, который гласит, что источник сигнала должен иметь малое внутреннее полное сопротивление по сравнению с полным сопротивлением нагрузки, на которую он работает. В этом случае е_ш и i_ш по отдельности не важны, имеет значение только общий (с согласованным источником) коэффициент шума или некоторое специфицированное значение отношения сигнал/шум с согласованным источником сигнала оговоренной амплитуды.

Иногда шумовые параметры выражаются явно в виде амплитуды узкополосного сигнала, необходимого для получения определенного отношения сигнал/шум на выходе. Обычный радиоприемник может иметь специфицированное отношение сигнал/шум 10 дБ при среднеквадратичном напряжении входного сигнала 0,25 мкВ и ширине полосы 2 кГц. В этом случае процедура состоит в измерении среднеквадратичного напряжения выходного сигнала приемника в условиях возбуждения входа согласованным (по сопротивлению) источником синусоидального сигнала, вначале выведенным на ноль, а потом дающим возрастающий (синусоидальный) сигнал до тех пор, пока среднеквадратичный выходной сигнал не достигнет уровня 10 дБ; в обоих случаях ширина полосы приемника 2 кГц. Важно, чтобы используемый измерительный прибор давал истинное среднеквадратичное напряжение, когда шум и сигнал смешаны (подробнее об этом см. далее). Заметим, что при измерении радиочастотных шумов часто требуется работа с выходными сигналами звукового диапазона.

7.20. Генераторы шумов и сигналов.

Широкополосный шум может генерироваться с помощью указанных ранее эффектов, а именно за счет теплового и дробового шума. Дробовой шум вакуумного диода является классическим источником широкополосного шума, который особенно удобен в работе, поскольку напряжение шума можно точно предсказать. С недавних пор в качестве источника шума все чаще применяется стабилитрон. Шумы обоих этих источников имеют спектр частот от нуля до очень больших значений, поэтому они полезны и при измерениях в звуковом диапазоне, и в радиодиапазоне.

Интересный источник шума можно построить с помощью цифровой аппаратуры, в частности длинных сдвиговых регистров, в которых на вход подается результат сложения по модулю 2 нескольких фиксированных разрядов (разд. 9.33). В результате образуется выходной сигнал в виде псевдослучайной последовательности нулей и единиц, которая после цифро-аналогового преобразования и прохождения через фильтр нижних частот порождает аналоговый сигнал в виде белого шума со спектром, простирающимся до точки среза фильтра; эта точка должна быть намного ниже частоты, с которой сдвигается регистр. Такие генераторы могут работать на очень высоких частотах, генерируя шум до 100 и более килогерц.

Этот «шум» обладает интересным свойством: по прошествии некоторого времени, определяемого длиной регистра, он в точности повторяется (регистр максимальной длины n бит перед повторением проходит через 2ⁿ — 1 состояний). Этот период без особого труда можно продлить на месяцы или годы, хотя секунд, как правило, достаточно. Например, 50-разрядный регистр, сдвигаемый с частотой 10 МГц, генерирует белый шум со спектром до 100 кГц и временем повторения 3,6 года. Аппаратура для генерации псевдослучайного шума на базе этого метода описана в разд. 9.36.

Некоторые источники шума могут генерировать и белый, и розовый шум. У розового шума равные мощности на каждой октаве, а не на каждой частоте. Плотность его мощности (мощность на герц) имеет спад 3 дБ/октава, и, поскольку RС-фильтр имеет спад 6 дБ/октава, для генерации розового шума из белого необходим довольно сложный фильтр. Схема, представленная на рис. 7.61, работает от ИМС 23-разрядного цифрового генератора белого шума и дает на выходе розовый шум с точностью ±0,25 дБ от 10 Гц до 40 кГц.

Рис. 7.61. Источник розового шума (— 3 дБ/октава, ±0,25 дБ от 10 Гц до 40 кГц).

Выпускаются самые разнообразные источники сигнала с прецизионно-регулируемой амплитудой выходного сигнала (вплоть до микровольтового диапазона и ниже) и частотой от долей герца до гигагерц. Некоторые из них могут программироваться по цифровой «шине». В качестве примера — синтезирующий генератор сигнала, модель 8660 Hewlett-Packard, с частотой выходного сигнала от 0,01 до 110 МГц и амплитудой выходного сигнала, калиброванной от 10 нВ до 1В (среднеквадратичное напряжение), с удобным цифровым дисплеем, шиной внешних соединений (интерфейсом) и шикарными приставками для расширения полосы частот до 2,6 ГГц для модуляции и качания частоты. Это несколько больше, чем обычно нужно для работы.

7.21. Ограничение полосы частот и измерение среднеквадратичного (эффективного) напряжения.

Ограничение полосы частот. Во всех измерениях, о которых говорилось, предполагается, что шум на выходе рассматривается в ограниченной полосе частот. В некоторых случаях усилитель может иметь приспособления для такого ограничения, что облегчает работу. Если это не так, то приходится присоединять к выходу усилителя какой-нибудь фильтр, и уже потом измерять напряжение шума на выходе фильтра.

Проще всего использовать обычный RС-фильтр с точкой, отвечающей значению — 3 дБ, установленной примерно на край нужной полосы. Для точного измерения шума необходимо знать эквивалентную «полосу шума», т. е. ширину полосы совершенного «прямоугольного» фильтра нижних частот, через который бы проходило такое же напряжение шума (рис. 7.62).

B = (π/2)f_{_3 дБ} = 1,57/f_{_3 дБ}.

Рис. 7.62. Эквивалентная «прямоугольному фильтру» полоса шума RС-фильтра нижних частот. 1 — RC-фильтр (20 дБ/декада); 2 — эквивалентная идеальная характеристика.

Значение ширины этой полосы подставляется вместо В в приведенных выше выражениях. После несложных выкладок находим: Для пары каскадно соединенных RC-фильтров (развязанных таким образом, чтобы они не нагружали друг друга) магическим выражением будет В = 1,22/f_{_3 дБ}. Для фильтра Баттерворта, описанного в разд. 5.05, ширина полосы шумов такова:

В = 1,57·f_{_3 дБ} … 1 полюс.

В = 1,11·f_{_3 дБ} … 2 полюса.

В = 1,05·f_{_3 дБ} … 3 полюса.

В = 1,025·f_{_3 дБ} … 4 полюса.

Если вы хотите провести измерения в ограниченной полосе частот около некоторой средней частоты, то можете использовать просто пару RС-фильтров (рис. 7.63); в этом случае полоса частот будет иметь указанный вид.

Рис. 7.63. Эквивалентная «прямоугольному фильтру» полоса шума полосового RС-фильтра.

Если у вас уже есть опыт контурного интегрирования, можете попробовать сделать следующее упражнение:

_{Упражнение 7.8. (Факультативное.) Выведите предыдущий результат прямо из свойств характеристик RС-фильтров. Предположите, что мощность входного сигнала равна единице на герц и проинтегрируйте выходную мощность от нуля до бесконечности. Контурный интеграл и будет искомым ответом.}

Другой способ изготовить полосовой фильтр для измерения шума — это использовать RLC-схему. Это лучше, чем пара каскадно соединенных RС-фильтров верхних и нижних частот, если вы хотите провести измерения в полосе, узкой в сравнении с центральной частотой (т. е. с высоким Q). На рис. 7.64 показаны как параллельная, так и последовательная RLС-схема, а также точные формулы, определяющие их полосы пропускания; для обеих схем резонансная частота f₀ = 1/2π√(LC)

Рис. 7.64. Эквивалентная «прямоугольному фильтру» полоса шума полосового RLC-фильтра.

Вы можете сформировать схему полосового фильтра в виде параллельной коллектору (или стоку) RLС-нагрузки; в этом случае используются приведенные выражения. Другой вариант: можно ввести фильтр, как показано на рис. 7.65; с точки зрения пропускания шумов в определенной полосе эта схема в точности эквивалентна параллельной RLC-цепи при R = R₁||R₂.

Измерение напряжения шума. Наиболее точный способ измерения выходного шума — использование выверенного вольтметра среднеквадратичного (эффективного) напряжения. Он работает путем измерения нагрева, производимого соответственно усиленным сигналом, или с использованием аналоговой схемы возведения в квадрат с последующим усреднением. Если вы пользуетесь измерителем истинного среднеквадратичного значения, то сначала проверьте, рассчитан ли он на те частоты, на которых проводятся измерения, потому что некоторые такие приборы имеют частоту всего несколько килогерц. Измерители истинного среднеквадратичного напряжения специфицируются также по пик-фактору, т. е. предельному отношению пикового напряжения к среднеквадратичному, при котором нет больших потерь точности. При измерении нормальных (гауссовских) шумов достаточно иметь пик-фактор от трех до пяти.

При отсутствии среднеквадратичного вольтметра можно воспользоваться простым осредняющим вольтметром переменного тока. Но в этом случае показания прибора приходится корректировать. Дело в том, что все осредняющие вольтметры (VOM, DMM и т. п.) изначально настроены так, что показывают не среднее напряжение, а среднеквадратичное напряжение в предположении синусоидальности сигнала. Например, если измерить напряжение электросети в США, то вольтметр покажет приблизительно 117 В. Это прекрасно, но, так как вы измеряете гауссовский шум, то придется применить дополнительную коррекцию. Правило здесь такое: чтобы получить среднеквадратичное напряжение гауссовского шума, следует показания осредняющего вольтметра переменного тока умножить на 1,13 или добавить 1 дБ.

Предупреждение: это правило хорошо работает, если измеряется чистый шум (т. е. выходной сигнал усилителя с резистором или генератором шума на входе), но оно не дает точного значения, если к шуму добавлен синусоидальный сигнал.

Третий метод (не очень точный) состоит в наблюдении шумовой картины на экране осциллографа: среднеквадратичное напряжение равно от 1/6 до 1/8 значения разности пиков (разброс зависит от вашей субъективной оценки этой величины). В этом методе хотя и неточном, не возникает проблем с получением достаточной полосы измерения.

7.22. Попурри на тему шумов.

Вот подборка интересных и, возможно, полезных фактов.

1. Время осреднения, необходимое для того, чтобы в показывающем приборе флуктуации выпрямленного шумового сигнала уменьшились до требуемого уровня при заданной полосе шумов, равно.

τ ~= 1600/Bσ² с,

Где τ — постоянная времени показывающего прибора, необходимая для того, чтобы создать на выходе линейного детектора, возбуждаемого на входе шумом с полосой В, флуктуации со стандартным отклонением σ процентов.

2. Для белого шума с ограниченной полосой ожидаемое количество максимумов в секунду равно.

Где f₁ и f₂ - нижняя и верхняя границы полосы. Для f₁ = 0 N = 0,77f₂ ; для узкополосного шума (f₁ ~= f₂) N ~= (f₁ + f₂)/2.

3. Отношение среднеквадратичного значения к среднему составляет: для гауссовского шума эфф/ср = √(π/2) = 1,25= 1,96 дБ,

Для синусоидального сигнала эфф/ср = π/2^3/2 = 1,11 =0,91 дБ, для прямоугольного сигнала эфф/ср = 1 = 0 дБ.

4. Частоты появления амплитуд в гауссовском шуме. Рис. 7.66 показывает долю времени, когда данный уровень амплитуды превышается гауссовским шумом (мгновенным значением), имеющим эффективное значение 1 В.

Рис. 7.66. Относительная наблюдаемость амплитуд в гауссовском шуме.

Помехи: экранирование и заземление 

«Шум» в виде мешающего сигнала, т. е. наводки сети, сигналов, приходящих по связям с источником питания и путям заземления, на практике может иметь более важное значение, чем рассматривавшийся ранее внутренний шум. Эти мешающие сигналы могут быть уменьшены до незаметных значений (в отличие от теплового шума) путем правильного размещения и конструирования схем. В упорных случаях можно включать комбинацию из фильтрации на линиях входа и выхода, тщательно продуманного расположения заземления, а также дорогостоящую электростатическую и магнитную экранировку. В ближайших разделах мы попытаемся осветить эту темную область искусства схемотехники.

7.23. Помехи.

Сигнал помехи может попасть в электронный прибор по входам, линий питания или по линиям ввода и вывода сигнала. Помехи могут попасть в схему и через емкостную связь с проводами (электростатическая связь-наиболее серьезный эффект для точек схемы с большим полным сопротивлением) или через магнитную связь с замкнутыми контурами внутри схемы (независимо от уровня полного сопротивления), или электромагнитную связь с проводами, работающими как небольшие антенны для электромагнитных волн. Любой из этих механизмов может передавать сигнал из одной части схемы в другую. И наконец, токи сигнала в одной части могут влиять на другую часть схемы при падении напряжения на путях заземления и линиях питания.

Исключение помех. Для решения этих часто встречающихся вопросов борьбы с помехами придумано много эффективных приемов. Однако следует помнить, что все эти приемы направлены на уменьшение сигнала (или сигналов) помехи, редко когда помеха уничтожается совсем. Поэтому имеет смысл повысить уровень сигнала просто для увеличения отношения сигнал/шум. Кроме того, надо ясно представлять себе, что внешние условия могут быть в смысле помех очень разными - прибор, который безукоризненно работает на стенде, может вести себя безобразно на том месте, для которого он предназначен. Перечислим некоторые внешние условия, которых следует избегать: а) соседство радио- и телестанций (РЧ-помехи), б) соседство линий метро (импульсные помехи и «мусор» в линии питания), в) близость высоковольтных линий (радиопомехи, шипение), г) близость лифтов и электромоторов (всплески в линии питания), д) здания с регуляторами освещения и отопления (всплески в линии питания), е) близость оборудования с большими трансформаторами (магнитные наводки) и ж) особенно близость электросварочных аппаратов (наводки всех видов неимоверной силы). При сем прилагается ряд советов, технических приемов и заклинаний из области черной магии.

Сигналы, связанные через входы, выходы и линии питания. В борьбе с шумами, идущими по линии питания, лучше всего комбинировать линейные РЧ-фильтры и подавители переходных процессов в линии переменного тока. Этим способом можно добиться ослабления помех на 60 дБ при частотах до нескольких сот килогерц, а также эффективного подавления повреждающих всплесков.

С входами и выходами дело сложнее из-за уровней полного сопротивления и потому, что надо обеспечить прохождение полезных сигналов, которые могут иметь тот же частотный диапазон, что и помехи. В устройствах типа усилителей звуковых частот можно использовать фильтры нижних частот на входе и на выходе (многие помехи от близлежащих радиостанций попадают в схему через провода громкоговорителя, выполняющие роль антенн). В других ситуациях необходимы, как правило, экранированные провода. Провода с сигналами низкого уровня, в частности при высоком уровне полного сопротивления, всегда нужно экранировать. То же относится к внешнему корпусу прибора.

Ёмкостная связь. Внутри прибора сигналы могут прекрасно проходить всюду путем электростатической связи: в какой-нибудь точке в приборе происходит скачок сигнала 10 В и на расположенном рядом входе с большим полным сопротивлением произойдет тот же симпатичный скачок. Что тут можно сделать? Лучше всего уменьшить емкость между этими точками, нарушителями порядка (разнеся их), добавить экран (цельнометаллический футляр или даже металлическая экранирующая оплетка исключает этот вид связи), придвинуть провода вплотную к плате заземления (которая «глотает» электростатические пограничные поля, в огромной степени ослабляя связь) и, если возможно, снизить полное сопротивление насколько удастся. Входы операционного усилителя в отличие от выходов легко подхватывают помеху. Более подробно об этом см. далее.

Магнитная связь. К сожалению, низкочастотные магнитные поля не ослабляются существенно металлической экранировкой. Проигрыватель, магнитофон, микрофон или другая чувствительная схема, расположенная вблизи большого силового трансформатора, будет иметь очень большие наводки сетевой частоты. Лучший способ борьбы с этим явлением — следить, чтобы каждый замкнутый контур внутри схемы имел минимальную площадь, и стараться, чтобы схема не имела проводов в виде петли. Эффективны в борьбе с магнитной наводкой витые пары, так как площадь каждого витка мала, а сигналы, наведенные в следующих друг за другом витках, компенсируются.

При работе с сигналами очень низкого уровня, или устройствами, очень чувствительными к магнитным наводкам (головки магнитофонов, катушки индуктивности, проволочные сопротивления), может оказаться желательным магнитное экранирование. «Экраны из мю-металла» выпускаются в виде готовых форм или гибких листов. Если внешнее магнитное поле велико, то лучше всего применять экран из материала с высокой магнитной проницаемостью, окруженный экраном с низкой магнитной проницаемостью (например, из обычного железа) для того, чтобы предотвратить магнитное насыщение внутреннего экрана. Конечно, наиболее простым решением часто является удаление мешающего источника магнитного поля. Иногда бывает необходимо убирать большие силовые трансформаторы, так сказать, с переднего края. Тороидальные трансформаторы имеют меньшую величину излучаемого магнитного поля по сравнению с обычными прямоугольными.

Радиочастотные помехи. Наводки радиочастоты могут быть очень коварными, поскольку невинная на взгляд часть схемы может работать как эффективный резонансный контур с огромным резонансным пиком. Кроме общего экранирования, желательно все провода делать как можно короче и избегать образования петель, в которых может возникнуть резонанс. Если речь идет об очень высоких частотах, то тут могут помочь ферритовые кольца-бусины. Классической ситуацией паразитного приема высоких частот является пара шунтирующих конденсаторов (один танталовый, другой дисковый керамический), что часто рекомендуется для улучшения шунтирования питания. Такая пара образует отличный паразитный настроенный контур где-то в области от ВЧ до СВЧ (от десятков до сотен мегагерц), да еще и самовозбуждающийся (при наличии усиления)!

7.24. Сигнальное заземление.

Провода заземления и заземленные экраны могут доставить много неприятностей, и по этому поводу существует много недоразумений. В двух словах сущность проблемы такова: ток (о котором мы забыли), протекая по линии заземления, может возбудить сигнал, который воспринимает другая часть схемы, сидящая на том же проводе заземления. Часто делают «Мекку» заземления — это точка, в которой сходятся все линии заземления схемы, но это-решение в лоб; при мало-мальском понимании сути проблемы вы сможете в большинстве ситуаций найти более разумное решение.

Обычные ошибки заземления. Общая ситуация представлена на рис. 7.67.

Рис. 7.67. Схема заземления для сигналов низкого уровня. а — правильно; б — неправильно.

В одном приборе находятся усилитель низкого уровня и мощный усилитель (драйвер) с большим потребляемым током. Первая схема сделана правильно: оба усилителя присоединены непосредственно к измерительным выводам стабилизатора напряжения питания, поэтому падение напряжения I·R на проводах, идущих к мощному каскаду, не оказывает влияния на напряжение питания усилителя низкого уровня. К тому же ток нагрузки, проходя на землю, не появляется на входе низкого уровня; вообще, никакой ток не идет по проводу заземления входа усилителя низкого уровня к схемной «Мекке» (в качестве которой может быть выбрано соединение с корпусом возле входного коаксиального разъема BNC).

Во второй схеме имеются две грубые ошибки. Флуктуации напряжения питания, порожденные токами нагрузки каскада высокого уровня, отражаются на напряжении питания каскада низкого уровня. Если входной каскад имеет недостаточно высокий коэффициент ослабления флуктуации питания, то это может привести к возникновению автоколебаний. Дальше и того хуже: ток нагрузки, возвращаясь к источнику питания, вызывает флуктуации потенциала на «земле» корпуса по отношению к заземлению источника питания. Входной каскад оказывается привязанным к этой «переменной земле», а это, очевидно, плохо.

Мораль состоит в том, что надо следить, где протекают большие токи сигнала, и смотреть, чтобы вызываемые ими падения напряжения не влияли на вход. В некоторых случаях разумно отделить источник питания от каскада низкого уровня небольшой RС-цепью (рис. 7.68). В особо трудных случаях с развязкой источника питания можно попробовать в цепь питания каскада низкого уровня поставить стабилитрон или трехвыводной стабилизатор для дополнительной развязки.

7.25. Межприборное заземление.

Идея главной точки заземления внутри одного прибора хороша, но что делать, если сигнал идет из одного прибора в другой и у каждого из них свое представление о «земле»? Рекомендуем несколько предложений.

Сигналы высокого уровня. Если сигналы имеют напряжение несколько вольт или это логические сигналы высокого уровня, то просто соедините то, что нужно, и забудьте об этом (рис. 7.69).

Источник напряжения (обозначен между двумя заземлениями) представляет собой разность потенциалов между двумя выводами линий питания в одной и той же комнате или (что хуже) в разных комнатах здания. Эта разность потенциалов состоит частично из напряжения, наведенного от сети, гармоник частоты сети, радиочастотных сигналов (силовые линии питания — хорошая антенна), разных всплесков и прочего «мусора». Если ваши сигналы достаточно велики, то со всем этим вы можете жить.

Малые сигналы и длинные линии. Для малых сигналов такая ситуация нетерпима, и вам придется сделать некоторые усилия, чтобы ее улучшить. Несколько идей для этой цели содержит рис. 7.70.

Рис. 7.70. Цепи заземления с экранированными кабелями для сигналов низкого уровня.

На первой схеме коаксиальный экранированный кабель присоединен к корпусу и схемному заземлению источника сигнала, но изолирован от корпуса приемника (используйте изолированный разъем BNC Bendix 4890-1 или Amphenol 31-010). Благодаря дифференциальному усилителю для буферизации входного сигнала подавляется синфазный сигнал в цепи заземления, выделяющийся на экране. Также полезно подключить резистор с малым сопротивлением и шунтирующий конденсатор на землю для ограничения сдвига «напряжения заземления» и предупреждения повреждений входного каскада. Еще одна схема приемника на рис. 7.70 демонстрирует использование «псевдодифференциального» входного включения для усилительного каскада с одним выходом (это может быть, например, стандартный неинвертирующий ОУ, как по схеме). Сопротивление 10 Ом включенного между общей точкой усилителя и схемной землей резистора достаточно велико (во много раз больше полного сопротивления заземления источника), так что потенциал в этой точке задает опорная земля источника сигнала. Разумеется, любой шум, присутствующий в этом узле схемы, появится также на выходе, однако это становится неважным, если каскад имеет достаточно высокий коэффициент усиления Κ_U, поскольку отношение полезного сигнала к шумам заземления увеличивается в Κ_U раз. Таким образом, хотя данная схема не является подлинно дифференциальной (обладающей бесконечным КОСС), тем не менее работает она достаточно хорошо (с эффективным КОСС, равным Κ_U). Такой прием псевдодифференциального включения с отслеживанием потенциала земли можно использовать также для сигналов низкого уровня внутри самого прибора, когда возникают проблемы с шумами заземления.

Во второй схеме используется экранированная витая пара, экран которой присоединен к корпусу на обоих концах. Это не опасно, так как по экрану сигнал не идет. Дифференциальный усилитель используется, как и раньше, на приемном конце. Если передается логический сигнал, то имеет смысл передавать дифференциальный сигнал (сигнал и его инверсию), как показано на рисунке. Во входных каскадах приемной стороны можно применять обычные дифференциальные усилители или, если очень сильны помехи от земли, специальные «изолированные» усилители (выпускаются фирмами Analog Devices и Burr-Brown). Последние могут работать при киловольтных синфазных сигналах. Также работают оптоэлектронные изолирующие модули, в некоторых случаях — это удобное решение для передачи цифровых сигналов.

На радиочастотах подходящий способ подавления синфазного сигнала на приемном конце дает трансформаторная связь; она также облегчает получить дифференциальный биполярный сигнал на передающем конце. Трансформаторы также популярны в звуковой аппаратуре, хотя они громоздки и ведут к некоторому искажению сигнала.

Для очень длинных кабельных линий (измеряемых милями) полезно принять меры против больших токов в экранах на радиочастотах. Способ достижения этого показан на рис. 7.71.

Рис. 7.71. Схема защиты входа приемника сигналов с очень длинной линии.

Как было показано выше, дифференциальный усилитель работает с витой парой и на него не влияет напряжение экрана. Путем связи экрана через небольшую катушку индуктивности с корпусом удается сохранить малое напряжение постоянного тока, а большие радиочастотные токи исключить. На этой схеме показана также защита от выхода синфазного напряжения за пределы ±10 В.

Хорошая схема защиты многопроводного кабеля, в котором требуется исключить синфазные наводки, показана на рис. 7.72.

Рис. 7.72. Подавление синфазной помехи при пользовании длинным многожильным кабелем.

Так как у всех сигналов эта наводка одна и та же, то единственный провод, подключенный к земле на передающем конце, служит для компенсации синфазных сигналов во всех n проводах сигнала. Просто этот сигнал считывается по отношению к земле на приемном конце и используется как опорный входной сигнал для всех n дифференциальных усилителей, работающих с остальными сигналами.

Приведенные схемы хорошо подавляют синфазные помехи на низких и средних частотах, но против радиочастотных помех они могут оказаться неэффективными из-за низкого КОСС в приемном дифференциальном усилителе. Одной из возможностей здесь оказывается закрутка кабеля целиком вокруг ферритового тора (рис. 7.73).

Это увеличивает последовательную индуктивность кабеля в целом, повышает полное сопротивление синфазному сигналу на высокой частоте и облегчает возможность шунтирования его на дальнем конце парой конденсаторов малой емкости на землю. Эквивалентная схема показывает, почему это происходит без ослабления дифференциального сигнала: у вас есть последовательные индуктивности, включенные в сигнальные линии и экран, но поскольку они образуют трансформатор с единичным отношением числа витков, дифференциальный сигнал не изменяется. Это есть на самом деле «1:1 продольный трансформатор», который описывается в разд. 13.10.

Плавающий источник сигнала. Та же несогласованность напряжений заземления в разных местах проявляется еще более серьезно на входах низкого уровня, поскольку там сигналы очень малы. Примером является головка магнитофона или другой источник сигнала, для которого нужна экранированная сигнальная линия. Если заземлить экран на обоих концах, то разность напряжений заземления появится в качестве сигнала на входе усилителя. Лучше всего отделить экран от заземления в источнике (рис. 7.74).

Изолирующие усилители. Другим решением серьезных проблем, связанных с заземлением, является использование «изолирующего усилителя». Изолирующие усилители — это готовые устройства, предназначенные для передачи аналогового сигнала (с полосой частот, начинающейся с постоянного тока) от схемы с одним опорным уровнем заземления к другой схеме, имеющей совершенно другую землю (рис. 7.75).

Рис. 7.75. Концепция изолирующего усилителя.

На практике в некоторых экзотических ситуациях потенциалы этих «земель» могут отличаться на много киловольт! Применение изолирующих усилителей обязательно в медицинской электронике - там, где электроды прикладываются к телу человека, с тем, чтобы полностью изолировать такие контакты от измерительных схем, запитанных непосредственно от сети переменного тока. В выпускаемых в настоящее время изолирующих усилителях используется один из следующих трех методов:

1. Трансформаторная изоляция (развязка) несущего сигнала высокой частоты, подвергнутого частотной или широтно-импульсной модуляции относительно узкополосным сигналом (с частотой от 0 до 10 кГц или около того), который необходимо изолировать (рис. 7.76).

Рис. 7.76. Изолирующий усилитель AD295 с трансформаторной связью. (Analog Devices).

Этот метод применяется во всех изолирующих усилителях фирмы Analog Devices, а также в ряде устройств фирмы Burr-Brown. Изолирующие усилители с трансформаторной развязкой имеют удобную особенность: питание постоянного тока подается только на одну сторону (передающую или приемную); у всех у них в корпусе встроен преобразователь постоянного напряжения в постоянное напряжение с трансформаторной связью. Усилители такого типа обеспечивают изоляцию до 3,5 кВ и имеют типичную полосу пропускания порядка 2 кГц, хотя некоторые устройства работают с сигналами до 20 кГц.

2. Оптоэлектронная передача сигнала через светодиод на передающем конце и фотодиод на стороне приемника. Типичным примером использования этого метода служит ISO100 фирмы Burr-Brown. Здесь не требуется высокочастотной несущей, поскольку сигналы, будь они даже постоянного тока, можно передавать оптически. Для того чтобы добиться хорошей линейности, Burr-Brown использовала изящный ход: свет от светодиода падает также на второй (согласованный с первым) фотодиод, включенный на передающем конце по схеме обратной связи, так что нелинейности свето- и фотодиода взаимно уничтожаются; см. рис. 7.77. ISO100 требует источников питания на обоих концах, изолирует до 750 В и имеет полосу 60 кГц.

Рис. 7.77. Аналоговый изолирующий усилитель с оптической связью.

3. Изоляция за счет емкостной связи по высокочастотной несущей, модулированной по частоте сигналом, который необходимо изолировать (рис. 7.78).

Рис. 7.78. Изолирующий усилитель с емкостной связью.

Представителями этого метода являются ISO102, ISO106 и ISO122 фирмы Burr-Brown (рис. 7.79).

Рис. 7.79. Изолирующий усилитель ISO106 фирмы Burr-Brown.

_{(Burr-Brown Corporation).}

Здесь нет обратной связи, как и при трансформаторной изоляции, но для большинства моделей нужны источники питания на обоих концах. Это обычно не доставляет трудностей, поскольку у вас, скорее всего, должны быть электронные схемы на обоих концах, генерирующие и использующие сигнал. Если это не так, то вы можете достать изолированный преобразователь постоянного напряжения для использования его в такого рода усилителе. ISO106 обеспечивает изоляцию до 3,5 кВ и имеет полосу пропускания 70 кГц.

Все изолирующие усилители такого рода предназначены для работы с аналоговыми сигналами и обладают умеренной полосой пропускания; стоимость каждого из них лежит в пределах от 25 до 100 долл. Такого же плана проблемы заземления могут возникать и в цифровых схемах, где они решены просто и эффективно: выпускаются изоляторы с оптической связью (оптоизоляторы) с большим выбором полосы (до 10 МГц и более), изолирующие разность потенциалов в несколько киловольт и имеющие низкую стоимость (1–2 долл.). Мы познакомимся с ними в гл. 9.

Защита сигнала. К этому вопросу тесно примыкает защита сигнала — изящный способ уменьшения эффектов входной емкости и утечек при малых сигналах и большом полном сопротивлении. Если вы работаете с сигналами от микроэлектродов или емкостных датчиков с внутренним полным сопротивлением в сотни мегаом, то даже входная емкость в несколько пикофарад может в этом случае совместно с этим сопротивлением образовать фильтр нижних частот со спадом, начинающимся с нескольких герц! К тому же конечное значение сопротивления изоляции в соединительном кабеле легко может на порядки ухудшить рабочие параметры усилителя со сверхнизким током входного сигнала (ток смещения меньше пикоампера) за счет утечек. Обе эти проблемы разрешаются путем использования защитного электрода (рис. 7.80).

Рис. 7.80. Применение «защитного» экрана для увеличения входного полного сопротивления.

Внутренний экран соединен с повторителем; это эффективно исключает токи и резистивных, и емкостных утечек за счет нулевой разности потенциалов между сигнальным проводом и его окружением. Внешний заземленный экран предохраняет от помех защитный электрод; не доставляет хлопот работа повторителя на емкость и утечку между экранами, так как у повторителя малое полное выходное сопротивление. Однако не следует применять этот прием чаще, чем это необходимо; имеет смысл ставить повторитель как можно ближе к источнику сигнала, защищая лишь небольшой отрезок кабеля, соединяющий повторитель и источник. Передавать сигнал после повторителя с его низким выходным полным сопротивлением к отдаленному усилителю можно и по обычному экранированному кабелю. Защиту сигнала мы рассмотрим в разд. 15.08 в связи с микроэлектродами с большим полным сопротивлением.

Влияние на выходные сигналы. Как правило, выходное сопротивление ОУ настолько мало, что не надо заботиться о емкостных наводках на выходной сигнал. Однако в случае наличия высокочастотной или быстропереключающейся помехи основание для беспокойства имеется, особенно если от выходного сигнала требуется более или менее приличная точность. Рассмотрим пример на рис. 7.81.

Рис. 7.81. Схема образования помех от цифровых схем в линейном аналоговом сигнале.

Прецизионный сигнал усиливается с помощью ОУ и проходит через область пространства, содержащую логические элементы с сигналами, дискретно изменяющимися со скоростью нарастания 0,5 В/нс. Выходное полное сопротивление замкнутого ОУ повышается с частотой, достигая значений от 10 до 100 Ом на частоте 1 МГц (см. разд. 7.07). Какой должна быть наибольшая допустимая паразитная емкость связи, если влияние помехи должно быть меньше разрешения аналогового сигнала 0,1 мВ? Удивительный ответ — 0,02 пФ.

Есть несколько решений этого вопроса. Лучше всего держать ваш маленький аналоговый сигнал подальше от скопления быстропереключающихся сигналов. Средней величины конденсатор, шунтирующий выход ОУ (возможно, с небольшим последовательным резистором для обеспечения устойчивости ОУ), может исправить положение, хотя и снизит скорость нарастания. Грубо говоря, конденсатор снижает частоту воспринимаемых помех до такого значения, при котором обратная связь усилителя может их подавить. Несколько сот пикофарад на землю придадут достаточную устойчивость аналоговому сигналу высокой частоты (представьте себе емкостный делитель напряжения). Еще одна возможность — это применить буферный усилитель с низким полным выходным сопротивлением, как LT1010, или мощный ОУ типа LM675. Не пренебрегайте также возможностью использовать экранирование, витые пары и близость к платам заземления для уменьшения влияний.

Схемы, не требующие пояснений.

7.26. Удачные схемы.

На рис. 7.82 показаны некоторые идеи построения схем, имеющие отношение к теме данной главы.

Рис. 7.82. а — схема измерения напряжения сдвига ОУ;

Рис. 7.82. б — схема измерения низкочастотного шума ОУ;

Рис. 7.82.  в — схема измерения времени установления;

Рис. 7.82. г — схема для работы на большую емкостную нагрузку;

Рис. 7.82. д — схемы защиты от помех входов сигналов низкого уровня с высоким Z. (R компенсирует выходное сопротивление источника);

Рис. 7.82. е - схемы подстройки сдвига (I — традиционная; II — улучшенная с потенциометром со средней точкой. Эта схема, предоставленная фирмой Bourns, имеет меньшую зависимость от небаланса напряжений питания);

Рис. 7.82.  ж — интегратор с ограничителем из стабилитронов с малой утечкой;

Рис. 7.82. з — сверхпрецизионный источник тока;

Рис. 7.82.  и — уменьшение «усиления шума» в усилителе сигналов низкого уровня — преобразователе полного сопротивления (из сборника по применению фирмы Burr-Brown);

Рис. 7.82. к — прецизионный интегратор с компенсацией утечки конденсатора (потенциометр П₁ используется для установления нулевого дрейфа в момент, когда напряжение на выходе близко к нулю, а П₂ — когда выход близок к +10 В);

Рис. 7.82. л — измерительный усилитель (коэффициент усиления задается выбором R₅);

Рис. 7.82. м — малошумящий с малым дрейфом усилитель; шум составляет 60 нВ (дв. ампл.) в диапазоне частот 0,1-10 Гц — сравните с большим значением шума усилителя с прерыванием (1,5 мкВ двойной амплитуды);

Рис. 7.82. н — активный выпрямитель (симметричная схема);

Рис. 7.82. о — малошумящий предусилитель, рассчитанный на работу с R_и < 600 Ом (разработано Бобом Видларом для фирмы NSC);

Рис. 7.82. п — программируемый источник тока, использующий измерительный усилитель;

Рис. 7.82. р — ОУ, обеспечивающий высокую точность по постоянному току, высокое быстродействие или большую мощность;

Рис. 7.82. с — ОУ со сверхмалым шумом (фирма PMI, заметка по применению 102).

Дополнительные упраженения.

(1). Докажите, что С/Ш = 10·lg(v²_и/4kTR_и) — КШ (дБ) (при R_и). (2). Синусоидальный сигнал 100 Гц с эффективным напряжением 10 мкВ проходит через резистор 1 МОм при комнатной температуре. Какое будет отношение сигнал/шум в полученном в результате сигнале (а) в полосе шириной 10 Гц с центром на частоте 100 Гц? (б) В полосе частот от 0 до 1 МГц? (3). Транзисторный усилитель, в котором применен 2N5087, работает при токе коллектора 100 мкА и возбуждается источником сигнала с полным сопротивлением 2000 Ом. (а) Найдите коэффициент шума при 100 Гц, 1 кГц и 10 кГц. (б) Найдите отношение сигнал/шум на каждой из названных частот для входного сигнала 50 нВ (среднеквадратичное) и полосы пропускания усилителя 10 Гц. (4). Были произведены измерения на промышленном усилителе для определения его эквивалентного шума е_ш и i_ш при частоте 1 кГц (Z_вх = 1 МОм). Выходной сигнал усилителя был пропущен через фильтр с крутым спадом частотной характеристики и полосой пропускания шириной 100 Гц, и входной сигнал 10 мкВ дал выходной сигнал 0,1 В. При таком уровне вклад шума усилителя пренебрежимо мал. Среднеквадратичное напряжение шумов на выходе равно 0,4 мВ при закороченном входе. При разомкнутом входе выходной шум возрастает до 50 мВ эфф. (а) Найдите е_ш и i_ш для этого усилителя на частоте 1 кГц. (б) Найдите коэффициент шума этого усилителя на частоте 1 кГц при сопротивлениях источника 100 Ом, 10 кОм и 100 кОм. (5). На некотором усилителе производились измерения с помощью калиброванного источника шума с выходным полным сопротивлением 50 Ом. Выход генератора должен был быть увеличен до 2 нВ/Гц^1/2 для того, чтобы удвоить мощность выходного шума усилителя. Каков коэффициент шума при сопротивлении источника 50 Ом? (6). Напряжение выходного шума у генератора белого шума измеряется с помощью схемы, показанной на рис. 7.83. При некотором уровне выходного сигнала генератора вольтметр переменного тока показывает 1,5 В эфф. Какова будет плотность шума (среднеквадратичная, в вольтах на корень из герца) на выходе генератора?

Рис. 7.83.

Глава 8. ЦИФРОВЫЕ СХЕМЫ.

Основные логические понятия.

Перевод Ю.В. Чечёткина.

8.01. Цифровые и аналоговые сигналы.

Мы рассматривали до сих пор главным образом схемы, входные и выходные напряжения которых могли изменяться в определенном диапазоне значений: RC-цепи, интеграторы, выпрямители, усилители и т. п. Когда сигналы, с которыми приходится иметь дело, либо являются непрерывными по самой своей природе (например, звуковые), либо представляют собой непрерывно меняющиеся напряжения, поступающие от измерительных приборов (например, от устройств для измерения температуры или обнаружения светового излучения, биологических или химических зондов), это естественно.

Входной сигнал по своей природе может быть и чисто дискретным, например импульсы в детекторе частиц или «биты» информации, поступающие от ключа, клавиатуры или ЭВМ. В подобных случаях естественно и удобно использовать цифровую электронику, т. е. схемы, которые имеют дело с информацией, представленной в виде «единиц» или «нулей». Для того чтобы непрерывную (аналоговую) информацию можно было обрабатывать на ЭВМ или хранить в виде чисел, ее необходимо преобразовать в цифровую форму и наоборот (с помощью цифро-аналоговых ЦАП и аналого-цифровых АЦП-преобразователей). Характерным примером служит ситуация, в которой микропроцессор или ЭВМ воспринимает сигналы от экспериментальной или промышленной установки, на основе полученных данных управляет параметрами эксперимента и хранит полученные результаты для последующего использования в процессе эксперимента.

Другим интересным примером, который демонстрирует возможности цифровых методов, является передача аналоговых сигналов без искажений, связанных с воздействием помех. Например, звуковые и видеосигналы, передаваемые по кабелю или с помощью радиоволн, воспринимают «шум», который потом нельзя отделить от полезного сигнала. Если же передаваемый сигнал преобразовать в ряд чисел, определяющих его амплитуду в последовательные моменты времени, а затем эти числа передавать в виде цифровых сигналов, то аналоговый сигнал, восстановленный на приемной стороне (с помощью ЦАП), не будет содержать ошибок, если уровень шума в канале связи не настолько высок, чтобы помешать правильному распознаванию «единиц» и «нулей». Этот метод, известный под названием импульсно-кодовой модуляции (ИКМ), особенно эффективен в том случае, когда сигнал должен проходить через ряд ретрансляторов, например, при межконтинентальной телефонной связи, так как восстановление цифрового сигнала в каждом пункте ретрансляции гарантирует помехоустойчивую передачу. Космические зонды с помощью ИКМ передают на землю данные и изображения. Цифровая звукозапись в вашем доме размещается на 12-см оптических «компакт-дисках», которые хранят стереомузыкальные произведения в виде 16 разрядов каждые 23 мкс, порядка 6 млрд. бит информации на все.

Возможности цифровой аппаратуры настолько велики, что задачи, предназначенные, казалось бы, исключительно для аналоговых методов, гораздо лучше зачастую решаются цифровым путем. Например, в аналоговом измерителе температуры можно установить микропроцессор и память, в результате этого повысится точность измерений за счет компенсации нелинейности прибора. Подобные применения микропроцессоров стали обычным делом. Ввиду их широкой доступности. Однако вместо того, чтобы пытаться перечислить все случаи, где может применяться цифровая электроника, лучше перейдем к ее изучению, в процессе которого примеры будут возникать сами собой.

8.02. Логические состояния.

Под цифровой электроникой мы имеем в виду схемы, для каждой точки которых можно определить, как правило, только два состояния, например транзистор может быть либо закрыт, либо насыщен. В качестве параметра обычно выбирают не ток, а напряжение, уровень которого может быть ВЫСОКИМ или НИЗКИМ. Эти два состояния могут представлять различные «биты» (binary digits — двоичные разряды) информации, например, следующим образом: один бит числа: ключ замкнут или разомкнут, присутствует или отсутствует сигнал, уровень аналогового сигнала выше или ниже заданного предела, некоторое событие произошло или не произошло, требуется или не требуется выполнять некоторые действия и т. п.

Высокий и низкий уровни. Состояния ВЫСОКОГО и НИЗКОГО уровней определяют некоторым заданным образом «истинные» и «ложные» значения в булевой алгебре. Если в какой-либо точке схемы истинное значение определяет ВЫСОКИЙ уровень, то говорят, что эта сигнальная линия использует «положительную логику» и наоборот. Пример «отрицательной логики» показан на рис. 8.1.

Рис. 8.1.

Когда состояние КЛЮЧ ЗАМКНУТ истинно, выход имеет НИЗКИЙ уровень. Выходной сигнал таким образом соответствует «отрицательной логике» (более правильным было бы название «нулевая логика», поскольку отрицательное напряжение в схеме отсутствует) и может быть обозначен, как показано на рисунке. (Черта над символом означает операцию НЕ, т. е. данная линия имеет ВЫСОКИЙ уровень, когда ключ не замкнут.) Запомните, что наличие или отсутствие черты отрицания над обозначением говорит о том, какой уровень (ВЫСОКИЙ или НИЗКИЙ) будет иметь данный провод, когда заданное условие (КЛЮЧ ЗАМКНУТ) истинно.

Цифровая схема «знает», что за сигнал она представляет по тому, откуда поступает этот сигнал, так же как в аналоговой схеме выход какого-либо операционного усилителя «представляет» определенную величину. Цифровые схемы, однако, обладают дополнительной гибкостью: иногда одни и те же сигнальные линии используются для передачи различных видов информации и для посылки ее в разных направлениях в различные моменты времени. Для того чтобы выполнить это «мультиплексирование», необходимо посылать дополнительную информацию (адресные биты или биты состояния). Далее будет показано много примеров, в которых используется это полезное свойство цифровой электроники, а пока будем считать, что любая схема предназначена для выполнения одной заданной функции и она «знает», откуда поступают входные и куда идут выходные сигналы.

Введем понятия 1 и 0, внеся некоторую путаницу в эту простую по существу операцию. Эти символы используются в булевой алгебре для обозначения утверждений ИСТИНА и ЛОЖЬ соответственно. В том же значении они иногда используются и в электронике, но, к сожалению, здесь они применяются также и в другом смысле, а именно: 1 означает ВЫСОКИЙ уровень, а 0 — НИЗКИЙ уровень. В этой книге мы постараемся избежать какой либо двусмысленности, будем использовать для обозначения логических состояний слова ВЫСОКИЙ уровень (или символ В) и НИЗКИЙ уровень (или символ Н) метод, который широко используется в электронной промышленности, а обозначения 1 и 0 будут применяться лишь в тех случаях, где их двусмысленное толкование исключается.

Диапазон напряжений высокого и низкого уровней. Как упоминалось в разд. 1.10, значения напряжений, соответствующих ВЫСОКИМ и НИЗКИМ уровням, могут колебаться в некотором диапазоне. Например, для высокоскоростной КМОП («НС») логики входные напряжения от уровня земли до 1,5 В представляются как НИЗКИЙ уровень, а напряжения в пределах 1,5 В от напряжения питания +5 В — как ВЫСОКИЙ уровень. Типичные напряжения НИЗКОГО и ВЫСОКОГО состояний составляют десятую долю В выше 0 и ниже 5 В соответственно (остаточное напряжение одного МОП-транзистора).

Такие широкие диапазоны выбраны для того, чтобы изготовитель микросхем имел в своем распоряжении определенный допуск, в пределах которого параметры схемы могли бы колебаться за счет изменения температуры, нагрузки, напряжения питания, а также под воздействием шумов, т. е. разнообразных паразитных сигналов, которые добавляются к рабочему сигналу при его прохождении через схему (за счет емкостных связей, внешних наводок и т. п.). Схема, получив сигнал, определяет, каков его уровень (ВЫСОКИЙ или НИЗКИЙ), и действует соответствующим образом. Если помеха не превращает 1 в 0 или наоборот, то все прекрасно и любые помехи отсеиваются на каждой ступени, поскольку на выходе схемы восстанавливаются «чистые» значения 1 или 0. Цифровая электроника в этом смысле не подвержена влиянию помех и является идеальной.

Термин помехоустойчивость используется здесь для обозначения максимального уровня помехи, которая, будучи добавлена к логическому сигналу при самых неблагоприятных условиях, не будет еще приводить к ошибочной работе схемы. Например, для элементов ТТЛ помехоустойчивость составляет 0,4 В, так как любой сигнал ниже 0,8 В интерпретируется ими как НИЗКИЙ уровень, а любой сигнал выше 2,0 В — как ВЫСОКИЙ, в то время как уровни выходных сигналов составляют в самом неблагоприятном случае +0,4 и +2,4 В соответственно (см. таблицу логических уровней в гл. 1). В действительности помехоустойчивость этих схем значительно выше приведенной величины, поскольку типичные значения ВЫСОКОГО и НИЗКОГО напряжений составляют +0,2 и 3,4 В, а входной порог принятия решения равен ~ 1,3 В. Однако необходимо помнить, что хорошая схема рассчитана на самый неблагоприятный случай. Не следует также забывать о том, что различные семейства логических элементов обладают различной помехоустойчивостью. Элементы КМОП имеют по сравнению с ТТЛ более высокую помехоустойчивость, а быстродействующие элементы ЭСЛ — более низкую. Конечно, восприимчивость к шуму цифровых систем зависит также от амплитуды шума, которая в свою очередь зависит от таких факторов, как параметры выходной ступени индуктивности проводников земли, существования длинных линий «шин», скорости нарастания на выходе во время логического перехода (когда из-за емкостной нагрузки возникают переходные токи, вызывающие выбросы напряжения линии земли). Мы будем касаться некоторых из этих проблем в разд. 9.11-9.13.

Логические уровни.

Диаграмма на рис. 8.1, а показывает диапазоны напряжений, которые соответствуют двум логическим состояниям (ВЫСОКИЙ и НИЗКИЙ) для самых популярных семейств цифровой логики. Для каждого логического семейства необходимо определить допустимые значения как входных, так и выходных напряжений, соответствующих состояниям ВЫСОКИЙ и НИЗКИЙ. Закрашенная площадь выше линии показывает допустимый диапазон выходных напряжений, при котором гарантируются логические состояния НИЗКИЙ и ВЫСОКИЙ без ошибок, с двумя стрелками, указывающими типовые выходные значения (НИЗКИЙ и ВЫСОКИЙ), встречающиеся на практике. Закрашенная площадь ниже линии показывает диапазон входных напряжений, гарантирующий представление как НИЗКИЙ или ВЫСОКИЙ, со стрелкой, указывающей типовое напряжение логического переключения, т. е. линию, разделяющую уровни НИЗКИЙ и ВЫСОКИЙ. Во всех случаях логическое состояние ВЫСОКИЙ более положительно, чем логическое НИЗКИЙ.

Значения «минимальный», «типовой» и «максимальный» в электронных спецификациях требуют нескольких слов для пояснения. Наиболее просто, изготовитель гарантирует, что компоненты будут попадать в диапазон минимум-максимум с наибольшей вероятностью к «типовому». Это означает для типовых спецификаций, которые вы используете при проектировании схем, что эти схемы должны работать надежно внутри диапазона, задаваемого минимумом и максимумом. В частности, хорошо спроектированная схема должна функционировать при всех возможных комбинациях минимальных и максимальных значений (даже на самый плохой случай).

Рис. 8.1, а.

8.03. Числовые коды.

В большинстве случаев рассмотренные выше условия, которые могут быть представлены цифровыми уровнями, просты и наглядны. Более сложный и интересный вопрос заключается в том, как с помощью цифровых уровней представить часть числа.

Десятичное (с основанием 10) число представляет собой строчку из цифр и (при этом) подразумевается, что они должны быть умножены на последовательные степени числа 10 для образования индивидуальных произведений, а затем вместе сложены. Например, 137,06 = 1·10² + 3·10¹ + 7·10⁰ + 0·10^-1 + 6·10^-2. Для записи числа требуется десять символов (от 0 до 9), а степень числа 10, на которую должна быть умножена цифра, определяется ее положением по отношению к десятичной запятой. Если мы хотим представить число с помощью только двух символов (0 и 1), то такая система счисления будет называться двоичной или системой с основанием 2. В этом случае каждая 1 или 0 будет умножаться на последовательные степени числа 2. Например,

1101₂ = 1·2³ + 1·2² + 0·2¹ + 1·2⁰ = 13₁₀.

Отдельные «единицы» и «нули» в записи, представляющей двоичное число, называются «битами» (от слов binary digits — двоичный разряд). Индекс (записываемый всегда по основанию 10) указывает, какая используется система счисления. Он часто бывает нужным для того, чтобы избежать путаницы, так как все символы выглядят одинаково. Только что описанным методом мы преобразовали число из двоичной формы в десятичную. Для того чтобы произвести обратное преобразование, десятичное число нужно последовательно делить на 2, каждый раз записывая остаток. Для преобразования числа 13₁₀ в двоичное нужно произвести следующие операции: 13/2 = 6, остаток 1; 6/2 = 3, остаток 0; 3/2 = 1, остаток 1; 1/2 = 0, остаток 1; это дает 13₁₀ = 1101₂. Заметим, что ответ образуется, начиная с младшего значащего разряда (МЗР).

Шестнадцатеричное представление чисел. Для описания систем только с двумя состояниями естественно применять двоичные числа. Однако, как будет показано ниже, это не единственный способ.

Поскольку двоичные числа имеют большую длину, для их записи используется шестнадцатеричное (с основанием 16) представление. Для записи двоичного числа в шестнадцатеричном коде его разбивают на группы по 4 бит, каждая из которых может принимать значения от 0 до 15. Поскольку для обозначения каждой шестнадцатеричной позиции мы хотим использовать один символ, величины 10–15 будем обозначать буквами латинского алфавита от А до F:

707₁₀ = 1011000011₂ = (1011000011₂) = 2СЗ₁₆.

Шестнадцатеричное представление лучшим образом соответствует байтовой (1 байт = 8 бит) структуре ЭВМ, которая чаще всего реализуется в виде 16- или 32-разрядных машинных «слов», при этом каждое слово состоит из 2 или 4 байтов. Буквенно-цифровые знаки (буквы, цифры или символы) представляются в виде одного байта. Таким образом, каждый байт в шестнадцатеричной системе состоит из двух шестнадцатеричных цифр, 16-разрядное машинное слово из 4-х шестнадцатеричных цифр и т. д.

Например, в широко используемом коде ASCII (см. разд. 10.19) малое «а» в ASCII-представлении есть 01100001 (61 в шестнадцатеричном коде, который записывается как 61_Н), «Ь» есть 62_Н и т. д. Таким образом, слово "nerd" может быть сохранено в двух 16-битных словах, которые имеют значения 6D65_H и 7274_Н. Как другой пример, размещение памяти в компьютере с памятью 64К (65536 байт) может определяться 2-байтным адресом, поскольку 2¹⁶ = 65536, наинизший адрес есть 0000_Н, наивысший — FFFFH, вторая половина памяти начинается с 8000_Н, а четвертая четверть памяти — с СООО_Н. Вы случайно можете встретить «восьмеричную» запись (основание 8), к сожалению, в ранних ЭВМ были приняты 12- и 32-разрядные слова, которые использовали 6-разрядное представление буквенно-цифровых знаков. Поскольку 6-разрядные знаки было логично представлять в восьмеричном коде, внедрилась эта система счисления. Она сохранилась до настоящего времени и с успехом применяется для записи двоичных чисел, однако зачастую может создавать определенные неудобства.

_{Упражнение 8.1. Запишите восьмеричное представление в коде ASCII символов "а" и "Ь", используя шестнадцатеричное значение, приведенное ранее. Затем запишите восьмеричное представление 16-разрядного Слова, составленного из двух байт вместе "ab"». Почему они различаются? Определите, каким будет восьмеричное представление 16-разрядного слова, содержащего сочетание "Ьа" в коде ASCII.}

Двоично-десятичный код. Другим методом представления чисел является двоичное кодирование каждой десятичной, цифры, записываемой в виде группы из 4 двоичных разрядов. Например, 13710 = 0001 00110111 (двоично-десятичный код). Заметим, что двоично-десятичное представление числа не эквивалентно двоичному, которое в данном случае будет иметь вид: 137₁₀ = 10001001₂. Можно считать, что разряды двоично-десятичного кода, начиная с правого, выражают числа 1, 2, 4, 8, 10, 20, 40, 80, 100, 200, 400, 800 и т. д. Очевидно, что двоично-десятичное кодирование с точки зрения использования двоичных разрядов не экономично, поскольку каждая группа из 4 бит способна представлять числа от 0 до 15, но используется для записи числа, не превышающего 9 (за исключением редкого случая записи цифровой информации с четным паритетом на 7-дорожечную магнитную ленту). Двоично-десятичное кодирование очень удобно в тех случаях, когда требуется воспроизвести число в десятичной форме, так как в этом случае каждый двоично-десятичный символ нужно лишь преобразовать в соответствующее десятичное число, а затем вывести его на индикацию. (Для выполнения этой функции существуют специальные ИМС; в одном небольшом корпусе с простой топологией они содержат дешифратор двоично-десятичного кода, формирователи сигналов, буферный регистр и индикатор. На вход такой схемы нужно лишь подать логические уровни двоично-десятичного символа, после этого на ней высвечивается соответствующая цифра). По этой причине двоично-десятичное кодирование используется обычно при вводе и выводе цифровой информации. К сожалению, преобразование между двоично-десятичным и чисто двоичным кодом сложно, так как каждая десятичная цифра зависит от состояния почти всех двоичных разрядов и наоборот. Тем не менее двоичная арифметика настолько эффективна, что в большинстве ЭВМ вся входная информация преобразуется в двоичную форму, а обратное преобразование производится лишь при ее выводе. Представьте себе, сколько усилий было бы сэкономлено, если бы Homo sapiens имел 8 или 16 пальцев!

Упражнение 8.2. Преобразуйте в десятичный код следующие числа: а) 1110101,0110₂, б) 11,01010101₂, в) 2А_Н. Преобразуйте в двоичный код следующие числа: а) 1023₁₀, б) 1023₁₆. Преобразуйте в шестнадцатеричный код следующие числа: а) 1023₁₀, б) 101110101101₂, в) 61453₁₀.

Числа со знаком. Прямой (знаковеличинный) код. Рано или поздно возникнет необходимость представлять отрицательные числа в двоичном коде; в первую очередь это потребуется в устройствах, которые выполняют вычислительные операции. Самое простое — отвести один разряд (скажем, старший) под знак числа, а остальные использовать для представления его величины. Этот способ называется знаковеличинным или прямым кодом и соответствует обычной записи числа со знаком (табл. 8.1).

Он используется при выводе чисел на индикацию, а также в некоторых аналого-цифровых преобразователях (АЦП). Вообще же это не лучшая форма представления чисел со знаком, особенно при выполнении вычислений, так как в данном случае операции вычитания и сложения выполняются по-разному (т. е. сложение «не работает» для чисел со знаком). Кроме того, здесь могут присутствовать нули двух типов (+0 и —0), поэтому при выборе нужного из них следует быть очень внимательным.

Смещенный код. Смещенный код является вторым методом представления числа со знаком. Чтобы получить смещенный код какого-либо числа, нужно к этому числу, представленному в прямом коде, прибавить половину наибольшего возможного числа (табл. 8.1).

Последовательность всех чисел благодаря этой операции, начиная с наибольшего отрицат. числа и кончая наибольшим положит, числом, представляет простую двоичную прогрессию и может быть сформирована с помощью двоичных счетчиков. Информацию о знаке здесь также несет старший разряд, но нуль становится однозначным. Смещенный код используется в АЦП и ЦАП (преобразователях), однако он еще неудобен для выполнения вычислений.

Дополнительный код. При выполнении операций над целыми числами чаще используется представление чисел в форме дополнения до двух, или, иначе, в дополнительном коде. В такой системе положительные числа записываются просто как двоичные без знака, а отрицательные выражаются таким числом, которое, будучи добавлено к положительному числу той же величины, даст в результате нуль. Чтобы получить отрицательное число, нужно для каждого бита положительного числа сформировать дополнение до 1, или обратный код (т. е. вместо каждого 0 записать 1 и наоборот), и затем к полученному результату прибавить 1 (это даст дополнительный код). Из табл. 8.1 видно, что числа в дополнительном коде отличаются от чисел в смещенном коде инверсным значением старшего значащего разряда (СЗР). Точно так же как и при других формах представления, СЗР несет информацию о знаке. Здесь имеется только один нуль, который удобно представляется нулевыми состояниями всех разрядов (при очистке счетчика или регистра в них заносится нулевое значение).

Арифметика в дополнительном коде. Арифметические операции в дополнительном коде выполняются довольно просто. Чтобы получить сумму двух чисел, достаточно сложить соответствующие разряды (с учетом переноса), например.

Чтобы вычесть В из А, нужно взять дополнительный код числа В и прибавить его к числу А (т. е. прибавить отрицательное число):

Умножение в дополнительном коде выполняется также непосредственно. Попробуйте сделать следующие упражнения.

_{Упражнение 8.3. Используя 3-разрядный дополнительный код, произведите двоичное умножение +2 на -3. Подсказка: ответ равен -6.}

_{Упражнение 8.4. Покажите, что дополнительный код числа -5 равен +5.}

Дополнительный код благодаря естественности вычислений в нем повсеместно используется в ЭВМ для выполнения арифметических операций над целыми числами (но следует отметить, что числа с «плавающей запятой» обычно используются в знаковеличинной форме, называемой знак-порядок-мантисса).

Код ГРЕЯ. Код, рассматриваемый ниже, используется в механических шифраторах угла поворота вала, а также в других устройствах. Он носит название кода Грея и обладает тем свойством, что при переходе от любого его состояния к следующему изменяется лишь один разряд (бит), что позволяет предотвратить ошибки, поскольку в данном случае при переходе между двумя закодированными значениями все разряды никак не могут измениться одновременно. Если бы использовался чисто двоичный код, то при переходе, например, от 7 к 8 на входе можно было бы получить число 15. Для формирования состояний кода Грея существует простое правило: начинать нужно с нулевого состояния, а затем для получения каждого следующего нужно выбрать самый младший разряд, изменение которого приводит к образованию нового состояния, и взять его инверсное значение.

0000. 0001. 0011. 0010. 0110. 0111. 0101. 0100. 1100. 1101. 1111. 1110. 1010. 1011. 1001. 1000.

Коды Грея могут содержать любое число разрядов. Они применяются при «параллельном кодировании» — методе быстродействующего аналого-цифрового преобразования (будет рассмотрен ниже). В следующем разделе мы покажем взаимные соответствия между кодом Грея и двоичным кодом.

8.04. Вентили и таблицы истинности.

Комбинационная и последовательная (последовательностная) логика. Сущность цифровой электроники - выработка выходных цифровых сигналов в соответствии с входными. Например, сумматор может принять на свои входы два 16-разрядных числа и сформировать на выходе 16-разрядную сумму (плюс перенос). Можно сделать также схему для умножения двух чисел. Такого типа операции должен уметь выполнять процессор ЭВМ. Другая задача — сравнение двух чисел с целью удостовериться в том, что «все системы действуют нормально». Возможно, вы захотите дополнить паритетным битом число, подлежащее передаче по каналу связи, так, чтобы общее количество «единиц» в нем стало четным: проверка паритета на приемной стороне обеспечивает простой контроль правильности передачи. Еще одна типичная задача заключается в том, чтобы взять какие-либо числа, выраженные в двоичном коде, а затем воспроизвести их на экране, отперфорировать или отпечатать в виде десятичных знаков. Состояние выхода (или выходов) во всех этих задачах является предопределенной функцией состояния входа или входов. Задачи, относящиеся к этому классу, называются «комбинационными» и могут быть решены с помощью вентилей — устройств, которые выполняют операции булевой алгебры в системах с двумя состояниями (двоичных).

Существует другой класс задач, которые нельзя решить лишь путем формирования комбинационных функций текущих значений входных сигналов и которые требуют знания их прежнего состояния. Для решения этих задач необходимо применять «последовательные» схемы. К задачам такого типа относится преобразование строки двоичных разрядов из последовательной формы (один разряд следует за другим во времени) в параллельную группу разрядов, подсчет числа единиц, распознавание заданной определенной кодовой комбинации и последовательности битов, или, например, формирование одного выходного импульса после поступления четырех входных. Для решения всех этих задач требуется в какой-либо форме цифровая память. Основным устройством для построения этой памяти служит триггер (или мультивибратор с двумя устойчивыми состояниями). Рассмотрим вначале вентили и комбинационную логику, так как они являются основой для построения любых цифровых схем. При переходе к последовательным логическим устройствам мир цифровой техники станет значительно более интересным, однако и вентили сами по себе также весьма любопытны.

Вентиль ИЛИ. Выход вентиля ИЛИ имеет ВЫСОКИЙ уровень, если хотя бы на одном из его входов присутствует ВЫСОКИЙ уровень. Это можно выразить с помощью «таблицы истинности», представленной на рис. 8.2, где показан вентиль ИЛИ на 2 входа. В общем случае число входов не ограничено, однако в стандартном корпусе микросхемы обычно размещаются четыре 2-входовых вентиля, три 3-входовых или два 4-входовых. Например, на выходе 4-входового вентиля ИЛИ ВЫСОКИЙ уровень будет присутствовать в том случае, если он подан на любой из его входов. Для обозначения операции ИЛИ в булевой алгебре используется символ +. Функция «А ИЛИ В» записывается как А + В.

Рис. 8.2.

Вентиль И. Выход вентиля И имеет высокий уровень только в том случае, если ВЫСОКИЙ уровень присутствует на обоих его входах. Символическое изображение вентиля и его таблица истинности даны на рис. 8.3. Вентили И, выпускаемые промышленностью также как и вентили ИЛИ, могут иметь 3, 4, а иногда и большее число входов. Например, 8-входовой вентиль И вырабатывает на выходе ВЫСОКИЙ уровень только в том случае, если на всех его входах действует ВЫСОКИЙ уровень. Для обозначения операции И в булевой алгебре используется точка (·), которая может быть опущена, функция «А и В» записывается как А·В, или просто АВ.

Рис. 8.3.

Инвертор (функция НЕ). Иногда бывает нужно получить дополнение (инверсию) логического сигнала. Эту функцию выполняет инвертор — вентиль, который имеет только один вход (рис. 8.4). Для обозначения операции НЕ в булевой алгебре используется черта над символом или апостроф; «НЕ А» записывается как А¯ или А'. Для удобства вместо " для указания отрицания часто используются символы /, *, —, '; таким образом, НЕ А можно записать любым из следующих способов: А', —А, *А, /А, А*, А/. Мы используем в этой книге запись А'.

Рис. 8.4.

И-НЕ и ИЛИ-НЕ. Вентили могут совмещать инвертирование с выполнением функций И и ИЛИ. Далее будет показано, что такие вентили имеют более широкое распространение, чем просто И и ИЛИ (рис. 8.5).

Рис. 8.5.

Исключающее ИЛИ. Большой интерес представляет логическая функция «Исключающее ИЛИ», хотя она не относится к числу основных (рис. 8.6). На выходе вентиля «Исключающее ИЛИ» ВЫСОКИЙ уровень сформируется в том случае, если он будет подан на один из его входов (но не на оба одновременно). Другими словами, ВЫСОКИЙ уровень действует на выходе тогда, когда входы имеют различное состояние. Этот вентиль может иметь только два входа. Операция «Исключающее ИЛИ» подобна сложению двух бит по модулю 2.

Рис. 8.6.

_{Упражнение 8.5. Покажите, как вентиль «Исключающее ИЛИ» может быть использован в качестве «модифицируемого инвертора», который в зависимости от уровня на управляющем входе, может либо инвентировать входной сигнал, либо передавать его на выход без инверсии (буферировать).}

_{Упражнение 8.6. Проверьте, действительно ли схемы, изображенные на рис. 8.7, преобразуют двоичный код в код Грея и наоборот.}

Рис. 8.7. Параллельные преобразователи двоичного, кода в код Грея (а) и кода Грея в двоичный (б).

8.05. Схемы вентилей на дискретных элементах.

Прежде чем перейти к вопросу использования вентилей, рассмотрим, как они строятся с помощью дискретных элементов. На рис. 8.8 показан диодный вентиль И.

Рис. 8.8.

Если на каком-либо его входе действует НИЗКИЙ уровень, то он будет действовать и на выходе, а ВЫСОКИЙ уровень на выходе возникает только в том случае, если он будет присутствовать на обоих входах. Эта схема обладает рядом недостатков: а) НИЗКИЙ уровень на выходе выше НИЗКОГО уровня на входе на величину падения на диоде. Естественно, слишком много диодов ставить нельзя, б) отсутствует «разветвление по выходу», т. е. возможность питать одним выходом несколько входов, так как выходная нагрузка действует на входной сигнал, в) низкое быстродействие, обусловленное резисторной нагрузкой. Вообще логические схемы, построенные на дискретных элементах, не обладают теми свойствами, которые присущи ИМС. Преимущества логических схем на ИМС связаны отчасти с применением специальной технологии (например, ионная имплантация), которая позволяет получать хорошие характеристики.

Простейшая схема транзисторного вентиля ИЛИ-НЕ показана на рис. 8.9.

Рис. 8.9.

Эта схема использовалась в семействе логических элементов РТЛ (резисторно-транзисторная логика), которые из-за низкой стоимости были популярны в 1960-х годах, но в настоящее время они совершенно не употребляются. ВЫСОКИЙ уровень, действующий по любому входу (или по обоим одновременно), откроет хотя бы один транзистор и на выходе возникнет НИЗКИЙ уровень. Поскольку по своей сути такой вентиль является инвертирующим, то для того, чтобы получить из него вентиль ИЛИ, к нему нужно добавить инвертор, как показано на рисунке.

8.06. Пример схемы с вентилями.

Теперь попробуйте создать схему, которая решала бы логическую задачу, приведенную в качестве примера в гл. 1 и 2: гудок автомобиля должен включаться, когда открыта любая дверь, а водитель сидит в машине. Ответ будет очевидным, если сформулировать эту задачу таким образом: «На выходе действует ВЫСОКИЙ уровень, если открыта левая ИЛИ правая дверь И водитель сидит в машине», т. е. Q = (L + R)S. Как решать эту задачу с помощью вентилей, показано на рис. 8.10.

Рис. 8.10.

Выход ИЛИ имеет ВЫСОКИЙ уровень, когда одна ИЛИ другая дверь (или обе вместе) открыты. Если это так И водитель сидит в машине, Q имеет высокий уровень. Добавив транзистор, можно сделать так, чтобы эта схема включала гудок или замыкала контакт реле.

В реальных устройствах ключи, которые вырабатывают входные сигналы, обычно замыкают цепь на землю. (Это делается для сокращения монтажных связей, а также по другим причинам, которые, в частности, связаны с использованием широко распространенных логических элементов типа ТТЛ и вскоре будут рассмотрены.) Это означает, что при открывании дверей сигналы на входах будут иметь НИЗКИЙ уровень, т. е. мы будем иметь входы, использующие отрицательную логику. С учетом этого построим для данного примера новую схему, обозначим ее входы через L', R' и S'. Сначала здесь нужно определить, действует ли НИЗКИЙ уровень на каком-либо из входов (L', R'), связанных с дверцами автомобиля, т. е. состояние «оба входа имеют ВЫСОКИЙ уровень» нужно отличать от остальных. Это выполняется с помощью схемы И, следовательно, сигналы L и R' нужно подать на входы вентиля И. Выход будет иметь НИЗКИЙ уровень, когда любой из входов имеет НИЗКИЙ уровень. Назовем эту функцию ЛЮБОЙ'.

Теперь определим состояние, когда сигналы ЛЮБОЙ' и S' имеют НИЗКИЕ уровни, т. е. нужно отличить от остальных состояние, когда «оба входа имеют НИЗКИЙ уровень». Эта операция выполняется с помощью вентиля ИЛИ. Полученная схема показана на рис. 8.11.

Рис. 8.11.

Вместо вентиля ИЛИ мы пользовались вентилем ИЛИ-НЕ для того, чтобы иметь такой же выход, как и в предыдущей схеме, т. е. ВЫСОКИЙ уровень Q при желаемом состоянии. Но здесь произошло что-то странное: по сравнению с предыдущей схемой вместо вентиля И мы воспользовались вентилем ИЛИ (и наоборот). Этот случай подробно рассмотрим в разд. 8.07.

_{Упражнение 8.7. Определите, какие функции выполняют схемы, изображенные на рис. 8.12.}

Рис. 8.12.

Взаимозаменяемость вентилей. При построении цифровых схем надо помнить, что из вентиля одного типа можно получить вентиль другого типа. Например, если вам нужен вентиль И, а у вас есть половина стандартной ИМС 7400 (4 И-НЕ на два входа), то вы можете произвести замену, как показано на рис. 8.13.

Рис. 8.13.

Второй вентиль используется в качестве инвентора, в результате этого получается функция И. Лучше понять эту идею вам помогут следующие упражнения.

_{Упражнение 8.8. Покажите, как сделать с помощью 2-входовых вентилей: а) НЕ из вентилей ИЛИ-НЕ, б) ИЛИ из вентилей ИЛИ-НЕ и в) ИЛИ из вентилей И-НЕ.}

_{Упражнение 8.9. Покажите, как сделать: а) 3-входовую схему И с помощью схемы И на два входа, б) 3-входовую схему ИЛИ с помощью схемы ИЛИ на два входа, в) 3-входовую схему ИЛИ-НЕ с помощью схем ИЛИ-НЕ на два входа, г) 3-входовую схему И с помощью схемы И-НЕ на 2 входа.}

Путем многократного использования инвентируемого вентиля (например, И-НЕ) одного типа можно реализовать любую комбинационную функцию. Однако это не относится к неинвентирующему вентилю, так как с его помощью функцию НЕ никаким способом получить нельзя. Именно по этой причине скорее всего вентили И-НЕ получили наибольшее распространение в логических схемах.

8.07. Логические обозначения при заданных уровнях.

Вентиль И будет иметь ВЫСОКИЙ уровень на выходе, когда ВЫСОКИЙ уровень будет действовать на обоих его входах. Если ВЫСОКИЙ уровень обозначает «истину», то «истина» будет на выходе в том случае, если она присутствует на всех входах. Другими словами, при использовании положительной логики вентиль И выполняет логическую функцию И. То же самое касается и вентиля ИЛИ. Что произойдет, если «истину» будет обозначать НИЗКИЙ уровень, как это было в предыдущем примере? Вентиль И даст на выходе НИЗКИЙ уровень, если на любом из его входов была «истина» (НИЗКИЙ уровень), но это функция ИЛИ. С другой стороны, вентиль ИЛИ сформирует НИЗКИЙ уровень лишь в том случае, если «истина» будет на обоих его входах. Но это функция И! Какая путаница!

Существует два пути для разрешения этой проблемы. Первый заключается в том, что уяснив себе суть данной задачи цифрового проектирования, разработчик выбирает такой тип вентиля, который позволит получить требуемый выход, что и было сделано нами ранее. Например, если вам нужно определить, имеет ли один из трех входов НИЗКИЙ уровень, используйте 3-входовой вентиль И-НЕ. По всей вероятности, этим методом пользуется большинство разработчиков цифровых схем. Следуя этим путем, вы начертите вентиль И-НЕ, даже если по отношению к своим входам он выполняет функцию ИЛИ-НЕ (при отрицательной логике). Вероятно, вы при этом обозначите входы, как показано на рис. 8.14.

Рис. 8.14.

В данном примере сигналы сброса — СБРОС' (CLEAR)', ОС' — ОБЩИЙ СБРОС, MR' (master reset) и УСТАНОВКА В «0» (RESET), поступающие из различных точек схемы, будут иметь уровни отрицательной логики. Выходной сигнал СБРОС, представленный в положительной логике, будет подаваться на различные устройства, которые должны сбрасываться, если любой из сигналов установки в исходное состояние имеет НИЗКИЙ уровень («истина»).

Другой способ решения задачи сигналов отрицательной логики состоит в использовании метода «заданных уровней». Если вентиль И выполняет функцию ИЛИ, используя на входах отрицательную логику, то изобразите его, как показано на рис. 8.15.

Рис. 8.15.

Вентиль ИЛИ на 3 входа с отрицательными входными сигналами аналогичен по выполняемой функции 3-входовому вентилю И-НЕ. Эта эквивалентность представляет собой важный принцип — свойство логических цепей, который называется теоремой Моргана. Ниже мы кратко рассмотрим некоторые полезные соотношения, идентичные цепи, а сейчас вам достаточно знать, что вы можете заменять И на ИЛИ и наоборот, проинвертировав при этом выход и все входы. На первый взгляд логика заданных уровней может показаться малопривлекательной, поскольку при ее использовании начертание вентилей приобретает странный вид. Но она лучше, чем рассмотренный выше способ, так как логические функции в такой схеме ясно обозначены, применяя эту схему в течение некоторого времени, вы найдете, что она весьма удобна, и не захотите использовать ничего другого. Попробуйте снова решить пример с автомобильной дверцей с помощью логики заданных уровней (рис. 8.16).

Рис. 8.16.

Левый вентиль определяет, когда L или R имеют «истинное» значение (т. е. НИЗКИЙ уровень), и вырабатывает выходной сигнал в отрицательной логике. Второй вентиль дает на выходе ВЫСОКИЙ уровень, если оба входных сигнала (L + R) имеют «истинное» значение, т. е. НИЗКИЙ уровень. Согласно теореме Моргана (через некоторое время она вам уже не потребуется, так как вы будете опознавать эти вентили как равноценные), первый вентиль представляет собой И, а второй вентиль ИЛИ точно так же, как и в ранее изображенной схеме. Следует отметить здесь два важных момента:

1. Термин «отрицательная логика» не означает, что логические уровни имеют отрицательную полярность. Он лишь говорит, что «истинное» утверждение определяется тем из двух состояний, которое имеет меньший уровень (НИЗКИЙ).

2. При символическом изображении вентиля предполагается, что он использует положительную логику. Выполняющий функцию ИЛИ для сигналов отрицательной логики вентиль И-НЕ, может изображаться либо как И-НЕ, либо с использованием логики заданных уровней с обозначением в форме ИЛИ с символами инверсии на входах (маленькие кружки). В последнем случае эти кружки обозначают инверсию входных сигналов, которые поступают на вентиль ИЛИ, работающий при положительной логике, согласно первоначальному определению.

Примечание. Логические функции И и ИЛИ не следует путать с указанными в законах эквивалентными понятиями. В увесистом томе правил, известном под названием «Слова и фразы», свыше 40 страниц посвящается ситуациям, в которых И можно использовать как ИЛИ.

Например, «ИЛИ в случае необходимости можно трактовать как И, а И как ИЛИ». Однако это не имеет ничего общего с теоремой Моргана!

ТТЛ и КМОП.

ТТЛ (транзисторно-транзисторная логика) и КМОП (комплементарные МОП-структуры) представляют собой в настоящее время два наиболее распространенных семейства логических элементов. Огромное количество ИМС обоих семейств, выполняющих самые разнообразные функции, выпускаются по меньшей мере десятью фирмами. С помощью этих семейств можно удовлетворить все потребности, которые возникают при построении цифровых схем и устройств. Исключение может составить область схем большой степени интеграции (БИС), в которой преобладают МОП-структуры и сверхбыстродействующая логика, в которой господствуют приборы из арсенида галлия и эмиттерно-связанная логика (ЭСЛ). В дальнейшем в основном будут рассматриваться эти семейства.

8.08. Каталог идентичных вентилей.

В табл. 8.2 приведены идентичные вентили, которые существуют в семействах логических элементов ТТЛ и КМОП. Каждый вентиль изображается в своей нормальной форме (для положительной логики), и кроме того, показано, как он выглядит при использовании отрицательной логики. В последней строке приведен вентиль И-ИЛИ-НЕ.

Небольшие пояснения: цифровая логика представлена в 10 популярных «субсемействах» (КМОП: 4000В, 74С, 74НС, 74НСТ, 74АС, 74АСТ; И ТТЛ: 74LS, 74ALS, 74AS, 74F), каждое из которых выполняет одни и те же функции и имеют хорошую совместимость между собой.

Различаются они по быстродействию, рассеиваемой мощности, нагрузочной способности и логическим уровням (см. разд. 8.09 и 9.02). Наилучшим для большинства применений является семейство «высокоскоростная КМОП-логика», обозначаемая буквами НС после цифр 74, например 74НСОО. Там, где требуется совместимость с существующими биполярными ТЛ-схемами, вы должны использовать НСТ (или, возможно, LS) — семейство. Для простоты мы в дальнейшем в книге будем опускать буквы (и префикс 74-), обозначая типы цифровых ИМС с апострофом (`), например `00 для обозначения 2-входового вентиля И-НЕ. Отметим, что стандартные элементы ТТЛ (без этих букв) в настоящее время почти полностью вышли из употребления. Мы опишем интересную историю этих семейств в разд. 9.01.

8.09. Принципиальные схемы вентилей на ИМС.

В обоих семействах (ТТЛ и КМОП) идентичные вентили, например И, выполняют одинаковые операции, тем не менее их логические уровни, а также другие характеристики (быстродействие, входной ток и т. д.) совершенно различны. В общем случае нельзя смешивать два типа логических семейств. Для того чтобы понять различия между ними, рассмотрим принципиальные схемы вентилей И, которые представлены на рис. 8.17.

Рис. 8.17. Маломощный ТТЛШ-вентиль И-НЕ (а); КМОП-вентиль И (б).

КМОП-вентиль построен на полевых МОП-транзисторах обоих полярностей, которые работают в режиме усиления и соединены как ключи, а не как повторители. Открытый полевой транзистор подобен низкоомному резистору, подключенному к шине питания. Для того чтобы открыть последовательно включенную пару транзисторов Т₃, Т₄ и закрыть нагрузочные транзисторы Т₁ и Т₂, на оба входа надо подать ВЫСОКИЙ уровень. Это приведет к тому, что на выходе будет вырабатываться НИЗКИЙ уровень, т. е. получается вентиль И-НЕ. Транзисторы Т₅ и Т₆ образуют простой КМОП-инвертор, благодаря которому мы получаем вентиль И. Этот пример показывает как строятся вентили И, И-НЕ, ИЛИ и ИЛИ-НЕ на любое число входов.

_{Упражнение 8.10. Начертите схему 3-входового ΚΜΟΠ-вентиля ИЛИ.}

Биполярный LS (маломощная Шоттки технология) ТТЛ-вентиль И-НЕ, в основном содержит диодно-резисторную логику (рис. 8.8), управляющую транзисторным инвертором, нагруженным на двухтактный выход. Если на обоих входах ВЫСОКИЙ уровень, то через резистор 20 кОМ протекает базовый ток, открывающий транзистор Т₁, что приводит к появлению на выходе НИЗКОГО уровня из-за насыщения Т₄ и выключения Дарлингтоновской пары Т₂-Т₃. Если затем на один из входов подать НИЗКИЙ уровень, то транзистор Т₁ выключится, а на выходе будет ВЫСОКИЙ уровень. Диоды и транзисторы с переходами Шоттки используются для повышения скорости переключения.

Заметим, что и ТТЛ-, и КМОП-вентили обеспечивают «активный выход» с питанием нагрузки от шины положительного источника. Рассмотренные выше дискретные вентили этой способностью не обладают.

8.10. Характеристики ТТЛ и КМОП.

Давайте сравним характеристики двух семейств:

Напряжение питания: +5 В ±5 % для ТТЛ, в то время как семейства КМОП имеют более широкий диапазон: от +2 до +6 В для НС и АС, от +3 до 4-15 В для серий 4000В и 74С. Семейства НСТ и ACT, разработанные для совместимости с биполярными ТТЛ, требуют напряжения питания +5 В.

Вход. Вход вентиля ТТЛ в состоянии НИЗКОГО уровня представляет собой токовую нагрузку для управляющего им источника сигнала (типовое значение 0,25 мА для серии LS), следовательно, для поддержания на входе НИЗКОГО уровня необходимо обеспечить отвод тока. Поскольку выходные каскады схем ТТЛ обладают хорошей нагрузочной способностью, сопряжение между собой элементов ТТЛ не представляет проблемы, но она может возникнуть, когда требуется подключить входы ТТЛ к схемам другого типа. Наоборот, вентиль КМОП не имеет входного тока.

Логический порог ТТЛ определяется падением напряжения на двух диодах по отношению к земле (порядка 1,3 В), в то время как для элементов КМОП значение входного порога равно приблизительно половине напряжения питания, но может колебаться в широких пределах (типично от 1/3 до 2/3 напряжения питания). КМОП-семейства НСТ и ACT спроектированы с низким порогом срабатывания для совместимости с ТТЛ, поскольку биполярные ТТЛ не допускают отклонения в питании +5 В (см. ниже).

Входы КМОП элементов чувствительны к статическому электричеству и могут выходить из строя при манипуляциях с ними.

В обоих семействах на неиспользуемые входы в зависимости от ситуации следует подавать ВЫСОКИЙ или НИЗКИЙ уровни (далее об этом будет сказано).

Выход. Выходной каскад вентиля ТТЛ в состоянии НИЗКОГО уровня ведет себя как насыщенный транзистор, напряжение на котором близко к потенциалу земли, а в состоянии ВЫСОКОГО уровня — как повторитель с высоким выходным напряжением, равным примерно напряжению питания U₊ минус падение напряжения на двух диодах. Для всех КМОП-семейств (включая НСТ и ACT) выход представляет собой открытый полевой транзистор, подключенный к земле или к шине питания. Обычно быстродействующие семейства (F, AS, AC, ACT) имеют более высокую нагрузочную способность, чем медленные (LS, 4000В, 74С, НС, НСТ).

Быстродействие и мощность. Биполярные ТТЛ-семейства потребляют значительный ток покоя — тем больший, чем быстрее семейства (AS и F) при соответствующих скоростях от 25 МГц (для LS) до 100 МГц (для AS и F). Все КМОП-семейства потребляют нулевой ток. Однако их рассеиваемая мощность линейно возрастает с ростом частоты (требуется ток для переключения емкостной нагрузки), и КМОП-элементы, работающие на наивысшей частоте, рассеивают часто такую же мощность, как эквиваленты ТТЛ (рис. 8.18). Диапазон быстродействия КМОП-элементов простирается от 2 МГц (для 4000В/74С при 5 В) до 100 МГц (для АСТ/АС).

Рис. 8.18. Зависимость мощности рассеивания от частоты.

В основном замечательные характеристики КМОП-семейств (ничтожная потребляемая мощность, хорошая помехозащищенность) делают эту логику привлекательной, и мы рекомендуем семейство НС для большинства новых проектов. Однако при увеличении быстродействия используйте семейство АС; для широкого диапазона питания, где не нужна высокая скорость, используйте 74С или 4000В, используйте НСТ (или даже LS) для совместимости с биполярными ТТЛ-выходами, если вам не нужно быстродействие ACT (или AS, или F). В некоторых применениях с высокой плотностью размещения (память, микропроцессоры), КМОП-устройства предпочтительней, ввиду их относительно высокой мощности рассеяния. А для сверхвысокоскоростных применений (выше 100 МГц) вы вынуждены использовать ЭСЛ-элементы, которые работают до частот 500 МГц, или использовать приборы из арсенида галлия, которые функционируют до 4 ГГц. Смотрите разд. 14.15 и табл. 9.1 для полного обсуждения логических КМОП.

В пределах одного логического семейства выходы элементов легко стыкуются с входами и обычно не стоит беспокоиться о пороговых уровнях, входном токе и т. п. Например, выходы элементов семейств ТТЛ или КМОП могут работать не менее чем на 10 входов (характеристика носит название коэффициента разветвления по выходу: для ТТЛ коэффициент разветвления по выходу равен 10), таким образом, для обеспечения совместимости не требуется применение специальных мер. В следующей главе будут рассмотрены вопросы сопряжения между различными логическими семействами, а также между логическими схемами и внешними устройствами.

8.11. Элементы с тремя состояниями и с открытым коллектором.

Вентили ТТЛ и КМОП, которые мы сейчас рассматриваем, имеют двухтактные выходные схемы: высокий или низкий уровень подается на выход через открытый биполярный или МОП-транзистор. Такую схему, называемую активной нагрузкой, а в ТТЛ называемую также столбовым выходом, используют почти все логические элементы. Схема обеспечивает низкое выходное сопротивление в обоих состояниях, имеет малое время переключения и обладает более высокой помехоустойчивостью по сравнению с одиночным транзистором, который использует пассивный резистор в качестве коллекторной нагрузки. В случае КМОП применение активного выхода, кроме всего прочего, позволяет понизить рассеиваемую мощность.

Но существуют ситуации, при которых активный выход оказывается неудобным. Представим себе компьютерную систему, в которой несколько функциональных блоков должны обмениваться данными. Центральный процессор (ЦП), память и различные периферийные устройства должны иметь возможность передавать и получать 16-разрядные слова. И, мягко говоря, было бы неудобно использовать для соединения каждого устройства с каждым индивидуальный 16-жильный кабель. Для разрешения этой проблемы используется так называемая шина (или магистраль) данных, т. е. один 16-жильный кабель, доступный для всех устройств. Такая структура аналогична телефонному каналу коллективного пользования: в каждый момент времени «говорить» («передавать данные») может только одно устройство, а остальные могут только «слушать» («принимать данные»).

Если используется шинная система, то необходимо иметь соглашение о том, кому разрешено «говорить». В связи с этим употребляются такие термины, как «арбитр шины», «задатчик шины» и «управление шиной».

Для возбуждения шины нельзя использовать вентили (или другие схемы) с активным выходом, так как их нельзя отключить от общих информационных линий (в любой момент времени выходы устройств, подключенные к шине, будут находиться в состоянии высокого или низкого уровня). В этом случае необходим вентиль, выход которого может находиться в «обрыве», т. е. быть отключенным. Такие устройства выпускаются промышленностью и имеют две разновидности, которые носят названия «элементы с тремя состояниями» и «элементы с открытым коллектором».

Логические схемы с тремя состояниями. Логические элементы с тремя состояниями, также называемые TRI-STATE (товарный знак National Semiconductors Corp., создавшей их) представляют элегантное решение. Название этих схем может ввести в заблуждение, поскольку на самом деле они не являются логическими элементами с тремя уровнями напряжений. Это обычные логические схемы, которые имеют третье состояние выхода — «обрыв» (рис. 8.19).

Рис. 8.19. ΚΜΟΠ-вентиль И-НЕ с 3-м состоянием: а — поясняющая схема; б — реализация с использованием внутренних КМОП-вентилей.

Они имеют отдельный вход разрешения, с помощью которого могут устанавливаться либо в состояние обычных активных выходов, либо переходить в «третье» (обрыва) состояние независимо от того, какие сигналы присутствуют на других входах. Выходы с тремя состояниями имеются во многих ИМС: счетчиках, защелках, регистрах и т. п., а также в вентилях и инверторах.

Устройство с выходом на 3 состояния функционирует подобно обычной логике с активным выходом, когда подан сигнал разрешения, при этом на выходе существует либо высокий, либо низкий уровень. Когда на входе разрешения пассивный уровень, схема отключает свой выход, так что другие устройства могут работать на ту же самую линию. Давайте рассмотрим это на примере.

Взгляд вперед: шины данных. Драйверы с тремя состояниями широко используются для возбуждения шины данных компьютера. Каждое устройство (память, периферия и т. п.), которому необходимо выставить данные на шину, связывается с ней через вентили с тремя состояниями (или через более сложные элементы, такие, как регистры). Дела так умно устраиваются, что только одно устройство выдает разрешение своим драйверам (формирователям), все другие устройства, получив запрет, переходят в третье состояние. Обычно выбранное устройство «узнает» о том, что оно должно выдавать данные на шину, опознав свой адрес на адресных и управляющих шинах (рис. 8.20).

Рис. 8.20. Шина данных.

В этом наипростейшем случае устройство подключается как порт 6. Получив свой адрес (например, 6) и импульс чтения, устройство выводит данные на шину D₀-D₃. Такой шинный протокол используется для многих простых систем. Нечто подобное имеет место в большинстве микрокомпьютеров, как мы увидим в гл. 10 и 11.

Заметим, что должна быть некоторая внешняя логика, которая обеспечивала надежность того, что устройства с тремя состояниями, подключенные к одним и тем же выходным линиям, не будут пытаться передавать в одно и то же время (что равносильно условию, официально называемому «соглашение шины»). В этом случае все хорошо, когда каждому устройству соответствует свой адрес.

Логика с открытым коллектором. Предшественником логики с 3 состояниями была логика с открытым коллектором, которая позволяет вам подключиться к одиночной линии среди других выходов нескольких формирователей. Выход с открытым коллектором просто не включает транзистор активной нагрузки в выходном каскаде (рис. 8.21).

Рис. 8.21. Маломощный ТТЛШ-вентиль И-НЕ с открытым коллектором.

Название «открытый коллектор» превосходно. Когда вы используете такие вентили, вы должны подключать к источнику питания внешний нагрузочный резистор. Его значение не критично: при малых значениях резистора обеспечиваются повышенные быстродействие и помехоустойчивость, однако повышается рассеиваемая мощность и нагрузочный ток выходного каскада. Для ТТЛ типичными являются значения в пределах от нескольких сотен до нескольких тысяч ом. Если вы захотели возбуждать шину с помощью вентилей с открытым коллектором (рис. 8.20), вы должны заменить драйверы с тремя состояниями на двухвходовые вентили И-НЕ с открытым коллектором, подключив один выход каждого вентиля к высокому уровню разрешения подключения к шине. Заметим, что данные на шине при этом включении будут инвертированы. Каждую линию шины необходимо через нагрузочный резистор подключить к +5 В. К недостаткам логики с открытым коллектором следует отнести пониженные быстродействие и помехоустойчивость по сравнению с обычными схемами, использующими активную нагрузку. Вот почему драйверы с тремя состояниями являются основными для реализации шин в компьютерах. Однако существуют три ситуации, в которых вы должны использовать устройство с открытым коллектором: управление внешними нагрузками, «проводное ИЛИ» и внешние шины. Давайте рассмотрим их внимательно.

Управление внешней нагрузкой. Логика с открытым коллектором является пригодной для управления внешней нагрузкой, которая подключается к источнику положительного напряжения, превышающего напряжение питания ИМС. Может, в частности, потребоваться включить маломощную 12-вольтовую лампочку или сформировать логический перепад 15 В с помощью резистора, установленного между выходом вентиля и источником +15 В (рис. 8.22).

Рис. 8.22.

Например, схема `06 представляет собой шесть инверторов с максимальным выходом +30 В, а схема КМОП 40107 представляет собой сдвоенный И-НЕ-буфер с открытым коллектором с выходным током до 120 мА. Серия 75450 «сдвоенных периферийных драйверов» может выдавать в нагрузку ток до 300 мА при напряжении питания +30 В, а серия UHP/UDN фирмы Sprague расширяет эти пределы до 1 А и до 80 В. Более подробно об этом в следующей главе.

Проводное ИЛИ. Если вы объедините вместе несколько вентилей с открытым коллектором, как показано на рис. 8.23, то получите так называемую схему «про- водное ИЛИ», соединение, которое ведет себя подобно большому вентилю И-НЕ, выдающему на выходе низкий уровень, если какой-либо вход имеет высокий уровень.

Рис. 8.23. Монтажное ИЛИ.

Такое объединение недопустимо при использовании схем с активной нагрузкой из-за возникновения режима соперничества, если между всеми вентилями не будет согласовано, каким должен быть выходной сигнал. Объединять можно схемы ИЛИ-НЕ, И-НЕ и т. п. Это соединение также иногда называют «проводное И», поскольку высокий уровень на выходе возникает лишь тогда, когда он действует на выходе каждого вентиля (состояние разомкнутого, или открытого выхода. Оба этих названия описывают одну и ту же схему, которая представляет собой проводное И при положительной логике и проводное ИЛИ-при отрицательной. Это будет более понятно для вас, когда вы узнаете о теореме Моргана в следующем разделе.

Проводное ИЛИ пользовалось скоротечной популярностью в ранние дни цифровой электроники, но и сегодня оно используется довольно редко за двумя исключениями: а) в логических семействах, известных как ЭСЛ (эмиттерсвязанная логика, выходы у которой можно назвать «открытый эмиттер»), элементы могут безболезненно объединяться по проводному ИЛИ и б) существуют несколько частных линий в компьютерных шинах (наиболее значительная линия называется прерывание), функциями которых являются не передача информационных бит, а просто индикация того, что хотя бы одно устройство требует внимания. В этом случае вы используете проводное ИЛИ, поскольку оно дает то, что вы хотите, и не требуется дополнительной внешней логики для предотвращения споров.

Внешние шины. В приложениях, где скорость не очень важна, вы иногда видите драйверы с открытым коллектором, используемые для возбуждения шин. Наиболее частый случай для шин — это выдача данных из компьютеров. Общими примерами являются шины, используемые для связи компьютера с дисководом, и инструментальная шина IEEE-488 (также называемая "HPIB" или "GPIB"). Подробнее об этом в гл. 10 и 11.

Комбинационная логика.

Как мы обсуждали ранее в разд. 8.04, цифровые логические схемы разделяются на комбинационные и последовательностные (последовательные). Комбинационные схемы — это такие логические устройства, в которых состояние выхода зависит только от текущего состояния их выходов в некотором предопределенном виде. Выходное состояние последовательностной схемы определяется как состояние входов на данный момент, так и ее предыдущим состоянием. Комбинационные схемы могут быть построены с применением одних лишь вентилей, в то время как последовательностные схемы требуют наличия памяти в какой-либо форме (триггер). В последующих разделах мы рассмотрим возможности комбинационной логики, после чего отправимся в беспокойный мир последовательностных схем.

8.12. Логические тождества.

Любое обсуждение комбинационной логики будет неполным, если мы не рассмотрим логические тождества, представленные в табл. 8.3. Из этих соотношений большинство очевидны, а два последних составляют теорему Моргана, наиболее важную для построения схем.

Таблица 8.3. Логические тождества.

АВС = (АВ)С = А(ВС) АВ = ВА. АА = А. А1 = А. АО = 0. А(В + С) = АВ + АС. А + АВ = А. A + BC = (A + B)(A + С) A + B + C = (A + B) + C = A + (B + С) A + В = В + А. А + А = А. А + 1 = 1. А + 0 = А. 1' = 0. 0' = 1. А + А' = 1. АА' = 0. (А')' = А. А + А'В = А + В. (А + В)' = А'В' (АВ)' = А' + В'

Пример: вентиль Исключающее ИЛИ.

На следующем примере проиллюстрируем использование логических тождеств: попробуем построить схему Исключающее ИЛИ с помощью обычных вентилей. Таблица истинности для Исключающего ИЛИ представлена на рис. 8.24. Изучив ее и поняв, что 1 на выходе существует только тогда, когда (А, В) = (0, 1) или (1, 0), мы можем написать А  В = А¯В + АВ¯

Рис. 8.24. Таблица истинности вентиля Исключающее ИЛИ.

Соответствующая схемная реализация представлена на рис. 8.25.

Рис. 8.25. Реализация вентиля Исключающее ИЛИ.

Однако эта реализация не является единственной. Используя логические тождества, мы находим, что.

Α  В = АА¯ + АВ¯ + ВА¯ + ВВ¯ (АА¯ = ВВ¯ = 0).

= А(А¯ + В¯) + В(А¯ + В¯)

= А(А¯В¯) + В(В¯А) = (А + В)(А¯В¯)

(На первом шаге мы прибавили две величины, равные нулю, а на третьем применили теорему Моргана). Схемная реализация для этого случая показана на рис. 8.26.

Рис. 8.26. Реализация вентиля Исключающее ИЛИ.

Существуют и другие способы построения схемы Исключающее ИЛИ. Рассмотрим следующие упражнения:

_{Упражнение 8.11. Покажите, что.}

_{С помощью логических преобразований. В справедливости этих соотношений легко убедиться, просмотрев таблицу истинности.}

_{Упражнение 8.12. Чему равны следующие соотношения:}

_{А) 0·1, б) 0 + 1, в) 1·1, г) 1 + 1, д) А(А + В), е) А(А' + В), ж) Α  А, з) Α  Α'.}

8.13. Минимизация и карты Карно.

Поскольку логическую функцию, даже такую простую, как Исключающее ИЛИ, можно реализовать различными способами, часто бывает нужно найти для нее самое простое решение, или, возможно, наиболее удобное схемное решение. Над этой проблемой бились многие светлые умы и в настоящее время существует несколько способов ее разрешения, включая алгебраические методы, реализуемые с помощью ЭВМ. При числе входов, не превышающем четырех, наилучшим методом является составление карты Карно. Этот метод позволяет также найти логическое выражение (если оно заранее неизвестно) по таблице истинности. Проиллюстрируем этот метод с помощью примера.

Предположим, что требуется построить схему для мажоритарного подсчета голосов при баллотировке. Будем считать, что имеются три входа, работающие в положительной логике (на любом из них может быть 1 или 0) и выход (0 или 1). Выход равен 1, если 1 присутствует не менее чем на двух входах.

Шаг 1. Составим таблицу истинности.

Здесь должны быть представлены все возможные сочетания и соответствующие им состояния выхода (или выходов). В том случае, когда состояние входа не оказывает влияния на выход, ставится X (любое значение).

Шаг 2. Составим карту Карно. Она представляет собой нечто очень близкое к таблице истинности, но содержит переменные, которые расположены по двум осям. Переменные должны быть расположены таким образом, чтобы при переходе от каждого квадрата к соседнему менялось бы состояние только одного входа (рис. 8.27).

Рис. 8.27. Карта Карно.

Шаг 3. Отметим на карте группы, содержащие 1 (можно также использовать и группы, содержащие 0). Три овала на рис. 8.27 определяют логические выражения АВ, АС и ВС. Далее получим требуемую функцию.

Q = АВ + АС + ВС,

Схемная реализация ее показана на рис. 8.28.

Рис. 8.28.

Этот результат кажется очевидным, когда он уже получен. Можно было бы составить выражение для нулей и вместо этого получить.

Q = А'В' + А'С + В'С.

Это выражение может оказаться полезным для случая, когда в каких-либо точках схемы имеются дополнения А', В' и С.

Некоторые комментарии к картам Карно.

1. Ищите группы, содержащие 2, 4, 8 и т. д. квадратов. Они имеют простые логические выражения.

2. Логика будет тем проще, чем крупнее блок вы опишете.

3. Состыкуйте края карты Карно. Например, карта на рис. 8.29 описывается выражением Q = В'С.

Рис. 8.29.

4. Блок «единиц», содержащий один или два «нуля», лучше всего описывается с помощью группировки, показанной на рис. 8.30. Этому блоку соответствует логическое выражение Q = A(BCD)'.

Рис. 8.30.

5. Места, содержащие X (любое значение), представляют собой «карт-бланш». Записывайте в них «нули» или «единицы» так, чтобы можно было получить простейшую логику.

6. Карта Карно может и не привести к лучшему решению. Иногда более сложное логическое выражение имеет более простую схемную реализацию, например в случае, когда некоторые члены выражения уже сформированы схемой в виде логических сигналов, которые можно использовать в качестве входных. Кроме того, реализации Исключающего ИЛИ не очевидны из карты Карно. Наконец, при выборе логической структуры схемы определенную роль играют ограничения, связанные с конструкцией ИМС (например, когда в одном корпусе содержатся четыре 2-входовых вентиля). Когда используются такие программируемые логические устройства как ПМЛ для конструирования логических функций, внутренняя структура (программируемые вентили И и фиксированные вентили ИЛИ) сдерживает реализацию, которая могла бы быть применена.

_{Упражнение 8.13. Нарисуйте карту Карно для логики, которая позволит определить, является ли 3-разрядное двоичное число «главным», считая при этом, что главными не являются числа 0, 1 и 2. Дайте схемную реализацию на 2-входовых вентилях.}

_{Упражнение 8.14. Найдите логическое выражение, с помощью которого можно было бы умножить два 2-разрядных двоичных числа и получить 4-разрядный результат. Рекомендации: для каждого выходного бита пользуйтесь отдельными картами Карно.}

8.14. Комбинационные функциональные схемы, реализованные на стандартных ИМС.

С помощью карт Карно можно построить логику, чтобы выполнять достаточно сложные функции, такие, как, например, двоичное сложение и сравнение величин, контроль по паритету, мультиплексирование (выбор одного из нескольких входов, который определяется двоичным адресом) и т. п. В реальности сложные функции, которые используются наиболее часто, реализуются в виде функциональных ИМС средней степени интеграции (до 100 вентилей в корпусе). Хотя в состав многих из этих СИС входят триггеры, которые мы скоро будем рассматривать, большинство из них выполняют чисто комбинационные функции и состоят целиком из одних вентилей. Давайте посмотрим, «какие звери населяют зоопарк, именуемый комбинационные интегральные схемы средней степени интеграции.».

Счетверенная 2-входовая схема выборки. Весьма полезным устройством является счетверенная 2-входовая схема выборки. Она фактически представляет собой 4-полюсный двухпозиционный переключатель логических сигналов. Основная идея такого переключателя иллюстрируется рис. 8.31.

Рис. 8.31. Счетверенный 2-входовый селектор.

Когда вход ВЫБОР (SELECT-SEL на рисунке) имеет низкий уровень, сигналы на выходах Q поступают с соответствующих входов А, при высоком уровне на входе ВЫБОР — со входов В. Когда высокий уровень действует на входе РАЗРЕШЕНИЕ (ENABLE-E на рисунке), все выходы устройства принудительно устанавливаются в состояние низкого уровня. Несколько позже мы рассмотрим эту важную идею более подробно, а сейчас приведем лишь таблицу истинности, в которой X означает, что состояние данного входа не имеет значения, В — высокий уровень, Η — низкий уровень.

Схема на рис. 8.31 и ее таблица истинности соответствуют схеме `157. Та же самая функция реализуется также с инверсным выходом (`158) и с выходом на 3 состояния (прямые выходы; `257; инверсные: `258).

_{Упражнение 8.15. Покажите, как с помощью вентилей И-ИЛИ-НЕ построить 2-входовую схему выборки.}

Хотя в некоторых случаях функцию выборки можно реализовать с помощью механического переключателя, тем не менее по ряду причин предпочтительнее использовать вентили. Вентильная схема обладает следующими преимуществами: а) она дешевле; б) коммутация всех каналов производится быстро и одновременно; в) с помощью логических сигналов, сформированных в устройстве, можно производить переключение практически мгновенно; г) даже тогда, когда управление выборкой осуществляется от переключателя, расположенного на передней панели устройства, для того чтобы избежать воздействия помехи и снижений уровней за счет влияния емкостей, логические сигналы лучше не пропускать через кабели и переключатели. Так как избираемый вентиль отпирается уровнем постоянного напряжения, логические сигналы управления могут быть взяты с той же платы, на которой он расположен. Это позволяет сократить внешние связи (достаточно одной линии с нагрузкой, коммутируемой на землю с помощью однополюсного тумблера). Такой способ управления логической схемой с помощью внешних уровней постоянного напряжения называют «холодной коммутацией». Он оказывается более предпочтительным, чем непосредственное управление сигналами от ключей, потенциометров и т. п. Кроме прочих преимуществ холодная коммутация позволяет вести управляющие линии, шунтированные конденсаторами, подавляя тем самым взаимные наводки, в то время как сигнальные линии в общем случае шунтировать конденсаторами нельзя. Некоторые примеры холодной коммутации нам еще встретятся в дальнейшем.

Передающие вентили. Как уже указывалось в разд. 3.11 и 3.12, с помощью элементов КМОП можно построить «передающий вентиль». Это — два параллельно включенных комплементарных ключа на полевых МОП-транзисторах, через которые входной (аналоговый) сигнал, лежащий в пределах от 0 до U_СС, может либо непосредственно подаваться на выход через низкое сопротивление (несколько сотен омов), либо отрываться (выходное сопротивление фактически равно бесконечности). Как вы, наверное, помните, такие устройства являются двунаправленными и для них не имеет значения, какой из выходов используется в качестве входа, а какой в качестве выхода.

Передающие вентили прекрасно работают с цифровыми уровнями КМОП и широко применяются в КМОП-схемах. На рис. 8.32 показана структурная схема счетверенного двухстороннего КМОП-ключа типа 4066. Каждый ключ имеет индивидуальный управляющий вход, высокий уровень на котором замыкает ключ, а низкий — размыкает.

Рис. 8.32. Счетверенный двусторонний ключ.

Отметим, что передающие вентили являются просто ключами, и поэтому не обладают способностью к разветвлению по выходу, т. е. они просто пропускают входной логический уровень, не обеспечивая дополнительную нагрузочную способность без дополнительной возможности усиления. С помощью передающих вентилей можно построить схемы выборки на 2 и более входов для цифровых уровней КМОП и аналоговых сигналов. Связку передающих вентилей можно использовать для того, чтобы производить выбор одного из нескольких входов (вырабатывая управляющие сигналы с помощью дешифратора, как будет показано ниже).

Эта логическая функция настолько широко используется, что получила официальное название «мультиплексора», который будет рассмотрен в следующем разделе.

_{Упражнение 8.16. Покажите, как с помощью передающих вентилей построить схему выборки на два входа. Здесь нужно использовать инвертор.}

Мультиплексоры. Вентиль выборки на два входа известен также под названием 2-входового мультиплексора. Промышленностью выпускаются также мультиплексоры на 4, 8 и 16 входов (устройства на 4 входа выпускаются сдвоенными, т. е. по 2 в одном корпусе). Двоичный адрес служит для выбора входа, сигнал с которого должен поступать на выход. Например, мультиплексор, имеющий 8 информационных входов, использует для адресации к ним 3-разрядный адресный вход. Это показано на рис. 8.33, где представлен цифровой мультиплексор типа `151.

Рис. 8.33. 8-входовый мультиплексор.

Он имеет стробирующий (или разрешающий) вход Е, работающий в отрицательной логике, а также прямой и инверсный выходы. Если устройство закрыто (на входе Ε действует высокий уровень), выход Q будет иметь низкий уровень, a Q' — высокий независимо от состояния адресных и информационных входов.

В семействе КМОП имеются два типа мультиплексоров. Первый применяется только для работы с цифровыми сигналами, имеет входной порог и регенерирует на выходе «чистые» уровни, которые соответствуют входному состоянию. Таким же образом работают все функциональные элементы ТТЛ. Примером является микросхема `153 — ТТЛ-мультиплексор. К другому типу устройств относятся аналоговые и двунаправленные КМОП мультиплексоры, которые фактически представляют собой набор передающих вентилей, КМОП-мультиплексоры 4051 и 4053 работают таким образом (помните, что логика, выполненная из передающих вентилей, не может разветвляться). Так как передающие вентили являются двунаправленными, эти мультиплексоры могут использоваться в качестве «демультиплексоров или дешифраторов», которые мы рассмотрим в следующем разделе.

_{Упражнение 8.17. Покажите, как построить мультиплексор на 4 входа, используя а) обычные вентили, б) вентили с тремя состояниями и в) передающие вентили. При каких обстоятельствах будет предпочтительным вариант в)?}

Иногда при разработке логических устройств может оказаться, что потребуется производить набор из большего числа входов, чем имеются в мультиплексоре. Этот вопрос относится к общей задаче расширения микросхем, которое заключается в использовании нескольких микросхем с небольшими индивидуальными возможностями, и применяется для построения дешифраторов, памяти, регистров сдвига, арифметически-логических и других устройств. Как видно из рис. 8.34, расширение выполняется очень просто. Здесь показано, как имея два мультиплексора на 8 входов 74LS51 построить мультиплексор на 16 входов.

Рис. 8.34. Наращивание мультиплексора.

Конечно, в схемах имеется дополнительный адресный бит, который вы используете для выбора одного устройства или другого. На невыбранном мультиплексоре `151 выход Q поддерживается на низком уровне, что позволяет произвести объединение через вентиль ИЛИ. Если выходы имеют три состояния, то расширение производится еще проще: для этого достаточно непосредственно объединить выходы.

Демультиплексоры и дешифраторы. Входной сигнал принимается демультиплексором и направляется им на один из нескольких выходов в соответствии с двоичным кодом, действующим на адресных входах. Остальные выходы в этом случае находятся либо в неактивном состоянии, либо в состоянии разомкнутой цепи. Аналогично работает и дешифратор. Единственное отличие состоит в том, что на входы подается только адрес, возбуждающий один из n возможных выходов. На рис. 8.35 показан такой пример.

Рис. 8.35. Дешифратор «1 из 8».

Дешифратор `138 — "1 из 8" имеет низкий уровень на выходе, который соответствует входному 3-разрядному коду (адресу), а на остальных выходах — высокий уровень. В частности этот дешифратор имеет три входа разрешение, все из которых должны быть активны (два — низкого и один — высокого уровня), иначе все выходы имеют высокий уровень. Основное применение дешифратора — заставить происходить различные события, которые зависят от состояния «счетчика», который управляет этим (скоро об этом тоже поговорим подробно).

Дешифраторы обычно используются при сопряжении с микропроцессором, когда необходимо выполнить различные действия в зависимости от адреса. Мы будем рассматривать это детально в гл. 10.

Другим применением общего использования дешифратора является организация (разрешение) последовательности действий, согласно достигнутого адреса, заданного выходом двоичного счетчика (разд. 8.25). В заключение, о «брате» схемы `138 — схеме `139, которая представляет сдвоенный дешифратор "1 из 4" с раздельным одиночным разрешением по низкому уровню. На рис. 8.36 показано, как использовать два дешифратора `1 из 8' типа `138 для получения дешифратора "1 из 16". Как видно из рисунка, при этом не требуются внешние элементы, поскольку схема `138 имеет входы разрешения обеих полярностей (низкого и высокого уровней).

Рис. 8.36. Наращивание дешифратора.

_{Упражнение 8.18. Большое расширение: постройте дешифратор "1 из 64" на девяти устройствах `138. Подсказка: используйте один из них для разрешения подключения других.}

В КМОП-логике мультиплексоры, которые используют передающие вентили, также являются демультиплексорами, поскольку передающие вентили являются двунаправленными. Когда они используются таким образом, важно сознавать, что выходы, которые не выбраны, отключены. Нагрузочный резистор, или эквивалентный ему, должны быть использованы для обеспечения правильного функционирования логики с такими выходами (те же самые требования, что и с ТТЛ-вентилями с открытым коллектором).

Существует другой тип дешифраторов, который обычно входит в состав всех логических семейств. Примером такого дешифратора служит преобразователь двоично-десятичного кода в семисегментный с формирователями для управления цифровым индикатором `47. Эта схема в соответствии с двоично-десятичным кодом, действующим на входе, формирует сигналы на всех выходных линиях, связанных со входами семисегментного цифрового индикатора, воспроизводящего десятичный символ. Устройство такого типа фактически является преобразователем кодов, но в обычной практике используется название дешифратор. В табл. 8.6 в конце главы представлено большинство применяемых дешифраторов.

_{Упражнение 8.19. Используя вентили, постройте преобразователи двоично-десятичного кода в десятичный ("1 из 10").}

Приоритетный шифратор. Приоритетный шифратор формирует на выходе двоичный код, соответствующий входу с наивысшим номером (приоритетом), который возбуждается. Наиболее часто эта схема используется в аналого-цифровых преобразователях с параллельным преобразованием (см. следующую главу) и в проектировании микропроцессорных систем. Примерами устройств такого типа являются схема `148 — 8-входовый (3 выходных разряда) приоритетный шифратор и схема `147 — 10-входовый.

_{Упражнение 8.20. Спроектируйте простейший дешифратор, у которого 2-разрядный адрес на выходе будет указывать, какой из четырех входов имеет высокий уровень (все остальные входы должны иметь низкий уровень).}

Сумматоры и другие арифметические устройства. На рис. 8.37 изображен 4-разрядный полный сумматор. Он прибавляет 4-разрядное двоичное число А_i к 4-разрядному числу В_i и вырабатывает на выходе 4-разрядную сумму S_i плюс разряд переноса П_вых. Для суммирования больших величин сумматоры можно наращивать. Для этой цели предусмотрен вход П_вх, на который поступает выходной сигнал переноса от предыдущего (младшего) сумматора.

Рис. 8.37. 4-разрядный полный сумматор.

На рис. 8.38 показано, как строится схема для суммирования двух 8-разрядных двоичных чисел.

Рис. 8.38. Наращивание сумматора.

Часто в качестве сумматоров используются арифметико-логические устройства (АЛУ). Эти устройства фактически предназначены для выполнения целого ряда различных функций. В частности, 4-разрядная АЛУ `181 (с возможностью расширения для обработки слов большей длины) может выполнять сложение, вычитание, сдвиг двоичных разрядов, сравнение величин и некоторые другие функции. Время выполнения арифметических операций в сумматорах и АЛУ находится в пределах от наносекунд до десятков наносекунд в зависимости от типа логического семейства.

Интегральные умножители выпускаются в конфигурациях 8 бит x 8 бит или 16 бит x 16 бит. Разновидностью умножителей, которые в основном используются для цифровой обработки сигналов, являются так называемые умножители-накопители, которые накапливают сумму произведений. Они также выполняются в размерах 32x32 с 64-битовым произведением плюс несколько дополнительных бит для сохранения суммы от переполнения. Умножители-накопители и умножители выпускаются с временем 25–50 нс; у ЭСЛ-умножителей время меньше — 5 нс (тип.) для умножителей 16x16.

Другим арифметическим устройством, которое используется в цифровой обработке сигналов, является коррелятор, который сравнивает соответствующие биты двух цепочек битов, вычисляя число совпавших битов. Типовой интегральный коррелятор сравнивает два 64-разрядных, которые могут сдвигаться во внутренних регистрах сдвига. Какой-либо набор бит может игнорироваться («маскироваться») в корреляции. Типовые времена составляют 30 нс, т. е. лента бит может тактироваться с частотой 35 МГц, с разрешением 7 бит в корреляции для каждого такта. Вычисляется отклонение (как в цифровом фильтре с КИХ) вместо суммы (с переносом) попарносвязанных произведений двух цепочек целых чисел.

Типичные размеры — целые числа от 4 до 10 бит при длине от 3 до 8 слов (конечно, имеющие возможность расширения). Наиболее сложными арифметическими кристаллами являются процессоры с плавающей запятой, которые осуществляют сравнение, суммирование, умножение, вычисление тригонометрических функций, экспонент и корней. Обычно они используются совместно с определенными микропроцессорами и приспособлены для работы в стандарте, известном как IEED754, который определяет размеры слов (до 80 бит), формат и т. д. Примерами таких устройств (плюс основные микропроцессоры) являются схемы 8087 (80848), 80287 (80286), 80387 (80386) и 68881 (68020/30). Они имеют действительно ошеломляющую производительность в 10 Мегафлопс (миллион операций с плавающей запятой в секунду) или более.

Компараторы. На рис. 8.39 показан 4-разрядный компаратор чисел, который определяет относительные значения чисел А и В и вырабатывает на выходе сигналы результатов сравнения: А < В, А = В и А > В. Входы допускают наращивание для обработки чисел длиной более 4 бит.

Рис. 8.39. Компаратор.

_{Упражнение 8.21. Сконструируйте компаратор, используя вентили «исключающее или», который будет сравнивать 4-разрядные числа А и В и определять, когда А = В.}

Схема формирования и контроля бита паритета. Это устройство предназначено для выработки паритетного бита, который добавляется к информационному «слову» при передаче (или записи) данных, а также для проверки правильности паритета при восстановлении этих данных. Паритет может быть четным или нечетным (при нечетном паритете для каждого символа общее число битов (разрядов), содержащих 1, нечетно). Например, формирователь паритета 1280 принимает 9-разрядное слово и в соответствии с состоянием управляющего входа вырабатывает на выходе четный или нечетный бит. Конструктивно схема представляет собой набор вентилей «исключающее или».

_{Упражнение 8.22. Подумайте, как сделать формирователь паритета, используя вентили «исключающее или».}

Программируемые логические устройства. Вы можете строить ваши собственные комбинационные (и даже последовательные) логические схемы на кристалле, используя ИС, которые содержат массив вентилей с программируемыми перемычками. Существуют несколько вариантов таких устройств, из которых наиболее популярными являются ПМЛ (программируемая матричная логика — PAL) и ПЛМ (программируемая логическая матрица — PLA). ПМЛ, в частности, стали крайне недорогими и гибкими устройствами, которые должны войти как часть инструмента каждого разработчика. Мы будем описывать комбинационные ПМЛ в следующем разделе.

Некоторые другие незнакомые функции. Существует много других комбинационных схем средней степени интеграции, представляющих несомненный интерес. Например, в семействе КМОП есть схема — «мажоритарная логика», которая говорит, что возбуждена большая часть входов. Имеется также двоично-десятичное устройство дополнения до 9, назначение которого не требует пояснений. Существует схема «барабан-сдвигатель», которая сдвигает входное число на n (задаваемое) разрядов и может наращиваться до любой длины.

8.15. Реализация произвольных таблиц истины.

К счастью, большинство из проектов цифровых схем не состоит из стряпни безумных устройств на вентилях для реализации сложных логических функций. Однако временами, когда вам нужно связать несколько сложных таблиц истинности, число вентилей может стать слишком большим. Возникает вопрос, нельзя ли найти какой-то другой путь. Таких путей существует несколько. В этом разделе мы кратко рассмотрим, как использовать мультиплексоры и демультиплексоры для реализации произвольных таблиц истинности. Затем мы обсудим в общем более мощные методы, использующие программируемые логические кристаллы, в частности ПЗУ и ПЛМ.

Мультиплексоры в качестве реализаций обобщенных таблиц истинности. Нетрудно видеть, что n-входовый мультиплексор может быть использован для генерации любой таблицы истинности на n входов без применения каких-либо внешних компонентов, если просто на их входы подать соответствующие высокие и низкие уровни. Схема на рис. 8.40 говорит, является ли входное 3-разрядное двоичное число простым.

Рис. 8.40.

Не столь очевидно, что мультиплексор на n входов с помощью только одного инвертора может быть использован для генерации таблицы истинности на 2n входов. Например, рис. 8.41 показывает схему, которая определяет имеет или нет данный месяц года 31 день, где месяц (от 1 до 12) задается 4-битовым входом.

Хитрость в том, чтобы заметить, что для данного состояния адресных битов, прикладываемых к мультиплексору, выход (как функция оставшегося входного бита) должен быть равен H, L, А₀ или А'₀; соответственно вход мультиплексора связывается с логическим высоким, логическим низким, А или А'₀.

Рис. 8.41.

_{Упражнение 8.23. Схема на рис. 8.41. Составьте таблицу, показывающую, имеет ли данный месяц 31 день, с двоичной адресацией месяца. Сгруппируйте месяцы в пары согласно старшим значащим 3-м битам адреса. Для каждой пары обозначение выхода Q («31 день») зависит от младшего значащего адресного бита А0. Сравните с рис. 8.41. Наконец, напрягитесь и проверьте, что схема делает на самом деле, если заданный месяц имеет 31 день.}

Забавное примечание: оказывается, что данную таблицу истинности можно реализовать только с одним вентилем «исключающее или», если использовать для несуществующих месяцев знак X (любое значение)! Попытайтесь сделать это самостоятельно. Это даст вам возможность приобрести опыт в составлении карт Карно.

Дешифраторы как обобщенные таблицы истинности. Дешифраторы также позволяют упростить комбинационную логику, особенно в тех случаях, когда нужно получить несколько одновременно действующих выходных сигналов. В качестве примера попробуем составить схему преобразования двоично-десятичного кода в код с избытком 3. Таблица истинности для такого преобразования имеет вид:

Мы здесь используем 4-разрядный (в двоично-десятичном коде) вход как адрес для дешифратора, а выходы дешифратора (в отрицательной логике) служат в качестве входов для нескольких вентилей ИЛИ, формирующих выходные биты, как показано на рис. 8.42.

Заметим, что в этой схеме выходные биты не являются взаимно исключающими. Аналогичную схему можно использовать в качестве устройства для задания рабочих циклов в стиральной машине: при каждом состоянии входа выполняются различные функции (подача воды, заполнение, вращение барабана и т. д.). Вскоре вы увидите, каким образом вырабатывается последовательность двоичных кодов, следующих через равные промежутки времени. Индивидуальные выходы дешифратора носят название «минтермы» и соответствуют позициям на карте Карно.

Рис. 8.42. Преобразование кодов на уровне минтермов: преобразование двоично-десятичного кода в код с избытком 3 (устаревший код, сохранившийся с 1-го издания книги).

ПЗУ и программируемая логика. Эти ИС позволяют вам программировать их внутренние связи. В этом смысле они фактически являются устройствами с памятью и будут рассматриваться позднее, вместе с триггерами, регистрами и т. п. Однако после программирования они являются строго комбинационными, хотя существуют также последовательностные программируемые логические устройства (см. разд. 8.27), они так полезны, что будут обсуждаться сейчас.

ПЗУ. ПЗУ (постоянное запоминающее устройство) содержит битовый образ (обычно 4 или 8 разрядов, параллельный выход) для каждого конкретного адреса, приложенного ко входу. Например, 1Кх8 ПЗУ выдает восемь выходных бит на каждое из 1024 входных состояний, определяемых 10-разрядным входным адресом (рис. 8.43).

Рис. 8.43.

Любая комбинационная таблица истинности может быть запрограммирована в ПЗУ, обеспечивающем достаточное число входных линий (адреса). Например, ПЗУ 1Кх8 можно использовать для реализации умножителя 4x4; в этом случае ограничение на «ширину» (8 разрядов), не действует (так как имеется 10 разрядов).

ПЗУ (а также программируемые логические устройства) являются энергонезависимым устройством, т. е. хранимая информация остается даже тогда, когда питание пропадает. ПЗУ подразделяются на несколько типов, в зависимости от их метода программирования: а) «Масочно-программируемые ПЗУ» имеют свое битовое содержание, созданное во время изготовления. б) «Программируемые ПЗУ» (ППЗУ) программируются пользователем: ПЗУ имеют тонкие перемычки, которые могут пережигаться (подобно предохранителям) посредством подачи адреса и управляющих сигналов; они обладают высоким быстродействием (25–50 нс), относительно большим потреблением (биполярные 0,5–1 Вт), размерами от малых до средних (от 32x8 до 8Кх8). «Стираемые программируемые ПЗУ» (СППЗУ) хранят свои биты как заряды на плавающих МОП-вентилях; информация в них может стираться посредством облучения их интенсивным ультрафиолетовым светом в течение нескольких минут (они имеют прозрачное кварцевое стекло); выполняются по n-МОП и КМОП-технологии и значительно медленнее (200 нс) при низком потреблении (частично в режиме хранения), имеют достаточно большой размер (8Кх8 и 128Кх8). Современные КМОП СППЗУ достигают быстродействия биполярных ПЗУ (35 нс). Известен вариант — «однократно-программируемый» (ОКП), он содержит идентичный кристалл, но не имеет кварцевого окна для экономии и простоты, г) «Электрические стираемые программируемые ПЗУ» (ЭСППЗУ) подобны СППЗ, но могут программироваться и стираться электрически прямо в схеме с использованием стандартных напряжений питания (+5 В).

ПЗУ находят широкое использование в компьютерах и микропроцессорах, где они используются для сохранения законченных программ и таблиц данных; мы увидим их снова в гл. 11. Однако вы всегда должны помнить о небольших ПЗУ, как о замене сложных вентильных матриц.

Программируемая логика. ПМЛ (программируемая матричная логика; PAL-товарный знак фирмы Monolitic Memories Inc.) и ПЛМ (программируемые логические матрицы) являются двумя основными видами программируемой логики. Они являются ИС со многими вентилями, связи между которыми могут программироваться (подобно ПЗУ) для формирования желательных логических функций. Они выполняются как в биполярном, так и в КМОП-вариантах, первые используют прожигаемые перемычки (однократно-программируемые), вторые — плавающие вентильные КМОП схемы (ультрафиолетового или электрического стирания). Вы не можете запрограммировать любую связь, какую желаете — вы будете ограничены встроенной структурой. Рис. 8.44 показывает основные схемы комбинационных (не регистровых) ПЛМ и ПМЛ.

Рис. 8.44. Программируемая логика: а — ПЛМ; б — ПМЛ; в — фрагмент программируемых соединений с многовходовым вентилем И; кружками обозначены плавкие перемычки или другие программируемые соединения.

Для простоты на этом рисунке вентили И или ИЛИ нарисованы с одним входом, хотя в действительности они являются много-входовыми вентилями с входом для каждого перекрестия. Каждый выход (с 3 состояниями) комбинационной ПМЛ выводится от вентиля ИЛИ, а каждый вход подсоединяется к вентилю И с дюжинами входов. Например, 16L8 (рис. 8.45) имеет восемь 7-входовых вентилей ИЛИ; каждый возможный сигнал достижим для каждого вентиля И, включая 10 входных контактов (и инверторы для них) и 8-выходных контактов (и инверторы к ним).

Рис. 8.45. Комбинационная ПМЛ 16L8 имеет 10 специальных входов, 2 специальных выхода и 6 двунаправленных линии входа/выхода (с 3-м состоянием). «16L8» означает 16 входов (макс), 8 выходов (макс.) (низкий уровень - истинное значение).

_{(с разрешения фирмы Advanced Micro Devices, Калифорния.).}

Разрешение третьего состояния также устанавливается от 32-входового вентиля И. ПЛМ подобна ПМЛ, но обладает большей гибкостью — выходы вентилей И могут связываться со входами вентилей ИЛИ в любой комбинации (т. е. программироваться), что предпочтительней, чем жесткое присоединение, как в ПМЛ.

Заметим, что ПМЛ и ПЛМ, которые мы описывали, являются комбинационными устройствами (т. е. выполнены только на вентилях, без памяти). Другой разновидностью программируемой логики является последовательностная логика, т. е. имеющая память (регистры), подробно мы рассмотрим их в, следующем разделе. Для использования ПМЛ и ПЛМ вы должны иметь программатор, как часть аппаратного обеспечения, который знает, как прожигать перемычки (или другие типы программируемых средств) и проверить окончательный результат. Все программаторы имеют связь через последовательный порт с микрокомпьютером (стандартное средство связи на IBM PC или совместимой с ней), на котором вы работаете с программным обеспечением программатора. Некоторые из современных программаторов включают одноплатный компьютер, который работает с собственным программным обеспечением.

Простейшее программное обеспечение просто позволяет вам выбрать перемычки для прожигания; вы изображаете это в зависимости от того, какую логику вы хотите получить на уровне вентилей, затем перечисляете (или помечаете на графическом дисплее) эти перемычки. Рис. 8.46 показывает простой пример для функции исключающее ИЛИ на два входа на одном из выходов ПМЛ.

Рис. 8.46. Исключающее ИЛИ на ПМЛ.

Хорошие программаторы позволяют вам задавать буквы выражения (если они вам известны) или таблицы истинности; программное обеспечение затем делает остальное, включая минимизацию, моделирование и программирование. Хотя ПЛМ более гибкие, фаворитом в современном проектировании являются ПМЛ. Это из-за того, что они быстрее (так как сигнал проходит только через один массив перемычек), дешевле и обычно удовлетворяют задаче. Как мы увидим позже, новые ПМЛ, использующие «макроячейки» и «складную архитектуру» дают вам некоторую дополнительную гибкость в проектировании на ПМЛ с фиксированными ИЛИ-вентилями. Таким образом, ПМЛ представляют собой гибкую и компактную альтернативу ИС с фиксированными функциями и не должны выпадать из виду у серьезного проектировщика схем. Мы покажем, как (и где) применять программируемую логику с использованием полезных хитростей в разд. 8.27.

Последовательностная логика.

8.16. Устройства с памятью: триггеры.

Вся рассмотренная выше цифровая логика строилась на комбинационных схемах (т. е. наборах вентилей), в которых выход полностью определяется текущим состоянием входов. В этих схемах отсутствует «память», отсутствует предыстория. Жизнь цифровой логики станет более интересной, если устройства снабдить памятью. Это дает возможность конструировать счетчики, арифметические регистры и различные «умные» схемы, которые выполнив одну интересную функцию, начинают делать другую. Основным узлом таких схем является триггер, колоритное имя для описания устройств, которые в простейшей форме представлены на рис. 8.47.

Рис. 8.47. RS-триггер.

Предположим, что оба входа А и В имеют высокий уровень. Тогда, в каком состоянии будут выходы X и Y? Если X будет иметь высокий уровень, то последний будет присутствовать на обоих входах вентиля G₂, и устанавливать Y в состояние низкого уровня. Это согласуется с состоянием выхода X (высокий уровень), следовательно, все правильно. Не правда ли?

Х = В, Y = H.

Неверно! Схема симметрична, следовательно, правомерно будет и состояние, при котором.

Х = Н, Y = B.

Состояние, когда оба выхода X и Y имеют высокий (или низкий) уровень, невозможно (вспомним, что А = В = высокий уровень). Таким образом, триггер имеет два устойчивых состояния (иногда его называют «бистабильной» схемой). В каком из этих двух состояний он окажется, зависит от его предыстории, т. е. он обладает памятью. Для того чтобы в эту память что-то записать, достаточно на один из входов триггера кратковременно подать низкий уровень. Например, после кратковременной подачи низкого уровня на вход А триггер гарантированно установится в состояние.

Х = В, Y = H.

Независимо от того, какое состояние он имел прежде.

Подавление дребезга контактов. Рассмотренный нами триггер со входами S (установки в «1») и R (установки в «0» или сброса) оказывается весьма полезным для многих применений. На рис. 8.48 показан типичный пример его использования.

Рис. 8.48. «Дребезг» переключения.

По идее эта схема должна открывать вентиль и пропускать входные импульсы, если ключ разомкнут. Ключ связан с землей (а не с шиной +5 В) из-за особенности биполярных ТТЛ-схем (в противоположность КМОП-элементам), состоящей в том, что вы должны обеспечить отвод тока от входа ТТЛ в состоянии низкого уровня (0,25 мА для LSTTL), в то время как в состоянии высокого уровня входной ток близок к нулю. Кроме того, обычно в устройствах имеется шина земли, удобная для подсоединения к ней ключей и других органов управления. При использовании такой схемы возникает проблема, обусловленная «дребезгом» контактов ключа. За время порядка 1 мс после замыкания ключа его контакты входят в соприкосновение друг с другом обычно от 10 до 100 раз. Вы получите в итоге форму сигналов, указанную на рисунке; если бы выход подключался к счетчику или регистру сдвига, то они наверняка отреагировали бы на каждый дополнительный импульс, вызванный этим дребезгом контактов.

На рис. 8.49 показано, как разрешить эту проблему.

Рис. 8.49. Схема подавления дребезга.

При первом же соприкосновении контактов триггер изменит свое состояние и в дальнейшем уже не будет реагировать на последующий дребезг, поскольку двухпозиционный однополюсный ключ не может совершать колебания до противоположной позиции. В результате дребезг выходного сигнала будет отсутствовать, как и показано на диаграмме. Такая схема подавления дребезга широко используется; так, микросхема `279 имеет четыре SR-триггера в одном корпусе. К сожалению, такая схема имеет небольшой недостаток. Дело в том, что первый импульс, возникающий на выходе вентиля после того, как он откроется, может оказаться укороченным: это можно определить по моменту, замыкания ключа по отношению к входной серии импульсов. То же самое относится и к конечному импульсу последовательности (разумеется, что и ключи без подавления дребезга имеют те же проблемы). В тех случаях, когда этот нежелательный эффект может оказать какое-то значение, применяется схема синхронизатора, которая позволяет его устранить.

Многовходовые триггеры. На рис. 8.50 показана еще одна простая схема триггера. В ней использованы вентили ИЛИ-НЕ: высокий уровень на входе устанавливает соответствующий выход триггера в состояние низкого уровня. Устанавливать или сбрасывать триггер различными сигналами можно благодаря наличию нескольких входов. На этом схемном фрагменте нагрузочные резисторы не используются, поскольку входные сигналы формируются где-нибудь в другом месте (с помощью стандартных выходов с активной нагрузкой).

Рис. 8.50.

8.17. Тактируемые триггеры.

Триггеры, выполненные на двух вентилях, как показано на рис. 8.47 и 8.50, обычно называют RS (от английских слов: set — «установка» и reset — «сброс»), или асинхронными триггерами. Посредством подачи соответствующего входного сигнала они могут быть установлены в то или иное состояние. RS-триггеры удобно использовать в схемах защиты от дребезга, а также во многих других случаях, однако более широкое применение получили триггеры, схема которых несколько отличается от рассмотренной. Вместо пары асинхронных входов они имеют один или два информационных входа и один тактирующий вход. В момент подачи тактирующего импульса выходное состояние триггера либо изменяется, либо остается прежним, в зависимости от того, какие сигналы действуют по информационным входам.

Простейшая схема тактируемого триггера приведена на рис. 8.51.

Рис. 8.51. Синхронизированный триггер.

От рассмотренной выше схемы она отличается наличием двух вентилей («SET» и «RESET»). Легко проверить, что таблица истинности для этого триггера будет иметь вид.

Где Q_{n + 1} — состояние выхода Q после подачи (n + 1)-го тактового импульса, а Q_n — до его поступления. Главное отличие этой схемы от предыдущей состоит в том, что входы S и R в этом случае должны рассматриваться как информационные и сигналы, присутствующие на этих входах в момент поступления тактового импульса, и определяют, что произойдет с выходом Q.

У этого триггера есть один недостаток. Дело в том, что изменение выходного состояния в соответствии со входными сигналами может происходить в течение всего отрезка времени, на котором тактовый импульс имеет высокий уровень. В этом смысле он еще подобен асинхронному RS-триггеру. Эта схема известна также под названием «прозрачный фиксатор», потому что выход «насквозь просматривает» вход в течение интервала действия тактового сигнала.

Всесторонние возможности триггерных схем раскроются после введения новых, нескольких отличных от рассмотренных конфигураций, которые представляют собой триггер типа «ведущий-ведомый» (двухступенчатый) и триггер, запускаемый по фронту.

Триггеры типа «ведущий-ведомый» и триггеры, запускаемые по фронту. Эти типы триггеров наиболее распространены. Информация, поступившая на входные линии этого триггера к моменту возникновения перехода или «фронта» тактового сигнала, определяет, каким будет состояние выхода в последующий интервал времени. Такие триггеры выпускаются в виде недорогих ИМС и всегда используются в этом виде, но для того чтобы понять, как они работают, имеет смысл рассмотреть их внутреннюю структуру. На рис. 8.52 показаны принципиальные схемы так называемых D-триггеров.

Рис. 8.52. D-триггеры с пуском по фронту.

Информация, поступившая на D-вход, передается на выход Q после подачи тактового импульса. Рассмотрим принципы действия триггера типа ведущий-ведомый (рис. 8.52, a). Если тактовый сигнал имеет высокий уровень, разрешается работа вентилей 1 и 2, через которые ведущий триггер (вентили 3 и 4) устанавливается в состояние, соответствующее D-входу: Μ = D, Μ' = D'. Вентили 5 и 6 закрыты, поэтому ведомый триггер (вентили 7 и 8) сохраняет свое предыдущее состояние. Когда тактовый сигнал перейдет в состояние низкого уровня, входы ведущего триггера отключатся от D-входа, а входы ведомого подключатся к входу ведущего, в результате последний передаст свое состояние ведомому триггеру.

После этого никакие изменения на выходе произойти не смогут, так как ведущий триггер заблокирован. С приходом следующего тактового сигнала ведомый триггер отключится от ведущего, а ведущий воспримет новое состояние входа. С точки зрения внешних сигналов триггер, срабатывающий по фронту, ведет себя точно также, однако внутри он работает по-другому. Принцип его действия нетрудно разобрать самостоятельно. Схема, показанная на рис. 8.52, б, представляет собой распространенный D-триггер 74 семейства ТТЛ, срабатывающий на положительном перепаде. В рассмотренном ранее триггере типа «ведущий-ведомый» данные на выход передавались по отрицательному перепаду тактового импульса.

В номенклатуру стандартных ИМС, выпускаемых промышленностью, входят триггеры, срабатывающие как по одной, так и по другой полярности перепада. Кроме того, большинство триггеров имеют также асинхронные входы S и R. Они могут устанавливаться или сбрасываться как высоким, так и низким уровнем в зависимости от типа триггера. На рис. 8.53 показано несколько популярных триггеров.

Рис. 8.53. D- и JK-триггеры.

Стрелка обозначает динамический вход (срабатывание по фронту), а кружок — инверсию. Таким образом, изображенная на рисунке схема 74 представляет собой сдвоенный D-триггер, который срабатывает по положительному перепаду и имеет асинхронные входы S и R, активные по низкому уровню. Схема 4013 представляет собой сдвоенный D-триггер семейства КМОП, срабатывающий по положительному перепаду и имеющий асинхронные входы S и R, активные по высокому уровню. Интегральная схема 112 — это сдвоенный JК-триггер типа ведущий-ведомый, срабатывающий по отрицательному перепаду и имеющий асинхронные входы S и R, активные по низкому уровню.

JK-триггер. По принципу действия JK-триггер аналогичен D-триггеру, но имеет два информационных входа. Его таблица истинности имеет вид:

Если на входы поступают противоположные сигналы, то на очередном фронте тактового импульса выход Q воспроизводит значение J-входа. Если оба входа J и К имеют низкий уровень, то состояние выхода не изменится. И наконец, если на обоих входах высокий уровень, триггер будет совершать «переброс» (менять свое состояние на каждом тактовом импульсе), т. е. работать в счетном режиме).

Предупреждение. Некоторые старые типы JK-триггеров представляют собой «ловушку для единиц». Этот термин вы не найдете ни в одной документации, он означает явление, которое может привести неосведомленного человека к весьма неприятным последствиям. Дело в том, что если на интервале, когда ведомый триггер открыт тактовым сигналом, вход J и К (или оба одновременно) на какой-то момент изменит свое состояние, а затем до окончания тактового сигнала вернется в исходное, то это кратковременное состояние триггер запомнит и в дальнейшем он будет вести себя так, как если бы это состояние сохранилось. В результате триггер может переброситься на следующем тактовом перепаде, даже если сигналы, действующие в момент этого перепада на входах J и К подтверждают предыдущее состояние. Это может привести, мягко говоря, к своеобразному поведению. Проблема возникает из-за того, что эти триггеры были сконструированы в предположении, что тактовый импульс имеет очень короткую длительность, в то время как в действительности тактирование всегда производится сигналом конечной длительности. Если используется триггер типа «ведущий-ведомый», следует соблюдать меры предосторожности, либо вообще избегать их, применяя более надежные триггеры, работающие по фронту. Две хорошие альтернативы, которые используют истинно запуск по фронту, это приборы `112 и `109. Оба представляют собой сдвоенные (два в одном корпусе) JK-триггеры с асинхронными S- и R-входами, активными по низкому уровню. Устройство `112 срабатывает по отрицательному фронту тактового сигнала, а устройство `109 — по положительному.

Схема `109 имеет интересную особенность, а именно, K-вход у него инверсный, поэтому иногда его называют JK-триггер с запретом. Таким образом, если вы соедините входы J и К вместе, то получите D-триггер. Для перевода его в счетный режим вы заземляете вход К', а на входе J устанавливаете ВЫСОКИЙ уровень.

Делитель на 2. Легко построить схему делителя на 2, используя способность триггеров работать в счетном режиме. На рис. 8.54 показаны два способа построения такого делителя. JK-триггер работает в счетном режиме, когда оба входа имеют ВЫСОКИЙ уровень, производя на выходе сигнал, показанный на рисунке. Вторая схема также будет совершать перебросы, так как ее D-вход подключен к собственному выходу Q и в момент поступления тактового импульса на D-входе всегда действует инверсия по отношению к текущему состоянию триггера. Частота сигнала на выходе в любом случае будет равна половине входной частоты.

Рис. 8.54. Схемы деления на 2.

Синхронизация информации и тактирование. В связи с последней схемой возникает интересный вопрос: не получится ли так, что триггер не сможет переброситься, так как состояние D-входа изменяется почти сразу же вслед за тактовым импульсом? Другими словами, не начнет ли схема сбиваться, если на ее входе происходят такие странные явления? Этот вопрос можно сформулировать и следующим образом: в какой точно момент по отношению к тактовому импульсу D-триггер (или какой-нибудь другой) анализирует состояние своего входа? Ответ такой: для любого тактируемого устройства существует определенное «время установления» t_уст и «время удержания» t_уд. Для того чтобы схема работала правильно, информация должна поступать на вход не позднее чем за время t_уст до возникновения тактового перепада и оставаться неизменной по крайней мере в течение времени t_уд после него. Например, для триггера 74НС74, t_уст = 20 нс и t_уд = 3 нс (рис. 8.55).

Рис. 8.55. Время установления данных и время удержания.

В рассмотренной схеме счетного триггера требование к времени установления будет сохраняться неизменным в течение как минимум 20 нс, предшествующих очередному тактовому перепаду. Может показаться, что при этом нарушается требование к времени удержания, но это не так. Минимальное время распространения сигнала с тактового входа на выход составляет 10 нс, и D-триггер, включенный в счетном режиме, будет иметь неизменное состояние D-входа в течение по меньшей мере 10 нс. Большинство современных устройств вообще не представляют требований ко времени удержания (имеют t_уд = 0). Если сигнал на D-входе изменяется на интервале времени удержания, то может возникнуть любопытный эффект, носящий название «метастабильное состояние», при котором триггер не может определить, в какое состояние он должен перейти. Об этом явлении мы вскоре еще упомянем.

Деление на число, большее чем 2. С помощью каскадного соединения счетных триггеров (выход Q каждого предыдущего триггера подключен к тактическому входу последующего) легко получить «делитель на 2ⁿ», или двоичный счетчик. На рис. 8.56 показана схема четырехразрядного асинхронного счетчика и даны его временные диаграммы.

Рис. 8.56. 4-разрядный счетчик.

Заметим здесь, что если выход Q каждого триггера непосредственно действует на тактовый вход следующего, срабатывание триггеров должно происходить по спаду (заднему фронту) сигнала на тактовом входе (показано кружком инверсии). Эта схема представляет собой счетчик-делитель на 16: на выходе последнего триггера формируются прямоугольные импульсы, следующие с частотой, равной 1/16 частоты входного тактового сигнала. Схема называется счетчиком, поскольку информация, присутствующая на четырех входах Q, может рассматриваться как 4-разрядное двоичное число, которое изменяется от 0 до 15, увеличиваясь на единицу с каждым входным импульсом. Этот факт отражает временная диаграмма на рис. 8.56, б, на которой СЗР означает «старший значащий разряд», МЗР-«младший значащий разряд», а изогнутые стрелки, облегчающие понимание, указывают, какими перепадами вызываются изменения сигналов. Этот счетчик, как вы увидите в разд. 8.25, выполняет настолько важную функцию, что выпускается в виде большого числа модификаций, выполненных в виде однокристальных микросхем, включая такие форматы счета, как 4-разрядный, двоично-десятичный и многоцифровой. Соединяя эти счетчики каскадно и воспроизводя их содержимое с помощью цифрового индикатора (например, светодиодного) можно легко построить схему подсчета каких-либо событий. Если разрешить прохождение импульсов на вход счетчика в течение ровно 1 с, то получится счетчик частоты, который будет воспроизводить значение частоты путем подсчета числа периодов в секунду. В разд. 15.10 приводятся схемы этого простого, но очень полезного устройства. Промышленностью выпускаются однокристальные счетчики частоты, в состав которых входят дополнительно генератор, схемы управления и вывода на индикацию. Триггер такого устройства показан на рис. 8.71.

На практике простейшая схема каскадирования счетчиков посредством соединения каждого выхода Q со следующим тактовым входом имеет некоторые интересные проблемы, связанные с покаскадной задержкой распространения сигнала по цепочке триггеров. По этой причине лучше использовать схему, в которой один и тот же тактовый сигнал подается одновременно на все входы. В следующем разделе мы будем рассматривать эти синхронные тактируемые системы.

8.18. Последовательностная логика — объединение памяти и вентилей.

После того как мы изучили свойства триггеров, посмотрим, что можно получить, если объединить их с рассмотренной ранее комбинационной (вентильной) логикой. Составленные из вентилей и триггеров схемы, представляют собой наиболее общую форму цифровой логики.

Синхронные тактируемые системы. Мы уже упомянули в предыдущем разделе, что последовательностные логические схемы, в которых для управления всеми триггерами используется общий источник тактовых импульсов, имеют ряд преимуществ. В таких синхронных системах все действия происходят сразу же после возникновения тактового импульса и определяются тем состоянием, которое имеет место непосредственно перед его возникновением. Общая структура подобной системы показана на рис. 8.57.

Рис. 8.57. Классическая последовательностная схема: регистры памяти и комбинационная логика. Эту схему можно легко реализовать с использованием однокристальных регистровых ПМЛ (см. разд. 8.27).

Все триггеры объединены в один общий регистр, представляющий собой не что иное, как набор D-триггеров, у которых тактовые входы соединены вместе, а индивидуальные D-входы и выходы Q выведены вовне. Каждый тактовый импульс вызывает передачу уровней, присутствующих на D-входах, на соответствующие выходы Q. Блок, состоящий из вентилей, анализирует состояние выходов регистра и внешних входов, вырабатывает новую комбинацию сигнала для D-входов регистра и выходные логические уровни.

Эта с виду простая схема обладает очень большими возможностями. Рассмотрим пример.

Пример: деление на 3. Попробуем построить схему синхронного делителя на 3 с помощью двух D-триггеров, тактируемых входным сигналом. В этом случае D₁ и D₂ будут входами регистра, Q₁ и Q₂ — его выходами, общая тактовая линия будет представлять главный тактовый вход (рис. 8.58).

Рис. 8.58.

1. Выберем три состояния:

Q₁ Q_2. ^______  0 0. 0 1. 1 0. 0 0 (т. е. первое состояние).

2. Определим, что должно быть на выходах комбинационной схемы, для того чтобы получить последовательность этих состояний, т. е. что должно поступать на D-входы, для того чтобы получить требуемые состояния на выходах:

3. Построим вентильную схему, которая, с помощью имеющихся выходов, позволяла бы получить требуемые состояния на выходах. В общем случае можно использовать карту Карно, но для данного простого примера можно сразу увидеть, что D₁ = Q₂, D₂ = (Q₁ + Q₂)'. Этому соответствует схема на рис. 8.59.

Рис. 8.59. Схема деления на 3.

Легко проверить, что эта схема работает так, как и было задумано. Так как она является синхронной, или тактируемой, сигналы на обоих выходах изменяются одновременно (если же выход первого триггера непосредственно подключить к тактовому входу второго, то получится асинхронный счетчик). В общем случае предпочитают использовать синхронные (или тактируемые) системы, так как они имеют более высокую помехоустойчивость. Это обусловлено тем, что к моменту возникновения тактового импульса триггеры находятся в установившемся состоянии, а на схемы, в которых входные сигналы анализируются только по фронтам тактовых импульсов, не действуют помехи, возникающие за счет емкостных связей от других триггеров или по каким-либо другим причинам. Еще одно преимущество состоит в том, что в тактируемых системах переходные состояния (вызванные задержками, в результате чего выходные сигналы изменяются не одновременно) не вызывают на выходах ложных сигналов, поскольку система не воспринимает никаких изменений, которые происходят после возникновения импульса. Далее мы проиллюстрируем это на ряде примеров.

Запрещенные состояния. Что произойдет со схемой деления на 3, если ее триггеры каким-то образом окажутся в состоянии (Q₁, Q₂) = (1, 1)? Это может произойти при включении питания, так как начальное состояние триггеров предсказать невозможно. Из схемы видно, что первый тактовый импульс переведет ее в состояние (1, 0) и далее она будет функционировать как положено. В таких случаях важно производить проверку запрещенных состояний, поскольку схема может случайно оказаться в одном из них. (С другой стороны, все возможные состояния системы можно определить на начальном этапе разработки.) Диаграмма состояний, показанная для данного примера на рис. 8.60, может оказаться полезным диагностическим инструментом. Если в системе используются и другие переменные, то обычно для каждого перехода рядом со стрелкой записываются условия. Стрелки могут идти в обоих направлениях, а также из одного состояния к нескольким другим.

Рис. 8.60. Диаграмма состояний схемы деления на 3.

_{Упражнение 8.24. Постройте синхронную схему деления на 3 с помощью двух JK-триггеров. Это можно выполнить (16 различными способами) без использования вентилей или инверторов. Когда вы будете составлять таблицу требуемых значений для входов J1, K1 и J2, К2, не забудьте, что для каждой точки J, К существуют две возможности. Например, если выход триггера переходит из 0 в 1, то J, К = 1, X (где Х — любое значение). Наконец, проверьте, не будет ли схема застревать в запрещенном состоянии (это наблюдается в четырех из 16 возможных решений этой задачи).}

_{Упражнение 8.25. Постройте синхронный 2-разрядный реверсивный счетчик: он имеет тактовый вход и вход управления (U/D'); выходы являются выходами триггеров Q1 и Q2. Если вход U/D имеет ВЫСОКИЙ уровень, то он работает как обычный двоичный счетчик, а если НИЗКИЙ, то он считает в обратном направлении — Q2Q1 = 00, 11, 10, 01, 00…}

Диаграмма состояний как инструмент проектирования. Диаграмма состояний может оказаться полезной при разработке последовательной логики, особенно в тех случаях, когда переходы из одного состояния в другое могут происходить различным путем. Создавая такую схему, нужно сначала выбрать совокупность единственных состояний системы и каждому из них присвоить собственное имя (т. е. двоичный адрес). Здесь потребуется не менее n триггеров, где n — наименьшее целое, для которого 2ⁿ больше или равно числу различных состояний системы. Далее устанавливают правила переходов из одного состояния в другое, т. е. все возможные условия для входа в каждое состояние и выхода из него. Таким образом, задача построения последовательной логики свелась к задаче построения комбинационной логики, которую всегда можно решить с помощью известных методов, например карты Карно. Реальный пример показан на рис. 8.61. Заметим, что здесь могут иметь место состояния, из которых нет перехода к другим состояниям (например, «получение диплома»).

Рис. 8.61. Диаграмма состояний.

Регистровые ПЛМ. Программируемые логические ИС (ПМЛ и ПЛМ, смотрите разд. 8.15) выпускаются как с вентилями, так и с синхронно тактируемыми D-триггерами на одном кристалле. Они известны как регистровые ПМЛ и ПЛМ и являются идеальными для построения последовательностных схем. Вы узнаете, как это делать в разд. 8.27.

8.19. Синхронизатор.

Интересно использование триггеров в последовательных схемах в качестве синхронизаторов. Предположим, что в синхронную тактированную систему с триггерами поступает внешний управляющий сигнал и вы хотите использовать состояния этого сигнала для управления некоторым действием. Например, сигнал от измерительного прибора или экспериментальной установки может указывать, что данные готовы для передачи в ЭВМ. Так как экспериментальная установка и ЭВМ работают совершенно независимо друг от друга, т. е. асинхронно, необходимо иметь метод, который позволил бы установить порядок в работе двух систем.

Пример: синхронизатор импульсов. Еще раз рассмотрим в качестве примера схему, в которой триггер подавителя дребезга разрешает прохождение последовательности импульсов (разд. 8.16). Эта схема открывает вентиль всякий раз, когда ключ замкнут, независимо от фазы, подаваемой на него импульсной последовательности, в результате первый или последний импульс могут оказаться укороченными. Задача состоит в том, что замыкание ключа происходит асинхронно с последовательностью импульсов. В некоторых случаях важно, чтобы все тактовые импульсы имели только полные периоды, и тогда нужно использовать схему синхронизации, подобную представленной на рис. 8.62.

Рис. 8.62. Синхронизатор импульсной последовательности.

При нажатии кнопки «пуск» на выходе вентиля 1 возникает ВЫСОКИЙ уровень, но до появления заднего фронта очередного импульса на выходе Q триггера сохранится НИЗКИЙ уровень. В результате на выход вентиля 3 И-НЕ будут проходить только полные импульсы. На рис. 8.62 показаны временные диаграммы. Кривые со стрелками показывают, какие действия вызываются соответствующими перепадами. Как видно из диаграммы, изменения Q происходят сразу по заднему фронту входного сигнала.

Логические состязания и «всплески». Рассмотренный пример позволяет осветить тонкий, но предельно важный вопрос: что же произойдет, если для переброса триггера будет использоваться положительный перепад? Если вы тщательно проанализируете этот случай, то увидите, что с ПУСКОМ схемы все будет в полном порядке, но если кнопку СТОП нажать в тот момент, когда на входе действует НИЗКИЙ уровень, произойдет весьма неприятная вещь (рис. 8.63).

Рис. 8.63. Логические состязания могут вызвать появление коротких импульсов.

Так как последний (3) вентиль И-НЕ будет открыт до тех пор, пока на выходе триггера не установится НИЗКИЙ уровень (задержка для НС или LSТТЛ составляет приблизительно 20 нс), на выходе схемы возникает короткий «выброс» или «всплеск» (глитч). Это — классический пример «логического состязания». Принимая определенные меры предосторожности, подобных ситуаций можно избежать, что и показывает рассмотренный пример. «Всплески» — это страшная вещь, если они заведутся в ваших схемах. Кроме всего прочего, их невозможно увидеть на осциллографе и вы можете просто не узнать об их существовании. «Всплески» могут самым произвольным образом тактировать цепочки триггеров, они могут расширяться или сужаться до полного исчезновения, проходя через вентили и инверторы.

_{Упражнение 8.26. Покажите, что рассмотренная схема синхронизатора импульсов (рис. 8.62) не вырабатывает «всплески».}

_{Упражнение 8.27. Спроектируйте схему, которая позволяет пропускать один полный отрицательный импульс (из входной последовательности импульсов) на выход после нажатия кнопки.}

Несколько замечаний по поводу синхронизаторов: На D-вход триггера сигнал может поступать не только от ключа с подавителем дребезга, но также и от других логических схем. В средствах сопряжения с ЭВМ и других применениях часто бывает нужно передавать асинхронный сигнал в тактируемое устройство. Идеальным решением в этих случаях является использование тактируемых триггеров или синхронизаторов. В рассмотренной схеме, так же как и во всех других логических схемах, необходимо соответствующим образом подключить неиспользованные входы. В данном случае входы S и R нужно подключить так, чтобы они не влияли на работу схемы (для 74 соединить с ВЫСОКИМ уровнем, а для 4013 заземлить), Неиспользуемые входы, не влияющие на выход (например, входы незадействованных вентилей), можно оставлять неподключенными. Это не относится к элементам КМОП, у которых они должны заземляться, чтобы не появился ток в выходном каскаде (более подробно см. гл. 9). Промышленностью выпускается сдвоенный синхронизатор 74120, однако широкого распространения он не получил.

Моностабильные мультивибраторы.

Моностабильный мультивибратор, или одновибратор, является разновидностью триггера (триггер иногда называют бистабильным мультивибратором), в котором выход одного из вентилей имеет емкостную связь со входом другого вентиля, в результате этого схема всегда возвращается в одно состояние. Если с помощью кратковременного входного импульса схему принудительно установить в другое состояние, то она вернется в исходное с задержкой, которая будет определяться величиной емкости и параметрами схемы (входным током и т. п.). Эта схема широко используется для формирования импульсов заданной длительности и полярности. Построение одновибраторов на вентилях и RС-элементах представляет собой довольно сложную задачу. Здесь надо учитывать конкретное выполнение входных вентильных схем, так как напряжение на емкости в одновибраторе может превышать напряжение питания. Чтобы не развивать у читателя дурных привычек, мы не будем давать примеры подобных схем и рассмотрим одновибратор, который выпускается в виде стандартного функционального блока. В реальных устройствах лучше всего использовать одновибраторы в интегральном использовании, создавать же схемы собственной конструкции имеет смысл лишь в случае крайней необходимости, например если на плате имеется свободный вентиль и нет ни одного места для дополнительной микросхемы. Однако, возможно, что это не имеет смысла даже в таком случае.

8.20. Характеристики одновибраторов.

Входы. Одновибраторы срабатывают по положительному или отрицательному перепаду, который подан на соответствующие входы. Единственное требование к сигналу запуска состоит в том, что он должен обладать некоторой минимальной длительностью — обычно от 25 до 100 с. При этом он может быть как короче, так и длиннее выходного импульса. Обычно в схеме предусматривается несколько входов; это позволяет использовать для запуска схемы одновибратора несколько сигналов: один по отрицательному перепаду, другие по положительному (напомним, что отрицательный перепад означает переход с ВЫСОКОГО уровня на НИЗКИЙ, а не отрицательную полярность). Дополнительные входы могут также использоваться для запрета запуска. Четыре примера одновибраторных схем показаны на рис. 8.64.

Рис. 8.64. Четыре наиболее распространенных одновибратора и их таблицы истинности.

Стрелками в строках таблиц показаны направления перепадов на входах, при которых происходит запуск. Например, `121 запускается, когда на одном из входов А происходит перепад с ВЫСОКОГО уровня на НИЗКИЙ, при условии что на входе В и на другом входе А действует ВЫСОКИЙ уровень. Схема 4538 представляет собой сдвоенный одновибратор с вентилем ИЛИ на входе. Если используется только один вход, то другой должен быть заблокирован, как показано в таблице. Одновибратор `121 имеет три входа, которые связаны с комбинацией вентилей И и ИЛИ. На входе В установлен триггер Шмитта, что позволяет снизить требования к скорости нарастания входного сигнала и к уровню помех. В состав одновибратора входит также не слишком хороший внутренний времязадающий резистор, который вы можете использовать, если у вас нет желания подключать внешний резистор R. Схема `221 представляет собой сдвоенный вариант схемы `121. Пользователи КМОП-версий могут иметь только сдвоенные варианты схем. Популярная ИС `123 представляет собой сдвоенный одновибратор с вентилем И на входе; на неиспользуемые входы должны подаваться разрешающие сигналы. Заметим, в частности, что он срабатывает и по спаду сигнала на R-входе, если в этот момент на оба входа запуска поданы соответствующие сигналы. Это свойство не является для одновибраторов универсальным и может требоваться или не требоваться, в зависимости от конкретного использования (чаще всего оно не требуется). Схема `423 является той же самой схемой, что и `123, но без этой «особенности». На принципиальных схемах при изображении одновибраторов входной вентиль обычно не показывается. Это позволяет сэкономить место, но создает некоторую путаницу.

Перезапуск. Большинство одновибраторов, например упомянутые ранее `4538, `123 и `423, будут начинать новый цикл отсчета временного интервала, если за время действия выходного импульса на вход поступит новый запускающий импульс. Такие устройства называют одновибратором с перезапуском. Выходной импульс одновибратора будет шире, чем обычно, если перезапуск схемы происходит во время действия выходного импульса и заканчивается по истечении интервала номинальной длительности с момента поступления последнего запускающего сигнала. Одновибраторы `121 и `221 не имеют перезапуска; во время действия выходного импульса они не воспринимают перепады на входе. Большинство перезапускаемых одновибраторов можно включить таким образом, чтобы они не перезапускались. Простой пример подобной схемы показан на рис. 8.65.

Рис. 8.65. Схемы одновибраторов без перезапуска.

Сброс. Большая часть одновибраторов имеет вход сброса, который отменяет все остальные функции. Кратковременный сигнал по входу R обрывает выходной импульс. Этот вход может использоваться для предотвращения выработки выходного импульса в момент включения питания логической системы; однако учтите сделанные выше замечания по схеме `123.

Длительность импульса. С помощью стандартных одновибраторов можно получать импульсы длительностью от 40 нс до нескольких миллисекунд (и даже секунд) за счет подключения внешнего конденсатора, обычно в сочетании с резистором. С помощью устройства, подобного ИС555 (см. разд. 5.14) можно формировать импульсы и большей длительности, но его входные характеристики зачастую создают неудобства. Интервалы времени очень большой длительности лучше всего отсчитывать цифровым способом (см. разд. 8.23). В табл. 8.8 в конце главы приведены данные на большинство применяемых одновибраторов.

8.21. Пример схемы одновибратора.

На рис. 8.66 показана схема генератора прямоугольных импульсов с независимой регулировкой частоты и скважности; схема позволяет с помощью внешнего сигнала закрывать выход по отрицательному перепаду выходного импульса.

Рис. 8.66. Самосинхронизирующийся генератор импульсов с внешним запуском.

Токовое зеркало T₁—Т₃ формирует на С₁ нарастающее напряжение. Когда это напряжение достигает порога верхнего компаратора, равного 2/3 U₊, запускается одно — вибратор, который вырабатывает положительный импульс длительностью 2 мкс и устанавливает n-канальный ПТ Т₄ в проводящее состояние и разряжает конденсатор. Таким образом, на С₁ формируется пилообразный сигнал, нарастающий до значения +8 со скоростью, которая задается потенциометром R₂. Нижний компаратор из пилообразных импульсов вырабатывает прямоугольные импульсы со скважностью, которую с помощью потенциометра R₅ можно линейно регулировать в пределах от 0,1 до 99 %. Оба компаратора имеют гистерезис порядка нескольких милливольт (R₈ и R₉), наличие которого позволяет предотвратить многократные переходы, возникающие под действием помех. В схеме применен сдвоенный компаратор типа LH393 с малым потреблением, который имеет на выходах схемы с открытым коллектором и диапазон синфазного сигнала на входе от нуля до напряжения питания.

Отличительное свойство этой схемы — ее способность синхронизироваться (работать в старт-стопном режиме) по внешнему управляющему сигналу. При наличии сигнала на входе ОСТАНОВ схема останавливает свой генератор по очередному отрицательному перепаду на выходе. Когда на входе ОСТАНОВ сигнал снова перейдет в состояние НИЗКОГО уровня, генератор сразу же начинает формировать полные периоды: как если бы задний фронт возник в момент снятия сигнала ОСТАНОВ. Дополнительный 3-й вход схемы И-НЕ, который соединен с выходом компаратора, служит для того, чтобы схема не «застревала» при заряженной емкости С₁. Длительность импульса на выходе одновибратора выбирается достаточно большой, чтобы за это время С₁ мог полностью разрядиться.

8.22. Предостережения относительно одновибраторов.

С одновибраторами связан целый ряд проблем, которые не встречаются в других цифровых схемах. Кроме того, существуют некоторые общие принципы, которыми необходимо руководствоваться при их использовании. Остановимся сначала на «патологии» одновибраторов.

Проблемы применения одновибраторов.

Длительность импульса. Для построения одновибраторов используется сочетание линейных и цифровых методов. Так как линейные схемы чувствительны к изменениям U_бэ и h_21э от температуры и т. п., одновибраторы также реагируют на изменения температуры и напряжения питания дрейфом длительности выходного импульса. В типовых устройствах, например 4538, длительность выходного импульса колеблется в пределах нескольких процентов при изменении температуры в интервале 0-50 °C и при отклонениях напряжения питания +5 %. Кроме того, разброс параметров от устройства к устройству для ИМС данного типа составляет +10 %. При рассмотрении чувствительности к изменениям температуры и напряжения питания важно помнить, что кристалл (чип) микросхемы может обладать эффектом саморазогрева, а изменение напряжения питания во время действия выходного импульса (например, короткие «всплески» по шине питания) может существенно повлиять на его длительность (или вызвать ложный запуск).

Длинные импульсы. При формировании длинных импульсов емкость конденсатора может превышать несколько микрофарад, что приводит к необходимости использовать электролитические конденсаторы. В этом случае возникает проблема тока утечки (величина которого для конденсаторов малой емкости незначительна), особенно если учесть, что в большинстве одновибраторов во время действия выходного импульса к конденсатору прикладывается напряжение обоих полярностей. Для разрешения этой проблемы можно установить диод или транзистор, либо перейти на цифровые методы формирования задержек с использованием тактовых импульсов и триггерных каскадов, как показано в разд. 8.23. Использование внешнего диода или транзистора повышает чувствительность к температуре и снижает точность задания длительности импульса. Это может также затруднить перезапуск.

Скважность. В некоторых схемах одновибраторов длительность выходного импульса при высокой скважности уменьшается. Типичным примером являются элементы серии ТТЛ 9600–9602, у которых при скважности 60 % длительность выходного импульса постоянна, а при скважности 100 % уменьшается приблизительно на 5 %. Устройство `121 (прекрасное в других отношениях) в этом отношении еще хуже, так как при высокой скважности вообще ведет себя не устойчиво.

Запуск. Если для сигнала одновибраторов используются слишком короткие сигналы, то они могут вырабатывать на входе нестандартные, или «дрожащие», импульсы. Для запускающего импульса задается минимальная длительность, например, для прибора LS `121 она составляет 50 нс, а для 4098 - 140 нс при напряжении питания +5 В и 40 нс при питании +15 В (при повышенном напряжении питания элементы КМОП имеют более высокое быстродействие и повышенную нагрузочную способность).

Помехоустойчивость. Так как в состав одновибраторов входят линейные элементы, их помехоустойчивость обычно хуже, чем у других цифровых схем. Одновибраторы очень чувствительны к емкостным связям вблизи внешних времязадающих элементов R и С. Кроме того, некоторые одновибраторы склонны к ложному запуску от «всплесков» на шине земли или U₊.

Паспортные данные. Не забывайте, что характеристики одновибратора (точность выдержки, времени, нестабильность по температуре и напряжению питания) могут значительно ухудшаться на краях рабочего диапазона. В паспортных данных на устройство обычно задается диапазон длительностей выходного импульса, в котором оно имеет хорошие характеристики, и это может ввести в заблуждение. Кроме того, могут наблюдаться различия в тех же самых номерах изделий, когда они выпускаются различными изготовителями. Читайте паспортные данные тщательно!

Развязка по выходу. Вообще, в любом цифровом устройстве, содержащем триггеры, выходы должны быть буферированы (с помощью вентиля, инвертора, возможно, интерфейсной схемы типа линейного формирователя — возбудителя или драйвера) до того, как они поступят на кабель или внешний прибор. Если устройство типа одновибратора подключается к кабелю непосредственно, то его работа может стать неустойчивой за счет влияния нагрузочной емкости и отражения сигналов в кабеле.

Общие соображения по применению одновибраторов. При использовании одновибраторов для формирования импульсной последовательности убедитесь в том, что на «концах» не будут вырабатываться дополнительные импульсы, т. е. что сигналы, разрешающие запуск одновибратора, сами не производят его запуск. Это легко сделать, если тщательно просмотреть таблицу истинности. Не увлекайтесь применением одновибраторов, хотя заманчиво ставить их везде, где только можно, и наблюдать, как импульсы от них разбегаются во все точки схемы.

Схемы, содержащие большое число одновибраторов, свидетельствуют о неопытности разработчика. Кроме указанных проблем существуют еще и дополнительные сложности, связанные с тем, что схема, насыщенная одновибраторами, не допускает существенной регулировки тактовой частоты, поскольку все выдержки времени в схеме настроены на определенный порядок возникновения событий. Если есть возможность выполнить те же функции без применения одновибраторов, ею надо воспользоваться. Пример такой схемы показан на рис. 8.67.

Рис. 8.67. Цифровая задержка (б) заменяет задержку на одновибраторах (а).

Предположим, что требуется сформировать по спаду входного сигнала импульс, а затем еще один, задержанный по отношению к первому. Эти импульсы могут использоваться для предварительной установки схемы и запуска операций, перед которыми требовалось выполнить некоторые предварительные действия, о завершении которых сообщает спад входного сигнала. Так как для управления остальной частью схемы скорее всего используются тактовые импульсы, будем предполагать, что сигнал на D-входе снимается синхронно с передним фронтом такта. В схеме на рис. 8.67, а входной перепад запускает первый одновибратор, который по концу своего выходного импульса запускает второй одновибратор.

В схеме на рис. 8.67, б то же самое делается при помощи D-триггеров, которые вырабатывают на выходе импульсы с длительностью, равной одному периоду тактовой частоты. В отличие от асинхронной схемы, в которой триггеры включаются каскадно, данная схема является синхронной. По ряду причин, в частности связанных с помехоустойчивостью, предпочтительнее применять синхронные системы. Если необходимо формировать импульсы большей длительности, можно использовать ту же самую схему, но взяв при этом другую тактовую частоту, которую можно получить путем деления основной (высокочастотной) тактовой последовательности с помощью цепочки счетных триггеров. В этом случае основной тактовый сигнал может использоваться для тактирования D-триггеров. Как правило, в синхронных системах имеется несколько серий тактовых импульсов, образованных в результате деления основной частоты.

8.23. Получение выдержки времени с помощью счетчиков.

Как мы уже подчеркивали, существует целый ряд причин, по которым следует избегать применять одновибраторы в логических устройствах. На рис. 8.68 изображена еще одна схема, где триггер и счетчик заменяют одновибратор для формирования импульса большой длительности.

Рис. 8.68. Формирование длинных импульсов цифровым способом.

Интегральная схема 4060 представляет собой 14-разрядный двоичный счетчик (14 каскадно включенных триггеров) типа КМОП. Фронтом входного сигнала на выходе устанавливается высокий уровень, который разрешает работу счетчика. После отсчета 2^n-1 импульсов на выходе Q_n и возникает ВЫСОКИЙ уровень, в результате чего триггер и счетчик сбросятся. Данная схема позволяет с высокой точностью вырабатывать импульсы большой длительности, причем последняя может изменяться с коэффициентом 2. В состав счетчика 4060 входит также внутренний генератор, который заменяет внешний источник тактовых импульсов. Наш опыт говорит, что встроенный генератор имеет бедную частотную характеристику и может (даже в НС-версиях) плохо функционировать.

Вы можете использовать законченные интегральные схемы для задания временных интервалов с помощью счетчиков. Так, схемы фирмы Intersil ICM 7240/50/60 имеют встроенные 8-разрядный и двухдекадный счетчики и необходимую логику для формирования задержек, эквивалентных накопленному числу счета (1-255 или 1-99); устанавливать число Вы можете либо устанавливая перемычки, либо с помощью барабанных переключателей. Схема ICM7242 подобна им, но имеет счетчик с установленным жестко значением для деления на 128. Фирма Ехаг выпускает аналогичный прибор, именуемый XR2243, который имеет фиксированный счетчик-делитель на 1024.

Последовательные функции, реалзуемые на стандартных ИМС.

Различные сочетания триггеров и вентилей, так же как и рассмотренные ранее комбинационные схемы, могут быть размещены на одном кристалле ИМС. В последующих разделах мы дадим обзор наиболее часто используемых типов ИМС в соответствии с выполняемыми функциями. Так же, как и в случае с небогатой комбинационной логикой, программируемые логические устройства (ПМЛ и GAL, в частности) создают притягательную альтернативу для использования жестких последовательных функций. Мы также об этом будем говорить после рассмотрения стандартных функций.

8.24. Фиксирующие схемы-защелки и регистры.

Фиксирующие схемы-защелки и регистры позволяют запоминать комбинацию двоичных разрядов, которая подана на их входы, и хранить ее после изменения входных сигналов. Регистр можно построить с помощью набора D-триггеров, но в этом случае число входов и выходов у него будет больше, чем требуется обычно. Так как в данном применении нет необходимости использовать раздельно тактовые и установочные входы, эти цепи можно объединить для всех триггеров; это позволит сократить число выводов ИМС и даст возможность разместить в стандартном 20-контактном корпусе 8 триггеров. Так, например, популярная схема `574 представляет собой 8-разрядный D-регистр с фиксацией по положительному фронту и с выходами на три состояния; схема `273 подобна ей, но имеет возможность сброса вместо выходов на 3 состояния. На рис. 8.69 представлен 4-разрядный D-регистр с прямым и инверсными выходами.

Рис. 8.69. 4-разрядный D-триггер типа 74LS175.

Термин «фиксатор» или «защелка» обычно служит для обозначения специального типа регистров, которые в открытом состоянии отслеживают на своих выходах входные сигналы, а в закрытом хранят их последнее значение. Так как термин «фиксатор» стал неоднозначным, часто для того, чтобы отличить друг от друга два очень сходных устройства, используют термины «прозрачный фиксатор» (собственно «защелка») и «регистр D-типа». Например, схема ^{`</sup>573 представляет собой 8-разрядный «прозрачный фиксатор», эквивалентный <sup>`}574 D-регистру.

Существуют некоторые вариации фиксаторов/регистров, такие как: а) запоминающие устройства с произвольной выборкой (ЗУПВ), которые позволяют вам как записывать, так и читать массив регистров (обычно большой), но только по раздельности. ЗУПВ имеют размеры от нескольких байт до 1 Мбайт и более и обычно используются в системах памяти микропроцессорных устройств (см. гл. 10 и 11); б) адресуемые защелки, устройства многоразрядной фиксации, которые позволяют осуществлять доступ к отдельным битам, не изменяя содержимого остальных; в) защелка или регистр, встраиваемые в большой кристалл, например цифро-аналоговый преобразователь; такое устройство необходимо, когда входные данные существуют не все время (в течение тактирующего фронта), поскольку внутренний регистр может хранить данные.

В табл. 8.9 в конце главы представлены данные большинства полезных регистров и защелок. Отметим такие особенности этих устройств, как: вход разрешения, сброс, выход на 3 состояния и «противоположное» расположение выводов (входы на одной стороне корпуса, а выходы - на другой). Последнее очень важно, когда вы используете для размещения печатную плату. 

8.25. Счетчики.

Как мы уже видели ранее, соединяя триггеры друг с другом, можно построить счетчик. Существует поразительное множество разнообразных устройств такого типа, выполненных в одном корпусе. Попытаемся выяснить некоторые их характерные особенности.

Объем или размер счетчика. Вы можете найти в популярной 4-разрядной серии как двоично-десятичные, так и двоичные (или шестнадцатеричные, делители на 16). Существуют счетчики и на большее число разрядов — до 24 (но не все доступны), а также счетчики «по модулю n», позволяющие производить деление на целое число n, которое задается с помощью входного слова. Для получения большего числа разрядов счетчики, в том числе и синхронные, можно соединять каскадно.

Тактирование. Среди выпускаемых промышленностью в виде стандартных ИМС счетчиков одни могут тактироваться положительным перепадом, а другие отрицательным. Более существенно, здесь то, является ли счетчик синхронным или асинхронным. В синхронных счетчиках тактирование всех триггеров происходит одновременно, а в асинхронных каждый последующий триггер тактируется выходом предыдущего. В асинхронных счетчиках имеют место переходные состояния, так как начальные триггерные ступени перебрасываются несколько раньше последующих: Например, при переходе от рис. 8.70.

Рис. 8.70. Сдвоенный двоично-десятичный счетчик со сквозным переносом типа 74LS390.

Сдвоенный двоично-десятичный счетчик со сквозным переносом типа 74LS390. числа 7 (0111) к числу 8 (1000) асинхронный счетчик пройдет через состояния 6, 4 и 0. Это может привести к ложной работе схемы, воспринимающей текущее состояние счетчика, если в ней не будут предусмотрены соответствующие меры. В таких случаях желательно использовать что-либо подобное D-триггеру, чтобы анализировать состояние счетчика только по тактовому перепаду. Асинхронные счетчики работают медленнее синхронных, так как они накапливают задержку распространения. Для облегчения наращивания (путем подключения выхода Q одного счетчика к тактовому входу последующего) асинхронные счетчики должны иметь вход, который работает по заднему фронту, синхронные счетчики тактируются положительным перепадом.

Мы рекомендуем семейство `160-`163 4-разрядных синхронных счетчиков для большинства применений, где не требуется специальных особенностей. Схемы 590 и 582 являются хорошими 8-разрядными синхронными счетчиками. На рис. 8.70 показан сдвоенный двоично-десятичный счетчик типа 390.

Суммирование/вычитание. Некоторые счетчики могут считать в обоих направлениях. Для этого существует две возможности: а) отдельный управляющий вход (+/—), который устанавливает направление счета и б) два раздельных счетных входа для прямого и обратного счета. Например, схемы `191 и `193 соответственно. Схемы `569 и `579 являются 8-разрядными счетчиками, считающими в обоих направлениях.

Предварительная установка и очистка. Большинство счетчиков имеют информационные входы, которые позволяют предварительно заносить в них заданное число. Это, в частности, может потребоваться для построения счетчика по модулю n.

Загрузка может быть как синхронной, так и асинхронной: в устройствах `160-`163 используется синхронная загрузка. Это означает, что ввод данных в счетчик производится по очередному перепаду тактового импульса при условии, что на линии ЗАГРУЗКА действует разрешающий сигнал. Счетчики `190-`193 являются асинхронными, или асинхронно загружаемыми; это значит, что информация вводится в счетчик при наличии разрешающего сигнала «ЗАГРУЗКА» независимо от состояния тактовой цепи. Иногда используется термин «параллельная загрузка», так как все биты загружаются одновременно.

Функция СБРОС (или УСТАНОВКА в «0») является формой предустановки. В большинстве счетчиков вход СБРОС — асинхронный, хотя в некоторых типах используется синхронный СБРОС (например, `162/163).

Прочие особенности счетчиков. В некоторых схемах на выходных линиях используются фиксаторы, которые всегда являются «прозрачными фиксаторами», и следовательно, счетчик может использоваться так, как если бы защелки не было (следует помнить, что любой счетчик с параллельными входами может работать как защелка, однако при этом нельзя одновременно производить счет и хранить информацию). Иногда очень удобно иметь счетчик в сочетании с фиксатором, например в том случае, когда после начала нового цикла счета необходимо воспроизвести или вывести предыдущее значение. В частотомере это позволяет получить устойчивую индикацию с корректировкой после каждого цикла отсчета и не воспроизводить на индикаторе все текущие состояния счетчика, сбрасывая его в нуль после окончания каждого цикла.

Имеются счетчики с выходами на 3 состояния. Они незаменимы для применений, где цифры (или 4-разрядные группы) мультиплексируются на одну шину для отображения или передачи в другое устройство. Например, устройство 779 представляет собой 8-разрядный синхронный двоичный счетчик с выходами на 3 состояния, которые могут работать как параллельные входы. Посредством объединения линий ввода/вывода счетчик размещается в 16-контактном корпусе. Устройство `593 подобно предыдущему, но выполнено в 20-контактном корпусе.

Если вы захотите использовать счетчик вместе с индикатором, то к вашим услугам несколько устройств, объединяющих в одном кристалле счетчик, регистр, 7-сегментный дешифратор и формирователь уровней для управления индикатором. Например, серия 4-разрядных счетчиков 74С925-74С928. Выпускается также схема TIL 306/7, представляющая собой счетчик и индикатор на одном кристалле. Стоит посмотреть на этот прибор, который считает и высвечивает отдельные цифры! На рис. 8.71 показана очень удачная БИС счетчика, которая не требует большого числа дополнительных компонентов.

Рис. 8.71. 8-знаковый универсальный однокристальный счетчик на 10 мГц типа Intersil 7216.

_{(с разрешения фирмы Intersil Inc.)}

В табл. 8.10 в конце главы представлены данные большинства счетчиков-кристаллов, которые вы можете использовать. Многие из них находятся только в одном семействе (например, LS или F), так что обязательно проверьте по справочнику перед проектированием.

8.26. Регистры сдвига.

Если несколько триггеров соединить так, что выход Q каждого предыдущего триггера будет управлять D-входом последующего, а все тактовые входы будут возбуждаться одновременно, то получится схема, которую называют «регистр сдвига». По каждому тактовому импульсу комбинация «нулей» и «единиц» в регистре будет сдвигаться вправо, а слева через D-вход первого триггера будет вводиться новая информация. Как и во всех триггерных схемах, информация на левом входе, присутствующая непосредственно перед возникновением тактового импульса, будет введена в регистр, и на выходе будет обычная задержка распространения. Таким образом, регистры можно объединить каскадно, не ожидая возникновения режима логических гонок.

Регистры сдвига широко используются для преобразования данных из параллельной формы (n бит поступает одновременно по n независимым линиям) в последовательную (биты один за другим передаются по информационной линии) и наоборот. Они также применяются в качестве запоминающих устройств, особенно в тех случаях, когда данные считываются и записываются всегда одинаковым образом. Регистры сдвига, как и счетчик, и фиксаторы, представлены большим числом разнообразных модификаций. Все наиболее важные моменты, связанные с регистром сдвига, будут рассмотрены ниже.

Объем. 4-разрядные и 8-разрядные регистры являются стандартными. Выпускаются также регистры и с большим объемом (64 бита и больше). Существуют даже регистры с переменной длиной (например, схема 4557 может изменять свою длину от 1 до 64 бит с помощью 6-разрядного входа управления).

Организация. Обычно регистры сдвига являются одиночными, однако выпускаются также сдвоенные, счетверенные и сшестеренные регистры. Большинство регистров сдвига производят сдвиг только вправо, но существуют и регистры со сдвигом в обоих направлениях, такие как `194' и `323', которые имеют вход «направление» (рис. 8.72). Остерегайтесь хитростей типа «двунаправленности» у схемы `95': регистр может сдвигать влево только, если соединить предварительно каждый выход с предыдущим входом, затем произвести параллельную загрузку.

Рис. 8.72. 4-разрядный реверсивный регистр сдвига типа 74LS194.

Входы и выходы. Небольшие регистры сдвига могут производить параллельный ввод и вывод, и обычно это делают, например, схема `395' является 4-разрядным регистром сдвига с параллельным вводом и выводом (ΡΙ/ΡΟ) с выходом на 3 состояния. Большие регистры могут осуществлять только последовательный ввод и вывод, т. е. только ввод в первый триггер или вывод из последнего допускается. В некоторых случаях выводятся несколько промежуточных выходов. Единственный способ разместить как параллельный ввод, так и параллельный вывод в одном малом корпусе — это использовать одни и те же контакты в качестве входов и выходов. Так, например, схема `299 представляет собой 8-разрядный регистр параллельного ввода/вывода (ΡΙ/ΡΟ) в 20-контактном корпусе. Некоторые сдвиговые регистры включают защелки (фиксаторы) на входе или выходе, так что сдвиг может происходить пока данные загружаются или выгружаются. Так же как и у счетчиков, параллельная ЗАГРУЗКА и ОЧИСТКА могут быть либо синхронными, либо асинхронными, например схема `323 подобна схеме `299, но с синхронной очисткой.

В табл. 8.11 в конце главы приводится список сдвиговых регистров. Как всегда, не все типы регистров присутствуют во всех логических семействах, проверяйте по справочникам.

ОЗУ в качестве сдвиговых регистров. Запоминающее устройство с произвольной выборкой можно всегда использовать как сдвиговый регистр (но не наоборот), используя внешний счетчик для генерации последовательных адресов. Эта идея показана на рис. 8.73.

Рис. 8.73. Регистр сдвига большой длины на ОЗУ и счетчике; косая черточка указывает на кратность линий, в данном случае имеется 4-разрядный канал данных (а); временная диаграмма для определения максимальной частоты синхронизации при наихудшем распределении временных параметров (б); вычисления, показывающие наихудшее распределение задержек в одном такте синхронизации (в).

8-разрядный синхронный реверсивный счетчик вырабатывает последовательность адресов для КМОП ОЗУ с организацией 256x4 бит. Такая комбинация ведет себя подобно четырем 256-бит сдвиговым регистрам с направлением сдвига вправо/влево, выбираемым управляющей линией ВВЕРХ/ВНИЗ счетчика. Все остальные входы, как показано на рисунке, служат для разрешения счета. Выбирая быстрые счетчики и память, мы можем достигнуть максимальной скорости 30 МГц (см. временную диаграмму), которая такая же, как и у интегральных (не на много меньше) сдвиговых регистров НС-типа. Этот метод может быть использован для получения очень большого регистра сдвига, если требуется.

_{Упражнение 8.28. В схеме на рис. 8.73 кажется, что входные данные поступают в ту же ячейку, что и выходные данные при чтении. Тем не менее схема ведет себя подобно классическому сдвиговому регистру на 256 слов. Объясните, почему.}

8.27. Последовательностные ПМЛ.

Комбинационные (только на вентилях) ПМЛ, которые мы рассматривали выше в разд. 8.15, входят в большое семейство, которое включает устройства с различным числом регистров D-типа на кристалле (называемые «регистровые ПМЛ»). Типичный из этих ПМЛ-16R8-показан на рис. 8.74.

Рис. 8.74. Регистровая ПМЛ 16R8 имеет 8 внешних входов, 8 выходов, линии синхронизации и управления 3-м состоянием. Выходы регистра можно также использовать как входы матрицы И.

_{(с разрешения фирмы Advanced Micro Devices, Калифорния.).}

Программируемая — И/фиксированная ИЛИ матрица типовых комбинационных ПМЛ генерирует входные уровни для 8 синхронно тактируемых регистра D-типа с выходами на 3 состояния; выходы регистра (прямой и инверсный) как и стандартные входные контакты доступны как входы логической матрицы.

Если вы посмотрите снова на рис. 8.57, вы увидите, что ПМЛ с регистрами — это элемент последовательностной схемы общего назначения с определенными ограничениями на число регистров и вентилей, и вы можете конструировать, что хотите, но только в этих пределах. Например, вы можете сделать сдвиговой регистр или счетчик, или сразу оба. На практике вы можете сделать некоторый кусок логики как часть большой схемы, для которой альтернативой является дискретная логика, построенная на вентилях и триггерах. Посмотрим некоторые примеры.

Карты перемычек, создаваемые вручную. Простые проекты могут конструироваться в ПМЛ посредством изображения логики, затем соответствующий образ преобразуется в массив перемычек для программатора ПМЛ. Так, например, предположим, что мы хотим получить 4-входовый мультиплексор с защелкиваемыми выходами. Мы можем записать логическое уравнение для мультиплексной части (т. е. до D-входов триггера) в виде.

Q.d = I₀*S'₀*S'₁ + I₁*S₀*S'₁ + I₂*S'₀*S₁ + I₃*S₀*S_1.

Где входы S₀ и I₁ - адреса, выбирающие входы I₀-S₃ и «*» и «+» соответственно И или ИЛИ.

Регистровые ПМЛ легко реализуют это с фиксацией результата. Заметим, что мы использовали ИЛИ 3-входовых И, предпочитая это первоначальному декодированию выбранного адреса на двухвходовых вентилях И, так как мы вынуждены использовать сумму произведений (это также быстрее). Окончательная схема показана на рис. 8.75 (заметим, существует тонкость для этой схемы, см. подразд. «Выбросы» в конце этого раздела).

Рис. 8.75. 4-входовый мультиплексор с фиксацией, выполненный на ПМЛ.

PALASM. Для схем какой-либо разумной сложности необходимы некоторые методы логического проектирования ПМЛ. Например, ПМЛ 16L8 имеет 2048 перемычек, а сложный проект может потребовать, чтобы вы прожгли несколько сотен из них, и если вы не необычайно обязательны, то маловероятно, что достигните цели вручную, корректно определив их для ПМЛ-программатора. PALASM (PAL Assembler, торговый знак фирмы Monolithic Memories Inc.), разработанный фирмой Monolithic Memories (впервые создавшей ПМЛ), был одним из первых инструментов. Он берет логическое выражение, подобное тому, которое мы писали выше, и преобразует его в карту перемычек. Производится это посредством программы, но без логической минимизации, поэтому вы должны проделать эту трудную работу сами. Однако PALASM позволяет вам вводить набор тестовых состояний (называемых тестовыми векторами), дающих возможность получить на выходах то, что должно быть результатом ваших логических спецификаций. Таким образом вы можете отлаживать ваши уравнения перед изготовителем ПМЛ.

PALASM широко используется. Существуют листинги исходных текстов (кодов) на языке Фортран, которые могут затем послать карты перемычек для ПМЛ-программаторов (в стандартном «JEDEC»-формате) через последовательный порт. Многие ПМЛ-программаторы со встроенными микропроцессорами включают резидентный PALASM такие, например, как у фирм Data I/O, Digiles, Stag, и Structured Resign. Остается только подключить терминал, и вы в работе.

Языки ABEL и CUPL. PALASM — помощник, но серьезному пользователю ПМЛ необходимо большее. Языки логического программирования высокого уровня подобно языкам ABEL (фирмы Data I/O) и CUPL (фирмы Logical Devices) делают программирование ПМЛ (и ПЛМ) легкой работой. Они позволяют вам задавать логику либо через логические булевы уравнения, либо через таблицы истинности, для последовательностных схем вы задаете состояния и правила перехода. Подобно какому-либо хорошему языку высокого уровня, вы можете определять массивы (для набора сигналов, т. е. адресной шины), выражения и промежуточные значения, затем использовать их в других выражениях. Эти языки достаточно «умны» для преобразования таблиц истинности в логические выражения с последующей минимизацией их (также, как и логических булевых выражений) в логически идентичные, окончательный результат получается в форме, которая соответствует логическим ограничениям устройства (т. е. сумма произведений для ПМЛ). Вместо записи сверху вниз явнозаданных логических выражений для ряда значений вам достаточно записать что-то вроде ADDR: [10…FF], которое будет преобразовано в соответствующую логику. Эти языки также позволяют вам определять тест-векторы, с помощью которых тестируется ваша схема, кроме того, тест-векторы могут также посылаться в программатор для проверки запрограммированного кристалла. Наконец, эти языки позволяют получить стандартную документацию на законченный кристалл, что существенно, если вы захотите отлаживать приспособление с этими самодельными устройствами.

С целью конкретизации этих идей, давайте рассмотрим оба примера проектирования как последовательностных, так и комбинационных схем, используя язык CUPL.

Пример использования языка CUPL для проектирования преобразователя из 7-сегментного кода в шестнадцатеричный (комбинационная логика). Наступает время, когда вы захотите использовать желаемый БИС-кристалл, который выполняет определенную функцию (например, калькулятор или хронометр), как часть создаваемого вами устройства. Беда в том, что эти БИС-кристаллы обычно имеют выходы для прямого управления 7-сегментным индикатором, который предпочтительней, чем шестнадцатеричные (или двоичные) выходы, которые вы хотите получить. Давайте спроектируем кристалл-шифратор, который преобразует 7-сегментный код обратно в 4-битовый двоичный, такая функция не реализуется как стандартная микросхема (хотя существует дешифратор из семисегментного кода в двоично-десятичный, 74С915).

Входы представляют отдельные сегментные сигналы, которые всегда помечаются символами a — f (рис. 8.76).

Рис. 8.76. Коды 7-сегментного индикатора.

На рис. 8.76 показано, как цифры представляются на 7-сегментном индикаторе. Заметьте, что возможно двоякое представление «9» и «С», оба из которых должны корректно восприниматься вашей логикой. Для ПМЛ мы выбираем X6L8, 20-контактная комбинационная часть которой логически была показана на рис. 8.45.

Рис. 8.77 представляет входное описание на языке CUPL. Здесь сигналы запуска сегментов а — g обозначают входы (положительная логика), а шестнадцатеричные разряды D0-D3 выходы (отрицательная логика). Язык CUPL позволяет определить промежуточные переменные, которые могут быть использованы в выражениях позднее. В этом случае удобно определить очевидные переменные от zero до next через возможные отображения цифры в терминах сегментных входов. Это просто большие термы произведений (И) от входных сегментных переменных, которые вы можете прочесть из изображений цифр на рис. 8.76.

/** Inputs **/ PIN 1 = a; /* segment a */ PIN 2 = b; /* segment b */ PIN 3 = c; /* segment c */ PIN 4 = d; /* segment d */ PIN 5 = e; /* segment e */ PIN 6 = f; /* segment f */ PIN 7 = g; /* segment g */ /** Outputs **/ PIN 19 = !D3; /* msb of hex encode */ PIN 18 = !D2; /* */ PIN 17 = !D1; /* */ PIN 16 = !D0; /* 1sb */ /** Declarations and Intermediate Variable Definitions **/ Zero = a & b & c & d & e & f & !g; One = !a & b & с & !d & !e & !f & !g. Two = a & b & !с & d & e & !f & g; Three = a & b & c & d & !e & !f & g; Four = !a & b & с & !d & !e & f & g; Five = a & !b & с & d & !e & f & g; Six = a & !b & c & d & e & f & g; Seven = a & b & с & !d & !e & !f & !g; Eight = a & b & c & d & e & f & g; Nine = a & b & с & !d & !e & f & g.        # a & b & c & d & !e & f & g; /* two ways */ Hexa = a & b & с & !d & e & f & g; Hexb = !a & !b & c & d & e & f & g; Hexc = !a & !b & !c & d & e & !f & g.         # a & !b & !c & d & !e & f & !g; /* two ways */ Hexd = !a & b & c & d & e & !f & g; Hexe = a & !b & !c & d & e & f & g; Hexf = a & !b & !c & !d & e & f & g; /** Logic Equations **/ D3 = eight # nine # hexa # hexb # hexc # hexd # hexe # hexf; D2 = four # five # six # seven # hexc # hexd # hexe # hexf; D1 = two # three # six # seven # hexa # hexb # hexe # hexf; D0 = one # three # five # seven # nine # hexb # hexd # hexf.

Рис. 8.77. Спецификация преобразователя 7-сегментного представления в 16-ричное на языке CUPL.

Окончательно каждый двоичный выходной бит записывается как сумма (ИЛИ) цифровых переменных, при которых этот бит устанавливается. Мы используем уровни отрицательной логики, потому что 16L8 представляет матрицу И-ИЛИ-НЕ. Этим заканчивается логическая спецификация для языка.

_{Упражнение 8.29. Проверьте для себя правильность нашей работы, записав некоторые из отображаемых символов, через заданные нами промежуточные переменные zero-next.}

Язык CUPL сначала использует определение промежуточных переменных для записи выражений D0-D3 прямо в термах входных переменных a — f, работа, которая подобно ассемблеру PALASM должна исполняться нами изначально. В этом случае логические уравнения представлены в желательной И-ИЛИ-НЕ форме. Однако мы не закончили на этом, так как 16L8 (и все другие комбинационные ПМЛ) допускают не более 7 термов произведений для каждой суммы, тогда как мы имеем 9, 8, 9 и 10 соответственно для выходов D0-D3. Одним решением может быть связывание выхода через вторичный вентиль ИЛИ, для того чтобы получить желательное число термов произведений в сумме.

Эта обычно рассматриваемая форма плоха, так как она удваивает задержки распространения, хотя это не так важно в медленных устройствах, подобных этому. Лучшее решение — произвести логическую минимизацию, используя логическую эквивалентность по формуле Моргана, например.

Мы запускаем минимизатор CUPL, который выдает термы произведений (рис. 8.78).

** Expanded Product Terms ** D0 => A & b & c & d & !e & g.   # a & b & с & !e & f & g.   # a & с & d & !e & f & g.   # b & с & !d & !e & !f & !g.   # !a & !b & c & d & e & f & g.   # a & !b & !c & !d & e & f & g.   # !a & b & c & d & e & !f & g. D1 => A& !b & !c & e & f & g.   # !b & c & d & e & f &g.   # a & b & с & !d & e & f & g.   # a & b & !c & d & e & !f & g.   # a & b & c & d & !e & !f & g.   # a & b & с & !d & !e & !f & !g. D2 => А & !b & !с & d & е & f.   # а & !b & c & d & f & g.   # а & !b & !с & е & f & g.   # !а & b & с & !d & !е & f & g.   # !a & b & c & d & e & !f & g.   # !a & !b & !c & d & e & !f & g.   # a & b & с & !d & !e & !f & !g. D3 => A & b & c & f & g.   # a & !b & !c & d & e & f.   # a & !b & !c & e & f & g.   # !a & !b & c & d & e & f & g.   # !a & b & c & d & e & !f & g.   # !a & !b & !c & d & e & !f & g. D0.oe => 1. D1.oe => 1. D2.oe => 1. D3.oe => 1.

Рис. 8.78. Преобразователь 7-сегментного представления в 16-ричное с минимизированными термами произведения.

Взгляните, все удовлетворяет ограничению «7 произведений». CUPL также рисует для вас карту перемычек (рис. 8.79).

Рис. 8.79. Карта перемычек преобразователя 7-сегментного представления в 16-ричное.

Конечно, вы не программируете ПМЛ так, а используете вместо этого прямую загрузку универсального JEDEC программирующего формата. В этом примере язык CUPL, очевидно, делает трудную задачу простой.

Пример использования языка CUPL для программирования автомата-продавца (последовательная схема). Произвольная машина состояний (разд. 8.18) имеет набор состояний и правил перехода для движения между этими состояниями по каждому фронту синхроимпульса. Правила перехода зависят от текущего состояния и от частной комбинации входных уровней, существующих на следующем фронте. Вы можете соорудить машину состояний на программируемой логике, содержащей регистры, если а) существует достаточное число битов в регистре для представления всех возможных состояний (например, с 4-разрядным регистром вы можете иметь до 16 состояний), и б) существует достаточное число входов и логических вентилей для реализации правил перехода.

Как пример, давайте спроектируем регистровую ПМЛ для диаграммы состояний на рис. 8.80.

Рис. 8.80. Диаграмма состояний торгового автомата.

Это — торговый автомат, предназначенный для выдачи бутылки сладкой шипучей жидкости, когда опущено 25 цент или более. Существует некоторый вид монетного интерфейса, который «заглатывает», распознает монету и посылает на наш ПМЛ 2-битовый входной сигнал (С1, СО), действительный для одного такта, показывающего монету, которую опустили (01-5 цент, 10–10 — цент монета, 11–25 — цент монета, 00 — нет монеты). Задача машины состояний добавлять к общему вкладу и формировать выход, называемый «бутылка», когда опущено достаточно монет. Рис. 8.81 показывает спецификацию, выполненную в синтаксисе машины состояний языка CUPL.

/** Inputs **/ Pin = elk; /* clock — positive edge */ Pin = c0; /* coin type — low bit */ Pin = c1; /* coin type — high bit */ Pin = reset; /* reset input */ /** Outputs **/ Pin 18 = !Q0; /* bit 0 of state variable */ Pin 17 = !Q1; /* bit 1 */ Pin 16 = !Q2; /* bit 2 */ Pin 15 = !bottle; /* bottle disgorge command */ /* Define machine states with symbolic names; "enough" = 25 cents or more */ $define S0 'b'000. $define S5 'b'001. $define S10 'b'010. $define S15 'b'011. $define S20 'b'100. $define ENOUGH 'b'101. /* define intermediate variables */ Nocoin = !c0 & !c1 & !reset; Nicke1 = c0 & !c1 & !reset; Dime = !c0 & c1 & !reset; Quarter = c0 & c1 & !reset; /* Define state bit variable field */ Field statebit = [Q2..0]; /* Transition rules for vending machine */ Sequence statebit { Present S0 if nocoin next S0;      if nicke1 next S5;      if dime next S10;      if quarter next ENOUGH out bottle; Present S5 if nocoin next S5.      if nicke1 next S10;      if dime next S15;      if quarter next ENOUGH out bottle; Present S10 if nocoin next S10.      if nicke1 next S15;      if dime next S20;      if quarter next ENOUGH out bottle; Present S15 if nocoin next S15.      if nicke1 next S20;      if dime next ENOUGH out bottle;      if quarter next ENOUGH out bottle; Present S20 if nocoin next S20.      if nicke1 next ENOUGH out bottle;      if dime next ENOUGH out bottle;      if quarter next ENOUGH out bottle; Present ENOUGH next S0; }.

Рис. 8.81. Спецификация торгового автомата на языке CUPL.

Как и прежде, мы начнем с определения входных-выходных контактов. Заметим, что мы добавили вход reset (сброс) так, чтобы вы могли перейти к начальному состоянию S0 (нет монеты). Затем мы определим состояния, потом правила перехода между ними. Если какие-либо выходы, либо регистровые, либо комбинационные, необходимо генерировать в течение состояний или переходов между состояниями, они определяются в то же самое время. В этом примере выход «бутылка» специфицируется как раздельный выходной регистр, т. е. выходные состояния дешифрировать не нужно. Фактически нужен только выход, а биты Q0-2 машины состояний могут быть представлены во внутренних регистрах, которые не генерируют прямо выводы; некоторые программируемые логические устройства имеют также внутренние регистры в дополнение к обычным выходным регистрам.

Заметим, что вы должны определить точно переход из некоторого состояния в себя, также, как мы делали для входа «нет монеты». Неопределенное условие безусловно сбрасывает состояние во все нули. Это происходит потому, что эти условия собираются в комбинационную логику для выставления на D-входы регистров и, таким образом, если условие не удовлетворяется, то соответствующий D-вход не подтверждается. Рис. 8.82 показывает вывод из языка CUPL.

** Expanded Product Terms ** Q0.d => !Q0 & !Q1 & cQ & !reset.       # !Q0 & !Q2 & cO & !reset.       # Q0 & !Q2 & !c0 & !reset.       # Q0 & !Q2 & c1 & !reset.       # !Q0 & !Q1 & Q2 & c1 & !reset. Q1.d => !Q1 & !Q2 & !c0 & c1 & !reset.       # !Q0 & Q1 & !Q2 & !c1 & !reset.       # Q1 & !Q2 & !c0 & !c1 & !reset.       # Q0 & !Q1 & !Q2 & cO & !c1 & !reset. Q2.d => !Q0 & !Q1 & Q2 & !reset.       # Q1 & !Q2 & c1 & !reset.       # !Q2 & c0 & c1 & !reset.       # Q0 & Q1 & !Q2 & c0 & !reset. Bottle.d => !Q2 & c0 & c1 & !reset.       # !Q0 & !Q1 & Q2 & c0 & !reset.       # !Q0 & !Q1 & Q2 & c1 & !reset.       # Q0 & Q1 &!Q2 & c1 & !reset. Statebit => Q2, Q1, Q0.

Рис. 8.82. Выход CUPL для торгового автомата.

Ничего очевидного или простого в логике, поскольку и состояние автомата (S0-S5) и входящие переменные (СО-1) определены в виде двоичных чисел, а логика работает по отдельным битам. Таким образом, результирующая логика не сильно связана с первоначальным описанием состояний (рис. 8.81). Фактически, конкретный выбор состояний (возрастающий двоичный код 0–5) мог бы быть различным, это полностью изменило бы результирующую логику. В этом случае этот пример легко укладывается в ограничениях ПМЛ 16R6 (8 термов произведений на регистр): если это не так, мы могли бы попытаться переопределить состояния, что часто приводит к более простой логической реализации. Заметим, что вход сброса действует, заменяя безусловность всех D-входов, которую мы задали посредством нашего задания промежуточных переменных «нет монеты», «5 цент» и т. д.

_{Упражнение 8.30. Проконтролируйте правильность конечных логических выражений, посредством проверки нескольких правил перехода. Вы должны испытать все переходы от 00, или от «5 центов», или «10 центов» к какому-либо другому состоянию.}

_{Упражнение 8.31. Хорошие торговые автоматы имеют размен. Перерисуйте диаграмму состояний (рис. 8.80) так, чтобы были состояния (сколько?) для каждого возможного числа разменов.  Модифицируйте правила перехода соответственно. Гарантируйте, чтобы ваш усовершенствованный автомат выполнял свою основную работу — выдачу бутылок.}

_{Упражнение 8.32. Нарисуйте диаграмму состояний и правил перехода для электронного комбинационного замка. Он должен открываться только тогда, когда четыре цифры набраны в правильном порядке. Какая-либо ошибка должна сбрасывать его.}

Возможные применения программируемых логических интегральных схем (ПЛИС).

Для выполнения некоторых функций ПЛИС подходит как нельзя лучше. Вот самые важные области применения и преимущества ПЛИС:

Автоматы. Как и в предыдущем примере, ПЛИС естественным образом вписывается в произвольный синхронный автомат. Было бы неразумно использовать матрицу из D-триггеров и дискретную комбинационную логику, когда ПЛИС способна выполнить те же функции в одном недорогом и мощном корпусе.

Замена произвольной логики. Во многих схемах вы можете обнаружить узлы и клубки из вентилей, инверторов и триггеров, называемых с пренебрежением «произвольная логика» или «клей». ПЛИС обычно сокращает число корпусов в 4 и более раз. Кроме того, при использовании ПЛИС схема становится более понятной, поскольку применение большого числа вентилей означает, что всю необходимую вентильную обработку можно сделать при вводе в регистры (при этом выходы становятся строго синхронными) вместо того, чтобы комбинировать выходы регистра с вентилями (при этом выходы не будут строго синхронными); см. рис. 8.83.

Рис. 8.83. Программируемое логическое устройство (а); обычная дискретная логика (б).

Гибкость. В ряде случаев вы не совсем представляете себе, как, в конце концов, должна работать ваша схема, тем не менее вы должны как-то ее завершить, чтобы иметь возможность с ней «поиграть». Здесь ПЛИС как раз к месту, так как в отличие от дискретной логики на некотором этапе вы имеете возможность заменить одну на другую без перемонтажа. Схемы на ПЛИС приобретают характер программ.

Несколько версий. С помощью ПЛИС можно спроектировать одну единственную схему и затем изготавливать несколько различных версий устройства, выпуская платы с различно запрограммированными ПЛИС. Например, вы могли бы иметь компьютер, который содержит кристаллы памяти либо на 256К, либо на 1М, причем изменения касались бы только ПЛИС.

Скорость и комплектация. При использовании ПЛИС проектирование схемы в общем случае можно выполнить гораздо быстрее (если вы, разумеется, хорошо ориентируетесь в этой области). Более того, вам потребуется всего несколько типов ПЛИС, а не несколько дюжин типов стандартных схем средней интеграции. Действительно, всего две новых ПЛИС GAL (базовая матричная логика) благодаря программируемости своей внутренней архитектуры (и связей) заменят целый набор ПМЛ. В частности, 20-выводная GAL16V8 и 24-выводная GAL20V8 каждая может имитировать по 21 стандартных ПМЛ. Более того, их можно запрограммировать как «помесь» ПМЛ (например, нечетное число регистров).

Расширение функций ПМЛ. Входы/выходы. Выводы выходов с 3 состояниями, подключенные внутри кристалла к входам матрицы И, можно использовать в качестве входов. Например, ПМЛ 16L8, показанная на рис. 8.45, имеет 16 входов (прямых и инверсных) на матрицу И; 10 из них обозначены как входные выводы, а 6 являются цепями обратной связи с выходов с 3 состояниями. Эти 6 выводов можно превратить в «перманентные» входы путем блокировки соответствующего выхода (подключить пару прямой/инверсный к управлению И); с другой стороны, эти входы могут работать в двух направлениях за счет блокировки формирователей с 3 состояниями, соответствующими некоторой логической переменной.

«Супер-ПМЛ». Ранее мы уже отмечали, что наиболее гибкая программируемая логика соответствует оригинальным ПМЛ, среди которых самыми известными являются стираемые КМОП-варианты фирм Lattice, VTI, Altera и др. ПМЛ GAL фирмы Lattice, например, использует программируемую логику с электрическим стиранием, так что вы можете перепрограммировать кристалл. Более того, выходные структуры («макроячейки») сами программируемы, — каждый выход может быть как регистром, так и комбинационной схемой с прямым и инверсным выходом. Похожей программируемостью обладают линия активации 3-го состояния и линия включения обратной связи (последняя может подключаться до и после буфера с 3 состояниями или к соседнему выходу); см. рис. 8.84. В результате, вы можете имитировать любую обычную 20-выводную ПМЛ, используя только один корпус GAL16V8 (и любую обычную 24-выводную ПМЛ, используя GAL20V8). Это позволяет сохранять перечень комплектующих изделий в управляемых границах. Фирма Altera имеет линию программируемой КМОП-логики, которая допускает ультрафиолетовое стирание по типу ЭППЗУ (в корпусе ИС над кристаллом имеется окно из кварцевого стекла). Такие устройства называют СПЛИС — стираемая программируемая логическая интегральная схема.

Рис. 8.84. Программируемая макроячейка базовой матричной логики.

Самая маленькая ИС из этой серии (ЕРЗ20) имеет выходные макроячейки и имитирует все 20-выводные ПМЛ, точно также, как GAL16V8. Более того, она маломощна в отличие от «прожорливых» оригинальных ПМЛ (см. ниже). Наконец, фирма Altera выпускает несколько более крупных СПЛИС, а также программируемые микросеквенсеры и т. п. Фирмы Cypress и VTI также выпускают стираемую программируемую КМОП-логику с макроячейками. Другим подходом к созданию программируемой логики является ОЗУ-подобная вентильная матрица фирмы Xilinx. Впечатляющие кристаллы этой матрицы содержат огромные блоки конфигурируемой логики, причем конфигурация связей хранится во внутреннем ОЗУ кристалла (энергозависимая память). Эта память загружается от внешней памяти после включения питания либо от микропроцессора; кроме того, она может самозагружаться с использованием памяти типа энергонезависимого ПЗУ.

Скорость и мощность. Оригинальная ПМЛ на биполярных транзисторах, разработанная на фирме Monolithic Memories (и быстро скопированная National и AMD) потребляла значительный ток — около 200 мА для 16L8/16R8, и имела задержку распространения 40 нс. Последующие биполярные ПМЛ «половинной мощности» были вполне приемлемы — 90 мА и 35 нс. Однако самые быстрые ПМЛ потребуют все еще уйму мощности; например, время распространения ПМЛ 16R8D и 16Р8-7 фирмы AMD составляет соответственно 10 и 7,5 нс, но потребляют они 180 мА. (макс). КМОП-приборы существенно лучше: GAL (GAL20V8-15Q) «1/4 мощности» фирмы Lattice потребляют 45 мА при задержке 15 нс, ЕРЗ20-1 фирмы Altera обладают задержкой 25 нс при токе 5 мА. Но что более важно для маломощных устройств, так это то, что кристаллы фирмы Altera (а также ПМЛ серии Ζ фирмы AMD) могут работать в резервном режиме с «нулевой мощностью». Конструкторы будущих структур программируемой логики, наверняка, сохранят эту здоровую тенденцию к повышению скорости и снижению мощности; современная программируемая логика, этот «пожиратель ватт», начинает уходить в прошлое!

Выбросы. ПЛИС, конечно, удивительная вещь, но вы можете, ненароком, оказаться в затруднительном положении, если не будете помнить о возможности логических состязаний. На рис. 8.85 показан 2-входовый мультиплексор, выполненный самым обычным способом; показаны ПМЛ — реализация и эквивалентная схема.

Рис. 8.85. Исключение глитча в ПМЛ; а — 2-входовый мультиплексор; б — для исключения глитча добавляется избыточный терм произведения; в — карта Карно с избыточным термом.

Здесь все выглядит как-будто прекрасно, но схема имеет один изъян: когда оба входа (А и В) находятся в состоянии высокого уровня, а линия ВЫБОР меняет состояние, на выходе, как показано, возможен выброс. Это объясняется тем, что внутренние задержки по цепям S и S' могут быть не равны, что приведет к появлению переходного состояния, в котором на одном из входов вентилей И будет низкий уровень. Избавиться от этого можно, использовав избыточный терм А*В, который будет гарантировать отсутствие выбросов, в чем вы можете легко убедиться.

_{Упражнение 8.33. Покажите, что дополнительный терм устраняет все возможности для появления выбросов.}

_{Упражнение 8.34. Какие логические термы следует добавить к 4-входовому мультиплексору (рис. 8.75) для устранения выбросов.}

С помощью карт Карно вы можете наглядно убедиться в существовании этих так называемых логических рисков; карта Карно для 2-входового мультиплексора рис. 8.85, а приведена на рис. 8.85, в. Каждая группа на карте представляет один терм произведения, который образует вход вентиля ИЛИ. Истинное значение на выходе ИЛИ появляется в том случае, когда любой из термов произведения имеет истинное значение; но переход между группами произведений может приводить к выбросам, если переменные первой группы снимаются, до того, как будут назначены переменные второй группы.

«Противоядие» (которое мы использовали и ранее) состоит в добавлении избыточных термов, гарантирующих, что любые переходы между логическими «1» будут включены в один терм произведения. Другими словами, любые единицы, которые лежат в соседних рядах или столбцах, будут покрыты группой произведения. Это предписание можно дать в обобщенной форме, связанной непосредственно с булевым логическим выражением, а не с картой Карно. Это удобно для логических функций, зависящих от более, чем 4-х переменных.

В предыдущем примере представлены так называемые статические выбросы, поскольку выход будет оставаться статическим. Существуют также динамические выбросы, проявление которых заключается в том, что выход, который должен сделать один-единственный переход, начинает многократно переходить из состояния в состояние. При использовании программируемой логики можно избежать этих внутренних гоночных условий. В общем средства проектирования такие, как PALASM, ABEL и CUPL не пытаются решать эти проблемы. Если хотите, они делают все, чтобы ухудшить ситуацию, поскольку их логические оптимизаторы усердно работают по исключению таких избыточных термов.

8.28. Разнообразные последовательностные схемы.

Появление на рынке большого числа разнообразных БИС и СБИС (имеющих более 1000 вентилей на кристалле) дает возможность использовать достаточно сложные устройства, выполненные на одном кристалле. В этом разделе мы приведем несколько выборочных примеров.

Память типа «первый вошел-первый вышел» (FIFO) в некотором смысле аналогична регистру сдвига, так как информация, вводимая на входе, в том же порядке появляется на выходе. Однако между ними есть существенное отличие, которое состоит в том, что в регистре сдвига информация «проталкивается вдоль него» по мере ввода и тактирования дополнительных бит, а в запоминающем устройстве типа «первый вошел-первый вышел» данные «проваливаются насквозь» и выстраиваются в выходную очередь с очень малой задержкой. Управление вводом и выводом производится раздельными тактовыми последовательностями, а устройство помнит, какие данные введены и какие выведены. Можно провести полезную аналогию с кегельбаном, где белые и черные игровые шары (биты) возвращаются на исходную позицию. Эти биты вводятся с помощью игральной машины, а время, которое требуется шару для того, чтобы прокатиться по своему лотку, соответствует «задержке при сквозной передаче» в ЗУ типа «первый вошел-первый вышел» (обычно 1-25 мкс). После этого биты приходят на выход и могут забираться пользователем по мере надобности (т. е. асинхронно). Память типа «первый вошел-первый вышел» полезно использовать для буферизации асинхронных данных. Классическим примером является буферирование клавиатуры (или другого входного устройства, такого, как магнитная лента) ЭВМ или другого устройства обработки данных. При использовании этого метода данные не будут теряться в том случае, когда ЭВМ не готова принять очередное выработанное слово — при условии, конечно, что ЗУ незаполнено целиком. Примерами типичных устройств памяти являются 74F433 (ТТЛ, 64 слова по 4 бит каждое, 10 МГц, время «пролета» 4 мкс) и IDT7202 (КМОП, 4096x9,15 МГц, нулевое время «пролета»).

Память типа «первый вошел-первый вышел» не применяется, если устройство, которому вы посылаете данные, может всегда получить их до поступления следующих данных. На компьютерном языке — вы должны гарантировать, что максимальная латентность меньше, чем минимальное время между словами данных (время скрытости данных). Заметим, что память типа «первый вошел-первый вышел» не будет полезна, если получатель данных не готов (не способен) в среднем воспринять приходящие данные.

Умножитель частоты используется для генерации последовательности выходных импульсов с частотой, значение которой связано с тактовой частотой через рациональную дробь. Например, 3-декадный двоично-десятичный умножитель позволяет получать на выходе частоты, составляющие nnn/1000 от входной частоты; nnn-трехзарядное десятичное число, заданное тремя входными двоично-десятичными знаками. Это не то же, что счетчик по модулю n, так как с его помощью на выходе нельзя получить частоту, равную 3/10 входной. Отметим один важный момент: импульсы на выходе умножителя в общем случае не будут следовать равномерно. Они совпадают с входными тактовыми импульсами и образуют чудные комбинации, средняя частота которых задается предварительно. Примерами устройств являются `97 (6-битовый, двоичный) и `167 (двоично-десятичный).

Счетчик частоты. Фирма Intersil имеет хороший набор интегральных счетчиков частоты. Они включают средства блокировки входного сигнала для точного определения интервалов, до восьми цифр двоично-десятичного счетчика, дисплейные формирователи и т. д. Эти кристаллы обычно требуют очень мало внешней схемотехники.

Цифровые вольтметры. Вы можете получить цифровые вольтметры на одном кристалле. Они включают цепи аналого-цифрового преобразователя и необходимой синхронизации, схемы счета и управления дисплеем. Примерами таких устройств являются маломощный 3,5-разрядный АЦП ICL7136 и 4,5-разрядный АЦП ICL7129; оба используют жидкокристаллический семисегментный индикатор и работают от одной батареи 9 В.

Схемы специального назначения. Существуют прекрасные наборы БИС кристаллов для областей, подобных радиосвязи (например, синтезаторы частоты), для цифровой обработки сигналов (умножители/накопители, цифровые фильтры), корреляторы, арифметические устройства), передачи данных (универсальных), асинхронные приемопередатчики, модемы, сетевые интерфейсы, ИС кристаллографирования (декристаллографирования данных, преобразователи последовательных форматов). Часто эти кристаллы используются совместно с устройствами на базе микропроцессоров и многие из них не могут работать в одиночку.

Кристаллы для бытового применения. Полупроводниковая промышленность любит разрабатывать ИС для использования их в изделиях большого рынка. Вы можете получить однокристальные схемы для изготовления цифровых (иди «аналоговых») часов, таймеров, замков, калькуляторов, детекторов дыма, телефонных аппаратов, синтезаторов музыки, генераторов ритма и аккомпанемента и т. д. Что касается радиоприемников, телевизоров, компакт-дисков, то сейчас в этом отношении дело обстоит хуже из-за большой степени интеграции. Синтез речи (и особенно распознание речи) в последнее время получил некоторое развитие; вот почему лифты, автомобили и даже кухонные аппараты обращаются теперь к нам теми голосами, которые мы любим. Судя по всему, следующим большим шагом будет разработка эффективных автомобильных схем (для выполнения функций двигателя, систем предотвращения столкновений и т. п.).

Микропроцессоры. Самым выдающимся примером «чуда» БИС является микропроцессор (компьютер на кристалле). На одной вершине находятся мощные цифровые приборы, подобные 68020/30 и 80386/486 (32-разрядные быстрые процессоры с предвыборной команд, виртуальной памятью, мощнейшие арифметические сопроцессоры) и кристаллы, подобные MicroVAX, которые эмулируют существующие большие компьютеры. На другой вершине — однокристальные процессоры с различными функциями ввода, вывода и памяти, работающие самостоятельно. Например, один из последних образцов, это TLCS-90 фирмы Toshiba (рис. 8.86), представляющий маломощный КМОП микроконтроллер с 6-канальным 8-разрядным АЦП, встроенными таймерами, ОЗУ и ПЗУ, 20-двунаправленными цифровыми линиями ввода/вывода, последовательным портом и двумя портами для управления шаговыми двигателями. Этот прибор больше предназначен для задач управления, чем для проведения вычислений.

Рис. 8.86. Однокристальный микропроцессор со схемами ввода/вывода.

Революция в микропроцессорах не проходила в одиночестве, и мы видим удвоение компьютерной мощности и размера памяти (в настоящее время 1 Мбит, сравните с 16 Кбит на кристалле на время написания первого издания этой книги) каждый год, в то же время цены развиваются драматически (рис. 8.87). Наряду с укрупнением и улучшением процессоров и памяти, последние работы сверхскоростных приборов и больших параллельных архитектур обещают более волнующие события в последующие годы.

Рис. 8.87. Закон Кремниевой Долины: кривая обучения.

Некторые типовые цифровые схемы.

Благодаря усилиям полупроводниковой промышленности цифровые схемы удивительно легки и приятны. Почти нет случаев, когда приходится класть цифровую схему на «хлебную доску», как это часто происходит с линейными схемами. Вообще говоря, единственными серьезными проблемами являются синхронизация и шумы.

Мы в последующем расскажем об этом. Здесь уместно проиллюстрировать синхронизацию на нескольких примерах последовательностных схем. Некоторые из этих функций могут быть выполнены с помощью БИС, однако рассматриваемые реализации сделаны на хорошем уровне и позволяют проиллюстрировать, какого типа схемы можно строить с помощью имеющихся средств.

8.29. Счетчик по модулю n.

Изображенная на рис. 8.88 схема на каждые n входных тактовых импульсов вырабатывает один выходной импульс. Значение n есть 8-разрядное число, которое вы задаете с помощью двух барабанных шестнадцатеричных переключателей. Схемы `163 являются 4-разрядными синхронными суммирующими счетчиками с синхронной загрузкой (когда вход LD'- низкий) через D-входы. Идея состоит в загрузке дополнительного кода, счете вверх до FF_n и перезагрузке по следующему тактовому импульсу. Поскольку мы сформировали значение перезагрузки с помощью источника +5 (с общим заземленным выводом переключателя), то эти уровни являются отрицательно-истинными для отображения набора переключателей, это означает, что загружаемые значения интерпретируются как истинные положительные, равные дополнительному до 1 значению, установленному на переключателях.

Рис. 8.88. Счетчик по модулю n.

_{Упражнение 8.35. Путем вычисления истинного положительного значения, которое будет установлено на переключателях рис. 8.88, докажите истинность последнего утверждения.}

Работа схемы совершенно очевидна. Для каскадирования синхронных счетчиков вы соединяете все тактовые входы вместе, затем соединяете выход «максимальный счет» каждого счетчика с разрешением следующего счетчика. Для схемы `163 выход RCO (ripple-clock output — выход переполнения ПП) выставляет ВЫСОКИЙ уровень при максимальном счете, разрешая второму счетчику посредством установления разрешения (ВЫСОКОГО уровня) на входах ENT и ENP (Разр). Таким образом, ИС1 повышает свое значение на каждый тактовый импульс, а ИС2 повышает свой счет на каждый тактовый импульс после того, как ИС1 насчитает значение F_n. Таким образом, два счетчика считают пока не достигнут состояния FF_n, в этой точке входы загрузки LD' устанавливаются в истинное значение. Это приводит к синхронной предзагрузке на следующем такте. Здесь мы выбрали счетчики с синхронной загрузкой для того, чтобы избежать логических состязаний (и короткого импульса RCO), которые могут возникнуть в счетчике с асинхронной загрузкой. К сожалению, счетчик при этом делит на n + 1, а не на n.

_{Упражнение 8.36. Объясните, что произойдет, если счетчик с асинхронной загрузкой (например, `191) заменить на счетчик с синхронной загрузкой `163. Покажите, в частности, как могут образовываться короткие импульсы. Покажите также, что предыдущая схема делит на n + 1, в то время как при асинхронной загрузке будет осуществляться деление на n (если схема вообще будет работать).}

Временная диаграмма. До какой максимальной частоты может считать наш счетчик? Схема 74НС163 имеет гарантированную максимальную частоту счета f_макс 27 МГц. Однако в нашей схеме существуют дополнительные временные задержки, связанные с каскадным соединением (ИС2 должна «узнавать», что ИС1 уже достигла максимального счета за время до следующего тактового импульса), и с соединением «загрузка при переполнении». Для изображения максимальной частоты, при которой гарантируется работа схемы, мы должны добавить задержку для наихудшего случая и быть уверенным, что остается достаточно времени да переустановку. Посмотрите на рис. 8.89, где мы изобразили временную диаграмму, показывающую последовательность загрузки, которая выполняется при максимальном счете.

Рис. 8.89. Временная диаграмма счетчика по модулю n и расчет максимальной скорости работы.

Изменение сигнала с НИЗКОГО на ВЫСОКИЙ уровень на каком-либо выходе Q следует за положительным фронтом тактового сигнала максимум через 34 нс. Это интересно (но не относится к делу), что загружаемая последовательность использует выход RCO (переноса); сигнал RCO следует за положительным фронтом тактового импульса, что при максимальной частоте счета составляет максимум 35 нс. Сигнал переноса RCO ИС2 появляется после наличия входного разрешения (при условии, конечно, что это происходит при максимальном счете) максимум через 32 нс. Схема 74НСО4 добавляет задержку максимум в 19 нс для генерации сигнала ЗАГРУЗКА' (LD'), которая должна предшествовать сигналу такта (i_setup) как минимум на 30 нс. Что приводит нас к следующему тактовому импульсу; таким образом 1/f_макс = (35 + 32 + 19 + 30) нс, или f_макс = 8,6 МГц. Что значительно меньше, чем максимально гарантируемая частота счета одного 74НС163.

_{Упражнение 8.37. Покажите, проведя подобное вычисление, что два синхронных каскадно соединенных счетчика 74НС163 (без загрузки при переполнении) имеют максимальную частоту счета 15,4 МГц.}

Конечно, если вам необходима более высокая скорость, вы можете использовать более быструю логику. Проделав те же самые вычисления для логики 74F (для которой максимальная частота счета одного счетчика 74F163 составляет 100 МГц), мы находим f_макс = 29 МГц. Нужно отметить устройство `НСЧ0103 при рассмотрении счетчиков по модулю n, которое представляет собой 8-разрядный синхронный вычитающий счетчик с параллельной загрузкой (синхронной или асинхронной), с дешифрацией нулевого состояния и входом сброса в максимальное состояние. Этот счетчик имеет близкого родственника `НСЧ0102, идентичного, за исключением его «организации», сдвоенному двоично-десятичному.

8.30. Мультиплексируемый цифровой индикатор на светодиодах.

Этот пример иллюстрирует метод мультиплексного отображения, который заключается в том, что n цифр каждого числа последовательно и быстро воспроизводится на 7-сегментных светодиодных индикаторах. (Могут, конечно, использоваться не только цифровые символы, и конструкция индикаторов может отличаться от распространенной 7-сегментной организации). Коммутация индикаторов применяется для экономии и упрощения: непрерывное воспроизведение каждого знака требует установки для каждой цифры индивидуальных дешифраторов, формирователей и токоограничивающих резисторов, а также индивидуальных связей между каждым регистром и соответствующим дешифратором (4' линии) и между каждым формирователем и соответствующим индикатором (7 проводов); жуткая путаница!

В методе мультиплексирования требуется лишь один дешифратор/формирователь и один набор токоограничивающих резисторов. Кроме того, так как светодиодные цифровые индикаторы выпускаются в виде n-символьных галет, причем соответствующие сегменты всех символов объединены, количество взаимных соединений сокращается довольно существенно. Так, 8-знаковый индикатор требует 15 соединений при использовании этого метода (7 сегментных входов, общие для всех цифр, плюс один катод или анод в цепи возврата каждой цифры), при непрерывном же воспроизведении их потребуется 57. Еще одно любопытное преимущество этого метода состоит в том, что субъективно воспринимаемая глазом яркость будет в этом случае выше, чем при непрерывном свечении всех цифр при той же средней яркости.

На рис. 8.90 изображена принципиальная схема индикации.

Рис. 8.90. Коммутируемый цифровой индикатор для четырех знаков. Числа с внешней стороны графических обозначений соответствуют номерам контактов ИС.

Цифры, которые должны быть воспроизведены на индикаторе, хранятся в регистрах ИС1-ИСЧ. Вместо регистров можно использовать счетчики, если устройство представляет собой счетный частотомер или набор защелок (триггеров), получающих данные от компьютера или выхода АЦП и т. п. В этом случае при данном методе каждая цифра последовательно вводится на внутреннюю 4-разрядную шину (в рассматриваемом примере через КМОП-буферы с тремя состояниями 4503), дешифрируется и отображается на индикаторе (схема 4511 представляет дешифратор двоично-десятичного кода в 7-сегментный с формирователем сигналов управления цифровым индикатором).

В этой схеме два инвертора используются для получения классического КМОП генератора, работающего на частоте 1 кГц и подающего сигналы на 8-разрядный счетчик-дешифратор 4022. Каждый выход счетчика последовательно устанавливается в состояние ВЫСОКОГО уровня и выводит на шину очередную цифру.

Одновременно он запитывает катод соответствующего индикатора, подавая на него НИЗКИЙ уровень через мощный буфер с открытым коллектором 40107. Счетчик 4022 циклически проходит состояние от 0 до 3, а при достижении числа 4 каждый раз сбрасывается. Мультиплексируемая индикация может работать и при большем количестве цифр. Она повсюду используется в многоцифровых индикаторах на светодиодах. Попытайтесь посмотреть вокруг — перед вашими глазами море цифр и знаков.

Многие БИС, ориентированные на воспроизведение информации, как, например, счетчики, реле времени и часы, содержат встроенную схему коммутации индикатора и даже формирователи. Более того, существуют БИС управления индикацией (например, 74С922 и 74Ц912); они проделывают всю ту работу, которая раньше выполнялась с помощью ИМС средней степени интеграции.

8.31. Привод звездного телескопа.

Схема, изображенная на рис. 8.91, была спроектирована для управления приводом Гарвардского 62-дюймового оптического телескопа.

Рис. 8.91. Прецизионный формирователь сигнала переменного тока частотой 60 Гц. Выходная частота равна хх. ххх. Для задания звездной скорости ключи устанавливаются на значение 60 165.

Для питания экваториального привода двигателя (совершающего 1 оборот в день) требуется источник электроэнергии переменного тока, частота которого должна устанавливаться равной любому значению около 60 Гц (скажем, от 55 до 65 Гц). Эта частота не может точно равняться 60 Гц по следующим причинам: а) звезды и Солнце движутся с разной скоростью, поэтому потребуется частота порядка 60,1643 Гц; б) проходя наклонно через атмосферу, звездный свет претерпевает рефракцию; это преломление зависит от зенитного узла и, следовательно, видимое движение будет происходить с неравномерной скоростью; в) иногда может возникнуть желание взглянуть на Луну, планеты или кометы, которые движутся с неодинаковыми скоростями. Было решено использовать 5-значный дискретный умножитель частоты для получения выходных импульсов с частотой следования f_вхn/10⁵, где n — пятизначное десятичное число, которое устанавливается на передней панели с помощью двоично-десятичных барабанных переключателей.

Выходная частота умножителя будет порядка 600 кГц, поскольку входная частота f_вх формируется стабильным кварцевым генератором и равна точно 1 МГц. На выходе умножителя частота делится на 10⁴ посредством четырех декадных счетчиков, причем последний счетчик выполнен в виде делителя на 5, а после него установлен делитель на 2, служащий для получения симметричных импульсов с частотой 60 Гц. Для стабилизации амплитуды прямоугольной формы выходной сигнал поступает на ограничитель, выполненный на стабилитроне, а затем с помощью 6-звенного НЧ-фильтра Баттерворта с частотой среза f₀, равной 90 Гц, преобразуется в хороший синусоидальный сигнал. (Можно считать, что фильтр «вычищает» из прямоугольного сигнала высшие гармонические составляющие, или «обертоны»). Далее, с помощью усилителя с «перекомпенсацией», рассмотренного в разд. 4.35, вырабатывается переменное напряжение 115 В.

Выходной сигнал фильтра на экране осциллографа выглядит идеальным, так как 6-звенный фильтр Баттерворта позволяет в данной схеме снизить наибольшую гармонику до 1,5 % от значения амплитуды нефильтрованного сигнала, что означает затухание более чем на 35 дБ. Заметим, что данный метод формирования синусоидальных колебаний удобен лишь тогда, когда частота входного сигнала ограничена узким диапазоном. Входы управления ±10 % позволяют изменять частоту выходного синусоидального сигнала на 10 % за счет того, что коэффициент деления третьего делителя устанавливается равным 9 или 11. Эта ступень представляет собой делитель по модулю n, изображенный на рис. 8.88.

8.32. Генератор последовательности из n импульсов.

Генератор последовательности из n импульсов представляет собой широко используемый небольшой прибор для тестирования. По внешнему сигналу запуска (или используя ручной запуск) он вырабатывает на выходе пачку из n импульсов с заданной частотой следования, которая может иметь ряд дискретных значений. На рис. 8.92 показана принципиальная схема генератора.

Рис. 8.92. Генератор последовательности из n импульсов.

Интегральные схемы `НСЧ0102 представляют собой КМОП высокоскоростные 2-декадные вычитающие счетчики, тактируемые непосредственно частотой, выбираемой десятичным делителем, подключенным к 10-МГц кварцевому генератору. Счетчики делителя могут блокироваться либо активным уровнем на выходе A3 (асинхронная загрузка), либо пассивным уровнем на входе переноса (Вх. пер.). Когда запускающий импульс появляется (заметим, что используется `НСТ-серия на входе для совместимости с биполярной ТТЛ), триггер-1 выдает разрешение счетчику, а триггер-2 обеспечивает синхронизацию счета после следующего положительного фронта тактового импульса. Тактовые импульсы проходят через вентиль И-НЕ-3 до тех пор, пока счетчики не достигнут нуля, в это время оба триггера сбрасываются в исходное состояние; осуществляется параллельная загрузка в счетчик числа n, задаваемого двоично-десятичными переключателями, запрещается счет и схема готова для другого запуска. Заметим, что использование резисторов, подключенных к общему проводу, в этой схеме означает, что должны быть использованы двоично-десятичные переключатели в прямом коде (предпочтительнее, чем в дополнительном). Отметим также, что вход ручного запуска должен иметь защиту от дребезга, так как он тактирует триггер. Защита от дребезга не требуется для переключателя режимов, который просто разрешает формирование на выходе непрерывной последовательности импульсов.

Выходной каскад обеспечивает две пары прямых и инвертированных сигналов. Запараллеленные инверторы `НСО4 выдают обычный логический размах +5 В благодаря использованию технологии КМОП. Мы запараллелили инверторы для увеличения нагрузочной способности. Схема может обеспечивать по крайней мере ток нагрузки ±10 мА при логических уровнях, отличающихся на 0,3 В от границ напряжения питания. Если вам требуется больший выходной ток, вы можете заменить инверторы на схемы `АСО4, запараллеленная пара которых будет давать выходной ток до +50 мА при таких же значениях логических уровней.

Мы добавим пару усилителей, изображенных в прямоугольнике, которые могут управлять логикой, способной работать при напряжении, отличном от +5 В: например, маломощные часто используемые при проектировании КМОП серии 4000В и 74С работают непосредственно от батарей +9 В (они нормально работают при напряжении от 3 до 15 В); НС-логические элементы работают при напряжении питания от 2 до 6 В. Было выдвинуто предложение, чтобы КМОП серия `АС оперировала при напряжении +3,3 В (JEDEC стандарт N08). Интегральные схемы 40109, 14504 и LTC1045 являются преобразователями уровней, это кристаллы с активным выходным каскадом, который запитывается от второго источника питания, который может быть выше или ниже напряжения +5 В. Таким образом, мы получаем чистые логические уровни КМОП-схем.

Патология в логических схемах.

Существуют интересные, а иногда и просто забавные ловушки, подстерегающие ничего не подозревающего разработчика цифровых схем. Некоторые из них, такие как логические гонки и тупиковые ситуации, могут возникать независимо от типа используемых логических схем. Другие (как, например, эффект тиристорного включения в кристаллах КМОП) представляют собой «генетические аномалии» того или иного семейства. Ниже мы попытаемся обобщить наш печальный опыт и надеемся, что приведенные анекдоты помогут избежать другим тех же ошибок.

8:33. Проблемы статических режимов.

«Тупиковое состояние». Легко попасть в ловушку, построив схему, имеющую «мертвое» состояние. Допустим, имеется какое-то устройство с рядом триггеров, которые в процессе работы проходят через заданные состояния. Кажется, что схема действует превосходно, но в один прекрасный момент она намертво останавливается. Единственный способ заставить ее опять работать — это выключить питание, затем снова его включить. Такая ситуация из-за того, что схема имела «мертвое» состояние (запрещенное состояние системы, которого не удалось избежать), в которое она и угодила под воздействием каких-то переходных помех по цепи питания. При разработке цифровых схем очень важно выявить подобные состояния и строить логику таким образом, чтобы схема могла автоматически восстанавливаться. Как минимум, должен быть предусмотрен сигнал начальной установки (вырабатываемый от кнопки, при включении питания и т. д.), который мог бы возвращать систему в нормальное состояние. При наличии такого сигнала никаких других мер может и не потребоваться (см. упражнение 8.24).

Начальная установка. Этот вопрос возникает при определении состояния системы в начальный момент. В любом случае полезно иметь какой-либо сигнал, который обеспечивал бы начальную установку. Иначе при включении питания в системе могут происходить непонятные вещи. На рис. 8.93 показана подходящая схема. Последовательно включенный со входом вентиля резистор необходим при использовании КМОП-схем, что позволяет избежать повреждения схемы при отключении питания, так как в противном случае электролитический конденсатор будет пытаться запитать систему через защитный диод входного вентиля КМОП. Хорошей идеей является использование триггера Шмитта (4093, `14), благодаря которому снятие сигнала СБРОС происходит чисто. Символ гистерезиса на рисунке означает, что на входе инвертора установлен триггер Шмитта, собранный, например, на ТТЛ 74LS14 (6 инверторов), либо КМОП 40106, либо 74С14.

Рис. 8.93. Схема для формирования сигнала сброса при включении питания.

8.34. Проблемы при переключениях.

Логические гонки. Здесь скрываются многие коварные ловушки. Классический случай логических гонок был описан в разд. 8.19 на примере синхронизатора импульсов. В любом случае, когда вентили управляются сигналами от триггеров, необходимо убедиться в том, что в схеме не может возникнуть ситуация, в которой к моменту тактирования триггера вентиль открывается, а по истечении задержки на триггере закрывается. Сигналы, возникающие на входах триггеров, не должны быть задержанными по отношению к тактовым импульсам (еще одно преимущество синхронной системы!). В общем случае задерживайте такты, но не информацию. Необычно легко проглядеть возможность возникновения логических гонок.

Метастабильные состояния. Как уже отмечалось, триггер и любое тактируемое устройство могут сбиться, если изменение сигналов на информационных входах произойдет менее чем за время t_уст до возникновения тактового импульса. В худшем случае выход триггера будет буквально совершать колебания в окрестности логического порога в течение нескольких микросекунд (для сравнения: нормальная величина задержки распространения элементов ТТЛ составляет 20 нс). Разработчики логических схем это обычно не принимают во внимание, но подобная проблема может возникнуть в быстродействующих системах, когда потребуется синхронизовать асинхронные сигналы. Такую ситуацию считают виновной во многих таинственных сбоях ЭВМ, но мы смотрим на это предположение скептически. В этом случае требуется лишь установить цепочку синхронизаторов или «детектор метастабильных состояний», который будет сбрасывать триггер.

Скос фронтов тактовых импульсов. Скос фронтов тактовых импульсов оказывает большее влияние на схемы КМОП, чем на ТТЛ. Такая проблема возникает в том случае, когда для тактирования нескольких соединенных между собой устройств используется сигнал с большим временем нарастания (рис. 8.94).

Рис. 8.94. Временной сдвиг из-за завала тактовых импульсов.

В рассматриваемом примере два регистра сдвига тактируются фронтом с большим временем нарастания. Это время обусловлено емкостной нагрузкой выхода КМОП, который имеет относительно высокий импеданс (порядка 500 Ом при работе от источника +5 В). Проблема возникает из-за того, что порог срабатывания у первого регистра может оказаться ниже, чем у второго, в результате чего его сдвиг произойдет раньше и последний бит первого регистра будет потерян. Дело еще осложняется тем, что значения пороговых напряжений для устройств на КМОП колеблются в очень широком диапазоне (фактически они могут принимать любое значение в пределах от 1/3 до 2/3 U_cc и они принимают!). В подобной ситуации самое лучшее — это располагать корпуса микросхем рядом, тем самым избегать большой емкостной нагрузки по тактовым входам.

Говоря в общем, тактовые входы каких-либо цифровых микросхем должны всегда тщательно обрабатываться. Например, тактовые линии с шумом или «звоном» должны всегда очищаться с помощью вентиля (возможно, с входным гистерезисом) до подачи на синхронизируемый кристалл. У вас, вероятно, возникали проблемы с линиями синхронизации, которые поступали с другой платы или с другого логического семейства. Например, медленная логика 4000 В или 74С, питающая быстрые семейства НС или АС, наверняка вызовет проблемы перекоса импульсов или кратных переходов.

Укороченные импульсы. В разд. 8.29 при рассмотрении счетчиков по модулю n мы отмечали, что в том случае, когда счетчики должны сбрасываться собственным входным сигналом, необходимо ввести задержку для того, чтобы предотвратить появление укороченного импульса. То же самое относится и к импульсам записи в счетчики или регистры сдвига. Укороченные импульсы часто доставляют неприятности, приводят схему к работе на границе устойчивости и вызывают периодические сбои. При разработке схемы следует исходить из наихудшего значения для задержки.

Неопределенные правила. Когда полупроводниковая промышленность нащупывала свой путь, начиная с простейших схем резисторно-транзисторной логики 1960 г., затем ТТЛ- и ТТЛШ-семейства, до высокопроизводительных современных КМОП-семейств, было недопонято значение стандартизации выводов, спецификаций и функциональности. Как пример, схема 7400 (И-НЕ) имела свои выводы вентилей, а схема 7401 (ИЛИ-НЕ с открытым коллектором) имела отличные от нее расположения выводов вентилей. Это создавало такую путаницу, что побудило выпустить «мутант»-схему 7403, которая представляет собой схему 7401, но с разводкой вентилей, как у 7400. Подобное недоразумение случилось со схемой 7490 (двоично-десятичный счетчик) с расположением контактов питания по середине корпуса, а не в углах. (Как ни смешно, но контакты питания, расположенные посредине корпуса, «возвратились» в быстродействующих схемах КМОП, для уменьшения индуктивности и улучшения изоляции.).

Важным наследством этой ранней анархии является «всякая всячина» неопределенных правил, которых мы придерживаемся. Например, популярный `74D-триггер существует в каждом логическом семействе; подача одновременно сигналов установки и сброса приводит к высокому уровню на обоих выходах в каждом семействе, кроме 74С, где это приводит к низкому уровню на выходах! Это не совсем неопределенное правило, поскольку если вы внимательно посмотрите в хорошую документацию, то найдете непоследовательность. На техническом жаргоне это называют «Попался!» (gotcha). Другим любимым нашим примером этого «попался!» является схема `96: 5-разрядный сдвиговый регистр с хитрыми входами загрузки; они могут устанавливаться, но не сбрасываться. Подлинным неопределенным правилом, а фактически очень важным является «время перемены». Это такое количество времени, которое вы должны ожидать после снятия асинхронного входного сигнала для полной гарантии синхронизации тактируемого элемента.

Проектировщиков кристаллов не беспокоило это обстоятельство (хотя проектировщики схем всегда хотели это знать), пока логические семейства, выпускавшиеся ранее 1980 г., не были обойдены улучшенными ТТЛШ и быстрыми КМОП-семействами. Если вы проектируете с применением более ранней логики (например, 74С), наш совет — быть консервативным, например, предполагайте, что время перемены такое же, как время установки данных хотя обычно оно меньше. Так например, у D-триггера 74НС74 минимальное время распространения определяется в 5 не, в то время как минимальное время установки данных составляет 20 нс.

8.35. Прирожденные недостатки ТТЛ и КМОП.

В этом разделе в одной его части мы рассмотрим проблемы, причиняющие неудобства разработчику, а в другой — по настоящему ненормальное поведение логических элементов.

Проблемы, причиняющие неудобства. Биполярные ТТЛ-элементы. Не следует забывать, что при низком уровне входы ТТЛ действуют как источник тока (например, 0,25 мА для LS, 0,5 мА для F). Это затрудняет использование RC-цепочек в качестве элементов задержки и подобных элементов, так как они в этом случае должны иметь низкое сопротивление и вам необходимо серьезно подумать, когда вы сопрягаете сигналы линейных устройств с ТТЛ-входами.

Значение порога у элементов ТТЛ (и серий, которые их имитируют — НСТ и ACT) близко к уровню земли, вследствие чего все это логическое семейство в известной степени подвержено влиянию помех (более подробно см. гл. 9). Так как эти логические семейства являются быстродействующими, они воспринимают короткие всплески по шине земли. Такие всплески часто возникают при быстрой смене состояний на выходах, что еще более осложняет проблему.

Биполярные ТТЛ-элементы предъявляют высокие требования к источнику питания: +5 В ±5 % при относительно высокой мощности рассеяния. Наличие токовых всплесков в шинах питания, которые вырабатываются схемами с активной нагрузкой, как правило, требует шунтирования источника питания, в идеальном случае — один конденсатор емкостью 0,1 мкФ на каждый корпус ИМС (рис. 8.96).

Рис. 8.96. Всегда целесообразно использовать устойчивую низкоиндуктивную разводку земли и не скупиться на развязывающие конденсаторы.

КМОП-элементы. Выходы КМОП-элементов подвержены пробою под действием статического электричества. «Смертность» у КМОП действительно подскакивает в зимнее время! Новые семейства с поликремниевыми затворами [НС(Т), АС(Т)] значительно больше страдают, чем их предки с металлическими затворами. Входы КМОП имеют очень большой разброс по значениям порогового уровня; в сочетании с высоким выходным импедансом (200–500 Ом) это приводит к возникновению проблемы скоса фронтов тактовых импульсов (см. разд. 8.34). Когда на выходе сигнал медленно нарастает, могут возникать двойные переключения на выходах. В устройствах на КМОП все неиспользованные входы, включая входы незадействованных вентилей, должны быть обязательно соединены с шиной высокого или низкого уровня.

Интересная врожденная проблема новейших быстродействующих КМОП-семейств в особенности АС и ACT состоит в наличии «подскока» уровня земли. Быстродействующий КМОП-элемент, работающий на емкостную нагрузку, генерирует громадные кратковременные токи по шине земли, приводящие к тому, что потенциал на линии земли, подходящий к корпусу микросхемы, моментально подпрыгивает! В результате этого подпрыгивает и низкий уровень на выходах на том же самом кристалле. На рис. 8.95 показан этот случай.

Рис. 8.95. Буфер 74АС244 на 8 выходов, запускающий 7 нагрузок 50 пФ из «вые.» в «низк», и удерживающий 8-й выход в состоянии «низк.». «Земля» — медная плата (1 унция/кв. фут).

_{(По рис. 1.1–4 руководства по проектированию улучшенной КМОП-логики.).}

В особенности заметьте, что амплитуда этого эффекта от 1 до 2 В не является редкостью. Давайте рассмотрим случай, когда время переключения составляет 3 не, а перепад в 5 В прикладывается к емкости 50 пФ. В результате получаем мгновенное значение тока I = CdU/dt = 83 мА, а так как 8-разрядный буфер может нагружаться непосредственно на такие же восемь нагрузок (при общем токе 2/3 А!), такое поведение схемы не является неожиданным. Эта задача оказывается тяжелее, чем кому-либо представляется, и приводит к спорному новому набору АС/АСТ-схем с «центральным» расположением выводов питания и земли (для снижения индуктивности). На момент написания книги разработчики логики встали по разные стороны: по одну фирма TI, борющаяся за новую разводку выводов, а по другую — фирмы RCA и Fairchild, защищающие традиционную разводку по углам. Мы предостаточно поспорили с обеими сторонами и выявили слабости как противоположных аргументов, так и соперничающих кристаллов. По крайней мере пользователи должны сознавать серьезность этой проблемы и принять меры для сохранения индуктивности шины земли на низком уровне, насколько это возможно, когда используется семейство AC/ACT. Самым лучшим является использование печатных плат с распределенной шиной земли и множеством шунтирующих низкоиндуктивных конденсаторов. Лучший способ, если вам не нужна высокая скорость переключения, отказаться от семейства AC/ACT, а использовать взамен серию HC/HCT.

Аномальное поведение. Элементы ТТЛ. С элементами ТТЛ не связано такое большое число таинственных явлений, как с КМОП. Однако некоторые одновибраторы ТТЛ срабатывают от «глитчей» в цепи питания (или земли) и вообще, как правило, ведут себя в известной степени «нервно». Кроме того, схема, которая прекрасно работает на LS ТТЛ, может давать сбои, когда заменяется AS ТТЛ, из-за более быстрого переключения и увеличения токов потребления по цепям земли и окружающим ее (на этот взгляд серия 74F ТТЛ лучше). В большинстве случаев неправильную работу ТТЛ-элементов можно связать с проблемой помех.

Элементы КМОП. КМОП-элементы способны свести с ума кого угодно! Например, схема может войти в режим «тиристорного защелкивания», если сигнал на входе (или выходе) возникает сразу после включения питания. Результирующий ток (50 мА или более) через диоды входной защиты включит пару паразитных перекрестно связанных транзисторов, которые являются побочным эффектом КМОП-технологии с изолированными переходами (см. рис. 3.50 и разд. 14.16). При этом напряжение питания U_cc  закорачивается на землю, кристалл начинает греться и для того чтобы схема снова начала правильно работать, вам потребуется отключить питание. Если это не сделать в течение нескольких секунд, то придется заменить микросхему. Некоторые из новейших КМОП-схем (серия НС с поликремниевыми затворами фирм GE/RCA и National) невосприимчивы к «защелкиванию» даже с входным размахом 5 В выше уровня питания и работают при входном размахе 1,5 В выше уровня питания.

Схема КМОП имеет весьма коварные и странные режимы ложной работы. Один из выходных полевых транзисторов может открыться, что приводит к кодозависимым ложным срабатываниям, которые очень трудно обнаружить. Вход может начать работать как источник тока или токовая нагрузка. Весь корпус может начать потреблять от источника питания существенный ток. Чтобы легче было обнаружить неисправную микросхему, потребляющую большой ток в статическом режиме, рекомендуется последовательно с контактом U_cc каждой микросхемы включить резистор 10 Ом (для микросхем, нагруженных на большое число входов, или мощные драйверы, такие, как в серии АС, используйте резистор 1 Ом).

Кроме того, кристаллы КМОП дают большой разброс по входному порогу, а один и тот же кристалл может иметь неодинаковые значения порогового уровня для различных функций, которые выполняются по одному и тому же входу. Так, например, в устройстве 4013 выход Q' при управлении по R-входу переходит в состояние высокого уровня раньше, чем выход Q устанавливается в состояние низкого уровня. А это значит, что сигнал установки нельзя обрывать по изменению Q', поскольку возникающий в этом случае импульс может не сбросить триггер.

Нельзя оставлять входы корпуса КМОП неподключенными. В этом случае схема время от времени может вести себя неправильно. Для того чтобы выявить неисправность, вы поставили щуп осциллографа в какую-то точку схемы и обнаружили там уровень 0 В, как и должно было быть. После этого в течение нескольких минут схема работает прекрасно, а затем снова сбивается! А произошло вот что: осциллограф разрядил неподключенный вход и потребовалось достаточно большое время, чтобы он смог снова зарядиться до порогового уровня. Дальше идет уже чистая фантастика: вы забыли подключить контактный вывод U_cc корпуса КМОП, но все-таки схема работает просто идеально! А дело все в том, что она получает питание по одному из своих логических входов (от входа через защитный диод к цепи U_cc корпуса). Вы можете не замечать этого в течение довольно длительного времени, пока не возникает ситуация, когда одновременно на всех входах корпуса будет действовать низкий уровень: кристалл потеряет питание и «забудет» свое состояние. В любом случае такой режим не может считаться нормальным, так как выходной каскад не запитан нужным образом и не в состоянии обеспечить номинальный ток. Сложность состоит в том, что подобная ситуация может давать о себе знать лишь эпизодически, поэтому вам придется пробежать не один круг, пока вы, наконец, додумаетесь, что же в действительности происходит.

Схемы, не требующие пояснений.

8.36. Удачные схемы.

Рис. 8.97 иллюстрирует ряд полезных применений цифровых схем.

Рис. 8.97. а — формирователь импульса по переднему фронту; б — формирователь импульса по спаду сигнала; в — формирователь импульсов по обоим фронтам;

Рис. 8.97. г — синхронный генератор последовательности из 2ⁿ импульсов;

Рис. 8.97. д — регулируемый формирователь импульса по переднему фронту;

Рис. 8.97. е — асинхронный генератор последовательности из 2ⁿ импульсов;

Рис. 8.97. ж - преобразование квадратурного кода в код реверсивного счетчика; используется для определения положения вращения по выходу преобразователя угла;

Рис. 8.97.  з — квадратурный генератор синхроимпульсов.

8.37. Негодные схемы.

На рис. 8.98 показаны примеры классических ошибок, совершаемых разработчиками при построении цифровых схем.

Рис. 8.98. а — формирователь короткого импульса; б — хронометр с одиночной кнопкой ПУСК/ОСТАНОВ;

Рис. 8.98.  в — схема для исключения каждого второго импульса из входной последовательности импульсов с длительностью 1 мкс (тонкий случай); г — ключ с подавителем дребезга;

Рис. 8.98. д — счетный частотомер с буферным регистром.

Дополнительные упражнения.

(1) Покажите, как построить JK-триггер с помощью D-триггера и коммутатора-мультиплексора на 4 входа. Подсказка: используйте адресные входы коммутатора в качестве J и К. (2) Разработайте схему, которая на 7-сегментном индикаторе будет показывать время (в миллисекундах), в течение которого была нажата кнопка. После каждого измерения устройство должно возвращаться в исходное положение. Воспользуйтесь генератором 1,0 МГц. (3) Разработайте измеритель реакции. После того как «А» нажимает кнопку, загорается светодиод и счетчик начинает отсчет. Когда свою кнопку нажимает «В», светодиод гаснет, а на цифровом индикаторе воспроизводится время в миллисекундах. Позаботьтесь о том, чтобы схема работала нормально даже в том случае, когда «А» успевает отпустить свою кнопку до того, как «В» нажмет свою. (4) Спроектируйте измеритель периода — устройство, измеряющее число микросекунд в одном периоде гармонического входного сигнала. Установите на входе компаратор на триггере Шмитта для формирования уровня ТТЛ; используйте тактовую частоту 1 МГц. Каждое очередное измерение должно начинаться после нажатия кнопки. (5) Если вы еще не успели поставить буферный регистр, добавьте его к счетчику периода. (6) Сделайте так, чтобы схема измеряла время десяти периодов. Кроме того, во время счета должен загореться светодиод. (7) Сконструируйте электронный секундомер. Кнопка «А» начинает и останавливает счет, кнопка «В» производит сброс. Выход должен иметь вид хх. х (секунды и десятые доли). Считайте, что в схеме имеются прямоугольные импульсы, следующие с частотой 1 МГц. (8) В некоторых секундомерах используется только одна кнопка (при каждом нажатии выполняется одна из операций цикла: пуск, останов, сброс, затем снова пуск и т. д.). (9) Спроектируйте высокочувствительный цифровой частотомер для измерения числа периодов входного сигнала в 1 с. Число значащих цифр должно быть достаточно большим. За время каждого цикла счета число, отсчитанное на предыдущем интервале, запоминайте в буферном регистре. Интервалы счета возьмите равными 1, 0,1 и 0,01 с. Полезно добавить в устройство хорошую входную схему, она позволит работать при различных значениях чувствительности. Эта схема представляет собой триггер Шмитта с регулируемыми гистерезисом и точкой запуска (используйте быстродействующий компаратор). Можно добавить также сигнальный вход для уровней ТТЛ. Подумайте над тем, как организовать двоично-десятичный выход: с помощью коммутации или путем параллельного вывода каждой цифры? Задумайтесь на некоторое время. (10) Сконструируйте схему для регистрации пролета снаряда или пули, используя НС-логику. Летящий снаряд разрывает тонкий провод, пересекающий путь его пролета, затем, преодолев по ходу через некоторое расстояние, он разрывает второй провод. Не забывайте о проблеме дребезга контактов. Считайте, что в вашем распоряжении есть последовательность прямоугольных импульсов с частотой 10 МГц с уровнями ТТЛ, и постройте схему для воспроизведения на индикаторе интервала времени между моментами разрыва двух проводов в микросекундах (4 цифры). Схема должна быть готова к очередному выстрелу путем нажатия кнопки. (11) С помощью двух схем 74HC42-S («1 из 10») сконструируйте дешифратор «1 из 16». Входной сигнал представляет собой 4-разрядное двоичное число. На выходе должны действовать сигналы с отрицательной логикой (как у схемы 74НСЧ2). Подсказка: в качестве входа старшего разряда используйте вход «Разрешение». (12) Представьте, что у вас есть четыре ПЗУ на 256 бит семейства ТТЛ, каждое из которых имеет 8-разрядный параллельный адресный вход, выходные схемы с тремя состояниями (в положительной логике) и вход для их отпирания, который использует отрицательную логику (т. е. ПЗУ выдает на выход выбранный информационный бит, когда разрешающий сигнал имеет низкий уровень). Покажите, как с помощью этих устройств, используя любые необходимые средства, построить ПЗУ на 1024 бита. (Возможно, окажется удачным применить схему 74НС138, а может это проще сделать с помощью вентилей.) Воспользуйтесь этими способами. (13) Придумайте схему, которая хранила бы текущую сумму последовательно вводимых в нее 4-разрядных двоичных чисел. Сохраняйте только 4 разряда результата (т. е. производите суммирование по модулю 16). Аналогичные схемы используются для получения контрольных сумм, которые записываются на носитель информации, чтобы выявить ошибки, например при записи на перфоленту. Считайте, что каждое новое число сопровождается положительным импульсом готовности, которое имеет длительность 1 мкс и уровень ТТЛ. Предусмотрите вход сброса. Таким образом, ваша схема будет иметь общий вид, показанный на рис. 8.99.

Рис. 8.99.

К этой схеме добавьте еще выходной бит, который будет равен 1, если общее число «единиц» всех чисел, поступающих на вход с момента последней установки, нечетно, и 0, если оно четно. Подсказка: с помощью «паритетного дерева» Исключающего ИЛИ можно определить, когда сумма «единиц» в каждом числе будет нечетной; на основе этого постройте схему. (14) В упражнении 8.14 вы построили схему умножения 2x2, используя карты Карно для каждого выходного бита. А теперь решите ту же задачу, используя операции сдвига и сложения. Для начала запишите произведение тем способом, который известен вам из начальной школы. Этот процесс имеет простую повторяющуюся схему (рис. 8.100) и требует для реализации несколько 2-входовых вентилей (какого типа?), которые будут вырабатывать промежуточные члены (а₀Ь₀ и т. п), и 1-разрядных полусумматоров (сумматоры, которые имеют выход переноса, но не имеют входа переноса) для сложения промежуточных членов.

Рис. 8.100.

(15) Теперь по тому же принципу сконструируйте умножитель 4x4 с помощью 4-разрядных полных сумматоров (74НС83) и 16 2-входовых вентилей.

Глава 9. СОПРЯЖЕНИЕ ЦИФРОВЫХ И АНАЛОГОВЫХ СИГНАЛОВ.

Перевод Л.В.Поспелова.

«Перемалывание чисел» само по себе является, несомненно, чрезвычайно важным применением цифровой электроники, но ее действительные возможности открываются при использовании цифровых методов для обработки аналоговых (линейных) сигналов и процессов. Эту главу мы начнем с краткой хронологии «взлетов и падений» семейств цифровой логики и рассмотрим входные и выходные характеристики «выживших» семейств ТТЛ-КМОП-логики для того, чтобы понять, как осуществить сопряжение логических семейств друг с другом и с устройствами цифрового ввода (переключателями, клавиатурой, компараторами и т. п.) и вывода (индикаторами, реле и т. п.). Мы рассмотрим также n-канальные логические элементы на МОП-транзисторах, поскольку они находят широкое применение при реализации функциональных БИС. Затем коснемся важной темы ввода и вывода цифровых сигналов на платы и внешние приборы, а также передачи цифровых сигналов по кабелям, после чего обсудим методы взаимного преобразования цифровых и аналоговых сигналов. Наконец, после того как читатель усвоит эти методы, мы рассмотрим несколько примеров применения, в которых сочетание аналоговых и цифровых средств обеспечивает эффективное решение разнообразных задач.

Сопряжение логических КМОП- и ТТЛ-элементов.

9.01. Хронология логических семейств.

В начале 1960-х гг. во времена, которые можно назвать доисторическими, предприимчивые люди, не пожелавшие создавать свои логические схемы на дискретных транзисторах, самоотверженно бились над резисторно-транзисторной логикой (РТЛ), простым семейством логических элементов, разработанным на фирме Fairchild и характеризующимся небольшим коэффициентом разветвления по выходу и низкой помехоустойчивостью. Рис. 9.1 иллюстрирует возникшие в то время проблемы, в частности, логический порог, превышающий уровень земли на одно напряжение U_бэ, и крайне маленький коэффициент разветвления по выходу (в некоторых случаях один выход мог питать только один вход!) были обусловлены пассивной выходной схемой и низкоомной токоотводящей нагрузкой. Это были времена малой интеграции и наиболее сложным элементом, который можно было реализовать, был сдвоенный триггер, работающий на частоте 4 МГц. Но мы смело строили свои схемы на РТЛ, иногда они сбивались особенно, когда в той же комнате включали паяльник.

Похоронный звон по РТЛ прозвучал несколькими годами позже, когда появилась диодно-транзисторная логика (ДТЛ) фирмы Signetics и вскоре вслед за ней универсальная быстродействующая логика SUHL фирмы Sylvania, которая теперь называется транзисторно-транзисторной логикой (ТТЛ). Фирма Signetics выпускала распространенную смесь из двух серий, названную DCL Utilogic серии 8000 («Логические схемы по выбору проектировщика»). ТТЛ быстро прижилась особенно в «системе счисления» «74хх», автором которой была фирма Texas Instruments.

В этих семействах были применены входы, поставляющие ток, с логическим порогом в 2 напряжения U_{бэ и} и (как правило) двухтактные каскадные выходы (рис. 9.1).

Рис. 9.1. Упрощенные схемы элементов различных логических семейств.

Семейства ДТЛ и ТТЛ открыли эру положительной 5-вольтовой логики (РТЛ была логикой +3,6 В) и предлагали скорость, соответствующую 25 МГц, а коэффициент разветвления по выходу 10, т. е. один выход мог работать на 10 входов. Разработчики не могли нарадоваться скорости, надежности и сложным функциям (например, счетчику по модулю 10) этих семейств. Казалось, что больше и мечтать не о чем; ТТЛ — это на веки вечные.

Однако людям свойственно стремление к совершенствованию. Им потребовалась большая скорость, меньшая мощность потребления. Казалось бы, вскоре они получили и то и другое. В области высокого быстродействия скоростные ТТЛ-схемы (серии 74Н) позволили увеличить скорость почти вдвое, правда, за удвоенную мощность! (это выдающееся достижение было сделано путем уменьшения вдвое величин всех резисторов). Другое семейство — эмиттерно-связанная логика (ЭСЛ) — представило настоящую скорость (30 МГц в первоначальной версии) за счет использования отрицательного источника питания и более близких друг к другу логических уровней (—0,98 и —1,75 В); элементы семейства потребляли уйму мощности и едва втиснулись в малый уровень интеграции. В области низкой мощности появились маломощные ТТЛ-элементы (серия 74L) с 1/4 скорости при 1/10 мощности, соответствующих «стандартной» ТТЛ серии 7400. При поддержке фирмы RCA было разработано первое семейство логических элементов на МОП-транзисторах, КМОП-логика серии 4000. Эти элементы обладали нулевой мощностью потребления в состоянии покоя и широким диапазоном напряжения питания (от +3 до +12 В). Выходы имели размах, равный напряжению питания, а входы не «оттягивали» ток. Это были хорошие новости, но были и плохие - скорость (1 МГц при питании 10 В) и цена (20 долл. за корпус с четырьмя вентилями). Несмотря на цену на микромощных КМОП-элементах выросло целое поколение разработчиков устройств с батарейным питанием, просто не было другого выбора. Работая с легко «ранимыми» входами, разработчики поняли истинное значение статического электричества.

Такова была ситуация на начало 1970-х гг.,-две главные линии биполярной логики (ТТЛ и ЭСЛ) и необычная КМОП-логика. Варианты ТТЛ были по природе своей совместимы друг с другом, за исключением того, что ТТЛ-элементы серии 74L имели слабый выходной узел (отвод тока 3,6 мА) и могли питать только две стандартных (серии 74) нагрузки ТТЛ (чьи входы требовали 1,6 мА на низком уровне). Среди большинства семейств почти не было совместимости (хотя погруженные ТТЛ-элементы могли питать КМОП-элементы, а 5-вольтовые КМОП- только одну ТТЛ-нагрузку серии 74L).

В течение 1970-х гг. ситуация постоянно улучшалась практически на всех направлениях. От ТТЛ отпачковались ненасыщенные «фиксируемые диодами Шоттки» семейства (см. разд. 13.23): сначала серия 74S, которая благодаря утроенной скорости при удвоенной мощности вытеснила серию 74Н, и затем 74LS (L — low, S — Schottky, маломощная Шоттки), которая слегка улучшив скорость при 1/5 мощности вытеснила ТТЛ серии 74. Жизнь с 74LS и 74S была приятной; затем подоспела фирма Fairchild со своей серией 74F (F — FAST: Fairchild Advanced Schottky TTL — усовершенствованная ТТЛ с диодами Шоттки фирмы Fairchild), которая была быстрее на 50 %, чем 74S, при 1/3 мощности; кроме того, были и другие улучшения, так что проектирование схем на этих элементах стало сплошным удовольствием. Фирма Texas Instruments (автор многих линий 14хх) выпустила пару улучшенных семейств Шоттки-логики: 74AS (улучшенная Шоттки-логика) и 74ALS («улучшенная маломощная Шоттки»). Предполагалось, что первое семейство заменит 74S, а второе - 74LS. Все эти ТТЛ-семейства имели одинаковые логические уровни и добротную схему формирования выхода, так что их можно было сочетать в одной схеме. Используя табл. 9.1 и рис. 9.2, можно сравнить скорости и мощности этих семейств.

Рис. 9.2. Зависимость скорости от мощности для различных логических семейств.

Между тем серия 4000 КМОП эволюционировала в улучшенную серию 4000 В с более широким диапазоном напряжения питания (от 3 до 18 В), лучшей защитой входов и более высокой скоростью (3,5 МГц при 5 В). По существу, это та же серия 74S с функциями и выводами семейства 74, которая воспользовалась потрясающим успехом биполярной логики семейства 74. ЭСЛ пустила ростки в виде ECLII, ECLIII, ECL 10,000 и ECL 100,000, обладающие скоростью до 500 МГц.

Итак, ситуация в 1980 г. была следующей. Большинство схем было выполнено на серии 74LS в сочетании с 74F (или 74AS), если требовалась более высокая скорость. Та же самая ТТЛ использовалась как своего рода клей для связи микропроцессорных n-МОП-схем, чьи входы и выходы были совместимы с ТТЛ. Микромощные устройства всегда были сделаны с использованием КМОП-серий 4000 В или 74С, эквивалентными и совместимыми друг с другом. Для устройств с самой высокой скоростью (100÷500 МГц) использовалась ЭСЛ. Совместное использование семейств было не столь уж частым явлением, исключение составляли редкие сочетания КМОП и ТТЛ или сопряжение ТТЛ с быстродействующими ЭСЛ-схемами.

В 1980-е гг. произошло замечательное событие - разработка КМОП-логики со скоростью и выходными параметрами, соответствующими ТТЛ. Сначала появились элементы серии 74НС («высокоскоростная КМОП-логика») с такой же скоростью как 74LS и, разумеется, с нулевым током покоя и затем серия 74АС («улучшенная КМОП-логика») с такой же скоростью как 74F или 74AS. Обладая размахом выходного сигнала, равным напряжению питания, и входным порогом, равным половине напряжения источника питания, эта логика сочетает лучшие свойства предшествующих ТТЛ- и КМОП-логики и постепенно должна вытеснить биполярную ТТЛ. Вместе с тем имеется некоторая несовместимость — логический «высокий» уровень выходного сигнала ТТЛ- и n-МОП-логики (мин. 2,4 В) не достаточен для запуска входа НС и АС. Поскольку, по-видимому, существует Такой период времени, когда вам необходимо использовать некоторые из старых семейств биполярной ТТЛ- или n-МОП-логики, каждое семейство КМОП-логики имеет вариант с более низким входным порогом. Такие семейства имеют наименование 74НСТ и 74АСТ («быстродействующая КМОП-логика с ТТЛ-порогом»). Однако не пытайтесь использовать их везде, где только можно, ведь элементы с КМОП-порогом обладают более высокой помехоустойчивостью и представляют собой семейства по выбору проектировщика. К тому же в 80-е гг. БИС и СБИС постепенно переключались с n-МОП-технологии на КМОП (с вытекающими отсюда низкой мощностью и КМОП-совместимостью), одновременно увеличивая скорость и сложность. И наконец, на вершине быстродействия — элементы на GaAs (арсенида галлия), обеспечивающие скорость в несколько гигагерц.

Заметьте, что все КМОП-семейства (4000 В, 74 С, НС, НСТ, АС и ACT) обладают довольно привлекательным свойством — нулевой «статической» (т. е. когда ничего не происходит) мощностью рассеивания с типовым током покоя менее микроампера. Но при переключениях логических уровней КМОП-элементы потребляют «динамический» ток, обусловленный двумя эффектами: а) переходной проводимостью между шинами питания внутренних двухтактных пар в середине логического перепада и б) динамическим током, необходимым для заряда и разряда внутренних емкостей и емкости нагрузки. Динамический ток пропорционален частоте переключения и может соперничать с током биполярной логики при достижении максимальной частоты работы. Для более детального анализа загляните в разд. 8.10 (рис. 8.18) и разд. 14.16 (рис. 14.38).

Завершим нашу краткую историческую справку следующей рекомендацией. Используйте во всех ваших новых устройствах логику 74НС в сочетании с (а) 74НСТ для обеспечения совместимости с существующими устройствами на n-МОП- и ТТЛ и (б) 74АС(Т) для обеспечения скорости. Можно использовать биполярную ТТЛ (74LS/ALS и 74F/S), но предпочтительнее, по-видимому, КМОП-логика. Если требуется широкий диапазон напряжения питания, а к быстродействию особых требований не предъявляется (например, портативные устройства с питанием от нерегулируемой батареи 9 В), то используйте старую серию 4000 В/74С.

9.02. Входные и выходные характеристики.

Семейства цифровой логики проектируются таким образом, чтобы выход кристалла был способен работать на большое число входов элементов того же семейства. Типовой коэффициент разветвления по выходу равен 10; это означает, что к выходу вентиля или триггера можно подключить до 10 входов и элемент будет правильно работать. Другими словами, в обычной практике проектирования цифровых схем можно обойтись без каких-либо сведений об электрических параметрах используемого вами кристалла при условии, что ваша схема состоит только из элементов цифровой логики, работающих также на элементы цифровой логики того же типа. Практически это означает, что вы можете особенно не думать о реальных процессах, происходящих на логических входах и выходах. Однако если вы пытаетесь подключить цифровую схему к внешним источникам сигналов (цифровых или аналоговых) или используете цифровые схемы для запуска других приборов, вы должны иметь представление о том, что необходимо для управления логическим входом и чем может управлять логический выход. Более того, при смешивании семейств логических элементов важно знать схемные особенности логических входов и выходов. Сопряжение логических семейств представляет отнюдь не чисто теоретический интерес. Для того чтобы воспользоваться преимуществами современных кристаллов БИС или специальными функциями, которыми обладает только одно семейство логических элементов, вы должны знать, как сочетать логические элементы различных типов. В последующих разделах мы рассмотрим детально схемные особенности логических входов и выходов и приведем примеры сопряжения логических семейств между собой и логических элементов с внешним миром.

Входные характеристики. Графики, приведенные на рис. 9.3, демонстрируют основные свойства КМОП- и ТТЛ-входов — входной ток и выходное напряжение (для инвертора) как функции входного напряжения. На графиках мы несколько расширили диапазон входных напряжений по сравнению с принятым в цифровых схемах, поскольку при сопряжении легко могут возникнуть ситуации, когда входные сигналы будут превышать напряжение источника питания. Как следует из графиков, и КМОП-логика и ТТЛ нормально работают при подключении вывода питания отрицательной полярности к земле.

Рис. 9.3. Характеристики логических вентилей, а — входной ток; б — передаточная характеристика.

При подаче на ТТЛ-вход низкого уровня он работает как источник тока заметной величины, а при подаче высокого уровня — как нагрузка, потребляющая небольшой ток (типовой — несколько мкА; никогда не превышает 20 мкА). Для управления ТТЛ-входом вы должны обеспечить отвод тока порядка 1 мА (точные значения приведены в табл. 9.1), поддерживая напряжение на входе на уровне менее 0,4 В. Несоблюдение этого условия может привести к неправильной работе схемы при сопряжении! Для входных напряжений ниже уровня земли ТТЛ-вход ведет себя как фиксирующий диод, включенный на землю; при напряжениях выше +5 В ток определяется напряжением пробоя диода (LS, F) или перехода база-эмиттер (ALS, AS) с напряжением пробоя около 10 В.

Типичное значение входного порога ТТЛ составляет примерно +1,3 В, хотя по техническим условиям он может находиться между +0,8 и +2,0 В. ТТЛ-вентили с триггерами Шмитта на входе (`13, `14, `132) имеют гистерезис +0,4 В; при графическом изображении они помечаются символом гистерезиса (см. например, рис. 9.9). Напряжение питания U_пит (обычно его обозначают U_KK) составляет +5,0 В +5 %.

Входы КМОП-элементов при входных напряжениях от уровня земли до напряжения питания не потребляют ток (за исключением тока утечки, типовое значение которого составляет 10^-5 мкА). Для напряжений выше диапазона напряжений питания входы ведут себя как два фиксирующих диода, подключенных к положительному полюсу источника питания и к земле (рис. 9.1). Кратковременный ток через эти диоды, превышающий примерно 10 мА, переводит многие КМОП-приборы в состояние тиристорного «защелкивания» (см. разд. 8.35; новейшие схемы противостоят более высоким токам и обладают иммунитетом к этой «болезни»; например на входы семейств НС и НСТ можно подавать на 1,5 В выше напряжения питания без нарушения функционирования или разрушения прибора). Это — те знаменитые диоды для защиты входов, без которых КМОП-элементы были бы чрезвычайно подвержены разрушениям от статического электричества при ручных манипуляциях (они и так все еще довольно нежны). Типовое значение порога для семейств 4000В, 74С, 74НС и 74АС составляет половину напряжения питания, но он может колебаться от 1/3 до 2/3U₊ (U₊ обычно называют U_CC); для 74НСТ и 74АСТ типовой порог равен примерно 1,5 В для обеспечения совместимости с ТТЛ. Как и в ТТЛ, существуют КМОП-вентили с триггерами Шмитта на входе. Напряжение питания КМОП-логики составляет от +2 до +6 В для НС, АС, +5 В +10 % для НСТ и ACT, и от +3 до +18 В для 4000В и 74С.

Выходные характеристики. Выходной узел ТТЛ представляет собой npn-транзистор, подключенный к земле, и npn-повторитель (или схема Дарлингтона), подключенный к U₊ с резистором, ограничивающим ток, в коллекторе. Один транзистор насыщен, другой выключен. В результате ТТЛ-элемент может отводить большой ток на землю (8 мА для 74LS, 24 мА для 74F) при небольшом падении напряжения и способен отдавать по меньшей мере несколько миллиампер при высоком выходном уровне (около +3,5 В). Выходная схема проектируется таким образом, чтобы можно было подключить до 10 ТТЛ-входов.

Выходная схема КМОП-логики представляет собой двухтактную пару комплементарных МОП-транзисторов; один включен, другой выключен (рис. 9.1). Выход ведет себя как r_откр МОП-транзистора, подключенное к земле или к U₊, если напряжение на нем находится в пределах 1 В относительно шины питания, или как источник тока, если вы отбираете такой большой ток, что напряжение на выходе отличается на 1÷2 В от напряжения на шинах питания.

Типовое значение r_откр составляет от 200 Ом до 1 КОм для 4000В/74С, 50 Ом — для 74НС(Т) и 10 Ом для 74АС(Т). Выходные характеристики КМОП и ТТЛ показаны на рис. 9.4.

Рис. 9.4. Выходная характеристика логического вентиля.

На рисунке мы изобразили типовое выходное напряжение для обоих состояний выхода — ВЫСОКОГО и НИЗКОГО в зависимости от входного тока. Для упрощения графиков входной ток везде показан положительным. Заметьте, что выходы КМОП-элементов, если они не сильно нагружены, подключаются либо к U₊, либо к земле, обеспечивая полный размах выходного напряжения; при подключении только КМОП-нагрузок (нулевой статический ток) размах составляет полное напряжение на шинах питания.

Для сравнения отметим, что типовое значение ТТЛ-уровней составляет 50÷200 мВ (НИЗКИЙ) или +3,5 В (ВЫСОКИЙ) при условии подключения в качестве нагрузки других ТТЛ-элементов. Подключение нагрузочного резистора (рассматривается ниже) доводит высокий ТТЛ-уровень до +5 В.

9.03. Сопряжение логических семейств.

Поскольку существуют ситуации, когда вам приходится смешивать различные типы логических семейств, важно знать, каким образом можно обеспечить «общение» различных семейств друг с другом. Например, многие представляющие интерес кристаллы БИС созданы на основе n-МОП-технологии с ТТЛ-совместимыми выходными уровнями (ВЫСОКИЙ — около +3 В), но их нельзя сразу же подключать к 74НС. Другой пример, вам захотелось использовать превосходную серию счетчиков 14С9хх в существующей схеме, построенной на 74LS. Или вам понадобилась 5-вольтовая логика по периферии 12-вольтовой КМОП-системы для того, чтобы обеспечить соединение с внешними ТТЛ-совместимыми сигналами, или для питания кабелей.

Воспрепятствовать сочетанию какой-либо логической пары кристаллов могут только 3 вещи: а) несовместимость входных логических уровней; б) возможности выходного формирователя и в) напряжение питания. Чтобы не утомлять вас страницами объяснений, что работает а что-нет, мы свели проблему сопряжения к табл. 9.2. Предпримем по ней краткое путешествие.

ТТЛ использует напряжение питания +5 В и обычно выдает высокий уровень всего около +3,5 В; она обладает хорошим низким уровнем-почти до земли. Таким образом, ее можно подключить к логике с низким значением порога, т. е. к ТТЛ, НСТ, ACT и n-МОП (в которых заранее закладывается совместимость). Для того чтобы управлять НС, АС и 4000В/74С, работающие при 5 В, вам понадобится полный перепад до +5 В. Это вы можете сделать с помощью резисторной подвески к +5 В или вставляя буфер НСТ (напомним, что НСТ и ACT имеют выходы с полным перепадом).

Если вы используете подвеску, учтите, что значение резистора определяется компромиссом — чем меньше, тем быстрее, но при большей мощности. Обычно выбирают 4,7 КОм. Резистор подвески подтягивает высокий выходной уровень ТТЛ к +5 В, хотя последняя часть волны подъема (во время которой резистор и делает всю работу) довольно медленная. Для того чтобы управлять высоковольтной КМОП-логикой, используйте преобразователь уровней типа 40109, 14504 или LCT1045; они очень медленные, ну и пусть, ведь вы же все равно пытаетесь управлять медленной КМОП-логикой. n-МОП-выходы похожи на ТТЛ, но в общем случае обладают меньшей нагрузочной способностью. Можете использовать, таким образом, те же средства сопряжения.

Выходы всех КМОП-семейств обладают перепадом, равным напряжению питания. Это означает, что вы можете непосредственно подключать 5-вольтовую КМОП-логику к ТТЛ, n-МОП- и 5-вольтовой КМОП-логике. Учтите, однако, что КМОП старого типа (4000В/74С) имеют слабый выход при работе от 5 В (ток отвода 0,5 мА) и полностью теряют свою способность управлять ТТЛ. Для этих семейств используйте транслятор уровней для управления высоковольтной КМОП-логикой.

Превосходным решением задачи сопряжения КМОП-ТТЛ/n-МОП является использование КМОП при уменьшенном напряжении питания; по стандарту JEDEC Standard № 8 напряжение питания составляет +3,3 В, при этом входной порог располагается вблизи обычного ТТЛ-порога 1,4 В. Таким образом, ТТЛ может непосредственно управлять НС/АС при питании 3,3 В и наоборот. В качестве дополнительного вознаграждения работа при 3,3 В снижает динамическую мощность потребления (см. разд. 8.10, 14.16 и рис. 8.18 и рис. 14.38) на 55 % относительно мощности при 5 В при увеличении задержек распространения почти на 40 %. Учтите, однако, что вы не можете подключать (и в том и в другом направлении) 3,3-вольтовую КМОП к другим КМОП, работающим при 5 В.

_{Упражнение 9.1. Объясните, почему последнее утверждение истинно.}

Наконец, высоковольтная КМОП-логика может управлять 5-вольтовой логикой, если для формирования 5-вольтового выходного перепада вы поставите преобразователь уровней (74С901/2, 14504, LTC1045 или 4049/4050). Можно управлять LS ТТЛ-элементами непосредственно от высоковольтной КМОП-логики, поскольку там нет диодов, защищающих входы, и входное напряжение пробоя обычно превышает 10 В; однако в соответствии с техническими условиями на LS (абсолютное максимальное входное напряжение 7 В) необходимо использовать преобразователь уровней.

Предостережение. Хотя статические логические уровни могут не вызывать беспокойства, иногда возникает занимательная динамическая несовместимость, если вы пытаетесь управлять фронтовыми входами (например, входы синхронизации счетчиков) НС или АС от выходов более медленной логики типа 4000В или 74С. На рис. 9.5 изображены многократные переходы, которые вы могли часто наблюдать; иногда кристалл НС совсем отказывается считать до тех пор, пока вы не прикоснетесь щупом осциллографа (или небольшой емкостью)! По-видимому, виновником этого является комбинация большого времени перехода и относительно высокого выходного импеданса медленной КМОП. На рис. 9.6 приведены несколько сочетаний семейств, с которыми вам, вероятно, доводилось встречаться.

Рис. 9.5. Быструю фронтовую логику нельзя запускать медленными сигналами (например, от узлов с медленной логикой).

Рис. 9.6. Соединение логических семейств друг с другом.

9.04. Управление КМОП-и ТТЛ-входами.

Механические ключи в качестве устройств ввода. Если вам известны входные характеристики используемой логики, то управление цифровыми входами от переключателей, клавиатуры, компараторов и т. п. не доставит вам особых осложнений. Самый простой способ — это использовать резистор, подключенный к шине питания (рис. 9.7). Для элементов ТТЛ, учитывая их входные характеристики, лучше всего, когда резистор коммутируется ключом на землю. Ключ легко отбирает входной ток на низком уровне, а резистор поднимает высокий уровень до +5 В, обеспечивая высокую помехоустойчивость; кроме того, это удобно, когда ключ возвращается в состояние, соответствующее земле.

Рис. 9.7. Управление логическими элементами от механических ключей (без защиты от дребезга).

Альтернативный способ, когда резистор подключается к земле, а ключ обеспечивает коммутацию к +5 В, нежелателен, поскольку при этом необходима маленькая величина сопротивления резистора (220 Ом), гарантирующая низкий ТТЛ-уровень в несколько десятых вольта, а это означает, что при замкнутом ключе будет протекать большой ток. В схеме с подвеской к шине питания помехоустойчивость при разомкнутом ключе (худший случай с точки зрения чувствительности к помехе) будет составлять по крайней мере 3 В, в то время как в схеме с подвеской к земле - всего 0,6 В (для ТТЛ FAST нижний порог +0,8 В, входной ток равен — 0,6 мА).

Для КМОП-логики и та и другая схема работает превосходно, поскольку входы не потребляют ток, а типовое значение порога составляет половину U_CC. Обычно удобно заземлять одну из сторон ключа, но если схема становится проще при наличии высокого уровня, когда ключ замкнут, то вполне пригоден способ с подключением резистора на землю. На рис. 9.7 показаны все три описанных способа.

Дребезг ключей. Как было отмечено в гл. 8, после замыкания контактов механических переключателей дребезг контактов продолжается в течение примерно 1 мс. Дребезг крупногабаритных переключателей может продолжаться до 50 мс. Это может приводить к беспорядочным переключениям в схемах, реагирующих на смену состояний или фронт (например, если триггер или счетчик тактируются прямо от ключа, то возможно многократное их переключение). В подобных ситуациях следует подавить дребезг ключа электронными средствами.

Рассмотрим несколько способов подавления.

1. Соберите из двух вентилей асинхронный RS-триггер, не забыв, разумеется, о резисторах подвески к шине питания (рис. 9.8). Можно использовать готовый триггер с входами СБРОС и УСТАНОВКА (например, `74), заземлив вход синхронизации.

Рис. 9.8. Схема защиты от дребезга (RS-триггер).

2. Используйте интегральный вариант предыдущей схемы. Элементы `279, 4043 и 4044 представляют собой счетверенные RS-триггеры.

3. Используйте КМОП-триггер Шмитта с замедляющей RС-цепочкой на входе (рис. 9.9). Фильтр нижних частот R₂C₁ сглаживает дребезг, поэтому триггер Шмитта переключится только один раз. В общем случае вполне достаточно иметь постоянную времени RС-цепочки, равную 10÷25 мс. Для ТТЛ этот способ не подходит из-за низкого импеданса, необходимого для запуска ТТЛ-входов.

Рис. 9.9. Схема защиты от дребезга (RС-цепочка и триггер Шмитта).

4. Воспользуйтесь кристаллом типа 4490, «сшестеренным подавителем дребезга». В этой превосходной схеме использована цифровая задержка (5-разрядный сдвиговый регистр на каждый ключ) как своего рода цифровой фильтр нижних частот. Схема содержит внутренние резисторы подвески и схему синхронизации. Пользователь добавляет времязадающий конденсатор, устанавливая частоту генератора и определяя тем самым время задержки.

5. Примените схему, показанную на рис. 9.10, используя либо неинвертирующий вентиль, либо буфер. Логический выход всегда можно заблокировать, замыкая его на U₊ или землю, но при условии, что эта блокировка кратковременна. Приведенная схема удовлетворяет этому условию, поскольку принудительная установка действует только на интервале времени, равном задержке вентиля, после чего вентиль поддерживает сам себя в новом состоянии.

Рис. 9.10. Схема защиты от дребезга (неинвертирующий вентиль с обратной связью).

6. Применяйте компоненты с встроенным подавителем дребезга. Например, шифраторы клавиатуры проектируются с учетом того, что в качестве устройств ввода будут использованы механические ключи, поэтому они обычно содержат схему подавления дребезга.

7. Можно использовать ключи, построенные на основе эффекта Холла. Они представляют собой твердотельные ключи, управляемые магнитным полем, и используются в качестве панельных или клавиатурных ключей. Для их работы требуется напряжение +5 В; вырабатываемые ими бездребезговые логические выходные сигналы можно использовать для управления ТТЛ или КМОП-логикой, работающей от +5 В. Поскольку ключи на эффекте Холла не имеют изнашиваемых механических контактов, они практически вечны (хотя однажды у нас случилась эпидемия прогрессирующей магнитной анемии клавиатуры на эффекте Холла; мы надеемся, что эта болезнь теперь побеждена).

Несколько общих замечаний о ключах как устройствах ввода. Следует иметь в виду, что для однополюсных ключей на одно направление (иногда называемых «тип А») можно использовать 3-й и 4-й способы (и как правило, 6-й), в то время как для однополюсных ключей на 2 направления (тип «В») следует применять остальные способы. Помните также, что во многих случаях нет необходимости подавлять дребезг ключей, ведь ключи не всегда управляют схемами, чувствительными к фронту. Еще один важный момент: хорошие ключи обладают обычно свойством «самоочистки», позволяющим сохранять чистоту контактных поверхностей (разберите один из ключей и вы поймете, что это означает), тем не менее для очистки контактов желательно выбрать параметры схемы таким образом, чтобы через контакты протекал ток не менее нескольких миллиампер. Выбор подходящего материалы для контактов (например, золото), а также специальная конструкция позволяют избежать этой проблемы «сухого переключения», ключ будет хорошо работать даже при нулевом токе.

9.05. Управление цифровой логикой от компараторов и операционных усилителей.

Компараторы и операционные усилители, наряду с аналого-цифровыми преобразователями (АЦП), являются обычными устройствами ввода, с помощью которых аналоговые сигналы могут управлять цифровыми схемами. На рис. 9.11 показано несколько примеров.

Рис. 9.11. Управление логикой от компараторов и операционных усилителей.

В первой схеме компаратор управляет ТТЛ непосредственно. Большинство компараторов содержат выходной npn-транзистор с открытым коллектором и заземленным эмиттером, поэтому остается только добавить нагрузочный резистор, подключенный к +5 В. Аналогичную схему можно использовать и для КМОП, подключая резистор к +U_CC. Использование двуполярного источника для питания компаратора совсем не обязательно; многие из них предназначены для работы с одним источником (U_ заземлено), а некоторые будут работать даже с одним источником питания 5 В (например, элементы 311, 339, 393 или 372/4).

На второй схеме показан способ управления КМОП-логикой от операционного усилителя с использованием только последовательно включенного токоограничивающего резистора. Диоды защиты входов элементов КМОП образуют эффективные фиксаторы уровней U_CC и земли, благодаря чему входной ток не превышает 10 мА. В третьей схеме операционный усилитель переводит npn-транзистор в насыщение, обеспечивая возможность управления нагрузкой ТТЛ; диод служит для предотвращения пробоя перехода база-эмиттер в обратном направлении (~6 В). В этой схеме R₁ и D₁ можно исключить, заменяя одновременно npn-транзистор на n-канальный МОП-транзистор. Последнюю схему мы особенно не рекомендуем, но она вполне работоспособна. Фиксирующий диод на входе ТТЛ-элемента ограничивает отрицательный перепад до величины падения на диоде ниже земли, а внешний диод ограничивает положительный перепад.

Последовательно включенный резистор предотвращает повреждение схемы, когда на входном транзисторе ТТЛ появляется напряжение обратного пробоя база-эмиттер. Величина резистора выбирается достаточно малой для того, чтобы отвести входной ток на низком уровне ТТЛ, когда на выходе операционного усилителя появится отрицательное напряжение в несколько вольт.

Тактовые входы. Гистерезис. Общее замечание относительно управления цифровой логикой от операционных усилителей. Не пытайтесь управлять тактовыми входами с помощью приведенных выше схем; длительность перехода довольно большая и, когда входной сигнал проходит через напряжение логического порога, в вашей схеме могут появиться выбросы. Если возникает необходимость управлять тактирующими входами (триггеров, сдвиговых регистров, счетчиков, одновибраторов и т. п.), лучше всего использовать компаратор с гистерезисом или поставить на входе вентиль с триггером Шмитта (или любой другой элемент такого типа). Аналогичное замечание относится и к сигналам от транзисторных аналоговых схем. Обратимся к рис. 9.12.

Рис. 9.12. Пороговый детектор с гистерезисом.

Величину резистора R₂ выбирают таким образом, чтобы гистерезис составлял 50 мВ. Параллельно резистору обратной связи включен небольшой конденсатор С₂, который обеспечивает необходимую скорость переходов и предотвращает появление многократных импульсов при пересечении порога (элемент 311 особенно склонен к этому). Для предотвращения выбросов на входе опорного напряжения важную роль играет конденсатор развязки C₁. Во многих случаях опорное напряжение равно нулю и тогда C₁ можно не ставить.

9.06. Некоторые замечания, касающиеся логических входов.

При разработке ТТЛ-элементов имеется тенденция использовать низкий уровень в качестве активного входного сигнала (как и для их аналогов НС и АС). Например, от низкого уровня срабатывают входы УСТАНОВКА и СБРОС триггеров. Поэтому цепи внешних цифровых входных сигналов почти всегда содержат нагрузочный резистор и, будучи активными, находятся в состоянии низкого уровня (отвод тока); это удобно, поскольку механические ключи и т. п. могут работать с возвратом на землю. Кроме этого, возрастает помехоустойчивость, так как цепь с напряжением около +5 В имеет помехоустойчивость 3 В, а цепь с напряжением около 0 В помехоустойчивость 0,8 В. Эта присущая ТТЛ слабость (низкая помехоустойчивость на низком уровне) станет очевидной, если вы представите себе, что кристалл может интерпретировать отрицательный выброс 0,5 В на своей земляной шине как входной сигнал высокого уровня. Такие выбросы не являются чем-то необычным; их могут порождать короткие импульсы тока в индуктивности шины земли. Дальнейшее обсуждение этого животрепещущего вопроса отложим до разд. 9.11.

Помехоустойчивость КМОП-логики одинакова в любом состоянии, поэтому при управлении от приборов, имеющих открытое состояние, в качестве входных цепей вы можете использовать резисторы, подключенные к питанию или к земле. Чаще используются резисторы, подключенные к земле, хотя подключение к питанию можно увидеть в схемах, в которых управляющий элемент аналогичен ключу с возвратом на землю.

Открытый ТТЛ-вход — это «едва ВЫСОКИЙ». Он располагается на логическом пороге (1,3 В), но, поскольку ток отсутствует, он не открывает входной транзистор. Вам, возможно, довелось видеть «схемы», в которых вход, который должен быть подключен к высокому ТТЛ-уровню, остается незадействованным. Никогда не делайте этого! Это столь же не разумно, сколь и опасно: незадействованный вход имеет нулевую помехоустойчивость, поэтому емкостная связь с любым близлежащим сигналом может привести к коротким всплескам к нижнему уровню на входе. В результате на выходе комбинационных элементов (вентилей) появляются выбросы, что само по себе уже плохо, но в случае триггеров или регистров будет просто недопустимо, поскольку незадействованный вход СБРОС может сработать в непредсказуемые моменты времени. Выбросы, нарушающие работу, иногда невозможно увидеть на осциллографе, они могут иметь характер одиночных импульсов длительностью около 20 не. В большинстве случаев вам, возможно, и удастся «выйти сухим из воды», особенно при небольшой емкости между незадействованным выводом и соседними выводами, тем не менее это не выход из положения; если вы попытаетесь найти причину неработоспособности с помощью логического анализатора или тестовой клипсы, у вас получится новая схема, поскольку дополнительные емкости тестового оборудования почти наверняка приведут к импульсным переходам к нижнему уровню на незадействованных выводах. Кроме того, зачем создавать заведомо ненадежную схему, если вы знаете, как с помощью простых соединений сделать ее надежной? (Конец тирады.).

Неиспользуемые входы. Неиспользуемые входы, которые влияют на логическое состояние ИС (например, вход триггера СБРОС), должны быть подключены соответствующим образом к высокому или низкому уровням. Входы, не оказывающие влияния (например, входы неиспользуемых функциональных частей в том же корпусе), в ТТЛ можно оставить неподключенными, но не в КМОП. Открытые входы незадействованного КМОП-вентиля могут, например, сместиться к логическому порогу, выходы при этом займут положение на половине напряжения питания, т. е. оба выходных МОП-транзистора будут открыты, потребляя значительный ток класса А. Это приведет к чрезмерному потреблению тока и может даже вызвать отказ элементов с большим числом выходных каскадов. Лучше заземлить все входы неиспользуемых функциональных частей в каждом КМОП-кристалле.

В ТТЛ можно не обращать внимания на неиспользуемые функциональные части кристалла, как и на несущественные входы используемых схем. Например, можно оставить неподключенными входы параллельной загрузки счетчика, если вы никогда не активизируете линию ЗАГРУЗКА.

9.07. Компараторы.

Мы вкратце уже упоминали о компараторах в разд. 4.23 для того, чтобы проиллюстрировать применение положительной обратной связи (триггер Шмитта) и показать, что специализированные ИС компараторов обладают существенно лучшими характеристиками, чем универсальные операционные усилители, используемые в качестве компараторов. Эти преимущества (малые задержки, высокая скорость нарастания выходного напряжения и сравнительно высокая устойчивость к большим перегрузкам) достигаются ценой полезных для операционных усилителей свойств (в частности, ценой точного управления фазовым сдвигом по частоте). Компараторы не имеют частотной компенсации (разд. 4.33) и не могут использоваться в качестве линейных усилителей.

Компараторы играют важную роль при сопряжении аналоговых (линейных) входных сигналов с миром цифровой техники. В данном разделе мы подробно рассмотрим компараторы, уделяя основное внимание их выходным характеристикам, некритичности в отношении к напряжению источника питания и способам подачи сигналов и защиты входов.

Напряжение питания и выходы. Большинство компараторов имеют выход с открытым коллектором, предназначенный для запуска логических входов (разумеется, с резистором подвески на шину питания) и сильноточных/высоковольтных нагрузок. Элемент 311, например, может управлять нагрузкой, подключенной к источнику питания до 40 В и потребляющей ток до 50 мА, а элемент 306 может работать с еще большим током. Эти компараторы имеют вывод земли в дополнение к выводам отрицательного и положительного питания, поэтому напряжение на нагрузке достигает уровня земли независимо от напряжения питания. Компараторы повышенного быстродействия (521, 527, 529, 360, 361, Am686, СМР-05, LT1016 и VC7695/7) в большинстве случаев имеют выходные каскады с активной нагрузкой. Они предназначены для управления 5-вольтовой цифровой логикой и обычно имеют 4 вывода питания — U₊, U_, U_KK (+5) и земля.

Следует обратить внимание на то, что для работы большинства компараторов необходимо использовать источники и положительного и отрицательного напряжения даже в том случае, если на входе никогда не появляется отрицательный сигнал. Примерами могут служить элементы 306, 710 и 711, а также компараторы с активной подгрузкой, перечисленные выше. Необходимость иметь источник отрицательного напряжения для обеспечения работы компаратора в аппаратуре, использующей только положительное напряжение, доставляет определенные неудобства. В связи с этим полезно знать характеристики компараторов, которые могут питаться лишь от положительного напряжения (например, 311, 319, 339, 393, 365, САЗ290, НАЧ905, СМР-01, СМР-02, LT1016, AD790 и TLC372/4). Действительно, они могут работать с одним источником питания 5 В; это существенное достоинство для цифровых систем. При работе от одного источника +5 В компараторы 339, 393, 365, САЗ290, НАЧ905, LT1017/18, AD790 и TLC372/4 имеют входной диапазон в режиме синфазного сигнала, достигающий уровня земли. Они созданы специально для работы с одним источником питания и за исключением элементов 4905 и 790 имеют всего два вывода питания (U₊ и земля); при работе от расщепленного питания выход будет опускаться до U_. Кроме того, некоторые из них обладают довольно необычным свойством — они способны работать от одного источника питания с напряжением лишь +2 В. Говоря об источниках питания, следует упомянуть, что некоторые компараторы спроектированы для работы при малом токе питания в общем случае, менее 0,5 мА; примерами могут служить компараторы LP311, LP339, TLC373/4, TLC339/393, TLC3702/4, СМР-04, LT1017/8, МС14574 и LP365. Последние два элемента представляют собой счетверенные компараторы с программируемым рабочим током. Малая мощность достигается ценой низкого быстродействия с временем реакции порядка нескольких микросекунд. Для полного знакомства с маломощной электроникой обратитесь к гл. 14; в табл. 14.8 перечислены маломощные компараторы.

Входы. Входные цепи компараторов требуют некоторых мер предосторожности общего характера. Везде, где это возможно, следует использовать гистерезис (разд. 4.24), в противном случае возможны ошибочные переключения. Для того чтобы понять причины, вообразите себе компаратор без гистерезиса, в котором дифференциальное входное напряжение проходит через уровень 0 В, медленно изменяясь будучи аналоговым колебанием. Разница на входах всего в 2 мВ приведет к изменению состояния выхода с временем переключения менее 50 нс. Неожиданно в вашей схеме возникают быстрые логические перепады амплитудой 3000 мВ, сопровождаемые импульсами тока в цепях питания и т. п. Можно просто чудом избежать наложения этих быстрых колебаний на входной сигнал, ведь достаточно всего нескольких милливольт для того, чтобы разность на входе превысила 2 мВ и возникли многократные переходы и колебания. Именно по этой причине для создания хорошо работающей чувствительной схемы с компаратором необходим соответствующий гистерезис (с небольшим конденсатором параллельно резистору обратной связи) в сочетании с тщательно продуманной трассировкой и развязками по питанию. Старайтесь вообще избегать управления входами компаратора высокоимпедансными сигналами; используйте выход операционного усилителя. Если быстродействие не требуется, старайтесь также избегать применения быстродействующих компараторов, которые обостряют все эти проблемы. Некоторые компараторы доставляют в этом отношении больше беспокойств, чем другие; мы столкнулись с массой трудностей, применяя превосходный во всех других отношениях компаратор 311.

Еще одно предостережение относительно входов. Некоторые компараторы обладают весьма ограниченным диапазоном напряжений на дифференциальных входах, некоторые типы всего 5 В (например, СМР-05, 685-7 и VT969/7). В этих случаях для защиты входов возможно понадобятся фиксирующие диоды, поскольку избыточное напряжение на дифференциальных входах приведет к уменьшению h_21э и вызовет постоянные ошибки смещения входа, а в ряде случаев выход из строя перехода база-эмиттер входного каскада. Универсальные компараторы в этом отношении лучше; типовое значение диапазона напряжений на дифференциальных входах составляет ± 30 В (например, 311, 393, LT1011 и т. п.).

Одной из важных особенностей входов компараторов является входной ток смещения и его зависимость от дифференциального входного напряжения. Во входных каскадах большинства компараторов используются биполярные транзисторы с входными токами смещения от десятков наноампер до десятков микроампер. Входной каскад представляет собой дифференциальный усилитель с большим усилением, поэтому при переходе компаратора через порог ток смещения изменяется. Кроме того, внутренние схемы защиты могут вызвать еще большие изменения тока смещения в нескольких вольтах от порога. На рис. 9.13 показана типовая зависимость тока смещения (для СМР-02).

Рис. 9.13. Зависимость входного тока смещения от дифференциального входного напряжения для компаратора СМР-0,2. (С разрешения фирмы Precision Monoliths, Inc.) U_и = ±15 В; Т_окр = 25 °C.

Небольшая ступенька тока при 0 В (дифференциальное напряжение) представляет собой в действительности плавный переход примерно при 100 мВ; это соответствует изменению напряжения, которое необходимо для полного переключения входного дифференциального усилительного каскада из одного состояния в другое. Для тех применений, где необходимо обеспечить работу при крайне низком входном токе, используются компараторы с полевыми транзисторами на входе.

Примерами могут служить сдвоенные компараторы с полевыми МОП-транзисторами на входе САЗ290, TLC372, TLC3702 и TLC393, а также LF311 с полевым транзистором с p-n-переходом, вариант известного компаратора 311. Последний имеет максимальный входной ток 50 пА (311–250 нА) при почти полном сохранении напряжения смещения и быстродействия. Там, где необходимы характеристики какого-то конкретного компаратора, но при более низком входном токе, на входе целесообразно добавить повторитель с согласованной парой полевых транзисторов.

И последнее замечание относительно входных характеристик: температурные градиенты на кристалле, обусловленные рассеиванием мощности на выходных каскадах, могут ухудшить указанное в спецификации напряжение смещения входов. В частности, в связи с тем что тепло, генерируемое на выходном каскаде и зависящее от состояния, может привести к переключению входа, для входных сигналов вблизи 0 В (дифференциальное напряжение) возможен эффект «урчания двигателя» (медленные колебания на выходном каскаде).

Общее быстродействие. Обычно полагают, что компаратор представляет собой идеальную переключательную схему, в которой любые сколь угодно малые изменения полярности дифференциального входного напряжения приводят к мгновенному изменению на выходе. В действительности же для малых входных сигналов компаратор ведет себя как усилитель, а его переключательные характеристики зависят от усилительных свойств на высоких частотах. В результате незначительные перегрузки по входу (т. е. при сигналах, больших, чем это необходимо для насыщения на постоянном токе) приводят к увеличению времени распространения и, как правило, к затягиванию фронта и спада на выходе. В технических данных на компараторы обычно имеется графа «время отклика для различных перегрузок по входу». Некоторые значения этого параметра для компаратора 311 приведены на рис. 9.14.

Рис. 9.14. Время отклика компаратора LM311 при различных выходных перегрузках. (С разрешения фирмы National Semiconductor Corp.) U_и = ±15 В; Т_окр = 25 °C.

Обратите внимание на снижение параметра в конфигурации, когда выходной транзистор используется как повторитель, т. е. без усиления. Увеличение входного напряжения ускоряет процессы, поскольку снижение коэффициента усиления на высоких частотах компенсируется большим сигналом. Кроме того, увеличение внутренних токов усилителя позволяет ускорить заряд внутренних емкостей.

В табл. 9.3 приведены характеристики большинства современных компараторов.

9.08. Управление внешней цифровой нагрузкой от КМОП- и ТТЛ-элементов.

Управление с помощью ТТЛ- и КМОП-элементов устройствами релейного типа, такими, как лампы (светодиоды, СИД), реле, устройства отображения и даже нагрузки с переменным током, не доставит вам особых трудностей. На рис. 9.15 представлены некоторые способы управления.

Рис. 9.15. Управление нагрузками от логических уровней.

На схеме а показан стандартный способ управления СИД-индикатором от 5-вольтовой логики. ТТЛ-элементы лучше работают на отводе тока, чем на отдаче, поэтому СИД подключается к +5 В; для КМОП-элементов СИД можно подключать либо к U₊, либо к земле. СИД ведет себя как диод с прямым падением напряжения от 1,5 до 2,5 В при типовых рабочих токах от 5 до 20 мА; используя некоторые самые современные высокоэффективные СИД, вы получите хорошую светоотдачу всего при нескольких миллиамперах (фирма Stanley выпускает ослепительно яркие приборы). Вместо дискретных СИД и резистора можно использовать СИД с интегральным токоограничивающим резистором (или регулятором тока), которые выпускаются многими фирмами; посмотрите каталоги фирм Dialight, General Instrument, Siemens и Hewlett-Packard.

На схеме б показано, как управлять 5-вольтовым слаботочным реле с помощью логических элементов, отводя ток по типу схемы а; диод шунтирует индуктивные выбросы. Реле, показанное на схеме, выполнено в стандартном корпусе DIP с сопротивлением обмотки 500 Ом (потребляемый ток составляет 10 мА, что соответствует возможностям большинства элементов 5-вольтовой логики). Схемы в, г и д предназначены для управления высоковольтной нагрузкой. На схеме в вентиль 74LS26 с открытым коллектором, работающий от источника 15 В, управляется 12-вольтовым реле, а на схеме г «сдвоенный периферийный формирователь» 75451 управляет некой неопределенной нагрузкой в диапазоне напряжений до 30 В и токов до 300 мА. Выпускаются также аналогичные приборы с открытым коллектором, предназначенные для работы с напряжением 80 В и даже с большими, чем в предыдущем случае, токами; познакомьтесь с серией DS3600, выпускаемой фирмой National, и с серией мощных формирователей фирмы Sprague (UCN/UDN/ULN), включающей превосходные октальные формирователи в корпусе DIP. В схеме д мы использовали низкопороговый n-канальный мощный полевой транзистор; благодаря высокому входному импедансу транзистора такой способ управления особенно удобен. При управлении ТТЛ-уровнями для обеспечения нормальных условий работы лучше использовать резисторную подвеску к питанию, поскольку минимальный гарантированный в ТТЛ-элементах высокий уровень (2,4 В) является слишком низким.

Рассмотренные выше способы могут оказаться неприемлимыми для элементов НС, LS или 74С из-за ограничений по выходу (отводящий ток составляет соответственно 5,8 и 3,5 мА). Для управления большими СИД можно воспользоваться элементами типа 74AS1004 (сшестеренный инвертор с током отвода или отдачи 48 мА). При управлении сильноточной нагрузкой от логических элементов следует позаботиться о массивной земляной шине для подвода земли к кристаллу, поскольку ток нагрузки возвращается на землю источника питания через кристалл. В некоторых случаях целесообразно использовать отдельный путь возврата земли.

На схеме е показано применение npn-транзистора для переключения сильноточной нагрузки с помощью 5-вольтовой логики. Для коммутации больших токов используйте второй транзистор, как показано на схеме ж. На схемах з, и представлен способ управления нагрузками, подключенными к отрицательному полюсу источника питания. Высокий выходной уровень открывает pnp-транзистор и напряжение насыщения на коллекторе становится выше потенциала земли на величину падения напряжения на диоде. Ток эмиттера, а, следовательно, и максимальный ток коллектора (нагрузки), в схеме з определяется резистором (или положительным предельным током вентиля). В улучшенной схеме и в качестве буфера используется npn-повторитель; диод, включенный последовательно с выходом, удерживает нагрузку от перепадов выше земли. В обоих случаях максимальный ток нагрузки равен току эмиттера pnp-транзистора. Аналогичные схемы выпускаются в интегральном исполнении; они имеют КМОП/ТТЛ-совместимые входы и высоковольтные выходы с нагрузочной способностью по току до нескольких сотен миллиампер. Попробуйте применить элементы DS3687 (300 мА, — 56 В) фирмы National и распространенную серию UDN фирмы Sprague. В том случае когда вы используете слаботочную логику 4000В/74С с выходным током едва достигающим миллиампера, следует предусмотреть специальный мощный формирователь, даже для светодиода. На схеме к показан надежный сшестеренный буфер, управляющий светодиодом. Этот элемент может работать с отводом тока от 5 до 50 мА при напряжении питания от 5 до 15 В соответственно (нагрузочная способность выхода увеличивается с увеличением напряжения питания). В схемах л, м используются еще более мощные формирователи — 40107, содержащий мощный n-канальный МОП-транзистор на выходе с открытым стоком (отводящий ток составляет от 16 до 50 мА при напряжении питания от 5 до 15 В, соответственно), и DS3632 с мощным npn-формирователем по схеме Дарлингтона, рассчитанным на ток 300 мА. Можно, разумеется, всегда использовать и дискретные внешние транзисторы, как в схемах ж, и, но их применение ограничено базовым током менее миллиампера. Дискретный n-канальный МОП-транзистор в схеме д особенно хорошо работает со «слабенькими» КМОП-элементами.

Для управления удаленной нагрузкой или нагрузкой с независимой системой заземления лучше всего использовать оптрон. Этот прибор содержит светодиод (на стороне формирователя), который освещает фотоприемник (на стороне нагрузки). Оптроны выпускаются на различные скорости с различными конфигурациями входов/выходов (логический вход или просто светодиод; логический выход, выход с насыщенным транзистором (или схема Дарлингтона), выход с МОП-транзистором или выход с тиристором или симистором; см. рис. 9.26).

Типичным примером является распространенный элемент 4N36, показанный на рис. 9.15, н; этот элемент содержит простой светодиод на входе, npn-транзистор на выходе и может работать при напряжении 2500 В с временем переключения 4 мкс. Минимальный коэффициент передачи по току составляет 1.0, поэтому остается только пропустить через светодиод ток, равный максимальному выходному току. Существует ряд оптронов, которые используют логические уровни на входе и на выходе. Примером может служить оптрон 74OL6000 фирмы General Instrument; уровни на входе и выходе соответствуют уровням LS, время распространения составляет 60 нс (15 МГц), напряжение изоляции — 2500 В. В больших количествах его можно приобрести за 3 долл.

Наиболее простым способом управления нагрузкой переменного тока является способ, основанный, как показано на схеме о, на применении твердотельного реле. Реле этого типа представляет собой симистор с оптической связью с логическим входом и нагрузочной способностью по току от 1 до 40 А при коммутации нагрузки с переменным напряжением 115 В. Слаботочные реле в большом разнообразии выпускаются в корпусах типа DIP (например, серия «интегральных ключей» фирмы International Rectifier), в то время как более мощные реле выпускаются в виде прямоугольных блоков со сторонами, равными примерно 2 дюймам, предназначенных для установки на шасси. С другой стороны, нагрузки переменного тока можно коммутировать с помощью обычного реле, управляемого логическим элементом. При этом, однако, обязательно изучите технические данные, поскольку большинство реле, управляемых логикой, не способны коммутировать большие нагрузки переменного тока и вам понадобится логическое реле для того, чтобы управлять вторым более мощным реле. Почти во всех реле используется коммутация по типу «перехода через нуль» (или «нулевого напряжения»), которая в действительности является комбинацией включения по нулевому напряжению и выключения по нулевому току; это весьма полезная особенность, она предотвращает попадание выбросов и помех в шину питания. Много «мусора» на силовую шину переменного тока попадает от симисторных контроллеров, в которых коммутация осуществляется не в моменты перехода через нуль; таковы, например, регуляторы света с фазовым управлением для осветительных ламп, термостатов и двигателей. В качестве альтернативы оптической связи, использованной в схеме о, иногда можно встретить импульсный трансформатор для подвода импульсов запуска к симистору или тиристору.

Для управления 7-сегментными цифровыми индикаторами проще всего использовать элементы, объединяющие дешифратор и формирователи. Разнообразие их поразительно, — с формирователями для СИД и для жидкокристаллических индикаторов, с возможностями отвода и отдачи тока и т. п. Типичными примерами являются элементы «регистр/дешифратор/формирователи» типа 74НСЧ511 (СИД с общим катодом) и 74НСЧ543 для жидкокристаллических индикаторов. Более подробно об этом будет изложено в разделе по оптоэлектронике (разд. 9.10).

9.09. Сопряжение n-МОП БИС.

Большинство схем большой и очень большой степени интеграции (БИС, СБИС) изготавливаются сейчас с использованием КМОП-технологии; они обладают такой же привлекательной способностью к сопряжению, как 5-вольтовые логические КМОП-вентили, и многими другими возможностями кристаллов средней степени интеграции (СИС), рассмотренными выше. Однако долгое время кристаллы БИС и СБИС изготавливались только на n-канальных МОП-транзисторах в режиме обогащения для того, чтобы упростить технологический процесс и получить более высокую плотность. Такая n-МОП-логика получила широкое распространение, поэтому важно знать, каким образом можно осуществить сопряжение n-МОП-логики и КМОП/ТТЛ и как обеспечить связь входов/выходов n-МОП-логики с внешними дискретными схемами. Большинство кристаллов n-МОП БИС совместимы с ТТЛ, тем не менее здесь есть несколько тонких моментов, которые следует рассмотреть.

Выходы n-МОП-элементов. На рис. 9.16 показана входная цепь интегральной схемы на n-канальных МОП-транзисторах, предназначенная для работы с ТТЛ. T₁ — инвертор, а Т₂ — истоковый повторитель с малыми геометрическими размерами, задающий необходимый ток от шины питания (резистор занял бы слишком много места, поэтому в качестве стоковой нагрузки всегда используется МОП-транзистор); часто используется и другой символ для изображения Т₂. В современных схемах кремниевых вентилей пороговое напряжение входного транзистора находится в диапазоне от 1 до 1,5 В, поэтому вход можно непосредственно подключать к ТТЛ или КМОП-логике. В некоторых старых схемах порог может оказаться в диапазоне от 2 до 3 В, в этих случаях для управления от ТТЛ лучше использовать резистор 1-10 КОм, подключенный к шине питания; для КМОП обычно этого не требуется.

Рис. 9.16.Входная схема n-МОП-логики в режиме обогащения.

Выходы n-МОП-элементов. Выходная ступень 5-вольтовой n-МОП-логики показана на рис. 9.17.

Рис. 9.17. Выходная схема n-МОП-логики.

T₁ представляет собой ключ, а Т₂ — истоковый повторитель. Для того чтобы установить на выходе нижний уровень на затвор транзистора T₁ подается напряжение +5 В; напряжение на выходе при этом будет ниже 0,5 В даже при отводе тока в несколько миллиампер.

Ситуация в состоянии высокого выходного уровня несколько ухудшается: при минимальном высоком выходном ТТЛ-уровне +2,4 В напряжение затвор-исток составляет всего 2,6 В, что приводит к сравнительно высокому значению сопротивления R_вкл; для более высоких выходных напряжений ситуация быстро ухудшается.

Кривые на рис. 9.18 иллюстрируют это положение.

Рис. 9.18. Типовые выходные характеристики по току n-МОП-элементов. 1 — ток отдачи; 2 — ток отвода; 3 — точка запуска схемы Дарлингтона.

В результате нагрузочная способность n-МОП-выхода составляет всего 0,2 мА (отдача тока) при напряжении на выходе +2,4 В. Это вполне допустимо для управления ТТЛ-входами, но выходит за пределы допустимого для 5-вольтовой КМОП-логики (используйте резистор, подключенный к шине питания, или вставьте вентиль НСТ или ACT); подобная неприятная ситуация изображена на рис. 9.19.

Рис. 9.19.

Для работы СИД с уровнями токов мультиплексируемого устройства отображения (25–50 мА во включенном состоянии) выход n-МОП-элемента должен отдавать ток около 1 мА при +4,1 В. Но это невозможно, поскольку напряжение U_ЗИ должно при этом быть всего 0,9 В, а может быть, даже ниже порогового напряжения полевого транзистора. Вспомните еще, что все схемы 5-вольтовой логики должны функционировать при отклонении напряжения питания ±10 %, т. е. при напряжении +4,5 В. Для управления светодиодами (или другими сильноточными приборами) от n-МОП-элементов желательно использовать схемы, показанные на рис. 9.20.

Рис. 9.20. Управление нагрузками с выходов n-МОП-элементов.

В первой схеме низкий выход n-МОП-элемента отбирает ток 2 мА, переводя pnp-транзистор в состояние полной проводимости. На второй схеме npn-транзистор схемы Дарлингтона переключается в открытое состояние малым выходным током n-МОП-элемента, находящегося в состоянии высокого уровня. В этой схеме ВЫСОКИЙ выход фиксируется на уровне падения напряжения на двух диодах выше земли, что может показаться не совсем «дружелюбным» обстоятельством, но оказывается, что выходы n-МОП-элементов проектируются с таким расчетом, чтобы их можно было таким образом закорачивать на землю; причем достаточно малые выходные токи получают возможность управлять базой транзистора с заземленным эмиттером в схеме Дарлингтона без нарушения работоспособности. Типовой n-МОП-выход может отдавать 2 Μ А при +1,5 В в базу схемы Дарлингтона, при этом способность выхода отводить ток для таких схем, как «сшестеренная» матрица Дарлингтона, составит 250 мА при 1 В. В серию ULN фирмы Sprague входят несколько сшестеренных и октальных матриц Дарлингтона в корпусах типа DIP.

9.10. Оптоэлектроника.

В двух предыдущих главах мы использовали светодиоды и цифровые индикаторные приборы на светодиодах в различных примерах схем по мере необходимости. Светодиоды относятся к обширной области оптоэлектроники, которая включает в себя и устройства отображения на основе других технологий, а именно, жидких кристаллов, люминесцентных и газоразрядных приборов. Эта область включает также оптические электронные устройства, которые используются не только как индикаторы и дисплеи; к ним относятся оптроны, твердотельные реле, датчики положения («прерыватели»), диодные лазеры, матричные детекторы («приборы с зарядовой связью», ПЗС), электронно-оптические преобразователи и большое разнообразие компонентов, используемых в волоконной оптике.

Хотя мы будем и дальше использовать в качестве примеров различные «волшебные» приборы по мере их необходимости, нам представляется уместным обратиться к области оптоэлектроники, поскольку с ней связаны некоторые обсуждаемые здесь проблемы сопряжения логики.

Индикаторы. Электронные приборы выглядят более привлекательно и проще в применении, если на них есть разноцветные лампочки. В этой области светодиоды полностью вытеснили все предыдущие технологии. Вы можете приобрести красные, желтые и зеленые индикаторы, причем в различных корпусах, наиболее удобными из которых являются лампы для монтажа на панели и различные типы индикаторов для монтажа на печатной плате. Каталоги представляют поразительное их разнообразие по размерам, цвету, светоотдачи и углу излучения. Последняя характеристика требует некоторого пояснения: в так называемые «заливные» светодиоды вводится специальное рассеивающее вещество, поэтому их свечение в широком диапазоне угла зрения одинаково; во многих случаях это хорошо, но за это вы расплачиваетесь яркостью.

С электрической точки зрения светодиод представляет собой обычный диод с прямым падением напряжения около 2 В (при изготовлении светодиодов используют фосфид арсенида галлия, обладающий более широкой запрещенной зоной и, следовательно, большим падением напряжения в прямом направлении, чем кремний). Типичные «заливные» светодиоды панельного типа дают хорошее свечение при прямом токе 10 мА; в углубленной части прибора можно обойтись обычно 2÷5 мА, особенно если используются светодиоды с малым углом излучения.

На рис. 9.21 показаны способы управления индикаторами на светодиодах.

Рис. 9.21. Управление светодиодными индикаторами.

Большинство схем очевидно, однако заметьте, что, поскольку биполярные ТТЛ-элементы имеют небольшой ток отдачи, схему приходится строить так, чтобы низкий логический уровень включал светодиод; для сравнения отметим, что КМОП-семейства симметричны относительно нагрузочной способности по току. n-МОП-схемы, как и биполярные ТТЛ-схемы, обладают слабой отдачей тока, к тому же их способность к отводу тока весьма ограничена, поэтому следует использовать буфер (например, вентиль НСТ) или дискретный полевой транзистор. Учтите также, что некоторые индикаторы на светодиодах выпускаются с внутренними токоограничивающими резисторами (или даже с внутренней схемой фиксации тока); в этих случаях внешний резистор можно не ставить.

Можно использовать небольшие матрицы индикаторов, наборы из 2, 4 или 10 светодиодов в ряд, предназначенные для монтажа на печатной плате. Последние используются чаще всего для вывода данных в виде линейных гистограмм. Они выпускаются как для вертикального монтажа, так и для монтажа под прямым углом. Можно также использовать индикаторы для монтажа на панели, в которых объединены красные и зеленые светодиоды в одном корпусе. Панель при этом становится выразительнее, — плохие и хорошие условия отображаются разными цветами. Мы используем индикаторы на светодиодах, выпускаемые такими фирмами, как Dailight, General Instrument, HP, Panasonic, Siemens и Stanley. Последняя специализируется на лампах необычайно высокой эффективности; вы можете узнать эти приборы на выставках по электроники по изумленным взглядам посетителей.

Дисплеи. Дисплеем называют оптоэлектронный прибор, который может отобразить цифру (цифровой дисплей), 16-ричную цифру, т. е. 0–9 и A-F (16-ричный дисплей) или любую букву или цифру (буквенно-цифровой дисплей). В настоящее время доминирующими технологиями производства дисплеев являются светодиоды и жидкие кристаллы. Жидкокристаллические дисплеи (ЖКД) — это новейшая технология, которая обладает существенными преимуществами для батарейного оборудования, поскольку имеет очень низкую мощность рассеивания, для оборудования, находящегося на открытом воздухе или в условиях высокой внешней освещенности, для создания дисплеев с заказными формами и символами и дисплеев с большим числом цифр и букв. С другой стороны, светодиоды несколько проще в применении, особенно, если вам нужно всего несколько цифр или букв. Кроме того, они выпускаются трех цветов и хорошо выглядят в условиях пониженной освещенности, где их показания легче считываются, чем показания ЖКД.

В области дисплеев на большое число символов, скажем, на одну или две строки текста, с ЖКД конкурируют газоразрядные (плазменные) дисплейные панели, особенно в том случае, когда требуется ясность и контрастность. Вместе с тем плазменные дисплеи потребляют большую мощность, поэтому для батарейного оборудования лучше использовать ЖКД.

Дисплеи на светодиодах. На рис. 9.22 показаны разновидности дисплеев на светодиодах.

Рис. 9.22.

Простейшим является 7-сегментный дисплей; он может отображать цифры 0–9 и шесть букв расширения (A-F), хотя последние отображаются несколько неуклюже (AbcdEF). Вы можете приобрести односимвольные 7-сегментные дисплеи самых разных размеров и дисплеи в виде «палочек» по 2, 3, 4 или 8 символов (обычно они предназначены для мультиплексирования — символы отображаются по одному быстро следуя друг за другом). Односимвольные дисплеи имеют выводы для 7 сегментов и общего электрода; таким образом, возможны две разновидности дисплеев — с общим катодом и с общим анодом. В дисплеях на несколько символов выводится общий электрод каждого символа, но соответствующие сегменты объединяются; это, как раз то, что нужно для мультиплексирования.

16-сегментные дисплеи и матричные дисплеи на 5x7 точек выпускаются в двух вариантах: «тупые» дисплеи, в которых выведены сегменты и общий электрод (также как и в 7-сегментных дисплеях) и «умные» дисплеи, которые принимают на себя всю тяжелую работу по дешифрации и формированию. Не будем больше заниматься обобщениями, рассмотрим лучше несколько примеров (рис. 9.23).

Рис. 9.23. Управление дисплеем на 7-сегментном светодиодном индикаторе, а — одноцифровой; б — мультиплексированный.

На первой схеме показан способ управления дисплеем на одном 7-сегментном светодиодном индикаторе с общим катодом. Элемент `НСЧ511 — это элемент «регистр/дешифратор/формирователь с преобразованием двоично-десятичного кода в 7-сегментный»; он способен отдавать ток около 15 мА при активном выходе +4,5 В. Последовательные резисторы гарантируют, что ток сегментов будет ограничен указанной величиной при прямом падении напряжения на диодах 2 В. Можно использовать матрицу из одинаковых резисторов в удобном корпусе с однорядным расположением выводов.

Если вы используете принцип мультиплексирования, т. е. высвечиваете только одну цифру за одно обращение, вам понадобится всего один кристалл дешифратора/формирователя, даже при отображении нескольких цифр. На рис. 9.23, б показан принцип мультиплексирования; используется БИС 4-разрядного (десятичных разрядов) счетчика с встроенными 7-сегментными мультиплексируемыми формирователями. Элемент 74С925 предоставляет свои сегментные формирователи (активный высокий уровень с большой нагрузочной способностью) по очереди в распоряжение каждой цифре, одновременно устанавливая активный высокий уровень на соответствующем цифровом выходе A-D. Остальная часть схемы не требует пояснений, за исключением, быть может, той неприятности, что цифровые выходы прижимаются к уровню выше земли, соответствующему падению напряжения на диоде. К счастью, 74С925 допускает подобное включение, поскольку цифровые выходы имеют буферную и токоограничивающую цепь.

На рис. 9.24, а показано, как управлять одним 16-ричным дисплеем, выполненным в виде точечной матрицы 5x7.

Рис. 9.24. Интегральные дисплеи, а — односимвольный, точечная матрица; б — 4-символьный, 16-сегментный, адресуемый.

Элемент HP 5082–7340 является примером «умного» дисплея с встроенными регистром, дешифратором и формирователем. Все, что вам надо сделать, — это выставить 4-разрядные данные, подождать не менее 50 нс и затем активизировать регистр высоким уровнем. На рис. 9.24, б показан один из «интеллектуальных» (умнее «умного»?) дисплеев фирмы Siemens — 4-символьный набор на 16-сегментных дисплеях. Этот дисплей предназначен для того, чтобы работать с микропроцессором по типу памяти; мы еще вернемся к этому в следующих двух главах. Короче говоря, вы выставляете любой 7-разрядный символ и его позицию (2-разрядный адрес), затем подаете WR' (запись) на время, гарантирующее активизацию кристалла. Данные запоминаются внутри элемента, затем осуществляется соответствующее изменение позиции для отображения очередного символа. На рис. 9.25 показан набор отображаемых символов.

Рис. 9.25. Коды 16-сегментного дисплея DL-3416 фирмы Siemens.

_{(С разрешения фирмы Siemens Components, Inc.)}

Если вы хотите использовать «тупой» дисплей (возможно, то, что вам надо, недоступно интеллектуальному дисплею), но вы уже избалованы простотой интеллектуальных дисплеев, можно просто применить кристалл типа 8-разрядного элемента ICM7218/28 фирмы Intersil, который выглядит со стороны микропроцессора как память и который управляет «тупым» светодиодным дисплейным набором от соответствующих сегментных и цифровых формирователей. Другой способ состоит в том, чтобы дать возможность микропроцессору делать всю «умную» работу, используя разряды своих «параллельных портов» для управления соответствующими линиями. Это станет для вас более понятным, после того как вы усвоите две главы о микропроцессорах (гл. 1, 2).

Жидкокристаллические и газоразрядные дисплеи. Многое из того, что мы уже рассказали о дисплеях на светодиодах, применимо и к ЖКД. Однако существует несколько важных отличий. Вот одно из них: для управления ЖКД необходимо использовать переменное напряжение, иначе их жидкие нити разрушаются. Поэтому формирователи ЖКД обычно генерируют прямоугольные сигналы, синхронизированные с сигналом подложки ЖКД. Примером может служить `НСЧ543, жидкокристаллический родственник светодиодного элемента `НСЧ511 типа «регистр/дешифратор/формирователь».

Другое отличие состоит в том, что вам не часто приходится видеть односимвольные дисплеи на жидких кристаллах. Они выпускаются в виде больших панелей, которые отображают одну или две строки текста. К счастью, производители достаточно ясно представляют себе, как можно получить довольно сложные вещи, поэтому они поставляют совершенные дисплеи, которые более, чем интеллектуальны — просто на уровне гения. В общем вы обращаетесь к этим дисплеям через микропроцессор и они превращаются в своего рода блок памяти (как и в случае дисплея на рис. 9.24). Отображаться будет все, что бы вы ни записали. Некоторые еще более фантастические дисплеи пошли даже дальше, они способны хранить несколько сообщений и осуществлять связь через последовательные порты. Загляните в EMM, чтобы узнать производителей (см. библиографию).

Газоразрядные дисплеи выделяются своими красивыми красно-оранжевыми символами; вы можете их увидеть на некоторых дорогостоящих портативных компьютерах. Для работы газоразрядных дисплеев необходимы высоковольтные формирователи и производители обычно предусматривают средства формирования. Вы можете приобрести одно- и многоцифровые дисплеи, а также большие многосимвольные панели с памятью и удобным интерфейсом. Примером последнего может служить многостроковый дисплей фирмы Cherry, снабженный памятью с аварийным батарейным питанием, которая может хранить 512 сообщений, осуществлять расслоение данных, поступающих в реальном масштабе времени, и позволяет производить редактирование содержимого. Возможно, вы называете такие устройства не дисплеями, а компьютерами, которым положено иметь дисплей!

Оптроны и реле. Излучатель на светодиоде, размещенный в непосредственной близости от фотодетектора, образует очень полезный предмет, известный как оптопара или оптрон. В двух словах, оптроны позволяют обеспечить обмен цифровыми сигналами (а иногда и аналоговыми) между схемами с раздельной землей. Такая «гальваническая развязка» является хорошим способом избежать земляных контуров в оборудовании, которое управляет удаленной нагрузкой. Это особенно важно в схемах, которые взаимодействуют с силовыми фидерами переменного тока. Например, вам понадобилось включать и выключать нагреватель по цифровому сигналу, вырабатываемому микропроцессором; в этом случае вы, наверное, будете использовать «твердотельное» реле, состоящее из светодиода, подключенного к сильноточному симистору. Некоторые импульсные источники питания, управляемые переменным током, (например, источник питания, используемый в IBM РС-АТ), используют в изолированном контуре обратной связи оптрон (см. разд. 6.19). Точно также проектировщики высоковольтных источников питания используют иногда оптроны для того, чтобы передать сигнал в схему с высоким напряжением.

Вы можете воспользоваться достоинствами оптронов даже в менее экзотических ситуациях. Например, оптический полевой транзистор позволит вам переключить аналоговый сигнал без всякой инъекции заряда; то же самое справедливо для схем квантования с запоминанием и интеграторов. Использование оптронов позволит избежать треволнений при управлении контурами с индустриальными токами, приводами молотов и т. п. Наконец, гальваническая развязка оптронами пригодится в прецизионных и низкоуровневых схемах. Трудно, например, воспользоваться всеми достоинствами 16-разрядного АЦП, поскольку цифровые выходные сигналы (и помехи на цифровой земле, к которой вы подключаете выход преобразователя) возвращаются на «передний край» аналоговой части. Вы можете освободить себя от всех забот, связанных с помехами, применив оптическую развязку в цифровой части.

Оптроны обычно обеспечивают изоляцию в 2500 В (среднеквадратичное), сопротивление изоляции 10¹² Ом и емкостную связь между входом и выходом менее пикофарады.

Прежде чем обратиться к реальным оптронам, бросим беглый взгляд на фотодиоды и фототранзисторы. Видимый свет вызывает ионизацию в кремнии и образование пар зарядов в открытой базовой области; эффект от этого точно такой же, как от внешнего базового тока. Существуют два способа использования фототранзистора:

1. В качестве фотодиода, подключенного только к базовому и коллекторному выводам; в этом случае фототок будет составлять несколько процентов от тока светодиода. Фотодиод генерирует фототок независимо от того, прикладываете вы напряжение смещения или нет; следовательно, вы можете подключать его прямо к суммирующему переходу операционного усилителя (виртуальная закоротка) или обеспечить обратное смещение (рис. 9.26 а, б).

Рис. 9.26. а, б.

2. Если вы используете ток фотодиода как базовый ток, то получите обычное усиление тока с результирующим током I_КЭ, который, как правило в 100 раз больше базового; в этом случае, необходимо сместить транзистор, как показано на рис. 9.26, в. За увеличенный ток приходится платить более медленным откликом, что обусловлено открытой базовой цепью. Для повышения быстродействия можно добавить резистор с базы на эмиттер; однако это дает пороговый эффект, поскольку фототранзистор не переходит в состояние проводимости до тех пор, пока ток фотодиода не достигнет величины, достаточной для получения напряжения U_БЭ на внешнем базовом резисторе.

В цифровых схемах порог может оказаться полезным, но в аналоговых приводит к нежелательной нелинейности. На рис. 9.26, г-у показаны типичные примеры применения различных оптронов, с которыми вам, возможно, доводилось встречаться. Самые первые (и самые простейшие) представлены элементом 4N35, пара светодиод — фототранзистор с коэффициентом передачи по току 40 % (мин) и большим временем выключения 5 мкс при нагрузке 100 Ом. На рисунке показан способ его использования: вентиль и резистор образуют формирователь с ограничением по току 8 мА, а относительно большой коллекторный резистор гарантирует переключение выхода в пределах логических уровней с насыщением.

Рис. 9.26. в-у. Оптроны.

Заметьте, что применен инвертор с триггером Шмитта; здесь это хорошая мысль в связи с большим временем переключения. Вы можете приобрести пары светодиод-фототранзистор с коэффициентом передачи по току порядка 100 % и выше (например, МСТ2201 с коэффициентом 100 % (мин)), а также пары светодиод — фототранзисторы Дарлингтона; они даже медленнее фототранзисторов! Для повышения быстродействия производители иногда разделяют фотодиод и транзистор, как в элементах 6N136 и 6N139, оптотранзистор и оптосхема Дарлингтона.

Эти оптроны, конечно, хороши, но иногда раздражают необходимостью использовать дискретные компоненты и на входе и на выходе. Более того, вход нагружает обычные логические вентили до их максимальной нагрузочной способности, а выход с пассивной нагрузкой «страдает» медленным переключением и слабой помехоустойчивостью. Для того чтобы избавиться от этих недостатков кремниевые кудесники предлагают нам «логические» оптроны. Элемент 6N137 на рис. 9.26, и занимает промежуточное положение — диодный вход и логический выход; здесь все еще нужен большой входной ток (по техническим данным 6,3 мА мин. для того, чтобы гарантировать переключение выхода), но вы получаете чистый логический перепад (хотя и с открытым коллектором) и скорость 10 Мбит/с. Заметьте, что на внутренние выходные схемы необходимо подавать питание +5 В. Более новые элементы серии 740L6000 фирмы General Instrument (рис. 9.26, к) предлагают то, что вам действительно требуется: входы и выходы с логическими уровнями, каскадный выход или открытый коллектор по выбору и скорость 15 Мбит/с. Поскольку на входе и на выходе имеются логические схемы, обе стороны кристалла требуют подачи напряжения для питания логики.

На рис. 9.26 показаны еще несколько вариантов схем в продолжение темы светодиод — фототранзистор. Элемент IL252 содержит пару встречно-включенных светодиодов, поэтому им можно управлять переменным током. Для получения защищенности по напряжению 10 кВ (ср. квадр.) в IL11 используется длинный изоляционный зазор (и соответствующий корпус); для остальных оптронов эта величина составляет 2,5 кВ. Элемент Н11СЧ — это оптотиристор, удобный для переключения высоких напряжений и больших токов. В МСРЗ023 однонаправленный тиристор заменен на симистор, т. е. на двунаправленный тиристор; с его помощью можно непосредственно управлять нагрузкой переменного тока (рис. 9.15, о). При управлении нагрузками переменного тока включение нагрузки лучше всего производить в момент пересечения волной переменного тока нуля для избежания попадания выбросов в силовые линии. Это легко осуществить с помощью оптосимисторов, содержащих схему «переключения по нулевому напряжению» (которая блокирует запуск симистора до следующего пересечения нуля); как раз такую схему использует небольшой элемент МСРЗ043, как и приведенные на рисунке «твердотельные реле» на более сильные токи. Элемент DP6110 фирмы IR выпускается в 16-выводном корпусе типа DIP, а мощные элементы D2410 и D2475 располагаются в мощных модулях с размерами 1,75x25x1 дюйма, предназначенных для монтажа с отводом тепла. Остальные оптроны, представленные на рис. 9.26, можно использовать для линейных сигналов. Полевые оптотранзисторы серии H11F можно использовать как изолированный переменный резистор или как изолированный аналоговый ключ. Здесь нет проблем, связанных с совместимостью уровней напряжения, тиристорным защелкиванием или внесением зарядов. Вы можете использовать один из таких элементов в квантователях с запоминанием и интеграторах. Похожими приборами являются элементы «BOSFET» серии PVR, но они содержат в качестве выходного элемента пару соединенных последовательно мощных полевых МОП-транзистора. Такие элементы предназначены прежде всего для непосредственного переключения нагрузок переменного тока по принципу оптосимисторов. Элемент Н11V1 — это линейный видеоизолятор с полосой частот 10 МГц, а элемент ISO — 100 фирмы Burr-Brown-«умный» аналоговый изоляционный элемент, в котором светодиод имеет связь с двумя согласованными фотодиодами; один из них используется в цепи обратной связи для линеаризации отклика второго фотодиода.

Прерыватели. Пару «светодиод-фототранзистор» можно использовать в качестве датчика близости или движения. «Оптический прерыватель» состоит из светодиода, связанного по щели в 1/8 дюйма с фототранзистором. Он может обнаруживать присутствие светонепроницаемой полоски или вращения щелевого диска. Другой вариант — светодиод и фотодетектор, направленные в одну сторону; такой элемент обнаруживает присутствие в непосредственной близости отражающего объекта. Взгляните на рис. 9.27.

Рис. 9.27. а — оптический прерыватель; б — датчик отражающего объекта.

Оптические прерыватели используются в дисководах и принтерах для обнаружения края подвижного узла. Можно приобрести «кодер вращения», который генерирует квадратурную импульсную последовательность (два выхода с фазовым сдвигом 90°) при вращении вала. Он прекрасно заменяет резистивные панельные органы управления (потенциометры). Смотри разд. 11.09.

При разработке любых практических схем, в которых вы собираетесь использовать оптические прерыватели или датчики с отражением, обратите внимание на датчики на эффекте Холла как на альтернативный вариант; это твердотельные датчики на магнитном поле, предназначенные для определения степени близости объекта. Обычно датчики такого типа используются в автомобильных системах зажигания вместо наконечников механических прерывателей.

Излучатели и детекторы. Мы уже упоминали светодиоды в связи с дисплеями и оптронами. Последнее достижение в области оптоэлектроники — это доступные недорогие твердотельные диодные лазеры, — источники когерентного света в отличии от диффузионных светодиодов. Один из них вы можете увидеть, если откроете верхнюю крышку портативного проигрывателя компакт-дисков. Диодные лазеры стоят около 20 долл. и продаются фирмами, производящими бытовую электронную аппаратуру (Matsushita, Mitsubishi, Sharp и Sony). Типичный диодный лазер генерирует 10 мВт световой мощности на 800 нм (невидимый в ближней инфракрасной области спектра) при токе 80 мА и прямом падении напряжения на диоде 2 В. Выходной поток излучается непосредственно из крошечного отверстия на кристалле с углом расхождения 10°-20°; его можно коллимировать с помощью линзы и получить параллельный пучок или очень маленькое фокусное пятно. Светодиодные лазеры широко используются в оптоволоконной связи.

Еще одной технологией производства излучателей является линейная светодиодная матрица высокой плотности; 300 излучателей на дюйм и даже больше; такие матрицы используются в светодиодных принтерах. При успешном развитии полупроводниковой технологии такие принтеры заменят лазерные, поскольку они проще, надежнее и обладают крайне высокой разрешающей способностью.

В области детекторов существуют несколько альтернатив простым фотодиодам и фототранзисторам, которые мы обсуждали выше, особенно когда требуется скорость или чувствительность. В разд. 15.02 мы рассмотрим PIN-диоды, приборы с зарядовой связью и усилители.

Цифровые сигналы и длинные линии.

При передаче цифровых сигналов по кабелям или между отдельными приборами возникают специфические проблемы. Важную роль начинают играть такие эффекты, как емкостная нагрузка на быстрые сигналы, синфазные перекрестные помехи, а также эффекты «длинных линий» (отражение от несогласованной нагрузки, см. разд. 13.09). Чтобы обеспечить надежную передачу, в большинстве случаев необходимо использовать специальные средства и соответствующие интерфейсные ИС. Некоторые из этих проблем могут возникнуть даже на отдельной печатной плате, поэтому необходимо кое-что знать о способах передачи цифровых сигналов. Начнем с проблем передачи в пределах одной платы. Затем рассмотрим проблемы, возникающие при передаче сигналов между платами, по шинам данных, и наконец, при передаче сигналов между приборами по скрученным парам и коаксиальным кабелям.

9.11. Внутриплатные соединения.

Ток переходного процесса выходного каскада. Двухтактная выходная схема в ТТЛ и КМОП ИС состоит из пары транзисторов, включенных между U₊ и землей. Когда состояние на выходе изменяется, существует короткий интервал времени, в котором оба транзистора находятся в открытом состоянии; на этом интервале от U₊ к земле проходит импульс тока, создавая короткий отрицательный выброс на шине U₊ и короткий положительный выброс на земляной шине. Эта ситуация показана на рис. 9.28.

Рис. 9.28. Помехи на шине земли.

Предположим, что ИС₁ меняет свое состояние; в этом случае от шины +5 В к земле протекает большой кратковременный ток по указанным путям (для схем 74Fхх или 14АС(Т)хх ток может достигать 100 мА). Этот ток в комбинации с индуктивностью проводников земли и U₊ приводит к появлению, как показано на рисунке, коротких выбросов напряжения относительно опорной точки. Несмотря на то, что выбросы могут иметь длительность всего 5÷20 нс, они доставляют массу неприятностей. Предположим, например, что ИС₂, «простодушный свидетель», находящийся вблизи «кристалла-нарушителя», находится в состоянии низкого уровня и управляет схемой ИС₃, расположенной несколько дальше. Положительный выброс на земляной шине ИС₂ появляется и на ее выходе и, если этот выброс достаточно велик, ИС₃ воспримет его как короткий выброс высокого уровня. Таким образом, на ИС₃, расположенной на некотором расстоянии от «возмутителя спокойствия» ИС₁, появится полноценный логический импульс, готовый помешать работе «добропорядочной» схемы. Много усилий не требуется для того, чтобы запустить или сбросить триггер, и такие выбросы тока по земляной шине блестящее умеют делать подобную работу.

Лучшей профилактикой против таких явлений является: а) использование большого числа земляных шин по всей плате вплоть до применения «земляных поверхностей» (одна сторона двухсторонней печатной платы целиком отводится под землю) и б) обильное использование конденсаторов развязки по всей схеме. Чем мощнее шины земли, тем меньше выбросы, индуцированные током (меньше индуктивность и сопротивление). Роль конденсаторов развязки, включенных между U₊ и землей и разбросанных по всей плате, заключается в том, чтобы передать импульсы тока по кратчайшим путям с небольшой индуктивностью и существенно уменьшить выбросы по напряжению (конденсатор работает как локальный источник напряжения, поскольку напряжение на нем существенно не изменяется во время коротких выбросов тока).

Лучше всего установить возле каждой ИС конденсатор емкостью от 0,05 до 0,1 мкФ, хотя может оказаться достаточным и один конденсатор на две-три ИС. Кроме того, для запаса энергии полезно расставить по всей плате танталовые конденсаторы большой емкости (достаточно 20 мкФ, 20 В). Между прочим, конденсаторы развязки между шинами питания и землей рекомендуется ставить в любых схемах, будь то цифровые или линейные. Они помогают превратить шины питания в низкоимпедансные источники напряжения на высоких частотах и предотвращают сигнальную связь между схемами через источник питания. Шины питания без развязок могут привести к непредусмотренному поведению схемы, колебаниям и вообще к головной боли.

Выбросы, обусловленные емкостными нагрузками. Несмотря на развязки по питанию, ваши проблемы еще не закончились. Взгляните на рис. 9.29.

Рис. 9.29. Помехи на шине земли из-за емкостной нагрузки.

Цифровой выход обнаруживает паразитную емкость монтажа и входную емкость ИС, которой он управляет (обычно, 5-10 пФ) как часть общей нагрузки. Для того чтобы осуществить быстрый переход от состояния к состоянию, он должен отобрать от этой нагрузки или подать в нее большой ток в соответствии с I = C(dV/dt). Рассмотрим, например, схему 74АСхх (5-вольтовый выходной перепад за 3 нс), которая управляет общей емкостью нагрузки 25 пФ (это соответствует 3–4 логическим нагрузкам с короткими проводниками). Ток в момент логического перехода составляет 40 мА, т. е. почти на максимальной нагрузочной способности выхода управляющей ИС! Этот ток возвращается через землю (при переходе от высокого к низкому) или через шину +5 В (при переходе от низкого к высокому), индуцируя эти «шустрые» меленькие выбросы, о которых шла речь ранее (для того чтобы получить представление об их величине, примите к сведению тот факт, что индуктивность монтажа составляет примерно 5 нГн/см. На дюйме земляного провода, по которому протекает этот ток логического перехода, появится выброс U = L(dI/dt) = 0,2 В). Если ИС окажется октальным буфером с одновременными переходами на полдюжине выходов, то выбросы по земле превысят 1 В; см. рис. 8.95. Похожие выбросы по земле (хотя и поменьше) появятся вблизи управляемой ИС, где выбросы тока возвращаются на землю через входную емкость управляемого прибора. В синхронных системах с большим числом элементов, одновременно меняющих состояние, ситуация с выбросами-помехами становится настолько серьезной, что схема не в состоянии работать надежно.

Особое значение это приобретает для больших печатных плат с длинными межсоединениями и длинным земляным путем. В такой схеме могут происходить сбои, когда целая группа линий данных меняет свое состояние от верхнего уровня к низкому, вызывая появление кратковременного очень большого тока по земле. Такая информационная зависимость является характерной особенностью сбоев, обусловленных помехами, и хорошим обоснованием для прогона расширенных тестов памяти в микропроцессорных системах (в которых обычно имеется 16 линий данных и 24 адресных линии с самым разнообразным распределением информации).

Наилучший подход к проектированию состоит в том, чтобы использовать массивную разводку земли (для обеспечения низкой индуктивности), лучше всего в виде внутреннего слоя земли на многослойной плате (см. гл. 12) или по крайней мере перпендикулярных земляных проводников с обоих сторон более простой двухсторонней платы. Обильное использование конденсаторов развязки обязательно. Острота этих проблем не так велика для высоковольтных КМОП-элементов (благодаря медленным фронтам); с другой стороны, для логических семейств F, AS и АС (Т) эти проблемы достигают наивысшей остроты. Действительно, семейство АС (Т) настолько склонно к динамическим выбросам тока, что некоторые изготовители (начиная с TI) отказались от традиционного «углового» расположения выводов земли/питания в пользу «центрального» расположения с более низкой индуктивностью выводов; они пошли еще дальше, использовав для снижения индуктивности земли четыре соседних вывода. Учитывая эти проблемы, лучше не применять без нужды быстродействующее логическое семейство; вот почему мы рекомендовали использовать для общих целей логику НС, а не АС.

9.12. Межплатные соединения.

В случае логических сигналов, передаваемых между платами, возможностей для появления помех становится все больше. Возрастает емкость проводников, цепь земли становится длиннее, поскольку теперь она проходит по кабелям, разъемным соединителям, платным расширителям и т. п. Поэтому выбросы по земле, возникающие за счет токов во время логических переходов, как правило, больше и вызывают больше беспокойств. Лучше всего стараться избегать передачи между платами тактирующих сигналов с большим коэффициентом разветвления, если это возможно; а провода заземления к отдельным платам сделать достаточно мощными. Если тактирующие сигналы все же передаются между платами, то целесообразно использовать на каждой плате вентиль в качестве входного буфера. В крайнем случае может понадобится ИС линейного формирователя и приемника, но об этом несколько позже. В любом случае критические схемы лучше располагать на одной плате: у вас появляется возможность контролировать индуктивность цепи земли и свести к минимуму емкость монтажа. Проблемы, с которыми вы столкнетесь при пересылке быстрых сигналов через несколько плат, трудно даже оценить; они могут обернуться настоящим бедствием для всего проекта.

9.13. Шины данных.

Когда большое число подсхем объединяются в шину данных (более подробно об этом см. гл. 10 и 11), упомянутые проблемы становятся еще более острыми. Более того, появляются новые моменты — эффекты длинных линий, обусловленные длиной и индуктивностью самих сигнальных линий. Для самых быстрых ЭСЛ ИС (ECLIII, ECL100K с фронтом менее 1 нс) эти эффекты становятся настолько важными, что все сигнальные цепи длиной более 1 дюйма следует рассматривать как линии передачи и соответствующим образом их согласовывать.

Для шин данных любой существенной длины (1 фут и более) наилучшим подходом, по-видимому, является применение объединительной платы с «земляной плоскостью». Объединительная плата (см. гл. 12) представляет собой простую печатную плату, содержащую ряд разъемных соединителей под печатный монтаж для подключения отдельных схемных плат, составляющих всю логическую схему. Объединительные платы — это экономное решение проблемы объединения плат, а если они выполнены соответствующим образом, то и решение электрических проблем. Проводники, расположенные вблизи земли, имеют меньшую индуктивность и менее склонны к образованию емкостной связи с близлежащими сигнальными линиями, поэтому для создания простой объединительной платы все сигнальные линии следует расположить на одной стороне, а другую сторону отвести под основательную земляную плоскость (двухсторонние печатные платы имеют широкое распространение, но для сложных схем все чаще начинают применять многослойные печатные платы).

Последнее замечание на эту тему. Когда эффекты длинной линии типа «звонов» и выбросов по земле сильно вас допекут, вы, возможно, в отчаянии прибегнете к распространенному приему: подключить конденсатор прямо к вентилю, управляемому длинной линией. Мы сами делали это неоднократно, тем не менее мы не рекомендуем прибегать к этому малоизящному приему, поскольку он только усложняет проблему больших токов по земле во время логических переходов (см. разд. 9.11).

Оконечная нагрузка шин. Сигнальные линии шин большой длины принято нагружать на самом дальнем конце резисторами, подключенными к питанию или к земле. Длинные пары проводов или коаксиальные кабели обладают «характеристическим импедансом» Z₀ (об этом пойдет речь в гл. 13). Сигнал, распространяющийся по кабелю, который нагружен этим импедансом (кстати, всегда резистивный), полностью поглощается без всяких отражений. Любая другая величина нагрузки, в том числе и холостой ход, вызывает отраженные волны, амплитуда и фаза которых зависит от рассогласования импедансов. Ширина печатных проводников и расстояние между ними таковы, что характеристический импеданс линий связи на печатной плате составляет примерно 100 Ом, что почти соответствует характеристическому импедансу скрученной пары из обычного изолированного провода 24-го калибра или другого, близкого сечения.

Распространенным способом завершения ТТЛ-шины является подключение делителя напряжения между +5 В и землей. Логический высокий уровень удерживается при этом на уровне +3 В, а это означает, что при переключении нужен меньший перепад напряжения и поэтому через емкость нагрузки протекает меньший ток. Обычно выбирают комбинацию из резисторов 180 и 390 Ом, подключенных соответственно к +5 В и земле (рис. 9.32).

Другой способ, хорошо работающий и для ТТЛ и для КМОП, состоит в том, чтобы использовать нагрузку по переменному току, состоящую из последовательной цепочки резистор-конденсатор между линией данных и землей (рис. 9.30).

Величина резистора обычно выбирается близкой к характеристическому импедансу шины (типовое значение 100 Ом); величина емкости должна быть выбрана из расчета низкого емкостного сопротивления на частоте, равной обратной величине времени подъема сигнала (в общем случае достаточно 100 пкФ).

Рис. 9.30. Нагрузка по переменной составляющей.

Шинные формирователи. Бели линии шин имеют большую длину или большой коэффициент разветвления, то необходимо использовать специальные логические элементы с высокой нагрузочной способностью по току. Ниже перечислены наиболее известные элементы этого типа.

«Односторонние» означает, что входные и выходные выводы ИС расположены на противоположных сторонах корпуса. Существуют также ИС-приемо/передатчиков с соответствующей нагрузочной способностью; они могут использоваться как буферы данных в любом направлении благодаря применению на каждой линии данных параллельных пар буферов с 3-я состояниями, включенных навстречу друг другу; вход «направление» определяет, в какую сторону будут передаваться данные. Другие типы приборов приведены в табл. 8.4 и табл. 8.5.

9.14. Кабельные связи.

Передачу цифровых сигналов от одного устройства к другому нельзя осуществлять с помощью простого одиночного проводника, такое соединение подвержено влиянию взаимных помех. Цифровые сигналы обычно передаются по коаксиальным кабелям, скрученным парам, плоским кабелям (иногда с земляной поверхностью или в экране), многожильным кабелям и все чаще по оптоволоконным кабелям. Мы встретимся еще раз с коаксиальными кабелями (нежно называемыми «коаксами») в гл. 13 в связи с радиочастотной техникой; здесь же мы намерены рассмотреть некоторые способы передачи цифровых сигналов между коробками с электроникой, поскольку эти способы составляют важную часть цифрового сопряжения. В большинстве случаев существуют специализированные ИС формирователей/приемников, способные облегчить вашу работу.

Стандарт RS-232. Для сравнительно медленной передачи сигналов (несколько тысяч бит в секунду) по многожильным кабелям обычно используют известный сигнальный стандарт RS-232C (или более новый RS-232D). Стандартом определены биполярные уровни от ±5 до ±15 В (для формирователей необходимы положительное и отрицательное напряжения питания, но приемники обычно этого не требуют); приемники допускают, как правило, управление гистерезисом и временем отклика под конкретную ситуацию с помехами; применяя стандарт RS-232, вы можете использовать многожильный кабель без всякой экранировки, так как максимальная скорость изменения напряжения формирователей для минимизации перекрестных помех намерено ограничена величиной 30 В/мкс. Кроме основного ТТЛ-совместимого элемента, состоящего из 4 пар «формирователь/приемник» (148 8/1489), в настоящее время имеется несколько улучшенных ИС, включая маломощные варианты (LT1032, 1039 и МС145406, см. разд. 14.47) и варианты, работающие от одного источника +5 В (серии МАХ-232 и LT1130, LT1080). Последние содержат преобразователь напряжения для формирования необходимого отрицательного напряжения. Типовая схема показана на рис. 9.31.

Рис. 9.31. Кабельные приемники и передатчики высокой помехоустойчивости; выполнены по стандарту RS-232.

RS-232 широко используется для обеспечения связи между компьютерами и терминалами на стандартизованных скоростях передачи данных, входящих в диапазон от 110 до 38400 бит/с. Полный стандарт определяет даже распайку контактов 25-контактного субминиатюрного соединителя типа D и используется для передачи данных в коде ASCII (см. разд. 10.19).

Непосредственное управление от 5-вольтовой логики. Линиями средней длины, как и шинами данных, можно управлять непосредственно логическими уровнями; в общем случае необходимы вентили с большой нагрузочной способностью по току (см. приведенный выше перечень под заголовком «шинные формирователи»). На рис. 9.32 показано несколько способов управления. На первой схеме буфер (может иметь открытый коллектор) управляет нагруженной линией с ТТЛ-триггером Шмитта в качестве приемника для повышения помехоустойчивости. Если уровень помех высок, то можно использовать, как показано на второй схеме, замедляющую RС-цепь с подстройкой постоянной времени (и скорости передачи!) в соответствии с конкретной обстановкой. В этой схеме триггер Шмитта играет важную роль. В последней схеме мощный КМОП-буфер управляет линией с комплексной нагрузкой и КМОП-триггером Шмитта в качестве приемника.

Рис. 9.32. Оконечные цепи с формированием логических уровней.

Непосредственное управление с помощью логических уровней будет нормально работать на скрученной паре, плоском и коаксиальном кабелях средней длины (около 3 м). Из-за быстрых фронтов большое значение приобретает емкостная связь с соседними линиями. Обычное «лекарство» — это чередование с земляными линиями или спаривание сигнальных линий с земляными (скрученная пара). Проблема взаимосвязи сигналов практически лишает возможности осуществить непосредственное управление от логики с использованием многожильных кабелей. В следующем разделе мы покажем несколько интересных осциллограмм, иллюстрирующих эту проблему, и познакомим с другим эффективным «лекарством», дифференциальным логическим управлением.

Важное замечание: никогда не пытайтесь управлять длинными линиями от небуферированных тактируемых элементов (триггеров, одновибраторов, счетчиков и некоторых регистров сдвига); емкостная нагрузка и эффекты «длинных линий» могут вызвать неправильное поведение схемы. «Буферированные» элементы содержат выходные формирователи, включенные между внутренними регистрами и выходными контактами и поэтому «не видят» реальных сигналов (с плохими параметрами) на выходных линиях и не сталкиваются с этой проблемой.

Управление от высоковольтной логики. Если для передачи сигналов по кабелям вы используете непосредственное управление от логики, то вы можете повысить помехоустойчивость, увеличивая перепад сигналов. В примере, показанном на рис. 9.33, в качестве генератора 12-вольтового логического перепада для скрученной пары используется элемент 75361 «формирователь ТТЛ-МОП». Приемником является элемент 75152, который позволяет устанавливать входной порог (входное сопротивление составляет примерно 9 кОм, следовательно, резистор смещения 12 кОм установит порог на +5 В) и гистерезис (в данном случае до ±2 В). Нагрузка линии 120 Ом согласовывает характеристический импеданс скрученной пары.

Рис. 9.33. Повышение помехоустойчивости с помощью высоковольтного кабельного формирователя.

Трапецеидальное управление. Для снижения остроты проблемы емкостной связи с соседними линиями фирма National изготавливает линейные формирователи/приемники (серии DS3662, DS3890) с управляемым временем переключения формирователя в сочетании с управляемым временем отклика приемника. По существу это сводится к управлению линией, нагруженной на схему, показанную на рис. 9.32.

Дифференциальное управление; стандарт RS-422. Намного более высокую помехоустойчивость можно получить, используя дифференциальные сигналы, т. е. подавая Q и Q' на скрученную пару с дифференциальным приемником (рис. 9.34). Здесь парные ТТЛ-инверторы посылают в нагруженную скрученную пару прямой и инверсный сигналы, а дифференциальный линейный приемник 75115 воспроизводит чистые уровни ТТЛ.

Рис. 9.34. Быстродействующие дифференциальные кабельные ТТЛ-передатчики и приемники.

Мы выбрали биполярные ТТЛ-формирователи, а не КМОП, поскольку они менее склонны к разрушению от статического электричества и к тиристорному защелкиванию из-за отражений в линии. Эта схема обеспечивает высокую степень подавления синфазных помех и восстанавливает четкие логические уровни из линейных сигналов, которые могут выглядеть довольно устрашающе. Показанная на рисунке форма колебаний дает лишь общее представление о том, что можно увидеть на отдельных сигнальных линиях в сравнительной чистой системе; реальные сигналы могут быть довольно сильно искажены, хотя и будут оставаться монотонными (отсутствует обратная волна).

Примером линейного приемника с настраиваемым временем отклика является элемент 75115; другой дифференциальный приемник (75152) позволяет управлять гистерезисом. Для душевного спокойствия желательно использовать приемник с гистерезисом (и с настраиваемой постоянной времени); такие приемники как раз и призваны для того, чтобы разбираться с самыми причудливыми формами сигналов.

Формирователи с отводом тока. Элементы типа 75S110 и МСЗ453 имеют коммутируемые выходы с отводом тока, которые можно использовать как выходы для однопроводной схемы или, как показано на рис. 9.35, в дифференциальном режиме.

Рис. 9.35. Дифференциальная схема токовой связи с приемником.

Элемент 75107 является парным дифференциальным приемником, который обычно используется с согласующей нагрузкой, как показано на рисунке. Несколько формирователей могут совместно использовать одну дифференциальную линию в режиме «групповой линии», поскольку их выходы могут отключаться в 3-е состояние; в этом случае нагрузку на каждом формирователе не ставят, а переносят ее в самый дальний от приемника конец линии.

Наш опыт показывает, что дифференциальные формирователи с отводом тока позволяют достичь действительно впечатляющей скорости передачи данных. Это объясняется, по-видимому, тем, что высокоимпедансное управление с отдачей тока гарантирует возможность нагрузки кабеля на его характеристическое сопротивление для обоих состояний формирователя. В соответствии с техническими данными скорость передачи составляет более 1 Мбит/с на линии длиной 500 м и достигает 10 Мбит/с на линии длиной несколько десятков метров и менее.

Реальные осциллограммы, приведенные на рис. 9.36, показывают, насколько эффективным может оказаться дифференциальное управление с отводом тока при решении проблемы синфазных помех. На представленном примере сигнал с размахом 50 мВ «загрязнен» синфазной помехой с размахом 4 В.

Рис. 9.36. Осциллограммы, показывающие превосходную помехоустойчивость дифференциальной передачи данных (дифференциальный приемник 75108). (С разрешения фирмы Texas Instruments.) а — вход приемника (+); б — вход приемника (—); в — выход приемника.

Стандарт RS-422/423. Этот стандарт передачи данных, разработанный с целью замены распространенного стандарта RS-232, предназначен прежде всего для работы со скрученной парой или плоским кабелем. Его можно использовать как в несбалансированной схеме (RS-423, 100 кбит/с макс), так и сбалансированной схеме (RS-422, 10 Мбит/с макс). В несбалансированном режиме можно использовать биполярные сигнальные уровни (источники ±5 В) с управляемой скоростью нарастания, как и в RS-232. В сбалансированном режиме используются однополярные ТТЛ-уровни (и по одному источнику питания +5 В) без ограничения скорости нарастания. На рис 9.37 показана зависимость реальной скорости передачи данных от длины линии.

Рис. 9.37. Зависимость между скоростью передачи данных при последовательной связи и длиной кабеля.

Распространенной серией формирователей/приемников для RS-422/3 является серия 26LS30-34 фирмы AMD с расширенной вторичной поставкой от других изготовителей; более поздние элементы 75ALS192/4 и серия DS34F30/80 имеют повышенное быстродействие при меньшей мощности. Мы использовали RS-422 для плоского кабеля из скрученных пар в том случае, когда хотели объединить параллельные порты и управляющие сигналы набора из 144 микропроцессорных плат в схему типа «звезды». Мы изготовили 9 групп по 16 процессорных плат, каждая группа содержала также одну интерфейсную плату, и использовали ТТЛ-сигналы между процессорами и в интерфейсе; затем, объединив 9 интерфейсных плат, мы подключили их к внешнему компьютеру с помощью RS-422 (по дифференциальной схеме). Полная длина кабеля составила примерно 8 м с шунтированием каждой пары с обоих концов резисторами 100 Ом. Вся система чрезвычайно проста и надежно работает на нашей скорости передачи около 1 Мбит/с.

Мы предпочитаем использовать дифференциальную передачу сигналов в тех случаях, где важную роль играют надежность и хорошая помехозащищенность. За счет эффектов компенсации дифференциальный сигнал обеспечивает низкую степень связи с другими сигналами («перекрестные помехи»). Использование скрученной пары, а не плоского кабеля, даже улучшает работу. На рис. 9.38 показано несколько осциллограмм, полученных для RS-422 и для непосредственного управления от логики с использованием как плоского кабеля, так и плоской скрученной пары (последняя была в действительности вариантом, известным под названием «скрученный и плоский»; это соединение состоит из жгута скрученных пар, прерываемых на 0,05 м через каждые 0,5 м для того, чтобы сделать плоскую выводную площадку).

Рис. 9.38. Ухудшение параметров и перекрестные помехи цифровых сигналов.

_{А — прямоугольные импульсы с ТТЛ-уровнями частотой 1 МГц на 10 футах ненагруженного плоского кабеля с заземлениями через определенные интервалы, 1 В/дел.;}

_{Б — парный провод к а с низким ТТЛ-уровнем;}

_{В, г — то же, что а и б, но с нагрузкой 220/330 Ом, подключенной к +5 В;}

_{Д, е — то же, что в, г, но с использованием скрученной пары вместо плоского кабеля;}

_{Ж, з — то же, что в, г, но с использованием плоского кабеля с земляной платой;}

_{И — пара с низким уровнем для RS-422, на 100 футах плоского кабеля, смежного с парой, по которой проходят дифференциальные прямоугольные импульсы RS-422 частотой 100 кГц; 0,1 В/дел. (заметьте, что масштаб изменился);}

_{К — то же, что и, но сигналы разделены заземленной парой;}

_{Л, м — тο же, что и, к, но вместо плоского кабеля используется «скрученная и плоская» пара.}

Для RS-422 мы использовали 30-метровый кабель, по одной паре которого мы передавали сигнал с размахом 6 В частотой 100 кГц и наблюдали за перекрестными помехами на соседней паре; обе пары были нагружены. При непосредственном управлении от логики использовались формирователи 74LS244 на частоте 1 МГц с 3-метровым кабелем в двух вариантах: с нагрузкой и без нагрузки. Осциллограммы с очевидностью показывают, что RS-422 чрезвычайно надежен даже при передаче по длинному кабелю, в то время как непосредственное управление от логики весьма ограничено в своих возможностях даже на средних длинах, хотя его можно несколько улучшить, используя нагрузку и плоский кабель с общей земляной поверхностью. Вопреки ожиданиям, скрученная пара оказалась нисколько не лучше плоского кабеля при непосредственном управлении от логики.

Дифференциальные линейные приемники работают нормально до тех пор, пока принимаемые сигналы находятся в пределах допустимого диапазона синфазных напряжений, обычно в несколько вольт (для 75108 — ±3 В). При использовании длинных линий вы можете, однако, очутиться в ситуации либо высокочастотных синфазных помех, либо низкочастотных разностей напряжений между источником и линией, превышающими в обоих случаях синфазный диапазон приемника. Если эти проблемы встают слишком остро, можно использовать пару резистивных делителей на входе приемника, или использовать приемник с встроенным аттенюатором, например 26LS33, приемник для RS-422 с синфазным диапазоном ±15 В.

При передаче сигналов по действительно длинным кабелям или при передаче в условиях очень сильных помех обычно используют индуктивную связь. Применив трансформаторы, вы, разумеется, лишаетесь возможности передавать логические сигналы постоянного тока: вы вынуждены кодировать данные определенным способом, например с использованием «несущего» сигнала. Локальные сети (см. разд. 10.21) обычно используют индуктивную связь.

Кристалл TAXI фирмы AMD. Фирмой AMD разработана весьма интересная пара дифференциальных передатчиков/приемников, Ат7968/9, содержащая для облегчения применения все разновидности внутренних регистров (рис. 9.39).

Рис. 9.39. Набор кристаллов AMD TAXI для быстродействующей линий последовательной связи. (С разрешения фирмы Advanced Micro Devices), а — передатчик Am7968; б — приемник Am7969.

Вы можете, например, рассматривать ИС передатчика как 8-битовую защелку со стробированием и квитированием; схема в таком применении преобразует байты в последовательные данные, дополняет эту последовательность соответствующими битами синхронизации, передает данные в последовательную линию связи и воспроизводит байты на другом конце. По отношению к пользователю линия выглядит как простой параллельный регистр. Эти ИС содержат кабельные формирователи и приемники для 50-омного кабеля, работающие от одного источника питания +5 В; они обладают достаточно высоким быстродействием: скорость передачи данных составляет 32-100 Мбит/с (от 4 до 12,5 Мбит/с). ИС TAXI предназначены для сверхскоростных линий передачи данных общего назначения со связью по переменному или постоянному току. Реальной средой передачи может быть простое соединение через провода, скрученные пары, коаксиальные кабели, кабели с трансформаторной связью или даже волоконно-оптические линии.

Формирователи для коаксиальных кабелей. Благодаря своей геометрии коаксиальные кабели обладают очень хорошей защитой от внешних влияний. Кроме того, однородность диаметра и внутренних размеров (по сравнению со случайными отклонениями в случае жгутов и скрученных пар) позволяет достаточно точно предсказывать величину характеристического импеданса и, следовательно, обеспечить превосходные условия для передачи; именно по этой причине только они используются для передачи аналоговых радиочастотных сигналов.

Существуют несколько пар формирователей/приемников, удобных для цифровой передачи по коаксиальному кабелю; пример показан на рис. 9.40.

Рис. 9.40. Передатчик и приемник для 50-омного кабеля.

Кабель нагружен на характеристическое сопротивление, в данном случае 51 Ом. Элемент 8Т23 может непосредственно управлять 50-омной нагрузкой, а 8Т24 обладает гистерезисом фиксированной величины для обеспечения помехоустойчивости и малым временем переключения выхода. Скорость передачи в такой схеме достигает 100 кбит/с на кабеле в 1609 м и до 20 Мбит/с на более коротких линиях. Другая пара формирователей/приемников входит в интерфейсные семейства 8Txx и 75ххх. Элементы 74F3037 (счетверенный) и 74F30244 (октальный) предназначены для управления кабелями с импедансом ниже 30 Ом (например, кабелем, нагруженным с двух концов). При управлении 50-омными коаксиальными линиями непременно используйте приемники с соответствующими техническими характеристиками, поскольку уровни напряжений на нагруженном кабеле могут оказаться меньше обычных логических уровней.

Различные семейства ЭСЛ содержат несколько пар формирователей/приемников для 50-омных коаксиальных линий, например 10128/10129. Превосходным коаксиальным формирователем является ИС10194; по существу это шинный приемопередатчик, предназначенный для одновременной передачи и приема по одной линии (дуплексная связь, рис. 9.41).

Рис. 9.41. Токовый приемопередатчик ЭСЛ (дуплексный).

При использовании этого способа каждая ИС может осуществлять передачу к другому приемопередатчику и одновременно принимать от него данные в асинхронном режиме без перекрестных помех на скорости 100 МГц и выше. С помощью одного эмиттерного npn-повторителя вы можете непосредственно управлять коаксиальным кабелем определенной длины от +5-вольтовой логики (рис. 9.42). Транзистор 2N4401 — это небольшой мощный транзистор с большим коэффициентом усиления по току в схеме с общим эмиттером при большом токе (h_21Э > 100 при I_K = 150 мА). 10-омный резистор включен для защиты от короткого замыкания. По сравнению с тщательно спроектированным и дорогостоящими ИС-формирователями для 50-омных кабелей эта схема до удивления проста. Заметьте, что для нормальной работы выход с открытым эмиттером должен нагружаться на низкое сопротивление на землю, что справедливо и для некоторых интегральных кабельных формирователей.

Рис. 9.42. Простой формирователь для 50-омного кабеля.

Волоконно-оптические кабели. Новый многообещающий способ передачи сигналов основан на применении волоконно-оптических кабелей. Это кабели с превосходным пластиковым покрытием с согласующими соединителями, излучателями и детекторами. Высококачественные волоконно-оптические кабели могут осуществлять передачу в полосе частот до нескольких гигагерц на расстояния в десятки и сотни километров без потери дробных децибел на километр. По сравнению с коаксиальными кабелями, которые могут иметь разброс параметров (скорость распространения зависит от частоты, количество потерь также определяется частотой, что вызывает искажения колебаний), дисперсия волоконно-оптических кабелей незначительна. Кроме того, волоконно-оптические кабели являются изоляторами, поэтому их можно использовать для передачи сигналов между устройствами с изолированной землей, или на различных напряжениях. В отличие от обычных кабелей они не являются антеннами по отношению к радиочастотным и импульсным помехам. Они легче, безопаснее, обладают более высокой стойкостью, чем традиционные кабели, к тому же, они потенциально дешевле.

Существует несколько типов волоконно-оптических кабелей, позволяющих сделать выбор между стоимостью и производительностью (длина на ширину полосы). Самым дешевым является многомодовое волокно со ступенчатым изменением коэффициента преломления; обычно это пластиковое волокно диаметром 1 мм. Вы можете передавать по нему излучение инфракрасного светодиода (а не лазерного диода), а в качестве детектора использовать фототранзистор или р-i-n-диод.

Фирма Motorola производит недорогой набор формирователей/приемников (менее доллара за штуку); элементы этого набора прямо насаживаются на кабель в оболочке (серия MFOE71/MFOD71-73); с их помощью можно передавать данные со скоростью 5 Мбит/с по 10-метровому пластиковому кабелю, описанному выше (см. рис. 9.43).

Рис. 9.43. Недорогая оптоволоконная линия связи.

_{(на основе рис. 7 спецификации MFOD71 фирмы «Моторола»)}

Кабели более высокого качества используют стекловолокна — многомодовые со ступенчатым изменением коэффициента преломления, многомодовые с плавным изменением коэффициента преломления (лучше) или одномодовые (самые лучшие). Используя стекловолокно 200 мкм со ступенчатым изменением коэффициента преломления, можно достичь скорости 5 Мбит/с на 1 км пути со стандартными волоконно-оптическими компонентами, включающими соединители, элементы связи, делители/объединители и детекторы с встроенными усилителями. Последним достижением в области широкополосной волоконно-оптической дальней связи является 4 ГГц на 120 км пути без повторителей.

Аналого-цифровое преобразование.

9.15. Введение в аналого-цифровое преобразование.

Кроме чисто «цифрового» сопряжения (ключи, лампы и т. п.), которое обсуждалось в предыдущих разделах, часто требуется преобразовать аналоговый сигнал в число, пропорциональное амплитуде сигнала и наоборот. Это играет важную роль в тех случаях, когда компьютер или процессор регистрируют или контролируют ход эксперимента или технологического процесса, или всякий раз, когда цифровая техника используется для выполнения традиционно аналоговой работы.

Аналого-цифровое преобразование следует использовать в областях, где для обеспечения помехоустойчивой и шумозащищенной передачи аналоговая информация преобразуется в промежуточную цифровую форму (например, «цифровая звукотехника» или импульсно-кодовая модуляция). Это требуется в самых разнообразных измерительных средствах (включая обычные настольные приборы типа цифровых универсальных измерительных приборов и более экзотические приборы, такие, как усреднители переходных процессов, «ловушки для выбросов» и осциллографы с цифровой памятью), а также в устройствах генерации и обработки сигналов, таких, как цифровые синтезаторы колебаний и устройства шифрования данных.

И наконец, техника преобразования является существенной составляющей способов формирования аналоговых изображений с помощью цифровых средств, например, показаний измерительных приборов или двухкоординатных изображений, создаваемых компьютером. Даже в относительно простой электронной аппаратуре существует масса возможностей для применения аналого-цифрового и цифро-аналогового преобразования, так что знакомство с различными способами и доступными модулями, используемыми в аналого-цифровом преобразовании, весьма полезно, тем более, что в настоящее время можно приобрести АЦП и ЦАП по 5 долл. за штуку.

Наше знакомство с различными методами преобразования не будет носить характер курса по проектированию преобразователей. Мы попытаемся показать преимущества и недостатки каждого метода, поскольку в большинстве случаев задача состоит в том, чтобы купить коммерчески доступный кристалл или модуль, а не построить его с начала до конца. Понимание техники преобразования и знание особенностей методов преобразования будут руководить вами при выборе блока из сотни доступных.

Коды. Здесь вы должны вспомнить разд. 8.03, в котором описаны различные числовые коды, используемые для представления чисел со знаком. В схемах А/Ц-преобразования используют обычно смещенный двоичный и дополнительный коды, время от времени появляются также прямой код со знаком и код Грея.

Дополним ваши воспоминания:

Погрешности преобразователей. Погрешности А/Ц- и Ц/А-преобразований — весьма сложная тема, которой можно посвятить целые тома. Как выразился Берни Гордон из фирмы Analogic, если вы полагаете, что система преобразования высокой точности живет в соответствии с объявленными техническими данными, то вы, вероятно, не достаточно близко с ней познакомились. Мы не будем следовать такому прикладному сценарию с тем, чтобы поддержать высказывание Берни, но покажем 4 наиболее общих типа погрешностей преобразования. Не желая утомлять вас умными разговорами, мы просто представим графики, не требующие пояснений, для 4-х наиболее распространенных типов погрешностей: погрешности сдвига, погрешности шкалы, нелинейность и немонотонность (рис. 9.44).

Рис. 9.44. Четыре основных типа погрешностей аналого-цифрового преобразования.

_{(С разрешения фирмы National Semiconductor.)}

_{А — передаточная характеристика АЦП со сдвигом нуля на 1/2 МЗР;}

_{Б — линейная погрешность шкалы на 1 МЗР;}

_{В — +1/2 МЗР нелинейности (включая возможную погрешность 1 МЗР); 1 МЗР дифференциальной нелинейности (при сохранении монотонности);}

_{Г — немонотонность (нелинейность должна быть больше ± 1/2 МЗР).}

9.16. Цифро-аналоговые преобразователи (ЦАП).

Цель состоит в том, чтобы преобразовать количество, определенное в виде двоичного числа (или многоразрядного двоично-десятичного числа), в напряжение или ток, пропорциональное значению цифрового входа. Рассмотрим несколько распространенных способов преобразования.

Включение масштабирующих резисторов в суммирующее соединение. Как вы уже видели в разд. 4.09, подключая несколько резисторов к суммирующему входу операционного усилителя, на выходе можно получить напряжение, пропорциональное взвешенной сумме входных напряжений (рис. 9.45).

Рис. 9.45.

Напряжение на выходе этой схемы изменяется от 0 до —10 В, причем максимальный выход соответствует входному числу 64. Действительно, максимальное входное число всегда равно 2ⁿ — 1, т. е. все разряды находятся в «1». В данном случае максимальное входное число равно 63, а соответствующее выходное напряжение равно —10 x 63/64. Изменяя резистор обратной связи, можно добиться, чтобы выход изменялся от 0 до — 6,3 В (т. е. сделать так, чтобы выход в вольтах был бы численно равен —1/10 входного числа), можно добавить также инвертирующий усилитель или постоянное смещение на суммирующий вход, чтобы получить положительный выход. Изменяя значения входных резисторов, можно соответствующим образом преобразовать многоразрядный двоично-десятичный входной код, или любой другой взвешенный код. Входные напряжения должны соответствовать точным эталонам; чем меньше значение входного резистора, тем большую точность он должен иметь. Разумеется, сопротивление переключения должно быть меньше чем 1/2ⁿ величины самого маленького резистора; это важное замечание, поскольку переключение во всех реальных схемах выполняется с помощью транзисторов или ключей на МОП-транзисторах. Этот способ преобразования используется только в быстрых преобразователях низкой точности.

_{Упражнение 9.2. Спроектируйте 2-разрядный двоично-десятичный ЦАП. Используйте входы с перепадом от 0 до +1 В, выход при этом должен изменяться от 0 до 9,9 В.}

Цепная К-2К-схема. Способ масштабирующих резисторов становится неудобным, если преобразованию подвергаются много разрядов. Например, для 12-разрядного преобразователя потребуется соотношение величин резисторов 2000:1 с соответствующей точностью самого маленького резистора. Цепная R-2R-схема показанная на рис. 9.46, приводит к изящному решению этой задачи. Здесь требуются только 2 значения резисторов, по которым R-2R-схема формирует токи с двоичным масштабированием. Резисторы, конечно, должны быть точно подобраны, хотя действительные их величины не так существенны. Приведенная схема формирует выходное напряжение от 0 до —10 В с полным выходом, соответствующим числу 16 (опять же максимальное входное число равно 15 при выходном напряжении 10 x 15/16). Для двоично-десятичного преобразования используется несколько модификаций R-2R-схемы.

Рис. 9.46. Схема лестничного типа R-2R.

_{Упражнение 9.3. Покажите, что приведенная выше R-2R-схема выполняет функцию преобразования правильно.}

Источники масштабирующих токов. В схеме упомянутого выше R-2R-преобразователя операционный усилитель преобразует двоично-масштабированные токи в выходное напряжение. Во многих случаях выходное напряжение является наиболее удобным видом сигнала, но операционные усилители, как правило, составляют самую медленную часть преобразователя. Если вы используете преобразователь с токовым выходом, вы добьетесь лучших характеристик за более низкую цену. Рис. 9.47 иллюстрирует общую идею.

Токи можно сформировать с помощью матрицы транзисторных источников тока с масштабирующими эмиттерными резисторами, хотя проектировщики ИС предпочитают использовать цепную R-2R-схему из эмиттерных резисторов. В большинстве преобразователей этого типа источники тока включены все время, а их выходной ток подключается к выходному контакту или к земле под управлением цифрового входного кода. В ЦАП с токовым выходом следует принимать во внимание ограничение по размаху выхода; он может достигать всего 0,5 В, хотя типовое его значение составляет несколько вольт.

Рис. 9.47. Классическая схема ЦАП с коммутацией токов.

Формирование выходного сигнала напряжения. Существует несколько способов формирования выходного напряжения для токовых ЦАП. Некоторые из них показаны на рис. 9.48.

Рис. 9.48. Формирование напряжения по токовому выходу ЦАП.

Если емкость нагрузки невелика, а требуемый перепад напряжения достаточно большой, то прекрасно работает схема с обычным резистором, подключенным к земле. При типовом полномасштабном выходном токе 1 мА нагрузочный резистор 100 Ом обеспечивает полномасштабное выходное напряжение 100 мВ с выходным импедансом 100 Ом. Если суммарная емкость выхода ЦАП и емкость нагрузки не превышает 100 пкФ, то время установки в предыдущем примере будет равно 100 не, предполагая, что быстродействие ЦАП несколько выше. Анализируя влияние постоянной времени RС-цепочки, не забывайте, что выходное напряжение установится с точностью до 1/2 МЗР за время, составляющее несколько постоянных времени. Например, время установления выхода с точностью 1/2048 для 10-разрядного преобразователя составляет 7,6 постоянных времени RС-цепочки.

Для того чтобы сформировать большой перепад напряжения или согласовать выход с низкоомной нагрузкой или с большой нагрузочной емкостью, можно использовать показанную на рисунке схему с резистивной обратной связью (усилитель тока с выходом по напряжению). Конденсатор, шунтирующий резистор обратной связи, необходим для обеспечения устойчивости, поскольку выходная емкость ЦАП в сочетании с резистором обратной связи создает запаздывающий фазовый сдвиг; это, к сожалению, снижает быстродействие усилителя. Схема обладает одной занимательной особенностью: для поддержания высокой скорости даже недорогого ЦАП может потребоваться относительно дорогой быстродействующий (с малым временем установки) операционный усилитель. На практике последняя схема обеспечивает лучшие характеристики, поскольку не требует компенсирующего конденсатора. Старайтесь избегать погрешностей напряжения сдвига — операционный усилитель усиливает входное напряжение сдвига в 100 раз.

Коммерчески доступные модули ЦАП обладают точностью от 6 до 18 бит и временем установления от 22 не до 100 мкс (ЦАП с самой высокой точностью). Цены на ЦАП колеблются от нескольких долларов до нескольких сотен долларов. Типовым широко распространенным блоком является AD7248, 12-разрядный преобразователь с защелкой и внутренним опорным источником и с временем установления для выхода по напряжению, равным 5 мкс. Цена его составляет около 10 долл.

9.17. Интегрирующие ЦАП.

В прикладных задачах «цифровой» вход может представлять собой последовательность импульсов или колебание другого вида определенной частоты. В этом случае непосредственное преобразование в напряжение иногда оказывается более удобным, чем предварительный отсчет времени с последующим преобразованием двоичного числа по описанным выше способам. При прямом преобразовании частоты в напряжение на каждом входном цикле генерируется стандартный импульс; он может быть как импульсом напряжения, так и импульсом тока (т. е. фиксированным количеством заряда).

Импульсная последовательность усредняется RС-фильтром низких частот или интегратором, создавая выходное напряжение, пропорциональное средней входной частоте. Выход, разумеется, имеет пульсации и для того, чтобы их уменьшить до уровня точности ЦАП (т. е. до 1/2 МЗР) используют фильтр низкой частоты, который замедляет выходную реакцию преобразователя. Для того чтобы пульсации были меньше 1/2 МЗР, постоянная времени Τ простого RС-фильтра низких частот должна быть, по крайней мере, равной Т = 0,69(n + 1)Т₀, где Т₀ — период выходного сигнала n-разрядного преобразователя частоты в напряжение, соответствующий максимальной входной частоте. Другими словами, время установления выхода до 1/2 МЗР будет примерно равно t = 0,5(n + 1)²Т₀. 10-разрядный преобразователь частоты в напряжение с максимальной входной частотой 100 кГц при использовании сглаживающего RС-фильтра будет иметь время установления выходного напряжения 0,6 мс. Используя более сложный фильтр низких частот (с крутым срезом) можно добиться лучших результатов. Однако прежде чем увлекаться затейливыми схемами фильтров, вспомните, что очень часто преобразование частоты в напряжение используется, когда не требуется выход по напряжению. Ниже мы коснемся существенно инерционных нагрузок в сочетании с широтно-импульсной модуляцией.

Широтно-импульсная модуляция. В этом способе используется цифровой входной код для формирования последовательности импульсов фиксированной частоты с длительностью импульсов, пропорциональной входному числу. Легче всего это сделать с помощью счетчика, компаратора и высокочастотного генератора тактовых импульсов (см. упражнение 9.4). Как и прежде, можно использовать простейший фильтр низких частот для того, чтобы сформировать выходное напряжение, пропорциональное среднему времени пребывания в высоком состоянии, т. е. пропорциональное цифровому входному коду. Наиболее часто этот вид Ц/А-преобразования используется, когда сама нагрузка является системой с медленной реакцией; в этом случае широтно-импульсный модулятор генерирует точные порции энергии, усредняемые системой, подключенной в качестве нагрузки. Нагрузка, например, может быть емкостной (как в стабилизаторе с импульсным регулированием, см. гл. 6), термической (термостатированная ванна с нагревателем), механической (система автоматического регулирования скорости ленты) или электромагнитной (большой электромагнитный регулятор).

_{Упражнение 9.4. Постройте схему формирования импульсной последовательности 10 кГц с длительностью импульсов, пропорциональной 8-разрядному двоичному входному коду. Используйте счетчики и компараторы (с соответствующими расширителями).}

Умножитель частоты с усреднением. Схему умножителя частоты, описанную в разд. 8.28, можно использовать для создания простого ЦАП. Параллельный двоичный или двоично-десятичный входной код преобразуется в последовательность выходных импульсов со средней частотой, пропорциональной цифровому входу; для формирования выхода по постоянному току, пропорционального цифровому входному коду, можно, как и для описанного выше преобразователя частоты в напряжение, использовать простое усреднение, хотя в данном случае величина постоянной времени выхода может оказаться недопустимо большой, поскольку время усреднения на выходе умножителя частоты должно быть равно наибольшему периоду выходного сигнала умножителя. Достоинства умножителей частоты как Ц/А-преобразователей особенно проявляются, когда выход усредняется за счет сильной инерционности самой нагрузки.

По-видимому, лучше всего применять такие преобразователи при цифровом управлении температурой, где по каждому выходному импульсу частотного умножителя происходит переключение полных периодов напряжения переменного тока на нагревателе. Частотный умножитель при этом организуется таким образом, чтобы его самая низкая выходная частота была бы равна целочисленному делителю 120 Гц, а для коммутирования напряжения переменного тока (при пересечении нуля) по логическим сигналам используется твердотельное реле (или симистор).

Обратите внимание, что последние три способа преобразования основывались на усреднении во времени, в то время как методы на основе цепной резисторной схемы и источников тока по существу «мгновенны». Эта особенность присуща и различным методам аналого-цифрового преобразования. Усредняет ли преобразователь входной сигнал или преобразует отсчеты мгновенно имеет, как вы вскоре убедитесь на некоторых примерах, большое значение.

9.18. ЦАП с умножением.

Большинство из ранее рассмотренных способов можно использовать для построения ЦАП с умножением, в которых выход равен произведению входного напряжения (или тока) на входной цифровой код. В ЦАП с масштабируемыми источниками тока вы можете, например, отградуировать все внутренние источники тока с помощью входного программирующего тока. Умножающие ЦАП можно выполнить на ЦАП, которые не имеют внутреннего опорного источника, используя вход опорного напряжения для входного аналогового сигнала. Однако для этой цели пригодны не все ЦАП, поэтому следует изучить внимательно их паспортные данные. В паспортные данные на ЦАП с хорошими «множительными» свойствами (широкий диапазон входного аналогового сигнала, высокая скорость и т. п.) в верхний правый угол обычно вносится пометка «умножающий ЦАП». Примерами 12-разрядных умножающих ЦАП являются AD7541, 7548, 7845 и DAC1230, стоимость которых колеблется от 10 до 20 долл.

Умножающие ЦАП (и А/Ц-эквиваленты) открывают возможности для логометрических измерений и преобразований. Если некоторый датчик (например, резистивный датчик типа термистора) питается от эталонного напряжения, которое подается также на А/Ц- или Ц/А-преобразователь в качестве опорного напряжения, то изменения эталонного напряжения не повлияют на результаты измерений. Эта идея чрезвычайно плодотворна, поскольку позволяет проводить измерения и управление с точностью, превышающей стабильность эталонного источника напряжения или источника питания, и наоборот, смягчить требования по стабильности и точности источника питания.

Логометрический принцип в своей простейшей форме используется в классической мостовой схеме, где за счет сведения к нулю разностного сигнала между двумя выходами делителей напряжения устанавливается равенство двух отношений (см. разд. 15.02). Приборы типа 555 (см. разд. 5.14) позволяют добиться хорошей стабильности выходной частоты при значительных изменениях напряжения питания; это достигается благодаря применению логометрической схемы: напряжение на конденсаторе, формируемое с помощью RС-цепочки от источника питания, сравнивается с фиксированной долей напряжения питания (1/3 U_КК и 2/3 U_КК). Результирующая выходная частота будет зависеть только от постоянной времени RС-цепи. К этой важной теме мы еще не раз вернемся и в этой главе в связи с АЦП и в гл. 15, когда мы будем обсуждать методы научных измерений.

9.19. Выбор ЦАП.

В качестве справочного материала, необходимого для выбора ЦАП для конкретного применения, мы приводим табл. 9.4, в которой перечислены самые типичные ЦАП различной скорости и точности. Этот список ни коим образом не претендует на полноту, но он включает наиболее распространенные преобразователи и некоторые самые современные приборы, предназначенные для замены.

При поиске ЦАП для конкретного применения следует всегда помнить о некоторых наиболее важных моментах: а) точность; б) быстродействие; в) точность установки (требуется ли внешняя подстройка?); г) входная структура (память? КМОП/ТТЛ/ЭСЛ-совместимость?); д) опорный источник (внутренний, внешний?); е) выходная структура (токовый выход? размах выхода? выход по напряжению? диапазон?); ж) необходимые напряжения питания и мощность рассеивания; з) корпус (желательно с малым числом выводов «узкий DIP» шириной 0,3 дюйма); и) цена.

9.20. Аналого-цифровые преобразователи.

Можно насчитать с полдюжины основных способов А/Ц-преобразования, каждый из которых обладает своими преимуществами и ограничениями. Поскольку вы обычно применяете готовые А/Ц-модули или ИС, а не разрабатываете их сами, мы по возможности кратко опишем различные способы преобразования главным образом для того, чтобы помочь сделать квалифицированный выбор для конкретного применения. В следующем разделе этой главы мы покажем несколько типовых приложений А/Ц-преобразования. В гл. 11 рассмотрим некоторые АЦП, использующие точно такие же методы преобразования, но выходы которых просто сопрягаются с микропроцессорами.

Параллельное кодирование. В этом методе напряжение входного сигнала подается на один из входов n компараторов одновременно; другие входы компараторов подключены к n опорным источникам с равномерно распределенными напряжениями. Шифратор с приоритетом формирует цифровой выходной сигнал, соответствующий самому старшему компаратору из активизированных входным сигналом (рис. 9.49).

Рис. 9.49. Параллельно кодированный АЦП.

Параллельное кодирование (иногда называемое «мгновенным» кодированием) — это самый быстрый метод А/Ц-преобразования. Время задержки от входа до выхода равно сумме времен задержки на компараторе и шифраторе. Параллельные преобразователи, выпускаемые промышленностью, имеют от 16 до 1024 уровней квантования (с выходами от 4 до 16 разрядов). При большем числе разрядов они становятся дорогими и громоздкими. Быстродействие их колеблется от 15 до 300 млн. отсчетов в секунду. Типовым мгновенным АЦП является TDC1048 фирмы TRW, это биполярный 8-разрядный преобразователь на 20 млн. отсчетов в секунду в 28-выводном корпусе, цена которого составляет 100 долл.; фирма ЮТ выпускает преобразователь 75СЧ8, КМОП-эквивалент с улучшенными техническими данными.

Существует вариант простого параллельного шифратора, так называемый полумгновенный шифратор, в котором используется двухступенчатый процесс. В этом процессе осуществляется мгновенное преобразование входа до половинной заданной точности; внутренние ЦАП вновь преобразуют приближенное значение в аналоговую величину, а разность между ней и входной величиной подвергается мгновенному преобразованию для получения младших значащих разрядов (рис. 9.50).

Рис. 9.50. Полупараллельный АЦП.

Описанный способ лежит в основе дешевых преобразователей, которые обладают самым высоким быстродействием среди всех остальных, за исключением полностью мгновенных преобразователей. Он используется в недорогих преобразователях типа 8-разрядных ADC0820 (National) и AD7820/4/8 (Analog Devices). Целесообразно рассмотреть возможность использования мгновенных шифраторов в области преобразования колебаний в цифровую форму, даже при сравнительно низкой скорости преобразования; их быстродействие (точнее, малый апертурный интервал, в течение которого фиксируется выход компаратора) гарантирует, что входной сигнал за время преобразования существенно не изменится. Альтернативный вариант (более медленные преобразователи мы опишем ниже) обычно требует применения аналоговой схемы квантования и запоминания для того, чтобы зафиксировать входное колебание на время преобразования.

Последовательное приближение. В этом распространенном способе осуществляется опробование различных выходных кодов путем подачи их на ЦАП и сравнения результата с аналоговым входом с помощью компаратора (рис. 9.51).

Рис. 9.51. АЦП с последовательной аппроксимацией.

Обычно процесс начинается с установки всех разрядов в «0». Затем, начиная со старшего значащего разряда, каждый разряд по очереди временно устанавливается в «1». Если выходное напряжение ЦАП не превышает напряжения входного сигнала, то этот разряд остается в состоянии «1», в противном случае он возвращается в «0». Для n-разрядного АЦП потребуется n таких шагов. Происходящий процесс можно описать как процесс бинарного поиска, начинающегося с середины. А/Ц-модуль с последовательным приближением имеет вход «Начало преобразования» и выход «Конец преобразования». Цифровой выход всегда выдается в параллельной форме (все разряды сразу по n отдельным выходным линиям), а иногда и в последовательной форме (n последовательных выходных битов, начиная с СЗР, по одной выходной линии). В нашем курсе по схемотехнике студенты конструируют АЦП с последовательным приближением в полном объеме вместе с ЦАП, компаратором и управляющей логикой.

На рис. 9.52, а показано восемь импульсов синхронизации и выходные сигналы на ЦАП, следующие друг за другом по мере того как аналоговый выход, подвергаемый проверке, сходится к входному напряжению. На рис. 9.52, б показано полное 8-разрядное «дерево», — прекрасная картинка, которую вы можете получить, наблюдая за выходом ЦАП, при подаче на вход медленно меняющегося линейного напряжения по всему диапазону входного аналогового сигнала.

Рис. 9.52. Сигналы при 8-битовой последовательной аппроксимации. (С разрешения П. Эмери, Р. Ловетта и К. Рудина.) а — аналоговый выход, сходящийся к конечному значению; обратите внимание на синхроимпульсы; б — полное «дерево».

АЦП с последовательным приближением являются сравнительно точными и быстрыми и требуют всего n установок на ЦАП для обеспечения n-разрядной точности. Типичное время преобразования колеблется в диапазоне от 1 мкс до 50 мкс при точности от 8 до 12 разрядов; цена его составляет 10-400 долл. Этот тип преобразователя работает на коротких выборках из входного напряжения и если его входной сигнал меняется во время преобразования, то ошибка не превышает величину происходящего за это время изменения; однако выбросы на входном сигнале катастрофичны. Несмотря на общую вполне допустимую точность, эти преобразователи могут иметь довольно необычные нелинейности и «пропущенные коды».

Фирма National Semiconductor в своих преобразователях серии ADC0800 для исключения пропущенных кодов использует хитроумный прием: вместо многозвенного ЦАП "R-2R" используются цепочка из 2ⁿ резисторов и аналоговые ключи (рис. 9.53); эта схема генерирует проверочные аналоговые напряжения по типу мгновенного шифратора.

Существует вариант АЦП этого типа, известный как «следящий АЦП», в котором для формирования последовательных проверочных кодов используется реверсивный счетчик; он сравнительно медленный, если учитывать скачки входного сигнала, но быстрее отслеживает плавные изменения, чем преобразователь с последовательным приближением.

Рис. 9.53. ЦАП на основе резисторной лестничной цепи и дерева коммутаций: без пропуска кодов.

Преобразование напряжения в частоту. В данном методе входное аналоговое напряжение преобразуется в выходную импульсную последовательность, частота которой пропорциональна входному напряжению. Это можно осуществить простым зарядом конденсатора током, пропорциональным входному уровню, и последующим его разрядом при достижении заранее установленного порога. Для повышения точности обычно применяют обратную связь. По одному из способов выход схемы частота-напряжение сравнивается с входным аналоговым уровнем и осуществляется генерация импульсов на частоте, которая позволяет выравнять входные уровни компаратора. В более распространенных методах используется так называемый прием «выравнивания зарядов»; позже мы опишем это более подробно (в частности, метод «распределения заряда, накопленного на конденсаторе»).

Обычно частоты на выходе схемы напряжение-частота находятся в диапазоне от 10 кГц до 1 МГц (последнее значение для максимального входного напряжения). Выпускаются коммерческие преобразователи напряжения в частоту с разрешающей способностью, эквивалентной 12 разрядам (точность 0,01 %). Например, превосходный преобразователь AD650 фирмы Analog Devices (разд. 5.15) имеет типовую нелинейность 0,002 % при работе от 0 до 10 кГц. Он не дорогой и очень удобен для случаев, когда выходной сигнал должен передаваться в цифровом виде по кабелю или когда требуется выходная частота (а не цифровой код). Если скорость не играет большой роли, то путем подсчета выходной частоты за фиксированный интервал времени можно получить число в цифровом представлении, пропорциональное среднему входному уровню. Этот способ широко используется в цифровых измерительных приборах средней точности (3 цифры).

Одностадийное интегрирование. В этом способе в начале преобразования запускается внутренний генератор линейного напряжения и одновременно для подсчета импульсов стабильного генератора тактовых импульсов счетчик. Когда линейно меняющееся напряжение сравнивается с входным уровнем, компаратор останавливает счетчик; результат на счетчике будет пропорционален входному уровню, т. е. это и есть цифровой выход. Принцип работы представлен на рис. 9.54.

Рис. 9.54. Одностадийный АЦП.

В конце преобразования схема разряжает конденсатор и сбрасывает состояние счетчика; преобразователь готов к очередному циклу преобразования. Способ одностадийного интегрирования достаточно прост, но он не используется, если необходима высокая точность, поскольку в этом случае выдвигаются слишком жесткие требования к стабильности и точности конденсатора и компаратора. Метод «двухстадийного интегрирования» позволяет избавиться от этих проблем; в настоящее время его обычно применяют, если требуется высокая точность.

Одностадийное интегрирование все еще живет и благоденствует особенно, в тех областях, где не требуется абсолютная точность, а необходимо преобразование с хорошей разрешающей способностью и одинаковыми промежутками между смежными уровнями. Хорошим примером является применение для анализа амплитуд импульсов (см. разд. 15.16), где амплитуда импульса фиксируется с помощью пикового детектора и затем преобразуется в некоторый адрес. Существенную роль здесь играет равенство ширины каналов, поэтому применение преобразователя с последовательным приближением было бы в общем случае неудобно. Способ одностадийного интегрирования используется также при преобразовании временных интервалов в амплитуду.

9.21. Методы уравновешивания заряда.

Существует несколько методов, общей особенностью которых является применение конденсатора для отслеживания отношения уровня входного сигнала к эталонному. Во всех этих методах осуществляется усреднение (интегрирование) входного сигнала на фиксированном интервале времени, относящемся к одному измерению. При этом есть два важных преимущества:

1. Поскольку в этих методах и для сигнала, и для эталона используется один и тот же конденсатор, они не предъявляют высоких требований к стабильности и точности конденсатора. Требования к компаратору также не слишком жесткие. В результате для компонентов эквивалентного качества можно получить более высокую точность или такую же точность, но за более низкую цену.

2. Выходной сигнал пропорционален среднему значению входного напряжения на (фиксированном) интервале времени интегрирования. Выбирая этот интервал времени равным кратному периода сетевого напряжения, можно сделать преобразователь нечувствительным к фону переменного тока 60 Гц (и его гармоник) на входном сигнале. Результирующая чувствительность к сигналам помех как функция от частоты показана на рис. 9.55 (интервал интегрирования 0,1 с).

Рис. 9.55. Подавление помех интегрирующим АЦП.

Такое подавление сетевых помех частотой 60 Гц требует точного управления временем интегрирования, поскольку ошибка в доли процента тактовой частоты приведет к неполному устранению фона. Одной из возможностей реализации является применение кварцевого резонатора. В разд. 9.29 вы познакомитесь с изящным методом синхронизации работы интегрирующего преобразователя с частотами, кратными частоте сетевого напряжения, для обеспечения полного подавления фона. Недостатком преобразования с интегрированием по сравнению с последовательным приближением является невысокая скорость преобразования.

Двухстадийное интегрирование. Этот изящный и очень распространенный способ избавляет вас от большинства проблем, связанных с конденсатором и компаратором и присущих одностадийному интегрированию. Принцип преобразования иллюстрируется рис. 9.56.

Рис. 9.56. Цикл двухстадийного преобразования.

Сначала в течение фиксированного интервала времени происходит заряд конденсатора током, точно пропорциональным входному уровню; затем конденсатор разряжается постоянным током до тех пор, пока напряжение на нем вновь не станет равным нулю. Время разряда конденсатора будет пропорционально входному уровню, оно используется для того, чтобы привести в действие счетчик, на который подаются тактовые импульсы фиксированной частоты. Окончательное состояние счетчика будет пропорционально входному уровню; т. е. это и есть цифровой выход.

С помощью двухстадийного интегрирования можно добиться очень хорошей точности, не предъявляя слишком жестких требований к стабильности компонентов. В частности, стабильность емкости конденсатора может быть не высокой, поскольку циклы заряда и разряда происходят со скоростью, обратно пропорциональной емкости. Более того, ошибки дрейфа и смещения компаратора компенсируются благодаря тому, что каждый цикл преобразования начинается и заканчивается на одном и том же напряжении, а в некоторых случаях и с одинаковым наклоном. В самых точных преобразователях циклу преобразования предшествует цикл «автокоррекции нуля», в течение которого на вход преобразователя подается нулевой сигнал. Поскольку на этой фазе используется тот же интегратор и компаратор, вычитание выходного значения «ошибки при нуле» из результата последующего измерения позволяет компенсировать ошибки, связанные с измерениями вблизи нуля. Однако при этом не происходит коррекция ошибок по всей шкале.

Заметьте, что в двухстадийном преобразовании не предъявляются жесткие требования даже к частоте тактовых импульсов, так как фиксированный интервал времени на первой фазе измерений формируется из тех же тактовых импульсов, которые используются для счета в прямом направлении. Если частота тактовых импульсов уменьшится на 10 %, то начальный наклон будет на 10 % выше нормального, а время спада на 10 % вырастет. Так как измерение осуществляется по тактовым меткам, а их частота снизилась на 10 % по сравнению с нормальной, окончательное состояние счетчика будет тем же самым! В двухстадийном преобразователе с автокоррекцией нуля жесткие требования к стабильности предъявляются только к току разряда. Прецизионные эталонные источники тока и напряжения получить довольно просто, причем в этом типе преобразователя масштабный коэффициент устанавливается регулируемым эталонным током.

При выборе компонентов для двухстадийного преобразования ориентируйтесь на высококачественный конденсатор с минимальной остаточной поляризацией диэлектрика (эффект «памяти»; см. модель на рис. 4.42) — полипропиленовые, полиэфирные или тефлоновые конденсаторы в этом отношении лучше. Хотя эти конденсаторы и не являются поляризованными, их внешнюю фольгу следует подключить к низкоимпедансной точке (выход операционного усилителя интегратора). Для минимизации ошибок величины R и С выбирайте таким образом, чтобы использовать весь аналоговый диапазон интегратора. На высокой частоте тактовых импульсов разрешающая способность улучшается, однако при сильном увеличении частоты период тактовых импульсов может стать короче времени отклика компаратора.

При использовании прецизионного двухстадийного преобразователя (как, впрочем, и любого прецизионного преобразователя) важно исключить цифровые помехи на пути прохождения аналоговых сигналов. Преобразователи обычно снабжаются для этих целей раздельными выводами «аналоговой земли» и «цифровой земли». Во многих случаях на цифровых входах полезно поставить буферы (скажем, октальный формирователь `244 с тремя состояниями, работающий только при считывании выхода) для того, чтобы защитить преобразователь от цифровых шумов микропроцессорной шины (см. следующую главу). В крайнем случае, для того чтобы «отгородиться» от помех очень «грязной» шины, можно использовать оптроны. Постарайтесь обеспечить соответствующую развязку по питанию на ИС преобразователе. Постарайтесь не вносить помех в конечной критической точке интегрирования, где линейное изменение достигает точки переключения компаратора: некоторые преобразователи, например, допускают проверку конца преобразования путем считывания выходного слова; не пользуйтесь этим! Лучше используйте отдельную соответствующим образом изолированную линию ЗАНЯТО.

Двухстадийное интегрирование находит широкое применение в цифровых универсальных измерительных приборах, а также в преобразовательных модулях с разрешающей способностью от 10 до 18 разрядов. Там, где не требуется высокое быстродействие, этот способ обеспечивает хорошую точность и высокую стабильность при низкой стоимости и обладает превосходной помехоустойчивостью к сетевым (и другим) помехам. Используя модуль на основе двухстадийного интегрирования, вы получаете наивысшую точность при заданных затратах. При увеличении входного сигнала коды цифрового выхода возрастают строго монотонно.

Дельта-сигма-преобразователи. Существует несколько методов А/Ц-преобразования, в основе которых лежит принцип нейтрализации входного тока (среднего) сигнала с помощью переключаемого внутреннего источника тока или заряда. На рис. 9.57 показана функциональная схема дельта-сигма-преобразователя.

Рис. 9.57. Дельта-сигма АЦП с уравновешиванием заряда.

Входное напряжение поступает на интегратор, выходной сигнал которого сравнивается с любым фиксированным напряжением, например нулем. В зависимости от выходного сигнала компаратора импульсы тока фиксированной длительности (т. е. с фиксированным приростом заряда) подключаются при каждом изменении тактовых импульсов либо к суммирующему входу, либо к земле, что позволяет поддерживать нулевой средний ток на суммирующем входе. Это-принцип уравновешивания. Счетчик отслеживает число импульсов подключения к суммирующему входу в пределах некоторого заданного числа тактовых импульсов, допустим, 4096. Полученное число будет пропорционально среднему входному уровню за 4096 тактовых импульсов, т. е. это и будет выходным кодом.

В дельта-сигма-преобразователях можно использовать также импульсы тока, сформированные с помощью резистора и стабильного эталонного напряжения, поскольку суммирующая точка находится фактически на уровне потенциала земли. В этом случае необходимо, чтобы сопротивление замкнутого ключа было меньше последовательного резистора и его отклонения не вызывали дрейфа.

АЦП с коммутируемым конденсатором. С методом выравнивания заряда тесно связан метод «с распределением заряда, накопленного на конденсаторе» или А/Ц-преобразования с «коммутируемым конденсатором». В этом методе с помощью периодически повторяющегося заряда конденсатора от стабильного эталонного напряжения создается заряд определенной величины, затем происходит разряд на суммирующую точку. Как и ранее, к выходу интегратора подключен компаратор, который управляет частотой переключения конденсатора. Этот метод обладает определенными преимуществами для схем с питанием от одного источника напряжения, поскольку действующую полярность заряда, передаваемого от конденсатора к суммирующей точке, можно изменить с помощью ключей на полевых транзисторах, соединенных соответствующим образом (т. е. путем коммутации обеих обкладок конденсатора).

Примером преобразователя, основанного на этом методе, является преобразователь напряжения в частоту LM331, характерная особенность которого состоит в том, что он работает от одного источника +5 В. Мы рассказывали о его применении в качестве генератора, управляемого напряжением, в разд. 5.14.

Замечания по поводу интегрирующих АЦП. Как и в А/Ц-преобразователях на основе двухстадийного интегрирования, во всех преобразователях с уравновешиванием заряда происходит усреднение входного сигнала на фиксированных интервалах времени, поэтому их можно сделать нечувствительными к сетевым помехам на основной частоте 60 Гц и ее гармониках. Методы уравновешивания заряда характеризуются в основном точностью и низкой стоимостью (для их реализации не нужно, например, очень хорошего компаратора) и обеспечивают строго монотонный выход. Вместе с тем по сравнению с последовательным приближением они довольно медленны. Преобразователь AD1170 обеспечивает разрешающую способность 18 разрядов при времени преобразования 66 мс; стоит он около 100 долл. Для сравнения 16-разрядный преобразователь с последовательным приближением AD76 имеет время преобразования 15 мкс и стоит 120 долл. В отличие от двухстадийного интегрирования в методах дельта-сигма-преобразования и с коммутируемым конденсатором используются компараторы низкой точности, подключаемые к интеграторам, однако эти методы требуют точных схем коммутации зарядов. В то же время двухстадийные методы используют компараторы с высокой воспроизводимостью характеристик, но не предъявляют высоких требований к ключам, по крайней мере в отношении скорости и инжекции заряда.

Продолжая наше сравнение реальных приборов, отметим, что многостадийный 22-разрядный преобразователь AD1175K обладает временем преобразования 50 мс и стоит 800 долл (разд. 9.22).

Одной из интересных особенностей любого способа интегрирования (одно- и двухстадийное интегрирование и уравновешивание заряда), о которой следует помнить, является то, что интегратор может иметь вход как по току, так и по напряжению с последовательно включенным резистором. Действительно, некоторые преобразователи имеют два входных вывода, один — непосредственно подключенный к суммирующей точке для связи с устройством, представляющим собой источник тока. При использовании токового входа напряжение сдвига интегратора становится несущественным, в то время как вход по напряжению (с внутренним последовательным резистором) операционного усилителя интегратора дает ошибку, равную напряжению сдвига по входу. Поэтому токовый вход удобен для получения широкого динамического диапазона, особенно если АЦП используется вместе с устройством, имеющим какой-нибудь токовый выход, например фотоумножители и фотодиоды. Остерегайтесь таких образчиков «Попался!», как: точность АЦП может быть задана для токового входа, хотя преобразователь имеет и токовый вход и вход по напряжению; не рассчитывайте на хорошие параметры при малых сигналах, когда вы используете такой преобразователь по входу напряжения.

Следует отметить, что все методы уравновешивания заряда включают в себя точный преобразователь напряжения в частоту и могут использоваться в качестве таковых, если требуется частотный выход (рис. 9.58).

Рис. 9.58. Преобразователь напряжения в частоту с уравновешиванием заряда.

9.22. Некоторые необычные АЦП и ЦАП.

Стоит кратко упомянуть о четырех последних разработках фирмы Analog Devices, признанного лидера в области преобразовательных ИС и модулей.

Комбинированный ЦАП/АЦП AD7569. В монолитной ИС AD7569 на одном кристалле объединены 8-разрядные АЦП и ЦАП со схемой выборки и хранения, внутренним тактовым генератором и источником опорного напряжения (рис. 9.59).

Рис. 9.59. Комбинированный 8-разрядный ЦАП/АЦП AD7569.

_{(С разрешения фирмы Analog Devices.)}

АЦП с последовательным приближением осуществляет преобразование за 2 мкс, а ЦАП формирует выходное напряжение с типовым временем установки 1 мкс. Эта ИС предназначена в основном для микропроцессорных систем: преобразователи совместно используют один 8-разрядный цифровой порт с подходящими управляющими сигналами и быстрым тактированием (в отличие от большинства медленных ИС преобразователей, которые требуют дополнительных состояний «ожидания» и имеют не совсем подходящее время установки), а сам кристалл работает только от одного источника питания +5 В. Более того, не требуется внешних компонентов и подстройки; схема размещена в удобном 24-выводном корпусе типа «узкий DIP», имеет небольшое потребление (60 Вт) и подходящую цену (6 долл. в партии по 100 шт.).

22-разрядный интегрирующий АЦПАБ 1175. В этом впечатляющем модуле (рис. 9.60) используется многостадийное интегрирование с автокоррекцией нуля для того, чтобы получить точность 22 разряда (6 и 1/2 цифр) при необычной скорости преобразования (20 преобразований в секунду).

Рис. 9.60. 22-разрядный интегрирующий АЦП AD1175K.

_{(С разрешения фирмы Analog Devices.)}

Чтобы получить представление о том, что это значит, рассмотрите другой вариант — настольный (или стоечный) измерительный прибор, стоимость которого, как правило, достигает 4000 долл. и который выполняет 2 преобразования в секунду. Для сравнения: AD1175 занимает объем 10 куб. дюймов, потребляет 3 Вт и стоит 800 долл. Он содержит внутренний микропроцессор и допускает грубую установку усиления и сдвига по своей цифровой шине (которая используется и для ввода команд и для вывода преобразованных данных).

Преобразователи для видеосигналов HDG0807 и AD9502. Эти преобразователи — это как раз то, что нужно для цифровых видеосигналов (рис. 9.61 и рис. 9.62).

Рис. 9.61. ЦАП композитного видеосигнала HDG0807.

_{(С разрешения фирмы Analog Devices.)}

Рис. 9.62. АЦП композитного видеосигнала типа AD9502.

_{(С разрешения фирмы Analog Devices.)}

Преобразователь HDG0807 представляет собой 8-разрядный ЦАП с уровнями стандартных видеосигналов и с выходным импедансом 75 Ом. Более того, он даже формирует правильные «композитные синхроимпульсы», совмещаемые с аналоговым видеосигналом для образования полного выходного видеосигнала. Преобразователь полностью готов к применению, обладает высоким быстродействием (до 50 МГц) и доступен. Монолитной основой этого гибридного преобразователя является схема AD9700; работает она на частотах до 100 МГц.

АЦП для видеосигналов AD9502 выполняет обратную работу, а именно, осуществляет дискретизацию входного видеосигнала. Он выделяет из аналогового композитного сигнала синхроимпульсы, использует контур ФАПЧ для формирования синхроимпульсов элементов изображения, синхронизированных с разверткой, и затем преобразует аналоговое напряжение в 8-разрядную цифровую величину. Он может выполнять преобразование на частоте до 13 МГц, генерируя выходы в цифровом виде с экранным разрешением 512x512.

9.23. Выбор АЦП.

Как и в случае ЦАП, мы сгруппировали АЦП (табл. 9.5 и табл. 9.6) так, чтобы охватить весь диапазон технических характеристик и стоимости. Мы старались включить как наиболее распространенные блоки, так и те, которые появились недавно и выйдут победителями в следующем году.

При выборе АЦП следует учитывать ряд факторов: а) точность, б) быстродействие, в) точность установки (требуется ли подстройка, гарантируется ли монотонность), г) необходимые питающие напряжения (некоторые работают только от +5 В) и мощность рассеивания, д) небольшой корпус, е) источник опорного напряжения и генератор тактовых импульсов (внутренний или внешний? Если внешний опорный источник, то подойдет ли +5 В? Если внутренний, то доступен ли он снаружи, например для логометрических измерений? Хорошо ли это? Можно ли его нагрузить?), ж) входной импеданс и диапазон аналогового напряжения (однополярный, двухполярный или и то, и другое?), з) входная схема (дифференциальный? Внутренний мультиплексор или выборка с запоминанием? Инвертированная полярность, т. е. более отрицательный сигнал для большего выхода?), и) выходная схема (параллельный, последовательный, либо и то, и другое? Является ли параллельный выход совместимым с микропроцессором как часть отдельно активизируемых байтовых групп?) и, конечно, к) стоимость.

Полные А/Ц-подсистемы. Если вам нужны АЦП высокой точности, особенно с входным мультиплексором и выборкой с запоминанием, вы должны внимательно присмотреться к «А/Ц-подсистемам», которые предлагают ряд изготовителей. Они представляют собой обычно модули (а не ИС), выполненные в виде металлической коробки высотой 0,4 дюйма с размерами 2x4 дюйма (или 3x5); выводы модуля сопрягаются с помощью специальной колодки (или запаиваются непосредственно в печатную плату). Эти преобразователи не дешевы, но они исключительно просты в использовании. Более того, изготовители решили ряд действительно сложных проблем, которые не позволяли осуществить преобразование с высокой разрешающей способностью — наводки, изоляция цифровых и аналоговых узлов, стабильное опорное напряжение, сдвиги усилителя и т. п.

Типичным представителем этих устройств является DT-5716 фирмы Data Translation (рис. 9.63).

Рис. 9.63. Модульная АЦП-система DT5716.

Этот модуль имеет 16 несимметричных (или 8 дифференциальных) входов с аналоговым мультиплексором на входе, за которым следуют схема выборки и запоминания, усилитель с регулируемым коэффициентом усиления и 16-разрядный АЦП. Он может осуществлять преобразование на частоте 20 кГц и имеет двухбайтовую организацию выхода, которая упрощает сопряжение с микропроцессорной шиной (см. гл. 10 и 11).

Модули А/Ц-подсистем выпускаются с разрашающей способностью от 12 до 16 разрядов как с входным мультиплексором, так и без него. Вы действительно платите за высокую точность и высокое быстродействие и большинство выпускаемых модулей существенно дешевле, чем упомянутые ранее блоки. К примеру, модули серии DAS1157-9 фирмы Analog Devices представляют собой одноканальные преобразователи с разрешающей способностью от 14 до 16 разрядов и пропускной способностью, соответствующей 18 кГц; стоят они меньше 300 долл. в партии из 100 шт. Вы можете приобрести преобразовательные модули нескольких фирм, включая Analog Devices, Analogic, Data Translation и Intech.

Примеры А/Ц-преобразования.

9.24. 16-канальная А/Ц-система сбора данных.

На рис. 9.64 показана схема, предназначенная для преобразования в цифровую форму любой из 16 аналоговых входных величин с 12-разрядным кодом на выходе. С ее помощью можно организовать «передний край» в эксперименте сбора данных под управлением микропроцессора.

Рис. 9.64. 12-разрядный 16-канальный АЦП последовательного приближения (50 мкс на преобразование).

ИС HI-506 представляет собой 16-канальный аналоговый МОП-мультиплексор с цифровыми входами, совместимыми с МОП-логикой. Этот своеобразный мультиплексор имеет несколько очень приятных свойств. В частности, его ключи являются разновидностью ключей с «размыканием перед срабатыванием». Это означает, что при смене адреса на мультиплексоре различные входные каналы не замыкаются друг с другом. Более того, входные сигналы могут уходить за пределы напряжения питания и при этом не будет возникать эффект «тиристорного защелкивания» или перекрестные помехи между входами. Учтите эти соображения, когда будете подыскивать себе линейные ключи. Они иногда могут породить проблемы. Например, «размыкание перед срабатыванием» снижает время переключения, поскольку «срабатывание» необходимо задержать для того, чтобы дать возможность ключу разомкнуться.

Единственный аналоговый выход мультиплексора поступает на схему LF398 — монолитный усилитель с выборкой и запоминанием (рис. 4.41) в удобном 8-выводном корпусе DIP (цена 2 долл.). Эта ИС используется как схема «слежения и запоминания», фиксирующая аналоговое колебание только с началом преобразования. С использованием конденсатора 1000 пФ выход схемы устанавливается до 1 МЗР за 0,5 мкс и снижается менее, чем на 3 мкВ за последующие 12 мкс преобразования. AD7572-3TO превосходный маломощный 12-разрядный АЦП с внутренними источником опорного напряжения и тактовым генератором; он имеет удобные управляющие сигналы для сопряжения с микропроцессором, включая возможность мультиплексирования 12-разрядного результата на 8 линий («байтовая шина данных») за два последовательных цикла.

Устройство, управляющее этой схемой, обычно назначает адрес для мультиплексора, затем инициирует преобразование с помощью сигналов . АЦП отвечает выдачей сигнала , который фиксирует аналоговый входной сигнал. Преобразование завершается через 12 мкс и сигнал  устанавливается на высоком уровне. С этого момента доступны все 12 разрядов результата, если вы хотите использовать все 12 линий D_вых; однако если у вас 8-разрядная шина, то вы можете первыми считать 8 младших значащих разрядов, а затем подать сигнал ВЫБОР СТАРШЕГО БАЙТА для того, чтобы передать на D₀-D₃ 4 старших значащих разряда.

После инициирования преобразования устройство, управляющее преобразователем, может заняться проверкой сигнала , чтобы увидеть, когда преобразование завершится. Более простой вариант — это ждать 12 мкс («временной цикл» программы потратит требуемое время; см. гл. 11). Управляющее устройство вынуждено ждать 4 мкс после завершения преобразования перед тем, как инициировать следующее преобразование; это-«время захвата» ИС LF398, т. е. время, необходимое для того, чтобы выход вновь отследил вход с точностью до 0,1 %. В течение этого времени устройство управления может, конечно, заняться считыванием цифрового выхода. Общее время преобразования составляет, таким образом, минимум 16 мкс, что равнозначно 60000 преобразованиям в секунду. По поводу этой схемы стоит сделать несколько замечаний: (а) Для получения полной 12-разрядной точности вы должны обеспечить подстройку сдвига для компенсации трех видов ошибок: 1) U_сдв входа В/3 составляет 7 мВ (макс); 2) полевой транзистор входа В/3 вводит небольшую ступеньку напряжения в режиме ЗАПОМИНАНИЕ, обусловленную инжекцией заряда в затвор полевого транзистора (разд. 3.12), в данном случае относительно стабильную отрицательную ступеньку в 10 мВ; 3) сам АЦП имеет U_сдв, определяемое как 4 МЗР (эквивалентно 5 мВ для диапазона входного сигнала 0–5 В). Мы включили схему подстройки для LF398, используя рекомендации изготовителя, (б) Емкость конденсатора запоминания определяется путем компромисса. Небольшая емкость сокращает время захвата, но приводит к большему спаду вершины импульса и большей ступеньке от инжекции заряда. Мы выбрали емкость, которая дает незначительный спад и приводит к ступеньке в режиме ЗАПОМИНАНИЕ, эквивалентной 8 МЗР; ступенька сравнительно стабильна и ее можно компенсировать соответствующей подстройкой с помощью регулятора «Подстройка сдвига», (в) Схема приспособлена под однополярные входные сигналы (0–5 В); если необходимо принимать биполярные входные сигналы, то следует добавить схему смещения операционного усилителя, позаботясь о том, чтобы удержать ошибки в пределах менее 1 МЗР (1 часть на 4000). Для того чтобы облегчить работу, схема AD7572 выдает прецизионное опорное напряжение, тем не менее потребуется еще несколько компонентов, (г) Прекрасным дополнением к такого сорта схемам является усилитель с программируемым коэффициентом усиления, так что управляющий микропроцессор может управлять коэффициентом усиления для того, чтобы приспособиться к диапазону амплитуд входного сигнала. ИС AD526 фирмы Analog Devices представляет собой однокристальный прибор с программируемым коэффициентом усиления 1, 2, 4, 8 и 16 и точностью усиления 0,02 % (точность 12 разрядов); альтернативный вариант — ИС LF13006/7 фирмы National содержит резисторы и ключи на полевых транзисторах (но не сам усилитель) для установки коэффициента усиления от 1 до 128 (с коэффициентами 2) или от 1 до 100 (в последовательности 1-2-5); эти компоненты имеют точность коэффициента усиления 0,5 % (точность 8 разрядов).

В этой схеме, естественно, используется АЦП с последовательным приближением, поскольку при переключении от одного входа к другому важную роль играет быстродействие. Мы выбирали компоненты, стараясь минимизировать стоимость. Показанная схема будет стоить около 50 долл. по ценам на сегодня; основной вклад в стоимость вносит преобразователь — 35 долл.

9.25. 3 1/2-знаковый цифровой вольтметр.

На рис. 9.65 представлена схема, в которой использованы преимущества двухстадийного интегрирования. Почти вся схема цифрового вольтметра, за исключением внешних компонентов для интегратора и генератора тактовых импульсов, точного источника опорного напряжения и устройства отображения, выполнена на однокристальной КМОП БИС. Схема ICL7107 при работе использует цикл автоматического обнуления и даже, более того, формирует все 7-сегментные мультиплексируемые выходные сигналы для непосредственного запуска 4-цифрового дисплея на светодиодах. Используя на входе внешний аттенюатор (или эталонный источник), вы можете формировать другие полномасштабные диапазоны напряжений. Метод двухстадийного преобразования очень удобен для работы цифрового вольтметра: он обеспечивает хорошую точность (включая автокоррекцию нуля) и подавление сетевых помех в приборах с усреднением при низкой стоимости. Стоимость используемого здесь преобразователя не превышает 20 долл.

Рис. 9.65. Однокристальный «3 1/2-знаковый» цифровой вольтметр с двухстадийным интегрированием. В — высокий; Н — низкий.

9.26. Кулонометр.

Схема, показанная на рис. 9.66, представляет собой токовый интегратор с уравновешиванием заряда, или «кулонометр». Этот прибор можно использовать для измерения интегрального тока (полного заряда) за определенный интервал времени; он может найти применение в области электрохимии или для электрофореза. Начнем с нижнего левого угла, где интегрируемый ток протекает через мощный прецизионный 4-проводный резистор, образуя пропорциональное напряжение. ИМС2 является сравнительно недорогим (менее 5 долл.) прецизионным операционным усилителем с одним источником питания, с низким начальным сдвигом напряжения (80 мкВ макс.) и малым дрейфом сдвига во времени и по температуре (менее 2 мкВ на градус и 0,5 мкВ в месяц).

Рис. 9.66. Кулонометр (счетчик накопленного заряда). К.Т. — контрольная точка интегратора; Пр — предохранитель; НК — неподключенный контакт; МЗЦ — младшая значащая цифра; СЗЦ — старшая значащая цифра.

Он формирует выходной ток, программируемый измеряемым током и запускает зарядоуравновешивающий интегратор на ИМСЗ. С помощью поворотного переключателя на входе выбирается один из пяти декадных пределов чувствительности, причем на любом диапазоне полному входному сигналу соответствует ток 200 мкА в коллекторе Τ₁. Транзистор Τ₁ — это полевой МОП-транзистор (а не биполярный плоскостной транзистор), используемый для исключения ошибки управляющего тока.

Схема уравновешивания заряда является обычной дельта-сигма-схемой с полевым p-канальным транзистором Т₂, работающим в режиме обогащения, который выдает порции заряда в соответствии с состоянием триггера ИМС5а после каждого такта синхронизации. ИМС5б работает как одновибратор, увеличивая состояние двоичной пересчетной схемы ИМС7 на каждом такте, в течение которого Т₂ находится в проводящем состоянии. Эта схема не подсчитывает какое-то определенное число тактов синхронизации, а просто накапливает до тех пор, пока не остановится. 4-разрядные счетчики ИМС9 и ИМС10 отслеживают общий заряд и управляют 8-разрядным дисплеем на светодиодах.

Если измеряемый ток превышает максимальный ток выбранного диапазона, то ток Т₂ не способен уравновесить ток Т₁, даже если транзистор будет постоянно включен; при этом зафиксированное на счетчиках значение заряда будет содержать ошибку. ИМСЧа проверяет условие выхода за пределы диапазона и зажигает светодиод, если выходной сигнал интегратора превышает фиксированный уровень опорного напряжения (который выбирается с запасом по отношению к нормальным условиям работы интегратора).

Некоторые подсчеты при проектировании. При проектировании схемы типа этой следует принять несколько решений. Например, большинство элементов КМОП-логики работают от напряжения +15 В для того, чтобы упростить коммутацию транзистора Т₂. Поскольку 4-разрядные счетчики работают от напряжения +5 В, для сопряжения высокоуровневых сигналов КМОП-логики с уровнями счетчика использована схема 4049. ИМСЧ работает от одного источника питания и ее выходной сигнал изменяется от нуля до +15 В, что упрощает подключение к ИМС5а.

Для того чтобы обеспечить достаточный диапазон работы транзистора Т₁, опорное напряжение для интегратора и компаратора устанавливается с помощью стабилитрона D₂ на уровне +4,7 В; здесь подойдет самый простой стабилитрон, поскольку точность не требуется. Обратите внимание на то, что прецизионное опорное напряжение зависит от напряжения +4,7 В, использованного для масштабирования тока, коммутируемого в интеграторе. Рабочий ток источника REF-02 используется заодно и для смещения стабилитрона.

Ключ (Т₂) может оказать существенное влияние на общую точность прибора. Если он обладает слишком большой емкостью, то дополнительный заряд на его стоке приведет к погрешности. Схемное решение, использованное в предыдущем примере (коммутация на землю во время циклов отклонения тока), в данном случае не подойдет, поскольку ошибки напряжения сдвига ИМСЗ приведут к постоянной ошибке при очень малых токах. Используя однополюсный однонаправленный переключатель, показанный на схеме, можно увеличить динамический диапазон за счет некоторого снижения точности (что вызвано избыточным зарядом на стоке транзистора Т₂, который интегрируется на каждом такте). Выбранный операционный усилитель интегратора представляет собой усилитель на полевых МОП-транзисторах с малыми токами смещения и поэтому пренебрежимо малой погрешностью по току (10 пА тип.). Поскольку операционные усилители на полевых транзисторах имеют, как правило, большие напряжения сдвига, чем усилители на биполярных транзисторах, такой выбор усилителя только обострит только что рассмотренную проблему динамического диапазона при использовании однополюсного ключа на два направления.

Динамический диапазон. Важно понимать, что этот прибор спроектирован в расчете на большой динамический диапазон с точным интегрированием тока, изменяющегося в процессе эксперимента на несколько порядков по величине. Именно по этой причине большое внимание уделяется схеме «переднего края» на прецизионном операционном усилителе с цепью подстройки сдвига, обеспечивающей прецизионную регулировку (обычная схема подстройки имеет, как правило, полный диапазон в несколько милливольт, что затрудняет точную подстройку сдвига на нуле). При подстройке ИМС2 на сдвиг 10 мВ или менее динамический диапазон прибора будет превышать 10000:1.

Схемы фазовой автоподстройки частоты.

9.27. Введение.

Система фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) — это весьма важный и полезный узел, выпускаемый в виде отдельной интегральной схемы многими изготовителями. ФАПЧ содержит фазовый детектор, усилитель и генератор, управляемый напряжением (ГУН), и представляет собой сочетание в одном корпусе аналоговой и цифровой техники. Мы рассмотрим в дальнейшем применение ФАПЧ для тонального декодирования, демодуляции AM- и ЧМ-сигналов, умножения частот, частотного синтеза, импульсной синхронизации сигналов от шумящих источников (например, магнитной ленты) и восстановления «чистых» сигналов.

Существует традиционное предубеждение против ФАПЧ, связанное отчасти со сложностью реализации ФАПЧ на дискретных компонентах, а отчасти с сомнениями относительно ее надежной работы. С появлением недорогих и простых в применении устройств ФАПЧ первое препятствие для их широкого применения было преодолено. При правильном проектировании и корректном применении устройства ФАПЧ становятся такими же надежными элементами схемы, как операционные усилители или триггеры. На рис. 9.67 показана классическая схема ФАПЧ.

Рис. 9.67. Схема фазовой автоподстройки частоты.

Фазовый детектор — устройство, которое осуществляет сравнение двух входных частот, и формирует выходной сигнал, пропорциональный их фазовой разности (если, например, частоты различаются, то на выходе появится периодический сигнал на разностной частоте). Если f_вх не равна f_ГУН, то отфильтрованный и усиленный сигнал фазовой ошибки будет воздействовать на частоту ГУН, изменяя ее в направлении f_вх. При нормальных условиях ГУН быстро производит «захват» частоты f_вх, поддерживая постоянный фазовый сдвиг по отношению к входному сигналу.

Поскольку отфильтрованный выходной сигнал фазового детектора является сигналом постоянного тока, а управляющий входной сигнал ГУН — мерой входной частоты, совершенно очевидно, что ФАПЧ можно применять для ЧМ-детектирования и тонального декодирования (используемое при цифровой передаче по телефонным линиям). Выходной сигнал ГУН — это сигнал местной частоты, равной f_вх, таким образом, ГУН выдает чистый опорный сигнал, который может содержать шумы. Поскольку выходной сигнал ГУН может иметь любую форму (треугольную, синусоидальную и т. п.), это позволяет формировать, допустим, синусоидальный сигнал, синхронизированный с последовательностью входных импульсов.

В одном из часто встречающихся применений ФАПЧ между выходом ГУН и фазовым детектором включают счетчик по модулю n, обеспечивая, таким образом, умножение входной эталонной частоты f_вх. Это — идеальный метод генерации импульсов синхронизации на частотах, кратных частоте сетевого напряжения, для интегрирующих АЦП (двухстадийных и с уравновешиванием заряда) с полным подавлением помех на сетевой частоте и ее гармониках. Подобные схемы являются основными при построении частотных синтезаторов.

Компоненты ФАПЧ. Фазовый детектор. Существуют два основных типа фазовых детекторов, которые иногда называют тип 1 и тип 2. Фазовый детектор типа 1 предназначен для работы с аналоговыми сигналами или цифровыми сигналами прямоугольной формы, а детектор типа 2 — для работы по логическим переходам (фронтам). Типичным представителем детекторов типа 1 является детектор 565 (линейный), а детектор КМОП 4096 можно отнести и к тому, и к другому типу. Самым простым фазовым детектором является детектор типа 1 (цифровой), который представляет собой простой вентиль ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ (рис. 9.68).

Рис. 9.68. Фазовый детектор (тип 1), выполненный по схеме Исключающее ИЛИ.

На рисунке показана зависимость выходного напряжения от разности фаз при использовании фильтра низких частот и прямоугольного входного колебания со скважностью 50 %. Фазовый детектор типа 1 (линейный) имеет аналогичную зависимость выходного напряжения от фазовой разности, хотя его схема представляет собой «четырехквадрантный умножитель», известный также под названием «балансный смеситель». Фазовые детекторы этого типа, обладающие высокой линейностью, находят широкое применение в синхронном детектировании, которое мы рассмотрим в разд. 15.15.

Фазовый детектор типа 2 обладает чувствительностью только по отношению к расположению фронтов сигнала и входного сигнала ГУН, как показано на рис. 9.69.

Рис. 9.69. Фазовый детектор (тип 2) опережения — отставания, работающий «по фронтам».

Схема фазового компаратора генерирует выходные импульсы либо отставания, либо опережения в зависимости от того, когда появляются логические переходы выходного сигнала ГУН, после или до переходов опорного сигнала соответственно. Ширина этих импульсов равна промежутку времени между соответствующими фронтами, как показано на рисунке. Во время действия этих импульсов выходная схема либо отводит, либо отдает ток, а в промежутках между импульсами находится в разомкнутом состоянии, формируя зависимость между выходным напряжением и разностью фаз, показанную на рис. 9.70.

Рис. 9.70.

Процесс абсолютно не зависит от скважности импульсов на входе в отличие от ситуации с рассмотренным ранее фазовым компаратором типа 1. Другой привлекательной особенностью этого фазового детектора является то, что импульсы на выходе полностью исчезают, когда два сигнала засинхронизированы. Это означает, что на выходе отсутствуют «пульсации», которые вызывают периодическую фазовую модуляцию в контуре, как это имеет место при использовании фазового детектора типа 1.

Сравним свойства фазовых детекторов двух основных типов.

Существует еще одно различие между этими двумя типами фазовых детекторов. Детектор типа 1 всегда генерирует выходное колебание, которое в дальнейшем должно фильтроваться с помощью фильтра контура регулирования (более подробно обсудим это позже). Таким образом, ФАПЧ с фазовым детектором типа 1 содержит контурный фильтр, работающий как фильтр нижних частот, сглаживающий логический выходной сигнал полной амплитуды. В таком контуре всегда присутствует некоторая остаточная пульсация и, следовательно, периодические фазовые изменения. В тех схемах, где ФАПЧ используется для умножения или синтеза частот, к выходному сигналу добавляются еще и «боковые полосы фазовой модуляции» (см. разд. 13.18).

Фазовый детектор типа 2, наоборот, генерирует выходные импульсы только тогда, когда между опорным сигналом и сигналом ГУН имеется фазовая разность. Поскольку в противном случае выход фазового детектора выглядит как разомкнутая цепь, конденсатор контурного фильтра работает как элемент запоминания напряжения, поддерживая напряжение, сохраняющее требуемую частоту ГУН. Если опорный сигнал «уходит» по частоте, то фазовый детектор генерирует последовательность коротких импульсов, заряжая (или разряжая) конденсатор до нового напряжения, необходимого для того, чтобы вновь вернуть ГУН в синхронизм.

Генераторы, управляемые напряжением. Важным компонентом ФАПЧ является генератор, частотой которого можно управлять, используя выходной сигнал фазового детектора. Некоторые ИМС ФАПЧ содержат ГУН (например, линейный элемент 565 и КМОП-элемент 4046). Кроме того, имеются отдельные ИМС ГУН, перечисленные в табл. 5.4. Интересный класс ГУН составляют элементы с синусоидальным выходом (8038, 2206 и т. п.), поскольку они позволяют генерировать чистое синусоидальное колебание, засинхронизированное с входным колебанием «страшного» вида. Следует упомянуть еще один класс ГУН, — «преобразователи напряжения в частоту», которые обычно проектируются с оптимальной линейностью; они имеют, как правило, скромную максимальную частоту (до 1 МГц) и вырабатывают импульсы с логическими уровнями (см. разд. 5.15).

Следует помнить о том, что частота ГУН не ограничивается скоростью срабатывания логических схем. Можно, например, использовать радиочастотные генераторы, настраиваемые с помощью варактора (диод с изменяемой емкостью) (рис. 9.71).

Рис. 9.71.

Продвигаясь в соответствии с этой идеей еще на один шаг, можно было бы даже использовать такой элемент, как отражательный клистрон, — микроволновый (гигагерцевый) генератор, с электрической настройкой за счет изменения напряжения на отражателе. Разумеется, ФАПЧ, использующая такие генераторы, потребует радиочастотный фазовый детектор.

Зависимость частоты от управляющего напряжения ГУН, используемого в ФАПЧ, может не обладать высокой линейностью, однако в случае большой нелинейности коэффициент усиления в контуре будет изменяться в соответствии с частотой сигнала и придется обеспечивать больший запас устойчивости.

9.28. Проектирование ФАПЧ.

Замыкание контура регулирования. Фазовый детектор вырабатывает сигнал ошибки, соответствующий фазовому рассогласованию между входным и опорным сигналами. Частотой ГУН можно управлять, подавая на его вход соответствующее напряжение. Казалось бы, что здесь можно поступить также, как и в любом другом усилителе с обратной связью, вводя контур регулирования с некоторым коэффициентом передачи; мы поступали точно также в схемах с операционными усилителями.

Однако имеется одно существенное отличие. Ранее, регулируемая с помощью обратной связи величина совпадала с величиной, измеряемой с целью формирования сигнала ошибки или была по крайней мере ей пропорциональна. В усилителе напряжения, например, мы измеряли выходное напряжение и соответствующим образом подстраивали входное. В системах ФАПЧ осуществляется интегрирование; мы измеряем фазу, а регулируем частоту, но фаза является интегралом от частоты. За счет этого в контуре регулирования появляется фазовый сдвиг 90°.

Такой интегратор, включенный в контур обратной связи, существенным образом влияет на работу схемы — дополнительное запаздывание по фазе на 90° на частотах, где коэффициент усиления равен единице, вызывает возникновение самовозбуждения. Простое решение заключается в том, чтобы не включать в контур компоненты, которые дают дополнительное запаздывание по фазе, по крайней мере на тех частотах, где коэффициент усиления близок к единице. В конце концов операционные усилители имеют запаздывание по фазе 90° на большинстве частот своего диапазона, однако они превосходно работают. Это — один из подходов и он приводит к тому, что называется «контуром первого порядка». Блок-схема в этом случае выглядит точно также, как ранее приведенная блок-схема ФАПЧ без фильтра нижних частот.

Хотя контуры первого порядка во многих ситуациях очень удобны, они не обладают необходимыми свойствами «маховика», которые позволяют генератору, управляемому напряжением, сглаживать помехи и флуктуации входного сигнала. Более того, контур первого порядка не сохраняет постоянным фазовое соотношение между опорным сигналом и сигналом ГУН, так как выход фазового детектора непосредственно управляет ГУН. В «контур второго порядка» вводится дополнительная фильтрация на низкой частоте с целью предотвращения неустойчивости. Такой контур обладает свойством «маховика» и, кроме того, уменьшает «диапазон захвата» и увеличивает время захвата. К тому же, как будет показано ниже, при использовании фазовых детекторов типа 2 контур второго порядка гарантирует фазовую синхронизации при нулевой разности фаз между опорным сигналом и сигналом ГУН. Практически во всех системах применяют контуры второго порядка, поскольку в большинстве применений система ФАПЧ должна обеспечивать малые флуктуации фазы выходного сигнала, а также обладать некоторыми свойствами памяти или «маховика». Контуры второго порядка могут иметь высокий коэффициент передачи на низких частотах, что обеспечивает повышенную устойчивость (по аналогии с достоинствами высокого коэффициента усиления в усилителях с обратной связью). Вернемся к делу и рассмотрим применение ФАПЧ на примерах.

9.29. Пример разработки: умножитель частоты.

Формирование частоты, кратной фиксированной входной частоте, является одним из наиболее распространенных применений ФАПЧ. В частотных синтезаторах частота выходного сигнала формируется за счет умножения частоты стабильного низкочастотного (допустим, 1 Гц) сигнала на целое число n; число n можно задавать в цифровом виде, т. е. вы получаете гибкий источник сигналов, которым можно управлять даже с помощью компьютера.

Можно использовать ФАПЧ в более прозаических системах, например, для того чтобы генерировать тактовую частоту, синхронизированную с некоторой другой эталонной частотой, которая уже имеется в приборе. Предположим, что мы хотим получить тактовые сигналы частотой 61440 Гц для двухстадийного АЦП. Такая частота обеспечивает производительность 7,5 измерений в секунду, причем на первой стадии (подъеме) потребуется 4096 периодов синхронизации (напомним, что в двухстадийном преобразовании используется постоянный временной интервал) и на второй стадии (разряд постоянным током) может потребоваться до 4096 периодов. Уникальная особенность схемы ФАПЧ заключается в том, что тактовую частоту 61440 кГц можно засинхронизировать с сетевой частотой 60 Гц (61440 = 60x1024), полностью подавив тем самым помехи на частоте 60 Гц, которые, как мы уже обсуждали в разд. 9.21, присутствуют на любом сигнальном входе преобразователя.

Начнем со стандартной схемы ФАПЧ, в которой между выходом ГУН и фазовым детектором включен счетчик-делитель на n (рис. 9.72).

Рис. 9.72. Блок-схема умножителя частоты.

На этой схеме для каждого функционального блока указан коэффициент передачи. Это понадобится нам для проведения расчетов по устойчивости. Обратите особое внимание на то, что фазовый детектор преобразует фазу в напряжение, а ГУН — напряжение в производную фазы по времени (т. е. частоту). Отсюда важное следствие — если фазу в самой нижней части схемы рассматривать как переменную, то ГУН будет действовать как интегратор. Фиксированное входное напряжение рассогласования приводит к линейно возрастающему фазовому рассогласованию на выходе ГУН. Фильтр нижних частот и делитель на n имеют коэффициенты передачи меньше единицы.

Устойчивость и фазовые сдвиги. На рис. 9.73 показаны диаграммы Боде, с помощью которых можно оценить устойчивость ФАПЧ второго порядка. ГУН работает как интегратор с характеристикой 1/f и запаздывающим фазовым сдвигом 90° (т. е. его характеристика пропорциональна 1/fω, а конденсатор заряжается от источника тока). Для того чтобы иметь приличный запас по фазе (разность между 180° и фазовым сдвигом на частоте, при которой общий коэффициент передачи контура равен 1), в фильтр нижних частот последовательно с конденсатором включают резистор для того, чтобы приостановить спад характеристики на некоторой частоте (с причудливым названием «нуль»).

Комбинация этих двух характеристик дает показанную на рисунке характеристику контура. До тех пор пока спад коэффициента передачи контура будет составлять 6 дБ/октава (в области единичного коэффициента передачи), контур будет устойчив. Это делается с помощью фильтра нижних частот по типу «опережение — отставание» с соответствующим образом выбранными свойствами (точно также, как компенсация опережения-отставания в операционных усилителях). Дальше вы увидите, как это делается.

Рис. 9.73. Диаграммы Боде ФАПЧ.

Расчет коэффициента передачи. На рис. 9.74 приведена схема ФАПЧ для синтезатора частоты 61440 Гц. Фазовый детектор и ГУН входят в состав КМОП ИМС ФАПЧ 4046. В этой схеме мы использовали вариант фазового детектора с запуском по фронту (в ИМС 4046 имеются оба варианта).

Рис. 9.74. Применения умножителя ФАПЧ для формирования тактовых сигналов, синхронных с частотой сети переменного тока.

Его выходной сигнал вырабатывается двумя КМОП-транзисторами, которые формируют насыщенные импульсы с уровнями U_CC или 0 В. Фактически, это выход с тремя состояниями, как было изложено выше, поскольку он находится в состоянии высокого импеданса, за исключением интервала времени, когда действует импульс фазового рассогласования.

Минимальная и максимальная частоты ГУН, соответствующие управляющим напряжениям 0 В и U_CC, устанавливаются подбором величин R₁, R₂ и С₁ согласно некоторым схемным характеристикам. Выбранные нами величины показаны на рисунке. Следует отметить, что ИМС 4046 страдает «хроническим заболеванием» — повышенной чувствительностью к напряжению питания, поэтому проверяйте характеристики по паспортным данным. Остальные компоненты контура выбираются по стандартным для ФАПЧ процедурам.

После того как необходимый диапазон ГУН выбран, остается лишь произвести расчет фильтра нижних частот. Это очень ответственная часть. Начнем с того, что выпишем составляющие коэффициента передачи контура, учитывая каждую компоненту (табл. 9.7 и рис. 9.72).

Придерживайтесь одних и тех же единиц измерения; не переходите с f на ω, или, что еще хуже, с герц на килогерцы. Нам осталось определить только К_ф. Сделаем это, записав общее выражение для коэффициента передачи контура, но не забывая, что ГУН — это интегратор,

Y_вых = U²K_ГУНdt.

Общий коэффициент передачи контура равен.

Теперь наступает этап выбора частоты, на которой коэффициент передачи контура должен проходить через единицу. Идея заключается в том, что частота единичной передачи выбирается достаточно высокой, чтобы контур мог должным образом отслеживать изменения входной частоты, но и достаточно низкой, чтобы обеспечить свойства «маховика» и сглаживать помехи и скачки входного сигнала.

Например, система ФАПЧ, предназначенная для демодуляции входных ЧМ-сигналов или декодирования последовательностей высокоскоростных тональных сигналов, должна иметь высокое быстродействие (для входных ЧМ-сигналов полоса пропускания контура должна соответствовать входному сигналу, т. е. равняться максимальной частоте модуляции, а для декодирования тональных сигналов время отклика должно быть меньше, чем продолжительность тонального сигнала). С другой стороны, контур, предназначенный для генерации фиксированной частоты, кратной некоторой стабильной и медленно меняющейся входной частоте, должен иметь низкую частоту единичной передачи. Это позволит уменьшить фазовый шум на выходе и сделать систему ФАПЧ нечувствительной к шумам и выбросам на входном сигнале. Будут едва заметны даже кратковременные пропадания входного сигнала, поскольку напряжение, запоминаемое на конденсаторе фильтра, заставит ГУН продолжать формирование той же самой выходной частоты.

В данном случае мы выбрали частоту единичной передачи f₂, равной 2 Гц или 12,6 рад в секунду. Это значительно ниже опорной частоты и вряд ли можно ожидать, что реальные отклонения сетевой частоты превысят эту величину (следует учитывать, что электроэнергия вырабатывается крупными генераторами с огромной механической инерцией). По негласному правилу точку излома характеристики фильтра нижних частот (ее «нуль») следует выбрать на частоте по крайней мере в 3–5 раз ниже, чтобы обеспечить достаточный запас по фазе. Вспомните, что фазовый сдвиг простой RC-цепи меняется от 0 до 90° в диапазоне частот от 0,1 до 10 относительно частоты — 3 дБ («полюс»), при которой сдвиг равен 45°. Выберем частоту нуля f₁ равной 0,5 Гц, или 3,1 рад/с (рис. 9.75).

Рис. 9.75.

Точка излома f₁ определяет постоянную времени R₄C₂: R₄C₂ = 1/2πf₁. Попробуем взять С₂ = 1 мкФ и R₄ = 330 кОм. Осталось лишь выбрать R₃ так, чтобы коэффициент передачи контура был равен 1 на частоте f₂. Полученный результат: R₃ = 4,3 МОм.

_{Упражнение 9.5. Покажите, что при выбранных компонентах фильтра единичный коэффициент передачи контура получается действительно на частоте f2 = 2 Гц.}

Иногда параметры фильтра могут оказаться не совсем подходящими и вам придется подстраивать их или смещать частоту единичной передачи. Полученные значения соответствуют ФАПЧ на КМОП-элементах (типовой входной импеданс ГУН составляет 10¹² Ом). Для ФАПЧ на биполярных транзисторах (например, типа 4044) возможно потребуется согласование импедансов с помощью внешнего операционного усилителя.

В этом примере для упрощения фильтра мы использовали фронтовой (типа 2) фазовый детектор. На практике возможно это и не самое лучшее решение для ФАПЧ, синхронизированной с сетевой частотой 60 Гц, поскольку сигналы с частотой 60 Гц содержат сравнительно высокий уровень шума. При тщательном выборе аналоговой входной схемы (например, после фильтра нижних частот включить триггер Шмитта) можно добиться хорошей работы схемы; в противном случае следует использовать фазовый детектор типа 1 со схемой ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ.

Метод проб. Для некоторых людей искусство схемотехники заключается в том, чтобы подбирать компоненты фильтра до тех пор, пока контур не заработает. Если вы относитесь к их числу, то мы вынуждены просить вас пересмотреть свои взгляды. Мы представили детальный расчет контура ФАПЧ потому, что, как мы подозреваем, плохая репутация ФАПЧ — это следствие как раз такого подхода. Тем не менее не можем удержаться, чтобы не дать совет фанатикам метода проб и ошибок: R₃C₂ определяет время сглаживания контура, a R₄/R₃ — демпфирование, т. е. отсутствие перегрузки при скачкообразном изменении частоты. Можете начинать с R₄ = 0,2R₃.

Формирование тактовых импульсов для видеотерминала. Другим полезным применением высокочастотного генератора, синхронизированного с сетевой частотой 60 Гц, является формирование видеосигналов для буквенно-цифрового терминала компьютера. Стандартная скорость смены изображения в терминалах составляет 30 кадров в 1 с. Если отсутствует точная синхронизация частоты синхроимпульсов по вертикали и сетевой частоты, то в связи с неизбежными сетевыми наводками изображение будет испытывать медленную «боковую качку». Система ФАПЧ превосходно решает эту проблему. Высокочастотный ГУН (около 15 МГц) синхронизируется заранее определенной частотой, кратной 60 Гц; путем деления этой тактовой частоты можно последовательно сформировать точки каждого отображаемого символа, число символов в каждой строке и число строк, в каждом кадре.

9.30. Захват и слежение в системе ФАПЧ.

Очевидно, что, войдя в синхронизм, система будет в нем оставаться до тех пор, пока входной сигнал не выйдет за пределы допустимого диапазона сигналов обратной связи. Интересно знать, как система ФАПЧ входит в синхронизм в первый раз. Ведь начальное частотное рассогласование вызывает появление периодического выходного сигнала на фазовом детекторе разностной частоты. После фильтра нижних частот этот сигнал уменьшается до медленно меняющихся колебаний небольшой амплитуды, но никак не является хорошим постоянным сигналом рассогласования.

Процесс захвата. Ответ на этот вопрос не так уж и прост. Контур первого порядка всегда будет синхронизироваться, поскольку там отсутствует ослабление сигнала рассогласования на низкой частоте. Синхронизация контура второго порядка зависит от типа фазового детектора и полосы пропускания фильтра нижних частот. Кроме того, фазовый детектор по схеме ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ (типа 1) имеет ограниченный диапазон захвата, зависящий от постоянной времени фильтра (это обстоятельство можно использовать, если вы хотите сделать систему ФАПЧ, синхронизация которой происходит в пределах определенного частотного диапазона).

Процесс захвата происходит следующим образом: когда сигнал фазового рассогласования приближает частоту ГУН к опорной частоте, его изменения становятся более медленными и наоборот. Сигнал рассогласования поэтому является асимметричным и меняется более медленно в той части цикла, в течение которой f_ГУН ближе подходит к f_оп. В результате появляется ненулевая средняя компонента, т. е. постоянная компонента, которая и вводит ФАПЧ в синхронизм. Если внимательно посмотреть на управляющее напряжение ГУН в процессе захвата, то можно увидеть что-то похожее на сигнал, показанный на рис. 9.76. Последний всплеск на этом сигнале имеет весьма интересную причину. Даже в том случае, когда частота ГУН достигает требуемого значения (об этом можно судить по правильному управляющему напряжению ГУН), в системе не обязательно происходит захват (из-за несоответствия фазы). Это и может быть причиной всплеска. Каждый процесс захвата индивидуален и каждый раз он выглядит по-разному!

Рис. 9.76.

Полоса захвата и слежения. При использовании фазового детектора по схеме ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ (тип 1) полоса захвата ограничена постоянной времени фильтра нижних частот. В этом есть определенный смысл, так как, если различие по частоте велико, сигнал рассогласования будет ослабляться фильтром настолько, что контур никогда не сможет осуществить захват. Очевидно, что увеличение постоянной времени фильтра уменьшает полосу захвата, так как это приводит к пониженному коэффициенту передачи контура. Оказывается, что фронтовой фазовый детектор не имеет подобного ограничения. Полоса слежения для обоих типов детекторов определяется диапазоном управляющих напряжений ГУН.

9.31. Некоторые примеры применения систем ФАПЧ.

Мы уже упоминали об использовании ФАПЧ для умножения частот. Целесообразность такого применения, как это следует из рассмотренного примера, настолько очевидно, что сомнений в применении ФАПЧ не должно быть. В простых умножителях (например, для генерации более высокой тактовой частоты в цифровых системах) не возникает никаких проблем, связанных с помехами на опорном сигнале, поэтому здесь можно использовать системы первого порядка.

Рассмотрим еще несколько примеров применения ФАПЧ, интересных с точки зрения разнообразия областей использования.

Детектирование ЧМ-сигналов. При частотной модуляции кодирование информации осуществляется путем изменения частоты несущего сигнала пропорционально изменению информационного сигнала. ЧМ и другие виды модуляции мы рассмотрим в гл. 13 более подробно. Существуют два метода восстановления информации из модулированного сигнала с помощью фазовых детекторов или систем ФАПЧ. Под термином «детектирование» мы будем понимать процесс демодуляции.

Самым простым методом является синхронизация системы ФАПЧ приходящим сигналом. Напряжение, управляющее частотой ГУН, пропорционально входной частоте и, следовательно, является требуемым модулирующим сигналом (рис. 9.77).

Рис. 9.77. ЧМ-дискриминатор с ФАПЧ.

Полосу пропускания фильтра в такой системе можно сделать достаточно широкой для того, чтобы пропустить модулирующий сигнал, т. е. время реакции ФАПЧ должно быть меньше, чем минимальное время отклонения восстанавливаемого сигнала. Как показано в гл. 13, сигнал, используемый в ФАПЧ, не должен быть реально передаваемым колебанием; он может быть сигналом «промежуточной частоты» (ПЧ), формируемым в приемной системе с помощью смесителя при преобразовании. Для того чтобы избежать в этом методе ЧМ-детектирования искажений на звуковых частотах, следует обеспечить высокую линейность ГУН.

Второй метод ЧМ-детектирования использует фазовый детектор, но не в составе контура ФАПЧ. Принцип реализации этого метода показан на рис. 9.78.

Рис. 9.78. Квадратурное ЧМ-детектирование.

Входной сигнал и его копия со сдвинутой фазой подаются на фазовый детектор, который вырабатывает некоторое входное напряжение. Фазосдвигающая схема должна быть так хитроумно сделана, чтобы фазовый сдвиг линейно зависел от частоты в диапазоне входных частот (это достигается обычно с помощью резонансных LC-схем). Выходное напряжение будет зависеть, таким образом, от входной частоты. Этот метод называют «двойным балансным квадратурным ЧМ-детектированием». Он применяется во многих ИМС усилителей/детекторов промежуточной частоты (например, САЗ 189).

Детектированием АМ-сигналов. Требуется: способ формирования выходного сигнала, пропорционального мгновенной амплитуде высокочастотного сигнала. Обычно используется выпрямление (рис. 9.79).

Рис. 9.79. АМ-детектирование.

На рис. 9.80 показан весьма своеобразный метод на основе ФАПЧ («гомодинный прием»).

Рис. 9.80. Гомодинное детектирование.

ФАПЧ вырабатывает прямоугольные сигналы с частотой, совпадающей с модулированной несущей. С помощью умножения входного сигнала на это прямоугольное колебание формируется выпрямленный двухполупериодный сигнал; остается только пропустить его через фильтр нижних частот для того, чтобы удалить остатки несущей и выделить огибающую. Если в системе ФАПЧ используется фазовый детектор по схеме ИСКЛЮЧАЮЩЕГО ИЛИ, то выходной сигнал сдвигается на 90° относительно опорного сигнала. В связи с этим на пути сигнала к умножителю следует ввести фазовый сдвиг 90°.

Синхронизация импульсов и восстановление сигнала. При цифровой передаче сигналов по каналу связи передается битовая последовательность, содержащая информацию. Информационные сигналы могут быть по своей природе цифровыми или аналоговыми сигналами, представленными в цифровом виде, как, например, в «импульсно-кодовой модуляции» (ИКМ, см. разд. 13.20). Очень похожей ситуацией является декодирование цифровой информации, считываемой с магнитной ленты или диска. В обоих случаях могут появляться помехи и изменения частоты следования импульсов (например, за счет растягивания ленты), поэтому желательно иметь чистый сигнал синхронизации на той же частоте, что и считываемые информационные сигналы. Система ФАПЧ будет работать здесь превосходно. Фильтр нижних частот исключил бы только дрожание и помехи на входной синхронизирующей последовательности, но медленные изменения скорости ленты остались бы.

В качестве другого примера синхронизации сигналов можно взять схему из разд. 8.31, в которой для получения превосходного синусоидального сигнала используется точный сигнал «60 Гц», сформированный цифровым способом (в действительности его частота находится где-то между 50 и 70 Гц). Для того чтобы преобразовать прямоугольное колебание в синусоидальное мы использовали в этой схеме 6-звенный фильтр нижних частот Баттерворта. Здесь заманчиво было бы использовать ИМС ГУН с синусоидальным выходным сигналом (например, ИМС 8038), работающей синфазно с точным прямоугольным сигналом. Это гарантировало бы постоянную амплитуду синусоидального сигнала, обеспечило широкий диапазон изменения частоты и позволило бы избавиться от «дрожания» на выходе умножителя частоты.

LC-генератор. На рис. 9.81 показан пример системы ФАПЧ, в которой использован LC-генератор и цифровое сравнение по фазе на более низкой частоте.

Рис. 9.81. ФАПЧ с варакторной настройкой.

При этом потребовался стабильный прецизионный источник частоты 14,4 МГц, работающий синхронно с задающим генератором 10 МГц. Варактор (настроечный диод, см. разд. 5.18) осуществляет точную настройку LC-генератора на полевом транзисторе в соответствии с выходным сигналом фазового детектора типа 2 (`НСЧ046). Обратите внимание на то, что диапазон настройки варактора 18–30 пФ (от 5 до 1 В соответственно) обеспечивает изменение параллельной емкости LC-цепи в пределах 2 пФ (от 8,2 до 10 пФ), что дает диапазон настройки ±0,5 % частоты генератора. Мы намеренно сделали диапазон настройки узким для того, чтобы обеспечить хорошую стабильность генератора.

Частоты опорного и выходного сигналов с помощью цифровых средств делятся до частоты 400 кГц, на которой фазовый детектор работает лучше. Заметьте, что для преобразования синусоидального сигнала в сигнал с логическими уровнями используется вентиль типа `НС со смещением на логическом пороге с помощью резистора обратной связи большого номинала. Обратите внимание также на выходную ступень обычного эмиттерного повторителя (с ограничением по току), предназначенную для работы на 50-омный кабель, как показано на рис. 9.42. При настройке схемы ферритовый сердечник генератора подстраивается до получения полного размаха на выходе фильтра фазового детектора.

Фирма Motorola выпускает прекрасную серию недорогих ИМС «ФАПЧ-синтезатор частоты» МС145145-59, которые содержат фазовые детекторы типа 2 и делители по модулю n и для входного и для опорного сигналов; оба делителя программируются, точность 14 разрядов и более. Держите эти схемы на примете на тот случай, когда вам потребуется синтезировать какие-нибудь необычные частоты.

Псевдослучайные двоичные последовательности и генераторы шума.

9.32. Цифровые методы генерации шума.

Псевдослучайные двоичные последовательности являют собой пример гармоничного сочетания аналоговой и цифровой техники. Оказывается, можно необычайно просто генерировать последовательности бит (или слов), с хорошими стохастическими свойствами, т. е. последовательности, которые будут обладать такими же вероятностными и корреляционными свойствами, какими обладает идеальная машина для подбрасывания монеты. Поскольку эти последовательности генерируются стандартными элементами детерминированной логики (если быть точнее, регистрами сдвига), получающиеся двоичные последовательности на самом деле являются предсказуемыми и повторяемыми, хотя любой фрагмент такой последовательности во всех отношениях выглядит как случайная последовательность 0 и 1. Всего с помощью нескольких ИМС можно получить последовательности, которые тянутся буквально на столетия без повторения; это очень простой и привлекательный способ получения цифровых двоичных последовательностей или аналоговых сигналов шума.

Действительно, существует даже недорогая ИМС «цифровой источник шума», выпускаемая в корпусе мини-DIP (ММ5437 фирмы National), а генераторы шума на регистрах сдвига входят в состав технических средств многих ИМС, создающих звуковые эффекты.

Аналоговый шум. С помощью простой фильтрации нижних частот псевдослучайной двоичной последовательности (ПСП) можно получить гауссов белый шум с ограниченной полосой, т. е. напряжение шума с плоским энергетическим спектром до некоторой частоты среза (более подробно о шумах см. гл. 7). С другой стороны, с помощью взвешенного суммирования содержимого регистров сдвига (с использованием набора резисторов) можно осуществить цифровую фильтрацию. С помощью этого способа можно легко получить плоский спектр шума в пределах нескольких мегагерц. Позже вы увидите, что источники аналогового шума, синтезированные цифровым способом, имеют целый ряд преимуществ перед чисто аналоговыми способами, использующими шумящие диоды или резисторы.

Другие области применения. Кроме таких очевидных применений, как аналоговые или цифровые источники шума, ПСП полезны в целом ряде других областей, ничего общего не имеющих с шумами. Их можно использовать для шифрования сообщений или данных, поскольку идентичный генератор ПСП на приемном конце дает ключ к шифру. ПСП широко используются в кодах, обнаруживающих и исправляющих ошибки, так как они позволяют видоизменить блоки данных таким образом, что правильные кодовые сообщения будут находится друг от друга на максимально возможном «расстоянии Хэмминга» (измеряется числом позиций с разными данными). Обладая хорошими автокорреляционными свойствами, они являются идеальными как коды для радиолокационных систем, в которых ответный сигнал сравнивается (точнее взаимно коррелируется) с передаваемой битовой последовательностью. Их можно использовать даже как компактные делители по модулю n.

9.33. Последовательности, генерируемые регистрами сдвига с обратными связями.

Наиболее известным (и самым простым) генератором ПСП является регистр сдвига с обратной связью (рис. 9.82).

Рис. 9.82. Генератор псевдослучайной двоичной последовательности.

Регистр сдвига длины m работает от тактовых импульсов с частотой f₀. Входная последовательность формируется с помощью вентиля ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ, на вход которого поступают сигналы от n-го и последнего (m-го) разрядов регистра сдвига. Такая схема проходит через некоторое множество состояний (совокупность состояний регистра сдвига после каждого тактового импульса), которые после К тактов начинают повторяться, т. е. последовательность состояний является циклической с периодом К.

Максимальное число возможных состояний m-разрядного регистра равно К = 2^m, т. е. числу m-битовых двоичных комбинаций. Однако состояние «все нули» является «тупиком» для этой схемы, поскольку на выходе вентиля ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ появляется 0, который вновь поступает на вход схемы. Таким образом, последовательность максимальной длины, которую может сформировать данная схема, содержит 2^m — 1 бит. Оказывается, что такую последовательность максимальной длины можно получить только при правильном выборе m и n, причем полученная последовательность будет псевдослучайной. (Критерием максимальной длины является неприводимость и примитивность многочлена 1 + хⁿ + х^m над полем Галуа). В качестве примера рассмотрим 4-разрядный регистр сдвига с обратной связью, показанный на рис. 9.83.

Рис. 9.83.

Начиная с состояния 1111 (можно было бы начать с любого другого состояния, за исключением 0000), можно записать состояния в порядке их следования:

Мы записали эти состояния как 4-разрядные числа Q_AQ_BQ_CQ_D. Здесь 15 = (2⁴ - 1) различных состоянии, затем они повторяются вновь. Значит, это регистр максимальной длины.

_{Упражнение 9.6. Покажите, что 4-разрядный регистр с обратной связью от второго и четвертого разрядов не является регистром максимальной длины. Сколько существует различных последовательностей? Сколько состояний в каждой последовательности?}

Отводы обратной связи. Сдвиговые регистры максимальной длины можно выполнить с числом отводов в цепи обратной связи больше 2 (в этом случае используются несколько вентилей ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ, соединенных в виде стандартного дерева четности, т. е. в виде суммы по модулю 2 нескольких разрядов). На самом деле, для некоторых значений m регистр максимальной длины можно сделать только в том случае, когда число отводов будет больше 2. Ниже перечислены все значения m до 40, для которых регистр максимальной длины реализуется с использованием ровно двух отводов, т. е. с обратной связью от n-го и m-го (последнего) разрядов по типу регистра, приведенного ранее.

Представлены также значения n и длина цикла К по числу тактов. В некоторых случаях подойдут и другие значения n и во всех случаях n можно заменить на m — n; таким образом, для предыдущего примера можно использовать отводы n = 1 и m = 4.

Длина регистров сдвига обычно кратна 8 и, возможно, как раз такую длину вы захотите использовать. В этих случаях может потребоваться более двух отводов. Вот эти магические числа:

В ИМС ММ5437 (генератор шума) используется 23-разрядный регистр с отводом от 18-го разряда. Внутренний тактовый генератор обеспечивает работу на частоте около 160 кГц; схема генерирует белый шум в диапазоне до 70 кГц (затухание 3 дБ) с временем цикла около 1 мин. На рис. 7.61 эта ИМС была использована в схеме генератора «розового шума». При использовании 33-разрядного регистра, работающего на частоте 1 МГц, время цикла будет около 2 ч. Время цикла 100-разрядного регистра, работающего на частоте 10 МГц, будет в миллион раз больше, чем возраст Вселенной!

Свойства последовательностей максимальной длины. Псевдослучайную последовательность двоичных символов мы получаем путем тактирования одного из таких регистров и наблюдения последовательных выходных двоичных символов. Выход можно взять от любого разряда регистра; обычно в качестве выхода используют последний (m-й) разряд. Последовательность максимальной длины обладает следующими свойствами:

1. В полном цикле (К тактов) число «1» на единицу больше, чем число «0». Добавочная «1» появляется за счет исключения состояния «все нули». Это свидетельствует о том, что «орлы» и «решки» равновероятны (дополнительная «1» большой роли не играет; 17-разрядный регистр будет вырабатывать 65 536 «1» и 65 535 «0» за один цикл).

2. В одном цикле (К тактов) половина серий из последовательных «1» имеет длину 1, одна четвертая серий — длину 2, одна восьмая — длину 3 и т. д. Такими же свойствами обладают и серии из «0» с учетом пропущенного «0». Это говорит о том, что вероятности «орлов» и «решек» не зависят от исходов предыдущих «подбрасываний» и поэтому вероятность того, что серия из последовательных «1» или «0» закончится при следующем подбрасывании равна 1/2 (вопреки обывательскому пониманию «закона о среднем).

3. Если последовательность полного цикла (К тактов) сравнить с этой же последовательностью, но циклически сдвинутой на любое число символов n (n не является нулем или кратным К), то число несовпадений будет на единицу больше, чем число совпадений. Научно выражаясь, автокорреляционная функция этой последовательности представляет собой дельта-функцию Кронекера при нулевой задержке и равна — 1/К при любой другой задержке. Отсутствие «боковых лепестков» автокорреляционной функции — это как раз то свойство, которое делает ПСП очень полезными в радиолокационных системах.

_{Упражнение 9.7. Покажите, что последовательность, полученная с помощью 4-разрядного регистра сдвига (с отводами n = 2, m = 4), удовлетворяет этим свойствам. В качестве «выхода» возьмите QΑ: 100010011010111.}

9.34. Формирование аналогового шума с использованием последовательностей максимальной длины.

Преимущества шума, полученного цифровым способом. Как ранее уже отмечалось, цифровой выход регистра сдвига с обратной связью, вырабатывающего последовательность максимальной длины, можно преобразовать в белый шум с ограниченной полосой, используя фильтр нижних частот, частота среза которого существенно ниже тактовой частоты регистра. Прежде чем вдаваться в детали, покажем некоторые преимущества аналогового шума, полученного цифровым способом. Помимо всего прочего, при таком подходе появляется возможность генерировать шум с заданными спектром и амплитудой с подстройкой полосы (путем подстройки тактовой частоты), используя надежные и простые в обращении цифровые схемы.

Здесь отсутствуют нестабильность генераторов на шумящих диодах, проблемы взаимовлияния и помех, которые не дают покоя чувствительным маломощным аналоговым схемам диодных или резисторных генераторов шума. Наконец, цифровые схемы генерируют повторяемый «шум»; если его отфильтровать с помощью взвешенного цифрового фильтра (более подробно об этом несколько позже), то можно получить повторяемые колебания шума, независящие от тактовой частоты.

9.35. Энергетический спектр последовательности, сформированной при помощи регистра сдвига.

Спектр выходного сигнала, генерируемого регистром сдвига максимальной длины, составляют колебания шума от частоты повторения всей последовательности f_такт/K до тактовой частоты и выше. До частоты 12 % от тактовой спектр имеет плоскую часть с неравномерностью ±0,1 дБ, затем наблюдается быстрое падение до уровня —0,3 дБ на частоте 44 % /такт. Таким образом, фильтр нижних частот с частотой среза в верхней области 5-10 % от тактовой частоты будет преобразовывать выходной сигнал регистра сдвига в аналоговое напряжение шума с ограниченной полосой. Для этой цели достаточен даже простой RC-фильтр, хотя, если возникает необходимость в точной полосе шума, то желательно использовать активные фильтры с крутой характеристикой на частоте среза (см. гл. 5).

Для того чтобы эти утверждения звучали более убедительно, обратимся к выходному сигналу регистра сдвига и его спектру. Обычно желательно исключить постоянную составляющую в цифровом сигнале, формируя выходной сигнал, в котором «1» соответствует напряжение +а В, а «0» — а В (рис. 9.84).

Рис. 9.84.

Это можно легко сделать с помощью двухтактного транзисторного каскада, показанного на рис. 9.85.

Рис. 9.85. Прецизионная биполярная выходная ступень с низким Z_вых.

Можно также использовать МОП-транзисторы, схемы стабилизации напряжения с фиксирующими диодами, быстродействующий операционный усилитель с регулировкой тока постоянной составляющей в точке суммирования или КМОП-ключ `4053, работающий от ±а В, с двумя входами, подключенными к источникам питания.

Как мы отмечали выше, автокорреляционная функция последовательности символов на выходе содержит один пик. Если состояния на выходе представить числами +1 и —1, то цифровая автокорреляционная функция будет иметь вид, показанный на рис. 9.86; (цифровая автокорреляция — это сумма произведений соответствующих разрядов при сравнении последовательности двоичных символов с ее сдвинутой копией). Не путайте ее с непрерывной автокорреляционной функцией, которую рассмотрим несколько позже.

Рис. 9.86. Дискретная автокорреляционная функция для полного цикла максимальной последовательности.

Функция на этом графике определена только для сдвигов, соответствующих целому числу тактов. Для всех ненулевых сдвигов и сдвигов, не кратных общему периоду К, автокорреляционная функция постоянна и имеет значение — 1 (поскольку в последовательности есть дополнительная 1); по сравнению со значением функции при нулевом сдвиге (К) величина —1 пренебрежимо мала.

Если же неотфильтрованный выход регистра сдвига рассматривать как аналоговый сигнал (принимающий только два значения +а и — а), то нормализованная автокорреляционная функция будет, как показано на рис. 9.87, непрерывной. Другими словами, при сдвигах более чем на один такт вправо и влево корреляция между значениями сигнала полностью отсутствует.

Рис. 9.87. Непрерывная автокорреляционная функция для полного цикла максимальной последовательности.

Энергетический спектр неотфильтрованного сигнала на выходе регистра сдвига можно получить по автокорреляционной функции, используя стандартные математические средства. В результате получаются равноудаленные серии пичков (дельта-функций), начинающихся с частоты повторения всей последовательности f_такт/K и затем идущих через равные интервалы f_такт/K. То, что спектр состоит из совокупности дискретных спектральных линий, отражает тот факт, что последовательность время от времени (периодически) повторяется. Пусть вас не удивляет странный вид спектра; он будет выглядеть непрерывным при любых изменениях и приложениях, которые занимают время, меньшее чем время цикла регистра. Огибающая спектра неотфильтрованного сигнала на выходе регистра показана на рис. 9.88. Она пропорциональна квадрату функции (sin х)/х. Обратите внимание на одно необычное свойство-на тактовой частоте и ее гармониках энергия шума равна нулю.

Рис. 9.88. Энергетический спектр неотфильтрованного сигнала на выходе регистра сдвига.

Напряжение шума. При генерации аналогового шума используется, разумеется, только часть низкочастотной области спектра. Оказывается, что удельную мощность шума на герц несложно выразить через половинную амплитуду а и тактовую частоту f_такт. Мощность, выраженная через среднеквадратичное напряжение шума, будет.

Это относится к нижней части спектра, т. е. к той части, которая обычно используется (для того чтобы определить плотность мощности в любой части спектра, можно использовать огибающую).

Предположим, например, что регистр сдвига максимальной длины работает на частоте 1,0 МГц и организован таким образом, что выходное напряжение изменяется от +10,0 до —10,0 В. Выходной сигнал пропускается через RC-фильтр нижних частот с затуханием 3 дБ на частоте 1 кГц (рис. 9.89).

Рис. 9.89. Простой источник псевдослучайного шума.

Можно точно вычислить среднеквадратичное напряжение шума на выходе. Из предыдущего выражения мы знаем, что среднеквадратичное напряжение на выходе преобразователя уровней равно 14,14 мВ/Гц^1/2. Из разд. 7.21 мы знаем также, что полоса шума НЧ-фильтра составляет (π/2) (1,0 кГц) или 1,57 кГц. Поэтому выходное напряжение шума будет равно U_cp.кв = 0,01414·(1570)^1/2 = 560 мВ, а его спектр будет соответствовать низкочастотному RС-фильтру.

9.36. Низкочастотная фильтрация.

Аналоговая фильтрация. Полезный спектр шума, создаваемого генератором псевдослучайной последовательности, простирается от низкочастотной границы, обратной периоду повторения (f_такт/K), до высокочастотной границы, равной примерно 20 % от тактовой частоты (на этой частоте мощность шума на герц падает на 0,6 дБ).

Простая низкочастотная фильтрация с использованием RС-звеньев, как показано в предыдущем примере, равнозначна установке точки 3 дБ намного ниже тактовой частоты (например, ниже 1 % f_такт). Для того чтобы использовать часть спектра более близкую к тактовой частоте, желательно применить фильтры с более крутым срезом, например фильтры Баттерворта или Чебышева. В этом случае плоскость результирующего спектра будет определяться параметрами фильтра, которые должны быть измерены, поскольку отклонения в параметрах могут вызывать колебания коэффициента передачи в полосе пропускания. С другой стороны, если требуется точное значение напряжения шума на Гц^-1/2, то необходимо измерить реальный коэффициент передачи фильтра по напряжению.

Цифровая фильтрация. Недостаток аналоговой фильтрации заключается в том, что если тактовая частота изменяется в несколько раз, то требуется подстройка частоты среза фильтра. В тех случаях, где это необходимо, изящное решение дает цифровая фильтрация, которая осуществляется с помощью взвешенной аналоговой суммы последовательных выходных разрядов (нерекурсивная цифровая фильтрация). С ее помощью эффективная частота среза подстраивается под изменение тактовой частоты. Кроме того, цифровая фильтрация позволяет спуститься до предельно низких частот среза (доли герца), где аналоговая фильтрация становится практически беспомощной.

Для того чтобы осуществить взвешенное суммирование одновременно нескольких последовательных выходных разрядов, можно просто воспользоваться различными параллельными выходами разрядов регистра сдвига и использовать резисторы различного номинала, подключенные к суммирующей точке операционного усилителя. Для НЧ-фильтра весовые коэффициенты должны быть пропорциональны (sin x)/x; обратите внимание, поскольку весовые коэффициенты могут быть обоих знаков, потребуется инвертирование некоторых уровней. Так как в этой схеме не используются конденсаторы, выходной сигнал будет состоять из набора дискретных уровней выходного напряжения.

Используя весовую функция для большого числа разрядов последовательности, можно улучшить приближение к гауссову шуму. Более того, в этом случае аналоговый выходной сигнал становится фактически непрерывным сигналом. По этим причинам желательно использовать как можно больше выходов регистра сдвига, используя в случае необходимости дополнительные ступени регистра сдвига, включенные в обратную связь с вентилем ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ. Как и ранее, для задания стабильных цифровых уровней напряжения следует использовать резисторную «подвеску» к питанию или КМОП-ключи (для этих целей КМОП-логика является идеальным решением, поскольку выходы при этом точно соответствуют U_CC и земле).

Схема, показанная на рис. 9.90, генерирует псевдослучайный аналоговый шум, полосу которого можно менять с использованием рассмотренного способа в огромном диапазоне.

Рис. 9.90. Лабораторный генератор шума с широким частотным диапазоном.

Сигнал кварцевого генератора с частотой 2,0 МГц поступает на 24-разрядный программируемый делитель 14536, который формирует тактовую частоту от 1,0 МГц до 0,12 Гц с коэффициентом деления кратным 2. 32-разрядный регистр сдвига охвачен обратной связью от 31- и 18-го разрядов и генерирует последовательность максимальной длины с миллиардом состояний (на максимальной тактовой частоте полный цикл регистра проходит за полчаса). Здесь мы использовали взвешенное суммирование с функцией (sin x)/x на 32 последовательных разрядах последовательности. Элементы Y₁ и Y₂ усиливают инвертированные и неинвертированные выходы соответственно и запускают дифференциальный усилитель Y₃. Коэффициенты усиления выбираются таким образом, чтобы сформировать на 50-омной нагрузке напряжение 1,0 В ср. кв. без постоянной составляющей (2,0 В ср. кв. на холостом ходу). Обратите внимание на то, что эта амплитуда шума не зависит от тактовой частоты, т. е. от общей полосы. Такой цифровой фильтр имеет частоту среза на 0,05 f_такт и формирует спектр белого шума от полосы постоянный ток ÷ 50 кГц (максимальная тактовая частота) до полосы постоянный ток ÷ 0,006 Гц (минимальная тактовая частота) на 24 диапазонах. Схема вырабатывает выходной сигнал от +1,0 до -1,0 В. Относительно этой схемы можно сделать несколько важных замечаний.

Обратите внимание на то, что в этой схеме в обратной связи используется инвертирующий вентиль ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ, поэтому инициализацию регистра можно осуществить простым обнулением. Использование инверсии входных последовательных сигналов исключает состояние «все единицы» (а не «все нули» как при использовании обычного вентиля ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ), но все другие свойства остаются в силе.

Взвешенное суммирование конечного числа битов не может сформировать настоящий гауссов шум из-за ограничения по амплитуде пика. Можно показать, что выходная амплитуда пика (на 50 Ом) составляет ±4,34 В, что дает коэффициент формы 4,34. Эти цифры имеют важное значение, поскольку для того, чтобы исключить эффект ограничения, коэффициент усиления Y₁ необходимо с помощью Y₂ поддерживать достаточно низким. Внимательно приглядитесь к методам, используемым для формирования выходных сигналов с нулевой постоянной составляющей из уровней КМОП со средним значением +6,0 В (низкий уровень — 0 В, высокий — +12 В).

Описанный метод цифровой низкочастотной фильтрации последовательностей максимальной длины используется во многих коммерческих генераторах шума.

9.37. Краткое заключение.

Несколько заключительных замечаний относительно последовательностей, генерируемых регистрами сдвига, как источников аналогового шума. На основании трех перечисленных ранее свойств регистров максимальной длины вы, возможно, склонны заключить, что выходная последовательность «чересчур случайна» в том смысле, что она имеет точное число серий заданной длины и т. п. Настоящая случайная машина для подбрасывания монеты не генерировала бы на единицу больше «орлов», чем «решек», а ее автокорреляционная функция не была бы абсолютно плоской для конечной последовательности. Посмотрите на это с другой стороны. Если бы вы использовали единицы и нули, вырабатываемые регистром сдвига, для управления случайным блужданием, двигаясь вперед на один шаг при получении единицы и назад на один шаг при получении нуля, то оказались бы на расстоянии ровно в один шаг от начальной точки после того, как регистр пройдет весь цикл. Этот результат уж никак нельзя назвать случайным!

Вместе с тем упомянутые свойства регистра сдвига верны только для всей последовательности из 2ⁿ — 1 бит, взятой как одно целое. Если вы используете фрагмент полной битовой последовательности, то его свойства будут довольно точно аппроксимировать случайный автомат для подбрасывания монеты. Представьте себе аналогичный процесс — извлечение красных и синих шаров наугад из урны, в которую вначале помещены К шаров (половина красных, половина синих). Если вы вытаскиваете шары без возвращения, то сначала вы рассчитываете получить почти случайную статистику. По мере убывания шаров в урне статистика изменяется за счет того, что общее число красных и синих шаров должно оставаться тем же самым.

Представление о том, как это происходит, можно получить, вновь вернувшись к случайному блужданию. Если предположить, что единственным «неслучайным» свойством последовательности является точное равенство «1» и «0» (не обращая внимание на одну лишнюю «1»), то можно показать, что описанное случайное блуждание после r вытаскиваний из общей «популяции» К/2 единиц и К/2 нулей приведет к среднему расстоянию от начальной точки, равному.

Х = [r(К — r)/(К — 1)]^1/2.

(Этим выражением мы обязаны Ε. М. Purcell.) Поскольку при полностью случайном блуждании X равно корню квадратному из r, коэффициент (К — r /(К — 1) отражает влияние конечных содержимых урны. Пока r << К, случайность блуждания чуть-чуть отличается от случая абсолютно случайного блуждания, и генератор псевдослучайной последовательности практически неотличим от реального автомата. Мы проверили это на нескольких тысячах случайных блужданий под управлением ПСП (каждое в несколько тысяч шагов) и обнаружили идеальную случайность по этому простому критерию.

Тот факт, что генераторы ПСП выдерживают этот тест, разумеется, не гарантирует, что они будут удовлетворять и более сложным тестам на случайность, например тестам на корреляцию более высокого порядка. Такие корреляционные зависимости также оказывают влияние на свойства аналогового шума, генерируемого путем фильтрации ПСП. Несмотря на то что амплитуда шума имеет гауссово распределение, возможно наличие корреляции амплитуд более высокого порядка, не свойственной настоящему случайному шуму. По этому поводу сейчас принято считать, что чем больше отводов участвует в обратной связи (предпочтительно порядка m/2), тем «лучше» шумовые свойства (при использовании для формирования последовательных входов дерева четности на элементах ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ).

Те, кто проектирует генераторы шумов, должны познакомиться со сдвиговым регистром переменной длины в КМОП-логике 4557 (от 1 до 64 разрядов); конечно, вы должны использовать его в сочетании с регистром с параллельным выходом (типа `4015 или `164) для того, чтобы обеспечить n отводов.

В разд. 7.20 обсуждается вопрос о шумах и приводится пример генератора «розового» шума на ИМС регистра максимальной длины ММ5437.

9.38. Цифровые фильтры.

Последний пример затронул интересную тему цифровой фильтрации, в данном случае формирование НЧ-сигнала путем взвешенного суммирования 32 значений псевдослучайной последовательности, каждое из которых соответствует уровню напряжения 0 или +12 В. На вход такого «фильтра» поступают сигналы, которые могут иметь только два уровня напряжения. Вообще говоря, то же самое можно сделать с аналоговым сигналом на входе, образуя взвешенную сумму его значений (x_i), распределенных во времени через равные интервалы.

Здесь x_i являются дискретными выборками из входного сигнала, h_k — весовые коэффициенты, а y_i - значения выходного сигнала. В реальных условиях цифровой фильтр будет суммировать только конечное множество входных значений, как, например, в генераторе шума, где было использовано 32 члена. На рис. 9.91 схематично показано, как это происходит.

Рис. 9.91. Нерекурсивный цифровой фильтр.

Заметьте, что такой фильтр может обладать интересным свойством симметричности во времени, т. е. усреднением прошлого и будущего для того, чтобы сформировать текущее значение выхода.

Разумеется, реальные аналоговые фильтры умеют лишь смотреть в прошлое и соответствуют цифровым фильтрам с ненулевыми весовыми коэффициентами только при k >= 0.

Частотная характеристика симметричного фильтра. Можно показать, что частотная характеристика симметричного фильтра (h_k = h_-k) имеет вид.

Где t_отс — время между выборками (отсчетами). Нетрудно заметить, что h_k представляют собой коэффициенты разложения в ряд Фурье требуемой частотной характеристики. Это объясняет, почему в случае представленной ранее схемы генератора весовые коэффициенты были выбраны в соответствии с функцией (sin x)/x: они являются компонентами Фурье заграждающего НЧ-фильтра. В таких симметричных фильтрах фазовый сдвиг на любой частоте либо равен 0, либо 180°.

Рекурсивные фильтры. Можно получить интересный класс цифровых фильтров, если на вход фильтра в дополнение к внешнему входному сигналу подать собственный выходной сигнал фильтра. Такой фильтр можно рассматривать как фильтр с обратной связью. Он имеет причудливое название рекурсивный фильтр (или с бесконечной импульсной характеристикой) в противоположность рассмотренному выше нерекурсивному (с конечной импульсной характеристикой) фильтру. Можно, например, сформировать выходной сигнал в соответствии со следующим выражением:

Y_i = Ay_i-1 + (1 — A)x_i.

Это соответствует низкочастотной характеристике, эквивалентной той, которой обладает простой низкочастотный RC-фильтр.

А = е^-t_отс/RC

Где t_отс - интервал времени между последовательными выборками х_i из входного сигнала. Эта ситуация, конечно, не является идентичной ситуации с аналоговым низкочастотным фильтром, работающим с аналоговым сигналом, по причине дискретной природы отсчетов.

Пример НЧ-фильтра. В качестве числового примера предположим, что вам требуется отфильтровать ряд числовых значений, соответствующих сигналу с затуханием 3 дБ на частоте f_{3 дб} = 1/20t_отс. Таким образом, постоянная времени соответствует интервалу времени 20 последовательных отсчетов. В этом случае А = 0,95123, а выходной сигнал определяется по выражению y_i = 0,95123y_i-1 + 0,04877х_i. С увеличением постоянной времени относительно времени между отсчетами t_отс приближение к реальному НЧ-фильтру улучшается.

Для обработки данных уже представленных в виде дискретных отсчетов, как, например, массив данных в компьютере, вы, возможно, предпочтете использовать такой фильтр. Рекурсивный фильтр при этом будет реализовываться с помощью однократного прохода по данным с тривиальной арифметической обработкой. Программа НЧ-фильтра на языке Фортран будет выглядеть следующим образом:

A = exp(-TS/TC) В = 1. — А. DO 10I = 2,N. 10X(I) = A*X(I — 1) + B*X(I),

Где X — матрица данных, TS — интервал времени между отсчетами (т. е. TS = 1/t_отс), а ТС — выбранная постоянная времени фильтра. Эта маленькая программа осуществляет фильтрацию на месте, т. е. она заменяет первоначальные данные отфильтрованными. Можно, конечно, создавать из отфильтрованных данных отдельный массив.

НЧ-фильтр с коммутацией. Такой же фильтр можно построить аппаратным путем, используя схему, показанную на рис. 9.92.

Рис. 9.92. Рекурсивный фильтр на коммутируемых конденсаторах.

Ключи на полевых транзисторах S₁ и S₂ коммутируются с некоторой тактовой частотой, периодически заряжая конденсатор С₁ до входного напряжения и затем передавая его заряд на конденсатор С₂. Если С₂ имеет напряжение U₂, а С₁ заряжается до входного уровня U₁, то при подключении С₁ к С₂ напряжение на обоих конденсаторах будет определяться соотношением U = (С₁U₁ + С₂U₂)/(C₁ + С₂), что эквивалентно рассмотренному ранее рекурсивному фильтру при.

У_i = С₂/(C₁ + C₂)у_i-1 + С₁/(C₁ + C₂)x_i.

Приравнивая эти коэффициенты к заданному ранее значению А, получим.

F_{3 дВ} = (1/2π)f_отсln(C₁ + C₂)/C₂.

_{Упражнение 9.8. Покажите, что этот результат правилен.}

Этот фильтр практичен во всех отношениях и обладает одной привлекательной особенностью — электронной настройкой посредством тактовой частоты f_отс. В обычных схемах используются КМОП-ключи, а емкость С₁ берется много больше С₂. Поэтому сигнал переключения должен быть несимметричным и большую часть времени тратить на замыкание S₁.

Приведенная схема представляет собой простой пример фильтра с коммутацией; в этот класс фильтров входят фильтры, выполненные на матрицах коммутируемых конденсаторов. Они имеют периодическую частотную характеристику, что делает их удобными для использования в качестве гребенчатых и узкополосных режекторных фильтров.

Для всех фильтров классического типа (Баттерворта, Чебышева и т. п.) можно построить их приближенные дискретные аналоги в форме ВЧ, НЧ, полосовых и заграждающих фильтров, как симметричных во времени, так и с истинным временем запаздывания. Такие фильтры очень удобны при обработке квантованных данных, перед которыми, безусловно, большое будущее.

В настоящее время выпускают большое число недорогих ИМС фильтров с коммутируемыми конденсаторами. ИМС MF4 фирмы National, например, является 4-звенным НЧ-фильтром Баттерворта, размещенным в корпусе мини-DIP; он не требует внешних компонентов и работает от одного источника питания с напряжением от +5 до +14 В. Частота среза фильтра (0,1 Гц мин. и 20 кГЦ макс.) устанавливается с помощью внешней тактовой частоты f_такт = 100f_{3 дВ}. ИМС MF5 и MF10 («универсальные фильтры с коммутируемыми конденсаторами») работают несколько иначе. С помощью внешних резисторов устанавливаются тип фильтра (ВЧ, НЧ, полосовой, заграждающий) и характеристика фильтра (Баттерворта, Чебышева и т. п.), а с помощью тактовой частоты, как и раньше, устанавливается частота среза. Другими изготовителями фильтров с коммутируемыми конденсаторами являются фирмы American Microsystems (AMI), Linear Technology (LTC) и Reticon. Фирма LTC как всегда использовала несколько хитроумных приемов для улучшения технических характеристик. Ее фильтры LTC1062 и МАХ280 похожи на MF4, но являются 5-звенными и имеют нулевую ошибку на постоянном токе! Последнее свойство реализовано путем размещения фильтра вне пути постоянного тока (рис. 9.94).

Рис. 9.94. Цифровой НЧ-фильтр с малым сдвигом по постоянному току.

Гибкие фильтры серии МАХ260 допускают управление важными параметрами фильтра от микропроцессора. Вообще говоря, такие фильтры с коммутируемыми конденсаторами работают только на верхнем конце звукового диапазона. В них также наблюдается существенное проникновение тактовой частоты на выход обычно в пределах 10–25 мВ. Это ограничивает их динамический диапазон в тех применениях, где тактовая частота находится внутри полосы пропускания (например, ВЧ-фильтры). Они могут иметь значительный шум, ограничивающий динамический диапазон до 80 дБ и менее (сравните со 140 дБ и выше для хорошего операционного усилителя). С другой (положительной) стороны, фильтры на коммутируемых конденсаторах просты в применении и позволяют осуществлять эффективную настройку (с помощью тактовой частоты). Фильтры такого типа широко используют в модемах (при передаче данных по телефонным линиям) и в других областях связи. См. разд. 5.11.

Формирование синусоидальных колебаний цифровым способом. С нерекурсивной цифровой фильтрацией связан интересный способ синтеза синусоидальных колебаний с использованием взвешенных сумм сигналов с выходов счетчика Джонсона (кольцевой счетчик с коэффициентом пересчета, вдвое превышающим число разрядов). Схема на рис. 9.93 показывает способ реализации такого генератора.

Рис. 9.93. Цифровой генератор синусоидальных сигналов.

ИМС 4015 представляет собой 8-разрядный регистр сдвига с параллельным выходом. Подавая на вход инвертированный сигнал с последнего разряда, можно организовать счетчик Джонсона, который будет проходить через 16 состояний (в общем случае 2n состояний для n-разрядного регистра сдвига). Начиная с состояния «все нули», происходит заполнение счетчика слева направо «1» (марш «1») до полного заполнения всеми единицами, затем начинается марш «0» и т. д. Показанное на рисунке взвешивание формирует 8-уровневое приближение к синусоидальному колебанию с частотой, равной 1/16 тактовой частоты, и с первым ненулевым членом искажения на 15-й гармонике, имеющей затухание 24 дБ.

Схемы, не требующие пояснений.

9.39. Удачные схемы.

На рис. 9.95 приведено несколько примеров сопряжения логических и линейных схем.

Рис. 9.95. а — преобразователь отрицательных уровней в уровни ТТЛ; б — управление нагрузкой; подключенной на землю;

Рис. 9.95. в — амплитудный дискриминатор; г — схема управления соленоидом;

Рис. 9.95.  д — 8-канальный мультиплексор с дифференциальным входом;

Рис. 9.95.  е — фазовый детектор с подавлением 60 дБ; ж — прецизионный триггер Шмитта.

9.40. Негодные схемы.

На рис. 9.96 показаны схемы с основными грубыми ошибками сопряжения. Для каждой схемы попытайтесь объяснить, в чем состоит ошибка и как ее устранить.

Рис. 9.96. а — формирователь задержанного фронта; б — индикатор логического состояния;

Рис. 9.96. в — сопряжение элемента ТТЛ с высокоомным выходом (две неудачные схемы); г — повышение нагрузочной способности элемента ТТЛ с помощью повторителя;

Рис. 9.96. д — проводное ИЛИ на вентилях с активной нагрузкой; е — счетчик пересечений нуля;

Рис. 9.96. ж — RS-триггер; з — сопряжение элемента ТТЛ со схемами высоких уровней.

Дополнительные упражнения.

(1) Постройте схему для обнаружения кратковременного пропадания напряжения питания +5 В. Схема должна иметь кнопку СБРОС и светодиод для индикации НЕПРЕРЫВНОГО ПИТАНИЯ. Сделайте так, чтобы она работала от напряжения +5 В. (2) Почему нельзя построить 2n-разрядный ЦАП с помощью двух n-разрядных ЦАП и пропорционального суммирования их выходов (ВЫХ₁ + ВЫХ₂/2ⁿ)? (3) Убедитесь в том, что максимальное значение сигнала на выходе псевдослучайного генератора шума на рис. 9.90 равно +8,68 В. (4) Эксперимент осуществляется под управлением программируемого вычислителя, соединенного с различными исполнительными и измерительными приборами. Вычислитель дает приращение различным переменным, находящимся под его управлением (например, длине волны излучения, поступающего от монохроматора), и обрабатывает результаты соответствующих измерений (например, количество переданного света, скорректированное с учетом известной чувствительности детектора). В результате образуются пары значений х, у. Задача состоит в том, чтобы спроектировать схему для вычерчивания графика на аналоговом графопостроителе. Выходы вычислителя для каждой пары значений представляют собой два 3-разрядных (двоично-десятичных) символа. Для уменьшения количества связей числа представляются по одному в единицу времени («бит — параллельно, символ — последовательно») в сопровождении 2-разрядного адреса. Импульс СИМВОЛ ВЕРЕН показывает, что данные и адрес правильны и их можно, например, зафиксировать. Уровень х'/у сообщает о том, какому числу принадлежит выводимый символ (х или у). Это показано на рис. 9.97.

Рис. 9.97.

Данные передаются в следующем порядке: х_n (МЗЦ)… х_n (СЗЦ), y_n (МЗЦ)… у_n (СЗЦ); таким образом, после поступления СЗЦ величины у (Α₁ = 0, А₂ = 1, х'/у = 1) известно, что вы получили всю пару х, у. В этот момент вы должны обновить цифры, поступающие на ЦАП (не обновляйте их по одной). Нет необходимости присваивать ИМС отдельные номера; дайте им общее наименование, например D-триггер или дешифратор «1 из 10». Укажите, в каких местах входы или выходы инвертируются (с помощью маленьких кружочков). Считайте, что в вашем распоряжении имеются ЦАП, которые воспринимают 3-разрядные двоично-десятичные символы с логическими уровнями и обладают токовыми выходами от 0 до 1 мА, соответствующие входным кодам от 000 до 999. Поскольку двухкоординатный графопостроитель имеет 10-вольтовую полную шкалу, вам придется преобразовать ток в напряжение. Проверьте свою изобретательность, введя дополнительное усложнение: предположите, что размах выходного сигнала ЦАП всего 1 В.

Глава 10. МИКРОЭВМ.

Перевод К.Г.Финогенова.

Мини-ЭВМ, микроЭВМ и микропроцессоры.

Доступность недорогих малых ЭВМ, стоимостью порядка 1 К долл., сделала их привлекательными для использования при управлении экспериментом и технологическими процессами, для накопления данных и выполнения оперативных вычислений. Малые ЭВМ широко используются в лабораторных исследованиях и промышленности, поэтому информация об их потенциальных возможностях, языках программирования и способах сопряжения с внешними устройствами составляет существенную часть электронного «ноу-хау».

МикроЭВМ эволюционировали от ранней мини-ЭВМ — малой электронно-вычислительной машины, центральный процессор (ЦП) которой был собран на микросхемах малой и средней степени интеграции, как правило расположенных на одной или нескольких больших печатных платах. По мере совершенствования микросхем БИС стало возможно реализовать рабочие характеристики центрального процессора мини-ЭВМ на одном кристалле высокой степени интеграции; таким образом, микроЭВМ — это электронно-вычислительная машина, центральный процессор которой собран на нескольких, а зачастую на одной микросхеме БИС, а тип микросхемы ЦП или соответствующий микропроцессорный комплект определяет тип микроЭВМ. Например, на смену популярным мини-ЭВМ фирмы DEC PDP-11, ЦП которых занимал несколько печатных плат, пришло семейство ЭВМ под таким же названием, ЦП которых был собран на нескольких микросхемах БИС, заменивших большое количество микросхем малой и средней степени интеграции; приблизительно в то же время фирма Motorola представила высокопроизводительный микропроцессор МП (серии 68000), несомненно испытавший влияние PDP-11, рабочие характеристики которого во многом были сходны с характеристиками ЦП этой ЭВМ.

В основе большинства современных малых ЭВМ, являющихся на самом деле микроЭВМ, лежат впечатляющие характеристики современного поколения микропроцессоров. Не так давно возникло идиоматическое выражение «супермини-ЭВМ», по-видимому, для того, чтобы выделить класс ЭВМ, имеющих более высокие технические характеристики и подчас конкурирующих с большими и дорогостоящими ЭВМ, построенными в соответствии с традиционными техническими решениями. В некоторых случаях различия между ними относятся скорее к габаритным размерам или количеству внешних устройств, чем к степени интеграции ЦП.

Более существенно различие между микроЭВМ и микроконтроллерами. Термин микроконтроллер использован для обозначения устройства, в котором микропроцессор вместе с небольшим по объему ЗУ и другими необходимыми элементами используют для специализированного управления процессом или аппаратом. В такой ситуации микропроцессор да несколько подходящих микросхем плюс ПЗУ могут с успехом заменить сложную комбинационную схему, состоящую из логических элементов, триггеров, аналого-цифровых и цифро-аналоговых преобразователей; это надо иметь ввиду, как только вы включаетесь в крупный технический проект.

Для такого рода приложений разработаны специализированные МП, характеризующиеся тем, что такие узлы, как тактовые генераторы, схемы ввода-вывода и некоторые другие, обычно собираемые с использованием дополнительных микросхем, реализованы на том же кристалле, что и собственно микропроцессор за счет вычислительной мощности и большого адресного пространства, которые характеризуют МП, предназначенные для построения микроЭВМ, ориентированных на вычислительные задачи.

В этой главе мы опишем архитектуру и программирование микроЭВМ, а также их сопряжение с внешними устройствами на примерах полезных и простых способов подключения внешних устройств к IBM PC/XT. Здесь мы ссылаемся на стандартную PC-магистраль и ее модификации, такие как магистраль PC/AT и совместимых с ней ЭВМ, а также младших моделей линии PS/2. Большинство изложенных в настоящей главе идей будет перенесено в следующую главу, где мы углубимся в обстоятельное обсуждение по поводу проектирования и конструирования схем и целых систем на основе МП, а для примеров будем использовать МП «Motorola 68008» из серии 68000, которая совместно с серией Intel 8086 господствует в малых ЭВМ. Говоря о микроЭВМ в целом, надо отметить, что проектирование собственно ЭВМ, включая ОЗУ, внешние запоминающие устройства, устройства ввода-вывода, а также системное программирование и разработка сервисных программ являются предметом заботы изготовителя, а также его коллег, производящих комплектующие аппаратные и программные средства. Пользователю надо только позаботиться о специализированных интерфейсах и программировании своих прикладных задач. Напротив, в специализированных МП-системах выбор типа ЗУ, схемных и программных решений, вообще говоря, должен быть сделан проектировщиком. Изготовители микроЭВМ, как правило, принимают на себя вопросы разработки системного и сервисного программного обеспечения, как части вычислительной системы в целом (часто-совместно с внешними устройствами), тогда как изготовители МП-комплектов и интегральных микросхем сосредоточены на вопросах проектирования и сбыта как собственно МП, так и вспомогательных микросхем. В настоящей главе мы рассмотрим архитектуру и программирование микроЭВМ и сосредоточимся на подробностях внутренних связей и сопряжений с внешними устройствами.

10.01. Архитектура микроЭВМ.

Рисунок 10.1 представляет типовую обобщенную схему большинства микроЭВМ. Рассмотрим эту схему.

Рис. 10.1. Блок-схема компьютера.

Центральный процессор. Центральный процессор — это сердце ЭВМ. Компьютеры выполняют вычисления в центральном процессоре над порциями данных, организованных как машинные слова. Размер слова может составлять от 4 до 32 бит и более, наиболее популярные современные микроЭВМ имеют 16-битовое слово. Восемь бит составляют байт, а половину байта-четыре бита-иногда называют «нибл». Часть ЦП, называемая дешифратором команд, интерпретирует последовательные команды, выбираемые из памяти, выясняя тем самым, что надлежит делать процессору в каждом случае. В состав ЦП входит арифметическое устройство, которое может выполнять такие операции, как сложение, нахождение дополнения, сдвиг, пересылку и некоторые другие над числами, находящимися в регистрах, а в некоторых случаях и в памяти. Программный счетчик постоянно отслеживает ход выполнения программы. Обычно значение программного счетчика инкрементируется после выполнения очередной команды, но оно может получить другое значение в результате выполнения команд безусловного перехода или ветвления — условного перехода. Управляющие линии магистрали обеспечивают сопряжение с памятью и устройствами ввода-вывода. Большинство компьютеров (и чем дальше - тем больше) имеют также регистр указателя стека и несколько флажков (переноса, нуля, знака), проверяемых при выполнении условных переходов. В состав многих высокопроизводительных процессов входит также сверхоперативная память (кэш-память), которая для ускорения доступа содержит величины, незадолго до этого извлеченные из памяти.

Значительная активность наблюдается в области экспериментов с параллельными процессами, где вы соединяете между собой много ЦП с целью достижения потрясающей вычислительной мощности. Со временем в области высокопроизводительной обработки такая тенденция может стать определяющей. В наше же время, однако, стандарт архитектуры микро-ЭВМ представлен однопроцессорными ЭВМ, которые выполняют команды последовательно.

Память. Все компьютеры имеют некоторый объем быстрой памяти с произвольным доступом, такую память, бывало, называли «сердцем» компьютера, поскольку запоминали и сохраняли данные малюсенькие магнитные сердечники - по одному на каждый запоминаемый бит. В большой микроЭВМ объем ОЗУ может достигать 10 Мбайт и более, хотя типичным значением является 1 Мбайт, а в микроконтроллерах объем ОЗУ может составлять всего 16 Кбайт. (Когда память измеряют в единицах К, это означает не 1000 байт, а 1024 или 210 байт; таким образом, 16 Кбайт на самом деле составляют 16 384 байт. Для обозначения 1000 мы употребляем строчную букву к.) Для того чтобы записать в такую память какой-либо код или считать его, обычно требуется около 100 не. Память с произвольным доступом почти всегда «разрушаема», это означает, что, когда электропитание отключается, информация улетучится (возможно, эту характеристику следовало бы назвать «забывчивостью»). Поэтому все компьютеры в своем составе имеют и неразрушаемую память, обычно доступную только для чтения (ПЗУ) и предназначенную для того, чтобы «завести»[2] машину, находящуюся до включения питания в состоянии полной амнезии.

В дополнительное ПЗУ часто записывают системные и графические процедуры, а также другие программы, которые должны быть доступны в любой момент.

Для того чтобы считать из памяти или сохранить в памяти ту или иную информацию, ЦП «адресует» то слово (памяти), какое пожелает. Большинство компьютеров адресует память побайтно, начиная с нулевого байта и последовательно перебирая байты вплоть до последнего в памяти. Поскольку машинное слово большинства компьютеров составляет несколько байт, обычно за один раз вы заносите в память или извлекаете из нее группу байт; обычно необременительно иметь шину данных с разрядностью в несколько байт. Например, микроЭВМ, которые построены на МП 80386 или 68020, имеют 32-разрядную шину данных (что равно 4 байт), так что 32-разрядное слово может быть записано в память или считано из нее за один цикл выборки. Для того чтобы указать длину последовательности передаваемых байт, используют управляющие сигналы, причем даже для «солидных» шин вам на это потребуется всего 1–2 байт.

В компьютере с большим количеством сегментов памяти для указания произвольного адреса памяти необходимо 3–4 байт. Поскольку большинство адресов памяти в реальной программе обычно близко, все компьютеры поддерживают упрощенные модели адресации: «относительная» адресация определяет адрес по удалению его от текущей команды в памяти; «косвенная» адресация использует содержимое регистра ЦП для указания ячейки в памяти; «страничная» адресация использует укороченные адреса для указания на заданную ячейку памяти в пределах малого диапазона (страницы); «прямая» или «абсолютная» адресация использует несколько следующих за командой байт для указания адреса. Современные ЦП венчают этот краткий список «индексной», «автоинкрементной» и другими полезными способами адресации, которых мы коснемся в следующей главе.

Во время выполнения программы в памяти находятся как собственно программа, так и данные. Центральный процессор извлекает команды из памяти, выясняет, что они означают и поступает соответственно, при этом часто требуется сохранить данные где-нибудь в памяти. Обычно неспециализированные универсальные компьютеры хранят программы и данные в одной и той же памяти, причем компьютер на самом деле не отличает одних от других. Если программа пойдет не туда и начнет «исполнять» данные, могут начаться забавные вещи!

Поскольку компьютерные программы большую часть своей жизни проводят в циклах, состоящих из сравнительно коротких последовательностей команд, вы можете увеличить производительность машины, используя малую по объему, но быструю кэш-память, в которую вы просто заносите копии ближайших используемых ячеек памяти. Центральный процессор с кэш-памятью сначала обращается именно к ней, перед тем, как осуществить выборку из более медленной основной памяти, когда циклы «крутятся» по одним и тем же адресам; часто можно достичь рекордной эффективности использования кэш-памяти до 95 % и выше, разительно увеличивая быстродействие.

Массовая память. Компьютеры, предназначенные для разработки программ или вычислений, в противоположность специализированным управляющим процессорам, обычно имеют одно или более запоминающее устройство достаточной емкости, называемое устройством массовой памяти. Жесткие диски (именуемые также «винчестерскими») и гибкие диски (флоппи-диски или дискеты) — вот типичные представители устройств массовой памяти, емкость которых изменяется от нескольких сотен килобайт до нескольких мегабайт для гибких дисков, и от нескольких десятков до нескольких сотен мегабайт для жестких дисков. Наиболее полно экипированные компьютеры имеют в своем составе дополнительно одно или два устройства ввода-вывода на магнитную ленту, конструкция которых может быть различна-от простого кассетного «стриммера» до магнитофона, рассчитанного на большие катушки 9-дорожечной полудюймовой стандартной ленты, те самые, которые всегда вращаются на заднем плане в научно-фантастических кинофильмах. Более современная технология, используя 8-мм видеокассеты, те же самые, что обитают в легких переносных видеокамерах, позволяет записать на одну такую кассету 1 Гбайт. Последним достижением в разработке массовой памяти являются компакт-диски, предназначенные только для чтения и использующие ту же технологию производства оптических дисков, что и при изготовлении аудио компакт-дисков; их емкость составляет 600 Мбайт на сторону 5-дюймового пластикового диска, обладающего к тому же гораздо меньшим временем доступа, чем любая магнитная лента.

В отличии от аудио компакт-дисков существуют такие устройства массовой памяти на компакт-дисках, которые позволяют как считывать, так и записывать информацию путем образования на пустом ровном компакт-диске ямок за счет лазерного нагрева; такие устройства называют WORM от английской аббревиатуры «записать однажды - читать многократно». Более того, сейчас доступны также устройства внешней памяти на магнитооптических дисках, поддерживающие операции чтения-записи и позволяющие полностью обновлять содержимое таких дисков.

По сравнению с ОЗУ произвольного доступа устройства массовой памяти, вообще говоря, обладают меньшим быстродействием, причем самыми медленными являются устройства на магнитных лентах (их время доступа достигает многих секунд), а самыми быстрыми (и дорогими) — жесткие диски (среднее время доступа порядка десятков миллисекунд). Скорость обмена данными для всех устройств массовой памяти высока и составляет от 10 Кбайт до 100 Кбайт в секунду и более, без учета задержки доступа к устройству. Как правило, вы храните программы, файлы данных, в том числе файлы графической информации, на некотором устройстве массовой памяти и загружаете их в ОЗУ только на время вычислений. С одним диском одновременно могут работать несколько пользователей; средних размеров оптический диск может хранить несколько копий Британской энциклопедии.

Если ваш компьютер имеет ОЗУ достаточно большого объема, элегантный способ поднять быстродействие компьютера, в том случае, если он часто обращается к диску, заключается в том, чтобы организовать псевдодиск путем загрузки всех необходимых дисковых файлов в ОЗУ в начале работы. Таким образом, вы можете загрузить в ОЗУ текстовый редактор, компилятор, редактор связей, загрузчик, после чего можно обращаться к такому диску для чтения или записи без потерь времени на ожидание. Тем не менее будьте бдительны: если компьютер отключится, ничто из результатов вашей работы не будет сохранено на внешнем носителе и вы потеряете всю наработку.

Алфавитно-цифровой и графический ввод-вывод. Замечательно иметь мощный компьютер, способный выполнять миллионы интеллектуальных вычислений в секунду, но если он все результаты держит в себе, вам от этого мало проку. Такие внешние устройства, как клавиатура с экраном, составляющие вместе терминал, «мышь», печатающее устройство и другие обеспечивают общение человека с машиной и существенны для любой «дружественной» по отношению к пользователю вычислительной системы. Эти устройства ориентированы в основном на программирование, редактирование текстов, работу с электронными таблицами и на графику; вы используете их, когда пишете, отслеживаете и распечатываете программу, вводите и печатаете документы, манипулируете числами или изображениями, играете в компьютерные игры. Такие внешние устройства вкупе с соответствующей интерфейсной частью легко найти у многих поставщиков, включая фирмы-изготовители собственно компьютеров.

Ввод-вывод в реальном времени. В лабораторных исследованиях, управлении технологическими процессами, при сборе данных или для таких экзотических приложений, как синтез речи или музыки, вам необходимы аналого-цифровые и цифро-аналоговые устройства, которые могут общаться с компьютером в реальном масштабе времени, т. е. в то же самое время, когда продолжается процесс, контролируемый этими устройствами. Возможности здесь практически безграничны; если взять хотя бы набор мультиплексируемых АЦП общего назначения, немного быстрых ЦАПов и несколько цифровых «портов» (последовательных или параллельных) для обмена данными, это уже обеспечит массу интересных приложений. Для наиболее популярных стандартов внутренней магистрали компьютеров подобная периферия общего назначения коммерчески доступна. Если же вы хотите от этих устройств чего-нибудь более причудливого, например, улучшенных характеристик (повышенного быстродействия, увеличенного числа каналов) или специализированных функций (генерации звуков, частотного синтеза, генерации временных интервалов и т. п.), вам придется сделать такие устройства самостоятельно. Вот здесь-то сведения об организации магистрали компьютера и технике программирования существенны, хотя подобные сведения полезны всегда.

Сетевой протокол. Даже мощные настольные компьютеры приобретают дополнительные возможности в тех случаях, когда они могут обмениваться файлами с другими ЭВМ. Один из способов сделать так — это подключиться к удаленной ЭВМ по телефонной сети и затем, по мере необходимости, использовать ресурсы этой ЭВМ. Таким образом можно получить доступ к большой базе данных или к каким-либо специализированным программам, мощной суперЭВМ, электронной почте, а также к файлам с текстами или данными ваших коллег по службе. Для этого вам требуется «модем» (модулятор-демодулятор), который либо подсоединяется непосредственно к внутренней магистрали вашего компьютера, либо подключается снаружи к последовательному порту. Подробнее об этом мы поговорим ниже.

Другим путем расширения сферы действия вашего компьютера является использование локальной вычислительной сети (ЛВС) для совместного объединения группы ЭВМ. Примером такой сети является ЛВС (Ethernet), которая обеспечивает передачу данных между машинами сети со скоростью до 10 Мбит/с по одному коаксиальному кабелю. Локальная вычислительная сеть позволяет вам обмениваться файлами с любой ЭВМ, включенной в эту сеть; на самом деле, работая в хорошо организованной сети, вы скорее всего приумножите ресурсы своего компьютера, совместно с другими ЭВМ используя быстрый диск большой емкости, дорогостоящие графопостроители и печатающие устройства и т. д. В этом случае каждая рабочая станция ЛВС может иметь внешнюю память весьма ограниченной емкости, зато обладать значительными вычислительными возможностями. Такая идеология организации ЛВС является идеальной, например, для издательств, где в процессе подготовки рукописи к публикации с ней работают разные люди. Для большинства компьютеров разработаны интерфейсы их подключения к Ethernet или другим ЛВС.

Магистраль данных. Для обмена данными между ЦП и ОЗУ или адаптерами внешних устройств все компьютеры используют магистраль — набор обобщенных «линий» (проводников), по которым осуществляется обмен двоичными словами. (Многие магистрали допускают также обмен данными непосредственно между адаптерами внешних устройств, хотя такие возможности используются менее часто.) Использование магистрали с обобщенными линиями значительно упрощает межсоединения, поскольку в противном случае вам потребовались бы многожильные кабели, соединяющие каждую пару взаимодействующих друг с другом устройств. Немного внимания как при проектировании самой магистрали, так и при подключении к ней — и все работает отлично. Магистраль состоит из набора линий данных (их обычно столько же, сколько разрядов (бит) составляет слово данных-8 для микроконтроллера и ПЭВМ с невысокими рабочими характеристиками, 16 или 32-для более сложных микрокомпьютеров), нескольких линий адреса для определения того, какое устройство будет «вещать», а какое - «слушать», подключившись к соответствующим линиям, а также набора управляющих линий, которые определяют, какое действие выполняется (передача данных от или к ЦП, обработка прерываний, прямой доступ к ОЗУ и т. п.). Все линии данных, равно как и ряд других линий, являются двунаправленными - они либо подключены к выходу элементов с тремя состояниями, либо в некоторых случаях к открытому коллекторному выходу логических элементов с нагрузочными резисторами (эти резисторы обычно устанавливают на конце магистрали, при этом они дополнительно выполняют функцию согласования для уменьшения отражений сигналов в линиях магистрали, см. также разд. 13.09); нагрузочные резисторы могут оказаться необходимыми и в случае применения устройств с тремя состояниями в том случае, когда магистраль имеет большую физическую длину.

Элементы с тремя состояниями или с открытым коллектором подключаются таким образом, чтобы их можно было перевести в отключенное состояние, поскольку при нормальной работе магистрали в каждый момент времени только одно устройство должно выставлять данные на соответствующие линии данных. Каждая ЭВМ придерживается тщательно разработанного протокола для определения того, какое устройство выставляет данные и когда. Если этого не сделать, возникает полный беспорядок, когда все кричат одновременно. (Компьютерщики не могут устоять перед искушением одушевить свои ЭВМ, а также их периферийные устройства и другие узлы. Инженеры идут дальше и обращаются как с живыми с триггерами и другими логическими схемами. Мы, естественно, будем следовать этой традиции.).

Среди разных типов внутренних магистралей компьютеров существует одно интересное различие. Они могут быть либо синхронными, либо асинхронными, в популярных микрокомпьютерах можно найти примеры каждого типа. Что это значит, вы увидите, когда мы будем детально рассматривать взаимодействие отдельных узлов компьютера через магистраль.

Мы вернемся к подробному рассмотрению магистрали с примерами соответствующих интерфейсов, рассматривая популярное семейство IBM PC/XT. Однако сначала нам необходимо познакомиться с набором команд ЦП.

Набор команд компьютера 

10.02. Язык ассемблера и язык машинных кодов.

Для того чтобы понять сигналы магистрали и функционирование компьютера, необходимо выяснить, что делает ЦП во время выполнения различных команд. Соответственно нам хотелось бы познакомить читателя с набором команд семейства IBM PC/XT. К сожалению, набор команд большинства реально существующих микропроцессоров имеет тенденцию к расширению, сопровождающуюся усложнением, наряду с добавлением дополнительных возможностей, и МП Intel 8086 не исключение. Однако поскольку нашей целью является только иллюстрация сигналов магистрали и функционирования компьютера (а не изощренное программирование), рассмотрим сокращенный набор команд — подмножество набора команд МП 8086. Исключив «лишние» команды, мы тем самым решаем проблему выбора ограниченного содержательного подмножества понятных команд, достаточных для программирования любой задачи. Далее мы используем этот набор команд для того, чтобы продемонстрировать несколько примеров функционирования аппаратной части и программирования. Эти примеры помогут выразить идею программирования на уровне машинных команд, что решительно отличается от программирования на таких языках высокого уровня, как.

Фортран или Си. Несколько слов по поводу языка машинных кодов и языка ассемблера. Как уже упоминалось выше, ЦП компьютера предназначен для интерпретации определенных машинных слов в качестве команд и выполнения соответствующих программных процедур. Такой машинный язык состоит из набора двоичных команд, каждая из которых занимает один или несколько байт. Например, команда инкрементирования (увеличения на единицу) содержимого регистра ЦП будет однобайтовой, в то время как загрузка в регистр содержимого памяти обычно требует как минимум двух байт, причем это число может быть увеличено до пяти (при этом первый будет определять собственно команду и регистр, а четыре будут необходимы для указания произвольной ячейки памяти для большой машины). Печальной реальностью нашей действительности является то, что разные компьютеры имеют отличающиеся машинные языки и здесь нет совершенно никакой стандартизации.

Программирование непосредственно в машинных кодах является исключительно тоскливым занятием, так как приходится иметь дело с колонками двоичных чисел, каждый бит которых существенен. Поэтому вы неизбежно должны использовать программу, называемую ассемблером; она позволяет писать программы, используя легко запоминаемые мнемонические обозначения команд и символьные имена, которые вы можете придумывать сами для ячеек ОЗУ и переменных. Программа на языке ассемблера на самом деле не более, чем набор похожих на шифр строк, содержащих буквы и числа; ее следует передать «в руки» программы, называемой ассемблер, для того чтобы получить в результате законченную программу в машинном объектном коде, которую компьютер может выполнить[3]. Каждая строка ассемблерного кода превращается в несколько байт машинного кода (1–6 байт для МП Intel 8086). Непосредственно выполнять команды на языке ассемблера компьютер не в состоянии.

Для того чтобы конкретизировать высказанные соображения, рассмотрим наше подмножество команд языка ассемблера МП Intel 8086/8 и выполним несколько примеров.

10.03. Упрощенный набор команд процессора Intel 8086/8.

Intel 8086 — это 16-разрядный процессор с богатым и несколько своеобразным набором команд, сложность которого отчасти обусловлена стремлением разработчиков сохранить совместимость с 8-разрядным МП Intel 8080 ранней модели. Более поздние разработки, такие как МП Intel 80286 и 80386, все еще поддерживают полный набор команд МП Intel 8086. Вооружившись подходящим мачете, выберемся из джунглей полного набора команд, сохранив лишь нужные нам сейчас 10 арифметических команд и 11 прочих. Вот они:

Краткий обзор. Некоторые пояснения: первые шесть арифметических команд работают с парами чисел (2-х операндные команды), которые мы обозначим как Ь, а и которые могут представлять собой любую из пяти пар, указанных в примечании; при этом m означает содержимое ячейки памяти, r означает содержимое регистра ЦП (их 8), a imm — непосредственный аргумент, который представляет собой число, располагаемое в следующих за командой от 1 до 4 байт памяти. Таким образом, например, команды:

MOV count,CX. ADD small,02H. AND AX,007FH.

Имеют аргументы типов m, r, m, imm, r, imm соответственно. Первая копирует содержимое регистра СХ в ячейку памяти, именуемую count; вторая прибавляет 2 к содержимому другой ячейки памяти, именуемой small; третья обнуляет 9 старших разрядов 16-разрядного регистра АХ, сохраняя при этом 7 младших разрядов неизменными (так называемая операция маскирования). Отметим принятое фирмой Intel соглашение о порядке аргументов: первый аргумент замещается вторым или модифицируется на основе значения второго аргумента. (В следующей главе мы увидим, что Motorola предписывает другой порядок действий).

Последние четыре арифметические операции имеют только один операнд, который может быть содержимым либо регистра, либо ячейки памяти. Вот два примера:

INC count. NEG AL.

Первая команда прибавляет 1 к ячейке памяти, именуемой count, а вторая изменяет знак содержимого регистра AL.

Лирическое отступление: адресация. Прежде, чем продолжить, несколько слов по поводу адресации регистров и памяти. Процессор Intel 8086 предлагает использовать 8 его регистров общего назначения, однако после изучения рис. 10.2 вы придете к заключению о том, что большинство этих регистров используются специфически.

Рис. 10.2. Регистры общего назначения МП 8086.

Четыре из них (A-D) могут быть использованы как в виде единых 16-разрядных регистров (АХ, где X означает extended — расширенный), так и в виде пар байтовых регистров [АН, AL, соответственно Η означает старший (high) байт регистра АХ, a AL- младший (low) байт]. Регистры ВХ и ВР, так же как и SI, DI, могут содержать адреса и предназначены для использования при адресации (см. ниже). Специальные циклические команды (которые мы исключили из нашего краткого перечня) используют регистр С, а команды умножения/деления и ввода-вывода используют регистры А и D.

Данные, используемые в командах, могут представлять собой константу, величину, содержащуюся в регистре или величину, содержащуюся в памяти. Константы вы указываете, просто записывая их, а регистры - по именам, так, как было показано выше. Для адресации памяти МП Intel 8086 обеспечивает 6 режимов адресации, три из которых пояснены схемами на рис. 10.3.

Рис. 10.3. Некоторые способы адресации.

Вы можете прямо указать имя переменной, в этом случае ее адрес при ассемблировании будет определяться парой байтов, следующих сразу же за командой; вы можете занести адрес переменной в один из регистров, используемых для адресации (ВХ, ВР, SI или DI), а затем выполнить команду, в которой предусмотрена косвенная адресация через соответствующий регистр; можно модифицировать последний режим адресации и получать адрес переменной, прибавляя константу смещения к содержимому регистра, используемого для адресации. Косвенный режим быстрее (в предположении, что адрес уже загружен в соответствующий регистр) и является гораздо более приемлемым, если вы хотите выполнять некоторые операции над множеством чисел (строкой или массивом).

Вот несколько примеров адресации:

MOV count,100Н (прямая, непосредственная). MOV [ВХ],100Н (косвенная, непосредственная). MOV [ВХ + 1000Н], (адресация по базе, регистр). АХ.

В двух последних командах предполагается, что мы уже загрузили адрес в ВХ. Последняя команда копирует содержимое АХ в ячейку памяти, смещенную на 4 К (1000-ричное) выше от ячейки, на которую указывает ВХ; ниже мы вкратце рассмотрим пример, иллюстрирующий, как можно использовать эту команду для копирования массива.

При адресации памяти для МП 8086 существует сложность другого рода, которую мы было «замели под ковер»: адрес, формируемый в любом из вышеуказанных режимов адресации, не является окончательным, действительным адресом, поскольку получаемый таким образом адрес имеет только 16 разрядов (и может адресовать только 64 Кбайт памяти). На самом деле то, что вычисляется по указанным выше правилам, называется смещением. Для того чтобы получить действительный, физический адрес, вы должны прибавить к смещению 20-разрядную базовую величину, получаемую сдвигом на 4 разряда влево содержимого 16-разрядного сегментного регистра (таких регистров имеется 4). Другими словами, МП 8086 позволяет вам обращаться к областям памяти по 64 Кбайт; положение этих «сегментов» внутри полного адресного пространства 1 Мбайт, что в свою очередь определяется содержимым сегментных регистров. Использование 16-разрядной адресации в МП 8086 по большому счету было большой ошибкой, унаследованной от ранних поколений.

Более современные МП (начиная с 80386, а также серии 68000) сделаны как надо во всех отношениях, с 32-разрядной адресацией. Для того чтобы не усложнять наши примеры, мы просто игнорируем сегменты вообще; на практике вы, конечно, должны будете о них побеспокоиться.

Обзор набора команд (продолжение). Рассмотрим теперь команды управления стеком PUSH и POP. Стек — это часть памяти, организованная специальным образом: когда вы заносите некоторое значение в стек (выполняя операцию push), это значение заносится в очередную доступную ячейку (вершину стека); а когда вы извлекаете значение из стека (выполняя операцию POP), оно выбирается из вершины стека, т. е. выбирается то, что было занесено в стек последним. Таким образом, стек — это последовательный набор данных, организованный по принципу: последним пришел-первым вышел. Вам, может быть, будет легче освоить это понятие, если вы представите себе монетную кассу водителя автобуса или стопку подносов в столовой.

Рис. 10.4 показывает, как работает стек. Стек располагается в обычном ОЗУ, а указатель стека (регистр SP) ЦП обеспечивает возможность доступа к той ячейке памяти, которая является «вершиной» в данный момент времени. Для МП 8086 стек состоит из 16-разрядных слов и по мере занесения в него данных «растет» вниз в ОЗУ. Содержимое регистра SP автоматически декрементируется на 2 перед каждой операцией PUSH и инкрементируется на 2 после каждой операции POP. Таким образом, например, 16-разрядное содержимое регистра АХ копируется в вершину стека командой PUSH АХ; SP указывает на последний занесенный байт. Команда POP выполняется в обратном порядке, как показано на рис. 10.4.

Рис. 10.4. Операции со стеком.

Мы увидим, что при реализации вызовов подпрограмм и прерываний стек играет ведущую роль. Команда JMP заставляет ЦП отклониться от обычной процедуры последовательного выполнения команд, переходя к выполнению той команды, на которую совершается переход. Команда условного перехода (возможно 8 различных вариантов, обозначаемых обычно J_cc) проверяет регистр флагов[4], который располагается в ЦП (биты разрядов этого регистра устанавливаются в соответствии с результатом выполнения самой последней арифметической операции), а затем либо выполняет переход (если условие истинно), либо выполняет следующую за командой условного перехода команду (если условие не истинно). Программа 10.1 показывает пример условного перехода.

Она копирует 100 слов из массива, начинающегося с адреса 1000Н, в новый массив, начинающийся на 1 Кбайт (400Н), выше. Отметим явную загрузку указателя (в регистр ВХ, используемый для адресации) и счетчика цикла (в CL). Собственно массив слов должен быть пропущен через регистр (мы выбрали АХ), поскольку МП 8086 не поддерживает команды типа память-память (см. примечание к набору команд). В конце 100-го цикла CL = 0 и команда «перейти, если не нуль» (JNZ) более не выполняется. Этот пример будет работать[5], однако на практике вам, возможно, следует использовать более быстрые команды МП 8086-пересылки строк. Хорошим тоном в практическом программировании считается использование символьных имен для обозначения массивов и их размеров вместо соответствующих констант, таких как 400Н и 1000Н.

Оператор CALL является вызовом подпрограммы; он подобен каманде перехода, за исключением того, что адрес возврата (адрес команды, следующей за командой CALL) заносится в стек. В конце подпрограммы вы выполняете оператор RET, который извлекает из стека его содержимое так, чтобы программа могла найти «обратную дорогу» (рис. 10.5).

Рис. 10.5. Работа команды CALL.

Три оператора STI, CLI и IRET имеют отношения к прерываниям, их работу мы проиллюстрируем вместе с примерами соответствующих электрических схем и ниже в этой главе. Наконец, команды ввода-вывода IN и OUT пересылают слово или байт между регистром А и соответствующим образом адресованным портом; подробнее об этом чуть позже.

10.04. Программный пример.

Примеры, приведенные выше, наводят на мысль о тяге языка ассемблера к многословию; требуется множество маленьких шажков для того, чтобы сделать в общем-то простую вещь. Вот пример другого рода: допустим, вам необходимо инкрементировать число N, если оно равно другому числу — Μ. Таким будет типичный крошечный фрагмент большой программы, и на языках высокого уровня такое действие будет выполняться единственной командой:

IF(n = = n) + + n; (Си). IF(N. EQ. M) N = N + 1; (Фортран). IF n = m then n: = n + 1; (Паскаль) и т. п.

На ассемблере МП 8086 эти действия будут выглядеть, как показано в программе 10.2.

Программа-ассемблер превратит этот набор мнемонических выражений в машинные коды, как правило, транслируя каждую строку исходного ассемблерного текста в несколько байтов машинных команд, и полученные коды машинных команд прежде чем быть исполненными, будут загружены в последовательно расположенные ячейки памяти.

Отметим, что ассемблеру надо указать на необходимость выделения некоторого объема памяти под переменные. Это делается с помощью ассемблерного псевдооператора DW (Define Word-определить слово) (этот оператор является псевдооператором, так как ему не соответствует никакой исполняемый код). Для того чтобы помечать команды, могут быть использованы уникальные символьные метки (например, NEXT). Команды обычно помечаются лишь в тех случаях, когда на них осуществляется переход (JNZ NEXT). Присваивая переменным понятные вам самому имена и вводя комментарии (отделенные точкой с запятой), вы облегчаете себе процесс программирования; эти рекомендации означают также, что у вас будет шанс несколькими неделями позже понять, что вы написали. Программирование на языке ассемблера может по-прежнему оставаться неприятным делом, однако часто на этом языке бывает необходимо написать короткую процедуру управления вводом-выводом, вызываемую из программы, написанной на языке высокого уровня. Программы на языке ассемблера работают быстрее, чем скомпилированные с языка высокого уровня, так что их часто используют там, где показатель скорости работы является решающим (например, во многократно выполняемых внутренних циклах численных вычислений большого объема).

Разработка языка программирования Си, обладающего большими возможностями, минимизировала количество тех случаев, когда вы должны использовать ассемблерные программы, тем самым расширив сферу применимости Си. В любом случае вам трудно будет понять, как отдельные узлы компьютера работают совместно, без уяснения существа ассемблерных команд ввод-вывода. Соответствие между мнемоникой языка ассемблера и исполняемыми машинными командами будет изучено ниже в разд. 11.03, где будет проиллюстрировано примерами программирования МП 68000.

Сигналы магистрали и ее функционирование 

Типовая магистраль данных микроЭВМ имеет около 50-100 сигнальных линий, предназначенных для передачи данных, адресов и управляющих сигналов. IBM PC/XT — типичный микрокомпьютер, внутренняя магистраль которого состоит из 53 сигнальных линий и 8 линий, предназначенных для подачи питания и заземления. Для того чтобы не обрушивать на вас все эти сигналы сразу, мы будем приближаться к осмыслению полного набора сигналов, «надстраивая» магистраль, начав с такого количества сигнальных линий, какое необходимо для простейшего режима обмена данными (программируемого ввода-вывода) и добавляя по мере необходимости дополнительные сигнальные линии. Далее мы приведем несколько полезных примеров организации сопряжения тех или иных узлов с магистралью для того, чтобы всесторонне обсудить эту тему, не теряя интереса читателя.

10.05. Основные сигналы магистрали: данные, адрес, синхронизация.

Для того чтобы переслать данные на магистраль с разделяемыми ресурсами (мультиплексируемую), вы должны уметь описать сами данные, приемник, а также момент, когда данные являются достоверными. Таким образом, по минимуму магистраль должна иметь шину данных (для передачи данных), адресную шину (для того чтобы идентифицировать устройство ввод-вывода или адрес в памяти) и несколько линий синхронизации, или стробирования (которые сообщают, когда передаются данные). Обычно в шине данных предусматривается столько же проводников, сколько разрядов в компьютерном слове, чтобы можно было сразу передать все слово. Однако в PC есть только 8 проводников шины данных (D0-D7); за один цикл передачи вы можете переслать байт, но для того, чтобы переслать 16-разрядное слово, необходимо выполнить два цикла передачи. Количество разрядов шины адреса определяет количество адресуемых устройств: если магистраль используется для обращения как к устройствам ввода-вывода, так и к памяти (стандартная ситуация), она должна иметь от 16 до 32 проводников адресной шины, что соответствует адресному пространству от 64 Кбайт до 4 Гбайт; магистраль, используемая только для ввода-вывода, может иметь от 8 до 16 разрядов адреса (от 256 до 64 К устройств ввода-вывода). [IBM PC общается по своей магистрали как с памятью, так и с устройствами ввода-вывода и имеет 20 адресных проводников (АО-А19), что соответствует 1 Мбайт адресного пространства.] И наконец, передаваемые данные синхронизуются стробирующими импульсами, передаваемыми по дополнительным проводникам магистрали. Для того чтобы реализовать описанную схему, существуют два пути: предусмотреть отдельные линии «чтение» и «запись» (с названиями, например, READ и WRITE) и возбуждать на той или другой из этих линий сигналы, синхронизирующие передачу данных; иметь одну линию стробирующих сигналов (STROBE) и одну линию READ/WRITE', причем импульс на линии STROBE синхронизирует передачу данных в направлении, которое определяется уровнем сигнала на линии READ/WRITE'. IBM PC использует схему (действующий уровень сигнала-низкий) с линиями «чтение/запись», названными IOR', IOW', MEMR' и MEMW'. Поскольку PC различает память и устройства ввода-вывода, то и линий этих четыре, по два строба (чтения и записи) на тот и другой тип ввода-вывода.

Сигналы данных, адреса и четыре строб-сигнала — это обычно все, что требуется для организации простейшего режима передачи данных. Однако для PC необходим еще один сигнал, названный выбор адреса (AEN — Adress ENable) для того, чтобы различать обычную передачу данных в устройстве ввода-вывода от режима передачи, называемого прямой доступ к памяти (ПДП) (DMA — Direct Memory Access). Режим ПДП мы рассмотрим в разд. 10.12, а сейчас вам достаточно знать, что AEN имеет низкий уровень для обычного ввода-вывода и высокий-для режима ПДП. Таким образом, сейчас у нас есть 33 сигнала магистрали: D0-D7, АО-А19, IOR', IOW', MEMR', MEMW' и AEN. Давайте посмотрим, как они работают.

10.06. Программируемый вывод данных ввод-вывод:

Простейший метод обмена данными по магистрали компьютера известен как программируемый ввод-вывод, это обозначает, что данные передаются с помощью операторов программы IN или OUT (направления передачи для IN и OUT входят в состав тех немногих правил, которых придерживаются все изготовители компьютеров: IN всегда означает направление к ЦП, a OUT всегда означает направление из ЦП). В целом процесс вывода данных (и записи в ОЗУ) предельно прост и логичен (рис. 10.6).

Рис. 10.6. Цикл ввода-вывода при записи (все измерения в нс).

Адрес приемника и данные, которые необходимо передать, выставляются на соответствующие линии магистрали центральным процессором. Строб-сигнал записи (IOW' или MEMW') устанавливается в низкое состояние цетральным процессором для того, чтобы сигнализировать приемнику о том, что данные установлены и их можно считывать. На магистрали PC адрес гарантированно установлен, начиная с момента времени приблизительно за 100 нс до IOW', а данные гарантированно установлены по крайней мере за 500 нс до окончания IOW' (и в течение следующих 185 нс после окончания этого сигнала).

Для того чтобы принимать участие в подобных играх, периферийное устройство (пусть в нашем случае это — графический дисплей) наблюдает за шинами адреса и данных. Когда устройство обнаруживает свой собственный адрес, оно считывает информацию с шины данных по спаду сигнала IOW'. Вот и все.

Рассмотрим пример, приведенный на рис. 10.7.

Рис. 10.7. Растровый дисплей.

Здесь мы спроектировали растровый графический дисплей; вы последовательно передаете ему пары чисел X, Υ и на его экране отображается каждая точка в декартовой прямоугольной системе координат, причем первое число соответствует абсциссе, а второе — ординате отображаемой точки. Сначала мы должны выбрать адрес устройства ввода-вывода. На рис. 10.8 приведены зарезервированные и доступные адреса устройства ввода-вывода для IBM PC; мы выбираем 3C0H для Х-регистра и ЗС1Н для Y-регистра.

Рис. 10.8. Адреса ввода-вывода IBM PC.

Микросхема `688-8-разрядный компаратор со стробированием; состоянию равенства сравниваемых кодов которого соответствует низкий уровень на выходе, вырабатывает низкий выходной сигнал в том случае, когда 8 бит разрядов А2-А9 совпадают с заданными значениями, в нашем случае - когда адрес на магистрали лежит в диапазоне 3C0H-3СЗН (вы можете использовать комбинационную схему, но компаратор адреса компактнее). Мы также потребуем в соответствии с ранее приведенными разъяснениями, чтобы AEN был низкого уровня. Трехвходовые логические схемы И-НЕ завершают дешифрацию адреса, используя адресные линии АО, А1 для того, чтобы установить низкий уровень на своих выходах отдельно для адресов 3C0H и ЗС1Н (другой способ будет вкратце описан ниже). В конце концов указанные выходы логически перемножаются с IOW' для того, чтобы получить синхросигнал для Х- и Y-регистров, которые представляют собой 8-разрядные регистры на D-триггерах (микросхемы `574). Эти регистры фиксируют байты с шины данных в тех случаях, когда а) выбран требуемый адрес, б) сигнал AEN — в низком состоянии, в) был выработан сигнал IOW'. Восьмиразрядные цифро-аналоговые преобразователи (ЦАП) преобразуют считываемые байты в аналоговое напряжение, подаваемое на Х- и Y-входы устройства управления выводом на электронно-лучевую трубку (ЭЛТ) дисплея. Спустя несколько микросекунд после считывания Y-координаты, два одновибратора вырабатывают 5-микросекундный импульс подсветки, увеличивающий интенсивность свечения изображаемой на экране точки (все устройства управления выводом на ЭЛТ имеют для этого вход Z). Для того чтобы изобразить график или набор символов на экране, необходимо последовательно выводить Х- и Y-координаты, повторяя их в одном и том же порядке (сначала X, а затем Y) достаточно быстро, чтобы глаз не видел мерцания.

Микрокомпьютеры достаточно быстры для того, чтобы успевать в цикле отображать на дисплее несколько тысяч точек без раздражающего мерцания. Учитывая, что растровый дисплей — это стандартное устройство микрокомпьютера для вывода изображений, приведенный пример более полезен в качестве модели фотографического графопостроителя сверхвысокого разрешения, использующего 14-разрядный ЦАП и дисплей с микроскопическим размером точек (см. следующее упражнение).

Несколько полезных замечаний:

А) Отметим, что мы подобрали полярность сигналов таким образом, что D-триггеры переключаются по спаду сигналов IOW'; это существенно, так как в момент времени, соответствующий фронту этого импульса, данные могут еще не установиться. Для большей надежности следует удостовериться, что временные соотношения сигналов удовлетворяют временам упреждения и удержания схем `574; фактически, однако, для такой медленной, как у IBM PC магистрали трудно заставить схему, подобную описываемой, работать правильно, поскольку с момента установки данных до спада IOW' проходит более 500 нс.

Б) Вы можете сэкономить несколько логических элементов, использовав в цепи дешифрации адреса стробируемый дешифратор так, как показано на рисунке. Дешифраторы типа^,138 (3 разряда на 8 направлений) и типа `139 (сдвоенный, 2 разряда на 4 направления) имеют один или более стробирующих входов и удобны для построения схем такого рода.

В) Отметим также, что мы могли бы объединить 3-входовые и 2-входовые элементы И-НЕ в 4-входовые И-НЕ, здесь этого не сделано для того, чтобы четче выделить отдельно факт дешифрации адреса и затем — совпадения результата дешифрации со строб-сигналом IOW'.

Г) На самом деле мы можем полностью игнорировать разряд А1 и схема будет работать по-прежнему! Однако тогда она начнет откликаться также на адреса 3С2 и 3СЗ (как X и Y, соответственно) и произойдет потеря двух адресов ввода-вывода. На практике, однако, часто идут этим путем и, не полностью дешифруя адрес, экономят микросхемы (ведь адресное пространство остается достаточно обширным, даже если вы и потеряете таким образом некоторое количество адресов). В рассматриваемом примере мы можем подключить IOW' вместо А1 и полностью отказаться от 2-входовой схемы И-НЕ.

Д) Сопряжение с магистралью, подобное обсуждаемому, будет более гибким, если адрес устанавливать DIP-переключателями (или DIP-перемычками); тогда вы сможете выбрать адрес верно, чтобы не было конфликта с адресом другого устройства, подключенного к той же магистрали. Внести соответствующие изменения в схему несложно-достаточно восемь входов компаратора подсоединить через ключи к общему проводнику («земле»), а через резисторы — к цепи +5 В.

Е) Для пояснения существа дела в этом примере мы использовали отдельные микросхемы 8-разрядных регистров и ЦАПов. На практике у вас есть возможность применить ЦАП со встроенной схемой выборки адреса (например, «микропроцессорно-совместимый» ЦАП типа AD 7528-сдвоенный ЦАП с входной схемой выборки адреса); такая схема выпускается даже в счетверенном варианте (AD7226), а также в варианте с двойной буферизацией, двухкаскадной выборкой адреса для каждого ЦАП (счетверенный ЦАП AD 7225).

_{Упражнение 10.1. Нарисуйте функциональную схему адресного компаратора с настройкой адреса.}

_{Упражнение 10.2. Нарисуйте схему сопряжения растрового дисплея с магистралью, используя 16-разрядные ЦАП для преобразования как Х-, так и Υ-κοординат. Вам потребуется 4 последовательно расположенные адреса. Используйте первые 2 для регистрации Х-регистра, а два последних-для Y-регистра; конечно, надо предусмотреть возможность настройки базового адреса ввода-вывода с использованием переключателей в DIP-исполнении. Как для Х-, так и для Y-координат четным адресам соответствует младший, а нечетным — старший байт соответствующего кода; это удобно (поскольку МП 8086 оперирует 16-разрядными словами, можно пользоваться командами ввода-вывода слов для передачи данных этому устройству).}

Программирование графического дисплея. Программирование такого устройства не представляет сложностей. Как это делается показывает программа 10.3, которой надо указать адреса ячеек, где хранятся Х- и Y-координаты первой точки и количество точек, которое надо отобразить. Программа обслуживания дисплея возможно, будет оформлена как подпрограмма с этими параметрами, передаваемыми при ее вызове. Программа заносит адреса массивов Х- и Y-координат (т. е. адрес первой пары Х-, Y-координат) в индексные регистры SI и DI, а байт количества точек в регистр СХ. Этот регистр потом используется в цикле, в котором пары Х-, Y-координат последовательно передаются в порты ввода-вывода по адресам 3C0 и ЗС1. В каждом цикле перемещаются указатели массивов X и Υ; а содержимое счетчика декрементируется и сравнивается с нулем, который характеризует отображение последней точки; затем указатели и счетчик устанавливаются в исходное состояние и процесс вывода начинается снова.

Пара важных моментов: однажды запустившись, программа постоянно отображает массив точек. В действительности программа должна проверять состояние клавиатуры, чтобы заметить, если оператор захочет прекратить вывод на дисплей. Можно также прекратить вывод спустя заданное время или с помощью прерывания, о чем речь будет идти ниже.

Обычно при регенерации изображения на дисплее, организованной подобным образом, для дополнительных продолжительных вычислений во время вывода изображения времени нет. Гораздо лучшим методом является обновление изображения на экране из собственной памяти дисплея, что разгружает компьютер. Как бы то ни было, если ваша цель — построить изображение с высоким разрешением для получения фотографической копии, эта программа и схема сопряжения, спроектированная по условиям упражнения 10.2, будет работать замечательно.

10.07. Программируемый ввод-вывод: ввод данных.

Передача данных в другом направлении при программируемом вводе-выводе осуществляется столь же просто. Схема сопряжения следит за шиной адреса так же, как и ранее. Если эта схема обнаруживает свой собственный адрес (и сигнал AEN находится в низком состоянии), она выставляет данные на шину данных, обеспечивая их совпадение во времени с сигналом IOR' (рис. 10.9).

Рис. 10.9. Цикл ввода-вывода при чтении.

Пример такой схемы приведен на рис. 10.10.

Рис. 10.10. Параллельный входной порт.

Схема позволяет компьютеру считать байт, хранящийся в регистре на D-триггерах типа `574. Поскольку и тактовый вход, и входы данных регистра доступны внешнему устройству, в регистр может быть занесена цифровая информация практически любого характера (выход цифрового прибора, АЦП и т. п.). Для разнообразия мы использовали вместо всех логических элементов 2-разрядный дешифратор адреса типа `679. Эта «умная микросхема» имеет 12 адресных входов, вход выборки и 4 «программируемых» входа. Если вы хотите дешифровать некоторый определенный адрес, это делается хитро: функционально такая микросхема представляет собой 12-входовую схему И-НЕ, программируемое число этих входов может быть дополнительно инвертировано; инвертируются всегда входы с меньшими номерами, а их количество вы можете задавать с помощью 4-х отдельных программируемых входов.

Пусть мы хотим «добраться» до резервного порта ввода-вывода с адресом 200Н (рис. 10.8). Нам необходимо распознать состояние А9 — высокий уровень, АО-А8 — низкий. Ко всему прочему мы можем использовать микросхему `679 для стробирования дешифрованного адреса низкими уровнями сигналов AEN и IOR'.

Итак, окончательно нам требуется схема И-НЕ с 11-ю инвертирующими входами и одним неинвертирующим входом, что обеспечивается подачей кода 1011, осуществляемой аппаратным образом на программируемые входы. Затем подключим адресную шину и синхросигналы так, как показано на рис. 10.10. Как только команда.

IN AL,200H.

Выполнится, ЦП выставляет адрес 200Н на линиях АО-А9 и затем устанавливает IOR' на время 630 нс. Центральный процессор считывает то, что он обнаруживает на шине данных (D0-D7) в момент времени, соответствующий спаду сигнала IOR', затем сбрасывает АО-А9.

Реакция периферийного устройства должна заключаться в том, чтобы выдать данные на соответствующие разряды D0-D7 по крайней мере за 50 нс до конца IOR'; выполнить это условие не составляет никакого труда, так как устройству известно, что от него требуются данные, уже по меньшей мере 600 не. Для типовой задержки срабатывания используемых здесь микросхем 10 нс, 600 нс выглядят вечностью.

Начиная с этого примера, мы прекратим пристально рассматривать весь клубок линий магистрали, а просто будем называть отдельные линии по именам.

Сигналы магистрали: двунаправленность и однонаправленность. Из двух примеров, которые мы рассмотрели до сих пор, вы могли увидеть, что некоторые линии магистрали являются двунаправленными, например линии шины данных: во время записи на них выставляется выходной код ЦП, а во время чтения — выходной код периферийного устройства. Как ЦП, так и периферийное устройство для подключения к таким линиям используют элементы с третьим состоянием на выходе.

Другие сигналы, такие как IOW' и IOR', всегда вырабатываются ЦП с помощью стандартных драйверов. Типичным для компьютерных магистралей является существование обоих типов линий, двунаправленных линий для данных, передаваемых как в одном, так и в другом направлении, и однонаправленных линий для сигналов, которые всегда вырабатываются ЦП (или, более точно, соответствующими логическими схемами управления магистралью). Процессор всегда использует какой-то простой протокол, вроде наших правил установки/чтения в соответствии с сигналами IOW', IOR' и адресными, который предотвращает конфликтные ситуации на совместно используемых линиях магистрали.

Среди перечисленных до сих пор только шина данных является двунаправленной; адрес, сигнал AEN и синхросигналы распространяются только в одном направлении — от ЦП. (Чтобы не создавать неправильного впечатления, надо уточнить, что более сложные компьютерные системы позволяют другим адресатам магистрали становиться ее «хозяевами»; очевидно, в таких системах почти все сигналы магистрали являются мультиплексируемыми и двунаправленными. IBM PC в этом отношении необычайно проста.).

10.08. Программируемый ввод-вывод: регистры состояний.

В нашем последнем примере компьютер мог считать байт из схемы сопряжения в любое время, когда захочет. Это замечательно, но как узнать, когда можно считать что-нибудь стоящее? В некоторых случаях вы можете потребовать, чтобы компьютер считывал данные через равные интервалы времени, отсчитываемые его таймером реального времени. Пусть например, компьютер «заставляет» АЦП начинать преобразование через равные промежутки времени (командой OUT) и затем считывает результат несколькими микросекундами позже (командой IN). В измерительных системах этого может быть вполне достаточно. Однако часто встречаются такие случаи, когда внешнее устройство имеет свой собственный «интеллект», и было бы хорошо, если бы оно могло без промедления сообщить компьютеру, что что-то произошло.

Классическим примером является алфавитно-цифровой ввод при нажатии каких-либо клавиш клавиатуры дисплея. Если вы не хотите терять символы, компьютер должен ввести каждый из них и без большой задержки. Еще более серьезная ситуация с быстрым накопительным устройством, таким как диск или ленточный магнитофон; данные необходимо передавать со скоростью до 100000 байт в секунду без задержки. Для того чтобы решить эту проблему, существуют три реальные возможности: использовать регистры состояний, прерывания и прямой доступ в память (ПДП). Давайте начнем с простейшего метода-регистров состояния — проиллюстрированного схемой сопряжения клавиатуры на рис. 10.11.

Рис. 10.11. Интерфейс клавиатуры с битом состояния.

В этом примере ASCII-код записывается в 8-разрядный регистр на D-триггерах типа `574 строб-сигналом, вырабатываемым клавиатурой при нажатии на очередную клавишу. Мы соорудили типовое программируемое устройство ввода данных так, как показано на рис. 10.11, используя трехстабильные выходы микросхемы `574 для непосредственной связи с шиной данных. Входной сигнал, обозначенный как KBDATA SEL', поступает от схемы дешифратора адреса того же в точности типа, который приведен в предыдущем примере, и устанавливается в низкое состояние, когда код адреса, предварительно присвоенного данному устройству, появляется на шинах адреса магистрали (вместе с низким уровнем сигнала AEN).

Что в этом примере нового, так это — триггер, который устанавливается в единичное состояние, когда клавиша некоторого символа нажата и сбрасывается, когда символ считывается компьютером. Фактически это — одноразрядный регистр состояния, высокий уровень выходного сигнала которого означает возможность считать очередной символ, низкий уровень — отсутствие таковой. Компьютер может опросить бит состояния, выполнив команду ввода данных IN с другого адреса рассматриваемого устройства, дешифрованного как KBFLAG SEL' (с помощью логических вентилей, дешифраторов или каких-либо других элементов).

Для того чтобы описать состояние этого устройства, требуется только один бит, поэтому схема сопряжения управлялась только битом старшего разряда, в данном случае с помощью буфера с тремя выходными состояниями типа `125. (Никогда не подключайте двунаправленные линии к выходам устройств, специально для этого не предназначенным!) Линия, подходящая на рисунке к изображению буфера снизу, управляет трехстабильным выходным сигналом, разрешая его своим низким уровнем, что обозначено кружком.

Клавиатура терминала: пример программы. Итак, теперь у компьютера имеется возможность узнать, когда готовы очередные данные. Программа 10.4 показывает как.

Эта программа предназначена для того, чтобы считывать символы с клавиатуры терминала, адрес порта данных которого — KBDATA (хорошим стилем программирования является определение действительного кода адреса порта, который соответствует адресу, определяемому аппаратным образом, как KBDATA SEL и т. п. — несколькими операторами, располагаемыми в начале программы, как показано); каждый символ отображается (режим «эхо») на экране дисплея компьютера (адрес порта = OUTBYTE). Когда набирается целая строка, программа передает управление блоку обработки строки, функционирование которого определяется символьным содержанием строки. Когда программа готова к обработке другой строки, она печатает звездочку. Если у вас есть какой-то опыт в работе на компьютере, программа покажется вам достаточно очевидной.

Программа начинается с инициализации указателя буфера символов, осуществляемой пересылкой адреса буфера в адресный регистр ВР. Отметим, что мы не можем записать.

MOV BP,charbuf.

Так как такая команда загрузит содержимое, а не адрес; в языке ассемблера процессора 8086 для обозначения адреса ячейки памяти используют слово offset перед идентификатором этой ячейки. После этого программа с помощью команды IN считывает бит состояния клавиатуры, логически умножает его на 80Н, чтобы оставить только бит состояния (это называется «маскированием») и результат сравнивает с нулем. Нуль означает, что бит не равен единице и программа выполняет цикл. Когда обнаружен ненулевой бит состояния, программа считывает данные из порта данных клавиатуры (при этом обнуляется бит состояния триггера) и последовательно запоминает их в буфере строки, инкрементируя указатель (ВР) и вызывая подпрограмму, которая отображает символ на экран. Наконец, программа проверяет, не оканчивается ли строка символом возврата каретки: если этого нет, то управление передается циклу повторной проверки бита состояния клавиатуры; если последний символ является символом перевода строки (CR), программа передает управление обработчику строки, после чего печатает звездочку и начинает все заново.

Даже простая подпрограмма, используемая для вывода символа на дисплей, требует нескольких операций проверки флага (бита) состояния и маскирования. Сначала подпрограмма запоминает байт в регистре АН, затем считывает и маскирует флаг занятости экрана дисплея. Ненулевой флаг означает, что дисплей занят и надо продолжить проверку этого флага; в противном случае подпрограмма заносит символ в регистр AL, пересылает этот символ в порт данных дисплея и завершается.

Несколько замечаний по программе: а) поскольку бит старшего разряда (который мы аппаратным образом определили как бит флага) является знаковым, стадию маскирования флага клавиатуры можно опустить; при этом можно использовать команду JPL KFCHK. Эта уловка, однако, срабатывает только при проверке старшего разряда и поэтому весьма специфична; б) продолжая практику хорошего стиля программирования, символ возврата каретки (0DH) и звездочки можно было бы определить как константы, подобно KBMASK; в) блок обработки строки может быть оформлен в качестве подпрограммы; г) в том случае, если процедура обработки строки слишком длинна, могут быть потеряны символы; это соображение приводит к использованию более изящного механизма прерывания, который мы вскоре рассмотрим; д) программы обслуживания клавиатуры и дисплея используются настолько часто, что PC имеет встроенные программы такого рода, вызываемые посредством программных прерываний (рассмотрим их позже); таким образом, наша программа вообще не нужна!

Обобщение битов состояний. Пример с клавиатурой иллюстрирует протокол обработки бита состояния; однако протокол настолько прост, что у вас может создаться неправильное представление об этом предмете. На самом деле интерфейс внешнего устройства несколько сложнее, как правило он предусматривает несколько флагов для фиксации различных условий. Например, в интерфейсе ленточного магнитофона вам, как правило, надо иметь следующие биты состояний: начало ленты, конец катушки, ошибка четности, движение ленты и т. д. Традиционная процедура заключается в том, чтобы свести все биты состояний в один байт или слово так, чтобы сразу считать все биты из регистра состояний с помощью команды ввода данных IN. Обычно надо назначить бит, показывающий наличие любой из ошибочных ситуаций, старшему разряду слова состояний с тем, чтобы простая проверка знака сигнализировала бы о наличии какой-нибудь ошибки; если это обнаруживается, можно проверять отдельные разряды слова (накладывая маску с помощью логической функции «И») для выявления конкретной ошибки. Более того, в сложных интерфейсах, возможно, не требуется, чтобы биты состояния сбрасывались «автоматически», как это происходило с единственным битом в нашем примере; вместо этого можно воспользоваться командой вывода данных, каждый бит которых сбрасывает соответствующий флаг.

_{Упражнение 10.3. У нашего интерфейса клавиатуры нет средства, позволяющего компьютеру определить, был ли пропущен символ. Измените схему так, чтобы она использовала два бита состояний: «готовность символа» (это у нас уже есть) и «потеря данных». Флаг «потеря данных» должен устанавливаться на линии D6 того же порта состояний, что и «готовность символа»; флаг «потеря данных» должен становиться равным единице, если клавиша была нажата до того, как предыдущий символ был считан компьютером, в остальных случаях он должен быть равен нулю.}

_{Упражнение 10.4. Дополните программу 10.4 блоком проверки потерянных данных. Это должно осуществляться вызовом подпрограммы с именем LOST в тех случаях, когда флаг «потеря данных» установлен равным единице; в остальных случаях программа должна работать как и раньше.}

10.09. Прерывания.

Только что проиллюстрированное использование флагов состояний является одним из трех способов, используемых внешним устройством для того, чтобы «намекнуть» компьютеру на необходимость выполнения каких-то действий. Хотя во многих простых случаях этого вполне достаточно, имеется серьезный недостаток в том, что внешнее устройство не может само объявить о необходимости выполнения каких-то действий — оно должно ждать до тех пор, пока ЦП не опросит его посредством считывания содержимого регистра состояния командой IN. Устройствам, которым требуется быстродействие (такие, как диски или другие, чья работа предусматривает ввод-вывод в реальном масштабе времени), необходим частый опрос флагов состояний, и в компьютерной системе с несколькими подобными устройствами ЦП вскоре обнаружит себя проводящим основное время за проверкой флагов состояний, как в последнем примере.

Более того, даже при постоянно выполняемой проверке флагов состояний у вас еще остается повод для беспокойства. В частности, в последнем примере ЦП будет успевать вводить символы, набираемые на клавиатуре, если он находится в главном цикле проверки флагов. Но что, если ЦП затратит 1/10 секунды в той части алгоритма, которая обеспечивает обработку строки? Или дисплей медленный и заставляет программу ждать, пока сбросится флаг занятости? Все, что в таких случаях необходимо, это — механизм, позволяющий внешнему устройству прервать обычный порядок работы ЦП в тех случаях, когда надо что-нибудь сделать. Затем ЦП может проверить регистр состояния для того, чтобы определить, чем вызвано беспокойство, аккуратно сделать то, что положено и вернуться к нормальной работе.

Для того чтобы дополнительно использовать потенциальные возможности прерываний в компьютере, необходимо добавить несколько новых сигналов на магистрали: по крайней мере, одна обобщенная линия для передачи прерываний от внешних устройств и (обычно) пара линий, с помощью которых ЦП может определить, какое устройство выдало сигнал прерывания. К сожалению, пример с IBM PC не очень удачен, так как эта машина не использует всех возможностей прерываний. Однако недостаток гибкости более чем компенсируется простотой; реализация аппаратных прерываний в периферийных устройствах PC проще пареной репы.

Теперь о том, как это все работает: магистраль PC имеет набор из 6-ти линий для передачи сигналов запросов прерываний, именуемых IRQ2-IRQ7. Эти линии используют положительную логику и подключены к схемам обрамления ЦП (в частности, к контроллеру прерываний типа 8259). Для того чтобы возбудить прерывание, вы просто устанавливаете на одной из линий высокий уровень сигнала. Если прерывания разрешены (в том числе и то конкретное IRQ, которое вы выбрали), ЦП после завершения очередной команды прерывает выполнение программы, а затем (после сохранения в стеке флагов и текущего указателя команд) переходит к программе обработчика прерывании, расположенной где-то в памяти.

В обработчике вы предусматриваете любые требуемые действия (например, чтение данных с клавиатуры), и поместить его вы можете где угодно по своему усмотрению; ЦП выясняет, по какому адресу надо совершить переход, анализируя 4-байтовый адрес обработчика, расположенный в выделенной области в начале памяти. Адрес этой области зависит от выбранного IRQ; для МП 8086 16-ричное значение этого адреса вычисляется по формуле 20 + 4n, где n-уровень прерывания. Например, ЦП будет реагировать на прерывание IRQ2 посредством перехода по 4-байтовому адресу, который хранится в ячейках памяти с адреса 28Н по 2ВН (это похоже на косвенную адресацию, с той лишь разницей, что адрес располагается в памяти, а не в регистре); конечно, начальные адреса ваших обработчиков прерываний следует заранее поместить в память. В конце обработчика надо выполнить команду IRET, которая обеспечит восстановление предварительно сохраненного содержимого регистра флагов и передачу управления обратно в точку вызова.

Проиллюстрируем это, добавив в схему интерфейса клавиатуры прерывания (рис. 10.12).

Рис. 10.12. Интерфейс клавиатуры с прерываниями.

Мы оставили флаг «символ готов» и схему программируемого ввода-вывода практически без изменений, за исключением того, что сигнал сброса флага включен по схеме «ИЛИ» с новым сигналом магистрали RESET DRV, который является выходным для ЦП, он на короткое время устанавливается в высокое состояние при включении компьютера. Обычно этот сигнал используется для установки триггеров и других элементов последовательной логики в определенное состояние при включении питания. Очевидно, этот сигнал должен сбросить флаг готовности байта к приему его в программу (в нашем новом интерфейсе установленный флаг готовности даже вызвал бы прерывание). Еще одно внесенное нами изменение — использование сокращенных обозначений для описания разрядности шины данных для того, чтобы сделать схему более удобочитаемой.

Новая схема обработки прерываний включает драйвер для установки IRQ2 в случае готовности символа. Вот и все схемные новшества, которые вам необходимы. Мы добавили, хотя в этом нет обязательной необходимости, возможность отключения устройства выработки сигнала прерывания (которое представляет собой трехстабильный буферный элемент) путем передачи байта, младший разряд которого установлен в низкое состояние, по адресу порта KBFLAG. Это можно будет использовать в том случае, если вам захочется подключить к тому же уровню IRQ другое устройство, вырабатывающее прерывания, причем так, чтобы в каждый момент только одно устройство могло инициировать прерывание (ниже мы дополнительно поясним этот щекотливый момент).

10.10. Обработка прерываний.

Компьютеры семейства IBM PC/XT реализуют обработку прерываний просто (хотя и ограничивая при этом гибкость), используя интегральную микросхему контроллера прерываний типа 8259, установленную на базовой плате. Эта микросхема выполняет основной объем работы, которая включает в себя определение приоритетов, маскирование и выбор векторов прерываний (мы опишем это после примера, приведенного ниже). Со своей стороны ЦП определяет, что наступило прерывание и реагирует на это сохранением указателя команд и регистра флагов, а также запрещением дальнейших прерываний, а затем-совершая переход по соответствующему адресу, записанному в области векторов прерываний в начальных ячейках памяти. Ваша программа обработки прерываний делает остальное, а именно: а) сохраняет с помощью команды push все регистры, которые вы собираетесь использовать (напомним, что прерываемая программа не может заранее подготовиться к прерыванию, поскольку оно может произойти в любой момент во время выполнения программы как гром среди ясного неба); б) выясняет, при необходимости, с помощью чтения одного или нескольких регистров состояний, что именно требуется выполнить; в) выполняет это; г) восстанавливает ранее сохраненные регистры из стека; д) сообщает микросхеме 8259, что все сделано (передавая байт признака завершения прерывания 20Н и, наконец, е) выполняет возврат из прерывания — команду IRET, что заставляет ЦП восстановить содержимое прежнего регистра флагов, сохраненное предварительно в стеке и передать управление (использовав прежнее, также предварительно сохраненное в стеке значение указателя команд) обратно в ту программу, выполнение которой было прервано. Где-то в программе вы должны ж) загрузить адрес программы-обработчика прерываний по адресу вектора прерываний, соответствующего уровню IRQ, используемого аппаратной частью компьютера, и сообщить контроллеру прерываний 8259 о том, что необходимо разрешить прерывание указанного уровня.

Программа 10.5 демонстрирует программирование клавиатуры с использованием прерываний. Вот общая схема: главная процедура выполняет необходимые предустановки, а затем в цикле прерывает значение флага (программного, не аппаратного), который устанавливает обработчик прерываний, обнаружив код «возврата каретки»; когда главная процедура замечает, что флаг установлен, она переходит к заданным действиям над строкой, а затем происходит возврат к циклу проверки флага. Обработчик прерываний, в который передается управление при каждом прерывании, заносит символ в буфер строки, устанавливает флаг, если символ оказался «возвратом каретки» и возвращает управление.

Давайте более пристально посмотрим на программу. После задания адреса порта и адреса вектора прерываний IRQ2 она выделяет 100 байт под буфер строки (первоначально буфер заполняется нулями). Собственно выполнение программы начинается с занесения адреса буфера в адресный[6] регистр SI, обнуление флага конца строки, и помещения адреса обработчика прерываний (который начинается с ΚΒΙΝΤ) в ячейку 28Н. Для того чтобы разрешить контроллеру прерываний 8259 прерывания 2-го уровня, обнулим бит 2 маски (команды IN, AND, OUT); затем разрешим прерывания ЦП и передадим единицу в KBFLAG, что приводит к разрешению трехстабильного драйвера.

Теперь можно работать. После этого программа выполняет цикл, а прямо под «носом» главной процедуры скрыто обрабатывается прерывание до тех пор, пока не будет обнаружено, что "buflg" загадочным образом установился. Флаг и указатель буфера немедленно устанавливаются в исходное состояние (на тот случай, если придет следующее прерывание), затем строка «проглатывается». Хорошим советом было бы пожелать либо быстрее выполнять программу, либо скопировать строку в другой буфер, поскольку через несколько миллисекунд может произойти другое прерывание (сопровождаемое занесением нового байта в буфер), однако за это время можно выполнить несколько тысяч команд, что более чем достаточно для копирования строки.

Обработчик прерываний является отдельной программой, которая не входит в главную процедуру. Он активизируется с помощью прерывания 2-го уровня через свой адрес, который, в свою очередь, заранее был загружен по адресу 28Н. Обработчик в точности знает, что должно быть сделано, и делает это безропотно: он сохраняет содержимое регистра АХ (поскольку планирует разнести последнее вдребезги), считывает символ из порта данных клавиатуры, заносит этот символ в буфер, инкрементирует указатель, дополнительно отображает символ на экран (в эхо-режиме), устанавливает флажок (если был введен символ возврата каретки), посылает сигнал об окончании прерывания контроллеру 8259, восстанавливает содержимое регистра АХ и возвращает управление.

Если вы еще раз взглянете на приведенный выше перечень действий, выполняемых обработчиком, то можно заметить, что мы не упомянули только один этап, а именно, считывание флажков состояний, которые позволяют выяснить, какие из нескольких действий должны быть выполнены. В данном случае, поскольку существует единственная причина, вызывающая прерывание, а именно, запрос на ввод очередного символа с клавиатуры, чтение флажков не требуется. (Программист должен отчетливо понимать, при каких условиях происходит аппаратное прерывание и что требуется для его обработки.).

Несколько замечаний по поводу этой программы: во-первых, даже хотя мы и использовали прерывания, программа выглядит столь же тупой, что и раньше — она постоянно выполняет цикл, проверяя состояние признака конца строки. Однако при необходимости можно организовать цикл и по-другому, если необходимо выполнять еще какие-то действия. Это и происходит на самом деле в нашей программе, в той ее части, которая начинается с метки LINE и выполняет вывод символа «звездочка»; в течение этого времени прерывания обеспечивают занесение новых символов в буфер, в то время как в нашем предыдущем примере без прерываний эти символы были бы потеряны.

Второе замечание можно сформулировать следующим образом: даже в том случае, когда мы используем прерывания, остается беспокойство, не выполняет ли программа какие-либо операции с предыдущей строкой в то время, когда следующая строка уже полностью введена. Конечно, в среднем, программа просто обязана не отставать от ввода с клавиатуры; тем не менее может возникнуть ситуация, при которой обработчик строки случайно затратит много времени, и вам потребуется временный буфер более чем на одну строку. Одно решение этой проблемы — скопировать информацию во второй буфер или поочередно обращаться к каждому из двух буферов. Изящной альтернативой является организация входного потока в виде очереди, устроенной как кольцевой буфер, в котором два указателя обеспечивают извлечение очередного входного символа, а предыдущий символ удаляется. Обработчик прерываний продвигает вперед входной указатель, а обработчик строки продвигает выходной указатель. Подобный кольцевой буфер как правило имеет емкость 256 байт, что позволяет поддерживать обработку нескольких строк.

Третье замечание относится к обработчику прерываний самому по себе. Обычно чем он короче и проще, тем лучше, например, в нем возможна установка флажков для указания на необходимость выполнения в главной процедуре более сложных операций. Если обработчик прерываний будет долго переводить дух после каждого прерывания, вы рискуете потерять данные, источником которых являются другие устройства, вырабатывающие прерывания, поскольку в то время, когда ЦП обрабатывает прерывание, другие прерывания запрещены. В такой ситуации выход заключается в том, чтобы вновь разрешить обработку прерываний в вашем собственном обработчике командой STI после того, как будут выполнены критические отрезки программы, которые должны выполняться в первую очередь. Затем, если возникло прерывание, ваш обработчик прерываний будет сам прерван. Поскольку флажки и адреса возврата сохраняются в стеке, программа сумеет найти обратную дорогу, сначала в ваш обработчик, а затем в главную программу.

10.11. Прерывания в целом.

Наш пример с клавиатурой демонстрирует суть прерываний, которые являются внезапными аппаратно вырабатываемыми запросами от периферийных устройств, вызывающими программную передачу управления специализированной программе обработки прерывания (которая обычно выполняет программно-управляемый ввод-вывод), а затем возврат управления в ту часть программы, выполнение которой было прервано.

Другим примером устройств, использующих прерывания, являются часы реального времени, в которых периодически (часто 10 раз в секунду, но в ПЭВМ типа IBM PC 18,2 раза в секунду) вырабатываемое прерывание «подталкивает» подпрограмму определения текущего времени; еще одним примером является параллельный интерфейс печатающего устройства, который вырабатывает прерывания всякий раз, когда готов новый символ. Используя прерывания, такие периферийные устройства позволяют компьютеру одновременно выполнять другие задания; вот почему вы можете работать с текстовым редактором, пока ваша ПЭВМ печатает файл (и при этом еще и отсчитывает текущее время).

IBM PC, однако, не иллюстрирует всех возможностей прерываний. Как мы видели, имеются 6 линий IRQ на магистрали, каждая из которых может быть задействована только одним устройством, использующим прерывания. Линии IRQ пронумерованы в соответствии с приоритетом; в том случае, когда вырабатываются несколько прерываний, первым отрабатывается то, номер которого меньше. Четыре из IRQ-линий предопределены для таких устройств, как последовательный порт (IRQ4), жесткий диск (IRQ5), гибкий диск (IRQ6) и порт печатающего устройства (IRQ7), оставляя неиспользуемыми только IRQ2 и IRQ3 [линии, соответствующие двум другим, используемым в IBM PC уровням IRQ, даже не выведены на магистраль, а используются на системной плате для обеспечения работы таймера с частотой пересчета 18,2 Гц (IRQ0) и клавиатуры (IRQ1)]. В том случае, если вы хотите дополнительно подключить стример или локальную сеть, придется использовать IRQ2 и IRQ3. Более того, прерывания отрабатываются по фронту сигнала, что делает тщетным какие бы то ни было разумные попытки использовать проводное «ИЛИ» для того, чтобы подключить несколько периферийных устройств к одной IRQ-линии.

Общие линии прерываний. Обычный протокол обработки прерываний, применяемый во многих компьютерах, обходит подобные ограничения. Посмотрите на рис. 10.13.

Рис. 10.13. Линии прерываний, совместно используемые несколькими устройствами.

Имеется несколько приоритетных линий IRQ-типа; здесь на входах ЦП (или других узлов, непосредственно с ними связанных) используется отрицательная логика. Для того чтобы сформировать сигнал прерывания, вы должны задать низкий уровень потенциала на одной из IRQ'-линий, используя, как показано, микросхему с открытым коллекторным выходом (или с тремя выходными состояниями). (Отметим хитрость, которая заключается в использовании элемента с трехстабильным выходом в качестве имитатора элемента с открытым коллектором.) Линии IRQ', каждая из которых подключена к нагрузочному резистору, используются несколькими периферийными устройствами совместно, так что к каждой IRQ'-линии можно подключить столько устройств, сколько захочется; в нашем примере два порта совместно используют IRQL Вообще говоря, более «нетерпеливое» устройство следует подключать к IRQ'-линии с более высоким приоритетом.

Поскольку линии IRQ' используются совместно, всегда может возникнуть прерывание, вызванное еще одним устройством в то же время и на той же линии (где уже выставлено прерывание). Центральный процессор должен знать, чем инициировано прерывание для того, чтобы передать управление соответствующему обработчику. Для этого существуют два пути - простой и сложный. Простой путь называется автовекторизованным опросом и используется практически повсеместно (хотя и не в IBM PC). Это делается следующим образом.

Автовекторизованный опрос. На одной плате с ЦП расположены некоторые электронные схемы (для примера мы возьмем электронные узлы, описываемые в гл. 11), которые инструктируют микропроцессор, что ему надо делать для поддержания режима автовекторизации, которая организована подобно тому, что сделано в IBM PC-каждый уровень прерывания вызывает передачу управления, адресуемую с помощью вектора, соответствующим образом расположенного в младших адресах памяти. Например, для МП серии 68000, с которой мы встретимся в гл. 11, существует 7 уровней приоритетных прерываний, которые адресуются 4-байтовыми указателями, располагаемыми в 28-ми (7x4) ячейках памяти с 64Н по 7FH. Адрес вызова обработчика прерываний вы записываете в эти ячейки как в вышеприведенном примере. Например, 4-байтовый адрес для обработчика, соответствующего 3-му уровню прерывания, вы должны записать в ячейки памяти с адресами (в 16-ричной форме) с 6С по 6F.

Перейдя в обработчик, вы знаете, какой уровень прерываний вы обслуживаете; вам только неизвестно, какое конкретно устройство инициировало прерывание. Для того чтобы выяснить, вы просто должны проверить регистры состояний каждого из устройств, подключенных к линии, соответствующей этому уровню прерываний (устройство никогда не должно выставлять запрос на прерывание без дополнительной установки одного или более битов состояний, которые можно считать). Если бит установлен, показывая, что надо бы что-то сделать, вы делаете то, что надо, и еще заботитесь о сбросе сигнала IRQ'. Некоторые устройства (такие, как клавиатура) сами сбрасывают в исходное состояние сигнал прерывания, когда осуществляется чтение данных, тогда как другие могут потребовать передачи специального байта по некоторому адресу порта ввода-вывода.

Если устройство, которое вы обслуживаете, было единственным источником прерываний данного уровня, то теперь, после передачи управления обратно в прерванную программу и продолжения ее выполнения, сигнал IRQ' будет установлен в высокое состояние. Однако если существовало второе устройство, выработавшее прерывание того же уровня, то сигнал на IRQ'-линии будет по-прежнему оставаться в низком состоянии (с помощью приводного «ИЛИ») и после возврата управления из обработчика прерываний ЦП немедленно адресуется к тому же самому вектору и соответственно обработчику. При этом путем опроса будет обнаружено другое устройство, инициировавшее прерывание, выполнено то, что надо и управление будет вновь передано прерванной программе. Отметим, что порядок, в котором вы опрашиваете регистры состояний, эффективно устанавливает программный приоритет, дополнительно к аппаратному приоритету нескольких IRQ'-уровней.

Подтверждение прерывания. Мы не можем проститься с прерываниями без того, чтобы не упомянуть о более сложной процедуре идентификации источника прерывания — подтверждении прерывания. При этом ЦП не должен опрашивать регистры состояний возможных кандидатов, поскольку устройство, инициирующее прерывание, сообщает по запросу ЦП свое имя. Устройство осуществляет это, устанавливая «вектор прерывания» (обычно-уникальный 8-разрядный код) на шине данных, в ответ на сигнал подтверждения прерывания, вырабатываемый ЦП в процессе реализации прерывания. Необходимые сигналы вырабатывает почти каждый МП. Последовательность событий такова: а) ЦП замечает ожидающее прерывание; б) ЦП завершает выполнение текущей команды, затем вырабатывает (1) сигналы магистрали, говорящие о прерывании, (2) определяет уровень прерывания (по младшим разрядам шины адреса), а также (3) вырабатывает подобные сигналам чтения строб-сигналы, которые приглашают устройство, инициировавшее прерывание, идентифицировать себя; в) устройство отвечает на такой набор сигналов магистрали, выставляя свой идентификатор (вектор прерывания) на шину данных; г) ЦП считывает вектор и передает управление обработчику прерываний, соответствующему прерывающему устройству; д) программная часть обработчика прерываний, как в нашем последнем примере, считывает флажки, получает и передает данные и т. д. В число прочих обязанностей обработчика прерываний входит наблюдения за тем, чтобы устройство, затребовавшее прерывание, не «забыло» потом его отменить; е) в конце концов обработчик прерываний возвращает управление той программе, выполнение которой было прервано.

Возможно, проницательные читатели заметили слабое место в изложенной процедуре. В частности, она рассчитана на то, что только одно устройство выставляет свой вектор, тогда как одному IRQ-уровню могут соответствовать несколько устройств, которые вырабатывают запросы на прерывание одновременно. Традиционный метод обработки прерываний в такой ситуации заключается в том, что на магистрали формируется дополнительный сигнал (называемый INTP, приоритет прерывания), необычность которого состоит в том, что линия магистрали, соответствующая этому сигналу, не является общей для устройств, подключенных к магистрали, а, наоборот — проходит через схемную часть интерфейса каждого устройства, пронизывая все интерфейсы, начиная с ближайшего к ЦП устройства с наивысшим уровнем приоритета. На цветистом языке электроники такая конструкция называется daisy chain (дейзи-цепочка, или шлейфовое соединение). Правило, в соответствии с которым аппаратная логика обрабатывает сигнал INTP, следующее: в том случае, если вы не запрашивали прерывание на том уровне, требующем подтверждения, пропустите сигнал INTP к следующему устройству без изменения; если вы хотите подтвердить прерывание на данном уровне, поддерживайте низкий уровень сигнала INTP, выходящего из вашего устройства.

Правило, в соответствии с которым надо теперь выставить вектор, выглядит следующим образом. Как только будет выработан вопрос от ЦП, установите код вашего вектора на шине данных только в том случае, если а) прерывание ожидает на том уровне, который требует подтверждение и б) на входе вашего устройства сигнал INTP имеет высокий уровень. Это гарантирует, что только одно устройство выставит свой вектор; таким образом, также устанавливается цепочка последовательных приоритетов для каждого IRQ-уровня, при этом устройство, электрически ближайшее к ЦП, будет обслуживаться в первую очередь. В таких компьютерах, где применяется подобная схема, для того, чтобы пропустить сигнал INTP через неиспользуемые разъемы магистрали, применяются малогабаритные разъемные замыкатели. Не забудьте их удалить, когда будете устанавливать дополнительную интерфейсную плату (а затем не забудьте их вернуть на место, когда будете отключать соответствующую плату!).

У метода подтверждения прерывания, реализуемого с помощью последовательной дейзи-цепочки, имеется изящная альтернатива: вместо того, чтобы пропускать сигнал через каждый возможный источник прерываний, вы соединяете каждое подобное устройство отдельной линией с приоритетным шифратором (см. разд. 8.14), который, в свою очередь, подтверждает прерывание, идентифицируя наиболее приоритетное из устройств прерывания. Такая схема исключает суету с перетыканием замыкателей. Детально мы это обсудим в разд. 11.4 (рис. 11.8).

В большинстве микрокомпьютерных систем описанная только что организация подтверждения запроса прерывания не используется в полной мере. В конце концов при 8-ми уровневой автовекторизации можно обслужить 8 устройств — источников прерываний без опроса и в несколько раз большее их количество с опросом. Только в больших компьютерных системах, где требуется быстрая реакция при наличии десятков устройств, которые вырабатывают прерывания, возможно, вы поддадитесь искушению усложнить протокол подтверждения прерывания, либо используя аппаратно реализованную последовательную дейзи-цепочку приоритетов, либо — параллельное приоритетное кодирование.

Однако важно понимать, что даже простые компьютеры могут использовать внутреннее векторизованное подтверждение прерывания. Например, простая 6-ти уровневая автовекторизованная схема прерываний IBM PC, как она представляется пользователям магистрали, на самом деле поддерживается микросхемой программируемого контроллера прерываний типа 8259, которая размещается вблизи ЦП и генерирует надлежащую последовательность подтверждений прерывания, описанную ниже. Это необходимо, так как МП 8086 (и его «наследники») не могут сами по себе использовать автовекторизацию. С другой стороны, МП популярной серии 68000 могут использовать автовекторизацию всего лишь с использованием одной дополнительной микросхемы (см. гл. 11).

Маскирование прерываний. В нашем простом примере с клавиатурой мы включили триггер таким образом, что прерывания клавиатуры могут быть заблокированы, даже несмотря на то, что контроллер типа 8259 позволяет выключать («маскировать») каждый уровень прерывания в отдельности. Мы поступили таким образом, чтобы какое-нибудь другое устройство могло затем использовать IRQ2. Для магистрали с совместно используемыми IRQ'-линиями (чувствительными к уровню) особенно важно сделать каждый источник прерываний маскируемым с помощью бита выходного порта ввода-вывода. Например, порт печатающего устройства обычно вырабатывает прерывание всякий раз, когда его выходной буфер пуст («дайте еще данных»); но после завершения печати этот запрос уже не нужен. Очевидное решение заключается в том, чтобы выключить прерывания печатающего устройства. Поскольку могут быть другие устройства, «захватившие» тот же уровень прерываний, надо не маскировать целиком весь уровень, а передать бит в порт печатающего устройства для того, чтобы блокировать его прерывание.

Как IBM PC это делает. Используемый в IBM PC МП 8086/8 в самом деле использует полный протокол подтверждения векторизованных прерываний. Однако для простоты проектировщики IBM PC использовали микросхему контроллера прерываний 8259 на системной плате. Эта микросхема используется следующим образом. К ней подключены линии IRQ от устройств ввода-вывода, расположенных на вставных печатных платах (где вырабатываются соответствующие запросы на прерывания), сам же контроллер соединен с линиями данных и управления собственно МП. Когда контроллер получает от внешнего устройства запрос на прерывание по линии IRQ, он выясняет его приоритет и осуществляет весь комплекс действий, связанных с формированием соответствующего вектора на шине данных. Он имеет регистр маски (доступный через порт ввода-вывода 21Н) так, что вы можете запретить произвольный набор прерываний.

Контроллер типа 8259 позволяет выбирать (программным образом) способ формирования прерывания либо по уровню, либо по фронту соответствующего сигнала на входных линиях IRQ; выбор осуществляется с помощью записи байта в управляющий регистр (порт ввода-вывода 20Н). К сожалению, конструкторы PC решили использовать формирование по фронту, возможно из-за того, что это несколько упрощает формирование прерываний (например, можно непосредственно подать выходной прямоугольный сигнал таймера реального времени на линию IRQ0). Если же вы вместо этого выбрали способ формирования прерываний по уровню сигнала, вы можете «повесить» на каждую IRQ'-линию множество устройств, вырабатывающих прерывания и программно опрашивать их так, как это было описано выше. К несчастью, базовая система ввода-вывода PC (ROM BIOS) и операционная система (за исключением аппаратной части) предполагают формирование по фронту, так что выбор окончателен. (Почти все остальные компьютеры, включая даже «потомков» PC и PC/AT, используют формирование прерываний по уровню.).

Существует частичное решение этой проблемы. Постольку, поскольку IRQ- линия доступна, вы можете объединить на одной плате PC несколько устройств, вырабатывающих прерывания, и логическую схему, которая формирует прерывания для соответствующей IRQ-линии по фронту; для этого можно даже воспользоваться дополнительным контроллером типа 8259 (порты ввода-вывода которого должны быть доступны ЦП). Но поскольку устройство, вырабатывающее прерывание, должно знать о каждом из остальных устройств, такую схему нельзя использовать при независимом подключении внешних устройств. Более того, вы по-прежнему вынуждены использовать по одной IRQ-линии на плату внешних устройств, и сложную систему так построить трудно: в IBM PC имеются только два незадействованных IRQ-уровня.

Программные прерывания. Микропроцессоры серии Intel 8086 имеют команду (INT n, где n = 0… 255), которая позволяет вам осуществить векторизованную передачу управления того же рода, что и настоящее аппаратное прерывание. В самом деле, среди 256 возможных векторов переходов имеются и соответствующие 8 уровням IRQ-запросов аппаратных прерываний (с ΙΝΤ 8 по ΙΝΤ 15, чтобы быть точным). Таким образом, вы можете организовать программное прерывание из некоторой программы. IBM PC использует такие программные прерывания для того, чтобы разрешить вам взаимодействовать с операционной системой и различными программами, «зашитыми» в ПЗУ. Например, INT 5 пересылает копию экрана на печатающее устройство. Особенно важно применение INT 21Н, поскольку это прерывание обеспечивает вызов системных функций: вы сообщаете системе, какую из системных функций хотите использовать, записывая соответствующее число в регистр АН прежде, чем выполнить INT 21Н.

Не следует путать такие программные прерывания с аппаратными прерываниями, вырабатываемыми внешними устройствами, о чем мы говорили выше. Выполнение программных прерываний — это искусный прием использования векторизованной передачи управления из программы пользователя системному программному обеспечению. Но такие прерывания не являются настоящими прерываниями в смысле аппаратно вырабатываемых запросов внешних автономных устройств. Напротив, вы можете встроить эти прерывания в свою программу, вы знаете, когда они произойдут (вот почему вы можете передавать аргументы через регистры ЦП) и они являются всего навсего реакцией (почти такой же, какая следует в случае «истинного» прерывания) ЦП на свою собственную команду. Можете считать программные прерывания мудрым способом расширения набора команд ЦП.

10.12. Прямой доступ в память.

Встречаются ситуации, когда данные должны быть переданы от устройства или в устройство очень быстро. Классическим примером является быстрое устройство массовой памяти, например диск или магнитная лента, а также такие приложения, связанные со сбором данных в реальном времени, как многоканальный амплитудный анализ. Программная передача каждого отсчета, инициируемая по прерыванию, в таком случае будет неудобной и, возможно, слишком медленной. Например, данные считываются с гибкого диска с высокой плотностью записи со скоростью около 500 Кбит/с или 1 байт каждые 16 мкс. Если соблюдать все описанные этапы обработки запроса на прерывание, данные почти наверняка будут пропущены, даже если гибкий диск будет единственным источником прерываний в компьютере; с несколькими подобными устройствами ситуация становится безнадежной. Еще хуже дело обстоит с жестким диском, для которого типичное время, затрачиваемое на передачу байта, составляет 2 мкс, что полностью исчерпывает возможности программируемого ввода-вывода. Такие устройства, как диски и магнитные ленты (не говоря уж об упомянутых сигналах и данных в реальном масштабе времени), не могут остановиться на полпути так, что требуется метод, обеспечивающий возможно более быструю реакцию и высокую общую скорость передачи данных. Даже для внешних устройств с низкой средней скоростью передачи данных может требоваться малое время реакции, т. е. время от начального запроса до собственно передачи данных.

Решением этих проблем является прямой доступ в память (ПДП), метод непосредственной связи внешнего устройства с памятью. В некоторых микрокомпьютерах (в том числе и IBM PC) такая связь фактически поддерживается аппаратным устройством (архитектурой ЦП), но не это главное. Важным моментом является то, что при передаче данных отсутствует программирование; байты передаются между памятью и внешним устройством по магистрали, без участия программы. Единственным влиянием на программу является некоторое замедление ее работы, поскольку режим ПДП «захватывает» такты магистрали, которые в противном случае могли бы быть использованы для доступа к памяти при выполнении программы. Аппаратная реализация интерфейса, поддерживающего режим ПДП, сложна, не следует без необходимости использовать этот режим. Однако полезно знать потенциальные возможности, поэтому мы вкратце опишем, что необходимо для построения интерфейса, поддерживающего режим ПДП. Как и в случае с прерываниями, конструкторы IBM PC упростили протокол ПДП; основную работу выполняет контролллер ПДП, расположенный на системной плате, что делает протокол ПДП сравнительно простым. Однако интерфейсы, поддерживающие режим ПДП, обычно оказываются машинно-зависимыми и сложными. Сначала мы поясним функционирование более употребительного метода ПДП с управлением сигнала магистрали, а затем — упрощенный протокол ПДП для PC.

Типовой протокол ПДП. При пересылках данных в режиме ПДП внешние устройства получают доступ к магистрали с помощью специализированных линий «запроса магистрали» (которые также, как IRQ-линии, имеют приоритеты), являющихся составной частью магистрали. Центральный процессор разрешает и ПДП и отдает управление адресами, данными и строб-сигналами. Затем внешнее устройство выставляет адреса памяти на магистраль и либо передает, либо принимает данные побайтно, синхронизуясь с устанавливаемыми им же строб-сигналами; другими словами, внешнее устройство «захватывает» магистраль и работает как ЦП, непосредственно пересылая данные. Устройство, которое в режиме ПДП управляет магистралью, отвечает за вычисление адресов (как правило, непрерывную область адресов, вырабатываемых с помощью двоичного счетчика) и подсчет количества переданных байтов. Обычно для этого достаточно иметь счетчик байтов и адресный счетчик в составе интерфейса.

Эти счетчики первоначально загружаются на ЦП, посредством программируемого ввода-вывода, для того, чтобы предустановить требуемые параметры передачи данных в режиме ПДП. По команде ЦП (посредством записи управляющего бита с помощью программируемого ввода-вывода) интерфейс формирует требование ПДП и начинает пересылать данные. Интерфейс может освобождать магистраль в промежутки времени между передачей байтов (позволяя тем самым ЦП «урвать» время и выполнить несколько команд), или он может вести себя более эгоистично, захватывая магистраль на все время передачи блока данных. После того, как все данные переданы, интерфейс освобождает магистраль до следующего раза и сообщает программе о том, что все закончено, устанавливая бит состояния и вырабатывая прерывание, после чего ЦП может решить, что делать дальше.

Загрузка данных или программ с диска-наиболее общий пример передачи данных в режиме ПДП. Выполняемая программа запрашивает какие-нибудь файлы по именам; операционная система (подробнее - чуть позже) преобразует эти имена в команды программируемого вывода данных для управляющего (или командного) регистра интерфейса диска, регистра счетчика байтов и адресного регистра (описывая с какого места на диске, и сколько байтов надо считать, и в какую область памяти их поместить). Затем интерфейс диска отыщет необходимую область на диске, сформирует запрос ПДП и начинает передавать блоки данных в заданную область памяти. Когда это будет выполнено, интерфейс установит определенные биты в регистре состояния для того, чтобы обозначить завершение работы и затем инициирует прерывание. Центральный процессор, который тем временем выполняет другие команды (или, возможно, как раз ожидает данных с диска), «откликается» на прерывание, по содержимому регистра состояния интерфейса диска определяет, что данные находятся в памяти и затем переходит к выполнению следующих команд. Таким образом, программируемый ввод-вывод (простейший вариант ввода-вывода) был использован для инициализации режима ПДП, собственно ПДП (перехватывающий у ЦП циклы магистрали) был использован для быстрой передачи данных, а прерывание было использовано для того, чтобы дать знать компьютеру о том, что передача выполнена. Такого рода иерархия ввода-вывода — исключительно частый прием, особенно для устройств массовой памяти; максимальная скорость передачи данных по типовой микрокомпьютерной магистрали в режиме ПДП может составлять от 1 до 10 млн. слов в секунду.

ПДП в IBM PC. Компьютер IBM PC, который в общем-то прост, поддерживает упрощенный протокол ПДП. На системной плате установлен контроллер ПДП (Intel 8237) со встроенными адресным и байтовым счетчиками, а также дополнительными логическими схемами для блокировки ЦП и перехвата управления магистралью. Таким образом, внешнее устройство, которое хочет выполнить ПДП, не должно вырабатывать адреса и управлять магистралью. Вместо этого он сигнализирует контроллеру с помощью одной из трех DRQ1-DRQ3 линий запроса ПДП; контроллер откликается по соответствующей линии DACK0-3' (подтверждение ПДП). Затем контроллер управляет передачей данных, формируя адрес и соответствующие строб-сигналы, синхронно с формированием внешним устройством данных для передачи в память (или синхронно с приемом данных из памяти). Во всем этом процессе память не замечает ничего необычного, поскольку генерация адресов и строб-сигналов управления памятью (MEMW' или MEMR'), которая обычно поддерживается ЦП, в данном случае поддерживается контроллером 8237 и, если ПДП сопровождает передачу данных в память, данные формируются внешним устройством. С другой стороны внешние устройства «знают» все особенности того, как надо формировать запрос ПДП (и что делать при получении подтверждения посредством сигнала DACK'); таким образом, когда контроллер ПДП выставляет сигнал IOR' (или IOW'), внешнее устройство вырабатывает (или принимает) соответствующие байты. Вы можете удивиться, как это такой простодушный, сторонний наблюдатель, как внешнее устройство, не запутается во время ПДП, когда выставлены и строб- сигналы ввода-вывода, и адреса, причем эти адреса являются адресами в памяти, установление которых сопровождается строб-сигналами управления памятью MEMW' или MEMR', генерируемыми контроллером; эти адреса не имеют никакого отношения к портам ввода-вывода.

Секрет здесь заключается в нашем старом знакомом-сигнале AEN, который добавлен к магистрали специально только для решения подобных проблем. Уровень сигнала AEN во время передачи данных в режиме ПДП устанавливается высоким, и функции разрешения адресации всех портов ввода-вывода должны вычисляться как логическое произведение с низким уровнем сигнала AEN для того, чтобы предотвратить ложную реакцию при адресации памяти в режиме ПДП.

Даже при использовании отдельной микросхемы контроллера вам все еще надо задать начальный адрес, количество байтов и направление передачи данных для грядущего режима ПДП. Эти параметры заносятся в контроллер 8237, который обязан иметь набор регистров, куда из ЦП (с помощью программируемого ввода-вывода) можно записать соответствующие значения. Настройка ПДП осуществляется весьма просто (см. книгу Эггбрехта для более детального ознакомления), если не считать того, что, как и у большинства микросхем БИС, здесь также имеется ошеломляющее разнообразие выбора различных режимов работы (посимвольная передача, поблочная передача и т. п.). К счастью IBM PC достаточно примитивна и позволяет вам использовать только режим посимвольной передачи, при котором каждый запрос DRQ сопровождается передачей лишь одного байта. Если вы настаиваете на передаче целого блока данных, поддерживая сигнал DRQ в высоком состоянии, контроллер 8237 освобождает магистраль на один цикл ЦП между циклами ПДП; это позволяет компьютеру сохранять работоспособность даже в том случае, когда у вас такое «прожорливое» внешнее устройство, что оно старается «заграбастать» магистраль полностью.

Стандартная PC обладает довольно скромными возможностями режима ПДП-около 2 мкс на передаваемый байт. По сравнению с количеством прерываний количество каналов ПДП в IBM PC меньше. Для шины ввода-вывода доступны три канала DRQ1-DRQ3 (DRQ0 уже задействован на внутренние нужды — для регенерации динамической памяти): DRQ1 используется жестким диском, а DRQ2 — гибким. На все остальное остается DRQ3.

10.13. Сводный перечень сигналов магистрали IBM PC.

На рассмотренных нами примерах-программируемого ввода-вывода, прерываний, ПДП-мы познакомились с большинством сигналов магистрали, поступающими на плату внешнего устройства IBM PC В табл. 10.1 (и на рис. 10.14) приведен полный перечень сигналов магистрали с цоколевкой разъема. Для полноты изложения ниже описан каждый из этих сигналов, начиная с тех, с которыми мы уже встретились.

Рис. 10.14. Магистраль IBM PC.

АО-А19. Шина адреса. Два состояния, работает только на запись, действующий уровень сигнала-высокий. Все 20 разрядов используются для адресации памяти (совместно с сигналами MEMR' и MEMW', которые играют роль строб-сигналов, по аналогии с сигналами IOR' и IOW'), но только 16 младших разрядов используются при адресации ввода-вывода, (64 К адресов портов); устройства ввода-вывода должны осуществлять выборку адреса только при низком уровне сигнала AEN.

Важное замечание: ввод-вывод в пределах системной платы предусматривает адресацию только десятью младшими разрядами, используя при этом лишь адреса 000H-1FFH, поэтому адреса устройств ввода-вывода должны иметь в своих младших разрядах коды в диапазоне 200H-3FFH. Вы можете поступить умнее, используя наряду со свободными 10-разрядными адресами еще и 6 старших бит, расширив таким образом адресное пространство портов ввода-вывода до 64К.

D0-D7. Шина данных. Три состояния, двунаправленная, действующий уровень сигнала-высокий. Данные выставляются ЦП при записи в память или в порт ввода-вывода: выставляются памятью при чтении из памяти, в том числе и при ПДП; выставляются портом ввода-вывода при чтении из порта, в том числе и в память при ПДП.

IOR', IOW', MEMR', MEMW'. Строб-сигналы данных. Два состояния являются выходными (по отношению к ЦП), действующий уровень сигнала — низкий. Формируются ЦП при чтении или записи. При записи данные должны быть зафиксированы по спаду (положительному) и при надлежащем адресе; при чтении должны быть выставлены одновременно со строб-сигналом при заданном адресе.

AEN. Разрешение адреса. Два состояния, является выходным (по отношению к ЦП), действующий уровень сигнала — высокий. Вырабатывается ЦП во время циклов ПДП. Порты ввода-вывода не должны дешифровать адрес при наличии сигналов IOR', IOW', за исключением тех случаев, когда порты ввода-вывода принимают сигнал DACK и используют сигналы IOR' и IOW' для стробирования байтов данных ПДПН.

IRQ2-IRQ7. Запрос прерывания. Два состояния, является входным (по отношению к ЦП), действующим является нарастающий фронт. Вырабатывается устройством, запрашивающим прерывания. Приоритеты установлены таким образом, что IRQ2 имеет наивысший, a IRQ7 — наинизший приоритет. Контроллер прерываний 8259 допускает их маскирование, устанавливаемое ЦП посредством записи в порт по адресу 21Н. Каждый уровень IRQ может быть использован одновременно только одним устройством.

RESET DRV. Предустановка драйвера. Два состояния, является выходным (по отношению к ЦП), действующий уровень — высокий. Вырабатывается ЦП при включении электропитания. Используется для предустановки устройства ввода-вывода в заданное начальное состояние.

DRQ1-DRQ3. Запрос ПДП. Два состояния, является входным (по отношению к ЦП), действующий уровень — высокий. Вырабатывается устройством ввода-вывода, которое запрашивает канал ПДП. Приоритеты установлены таким образом, что DRQ1 имеет наивысший, a DRQ3 — наинизший приоритеты. Подтверждается сигналами DACK1'-DACK3'.

DACK0'-DACK3'. Подтверждение ПДП. Два состояния, является выходным (по отношению к ЦП), действующий уровень — низкий. Вырабатывается ЦП (или контроллером ПДП) для того, чтобы обозначить подтверждение соответствующего запроса ПДП.

ALE. Разрешение фиксации адреса. Два состояния, является выходным (по отношению к ЦП), действующий уровень — высокий. Микропроцессор Intel 8088 использует мультиплексируемую шину данные/адрес, и этот сигнал соответствует строб-сигналу МП, используемому регистрами-фиксаторами на системной плате для фиксации адреса. Может быть использован в качестве сигнала начала цикла ЦП; обычно при проектировании ввода-вывода игнорируется.

CLK. Тактовый сигнал. Два состояния, является выходным (по отношению к ЦП). Это-тактовый сигнал ЦП; он асимметричен, 1/3 периода поддерживается высокий уровень, а 2/3 — низкий. Исходные PC работали на частоте 4,77 МГц, сейчас используются более высокие частоты. Сигнал CLK применяется для синхронизации состояний ожидания при запросах (с использованием сигнала I/O CHRDY) для того, чтобы удлинить цикл ввода-вывода для медленных устройств.

OSC. Тактовый сигнал. Два состояния, является выходным (по отношению к ЦП). Этот сигнал представляет собой меандр с частотой 14,31818 МГц, который может использоваться (будучи поделенным на 4) для синхронизации работы цветного дисплея.

Т/С. Завершение передачи. Два состояния, является выходным (по отношению к ЦП), действующим является высокий уровень. Этот сигнал сообщает порту ввода-вывода, что передача блока данных в режиме ПДП завершена. Устройство, выполняющее ПДП, должно обрабатывать этот сигнал по совпадению с сигналом DACK' для используемого канала, поскольку сигнал Т/С вырабатывается независимо от того, по какому из каналов ПДП завершилась передача блока.

I/O СН СК'. Проверка канала ввода-вывода. Открытый коллекторный выход, является входным (по отношению к ЦП), действующий уровень-низкий. Инициирует прерывание с наивысшим приоритетом (немаскируемое прерывание); используется для того, чтобы сигнализировать о состоянии ошибки в каком-то из внешних устройств. Центральный процессор определяет «возмутителя спокойствия» опросом внешних устройств (см. разд. 10.11); следовательно, каждое устройство, которое вырабатывает сигнал I/O СН СК', должно иметь бит состояния, который может быть прочитан ЦП.

I/O СН RDY. Готовность канала ввода-вывода. Открытый коллекторный выход, является входным (по отношению к ЦП), действующий уровень — высокий. Формирует состояние ожидания, если перед вторым фронтом сигнала CLK цикла процессора (в цикле обычно 4 такта сигнала CLK) уровень сигнала I/O СН RDY установлен низким. Используется для удлинения цикла магистрали для медленных устройств ввода-вывода или при обращении к памяти.

GND,+5VDC, —5VDC, +12VDC, -12VDC. «Земля» и уровни постоянных напряжений питания. Регулируемые уровни постоянного напряжения, передаваемые по магистрали для питания внешних устройств, размещенных на вставных платах. Изучите описание вашего компьютера для того, чтобы выяснить ограничения на суммарную потребляемую электрическую мощность, которая зависит от модификации компьютера. Вообще говоря, мощности должно хватить для питания всего того, что вы подключите с помощью разъемов расширения магистрали.

10.14. Синхронный и асинхронный протоколы магистрали.

Протокол ввода-вывода, описанный нами ранее, является примером синхронного обмена данными; данные выставляются на шину или принимаются с нее синхронно со стробирующими сигналами, которые генерируются ЦП (или контроллером ПДП). Этот метод отличается простотой, однако он чреват неприятностями в случае использования протяженных длинных шин, поскольку большое время распространения сигнала может привести к тому, что данные в операции ввода будут устанавливаться недостаточно быстро, чтобы обеспечить надежную передачу. Собственно говоря, при синхронном протоколе устройство, посылающее данные, так никогда и не узнает, получены ли эти данные! Это может показаться серьезным недостатком, но в действительности компьютерные системы с синхронными магистралями превосходно работают.

Альтернативой является асинхронная магистраль, на которой операция, например, ввода осуществляется следующим образом. ЦП устанавливает адрес порта, а на стробирующей линии (назовем ее, как и раньше, IOR') уровень (не импульс), который показывает адресному устройству, что идет операция ввода. Адресуемое устройство устанавливает данные на линиях DATA, а также уровень, сигнализирующий о наличии достоверных данных (назовем его DTACK', data transfer acknowledged, подтверждение передачи данных). ЦП, обнаружив DTACK', фиксирует («защелкивает») данные и затем снимает уровень IOR'. Как только интерфейс замечает, что линия IOR' переходит в высокое состояние, он снимает сигналы с линий DTACK' и DATA. Другими словами, ЦП заявляет: «Дай мне данные». Периферийное устройство отвечает: «Вот они, бери». Тогда ЦП говорит: «Готово, взял». И, наконец, периферийное устройство завершает диалог: «Отлично! Пойду снова спать». Описанную процедуру иногда называют «рукопожатием», или квитированием. Асинхронный протокол допускает использование длинных шин и позволяет взаимодействующим устройствам убедиться, что данные действительно передаются. Если удаленное устройство будет выключено, ЦП узнает об этом. Собственно говоря, эта информация доступна (через регистры состояния) на магистралях любого вида, и основное достоинство асинхронного протокола заключается в возможности использовать линии связи любой длины за счет незначительного усложнения аппаратуры.

Иногда вам может понадобиться подключить к магистрали относительно медленные интерфейсные ИС; примером может служить ПЗУ с большим временем доступа или даже ОЗУ. Все магистрали предоставляют какие-то средства удлинения цикла магистрали, однако при асинхронном протоколе это происходит само по себе, поскольку цикл магистрали продолжается до тех пор, пока не будет снят сигнал DTACK'. Синхронные магистрали всегда содержат какую-то линию типа HOLD' (в компьютерах PC она называется I/O СН RDY) для организации состояний ожидания и задержки во времени конца цикла. Результирующая длительность цикла всегда увеличивается на целое число тактов генератора ЦП, т. е. на число включенных в цикл «состояний ожидания». Например, стандартная IBM PC имеет тактовую частоту 4,77 МГц (период 210 нс), а длительность обычного цикла магистрали при обращении к памяти составляет 4 тактовых периода (840 нс). Если сигнал I/O СН RDY переводится в низкое состояние при обращении к памяти перед вторым фронтом сигнала CLK и снова переходит в высокое состояние перед третьим, генерируется одно состояние ожидания с удлинением цикла магистрали (а также и сигналов MEMW' или MEMR') до 5 тактов (1050 нс). Удерживая сигнал I/O СН RDY в низком состоянии на протяжении большего числа тактов, вы создаете дополнительные состояния ожидания, вплоть до 10 периодов тактового генератора.

Теперь мы можем открыть тщательно скрываемый секрет про синхронные и асинхронные магистрали: практически все микрокомпьютеры с одним процессором (или, точнее, с одним ведущим на магистрали) являются синхронными, потому что вся синхронизация привязана к единственному генератору ЦП (вроде 4,77 МГц тактового генератора исходных IBM PC). В результате если периферийное устройство задерживает свое подтверждение на «асинхронной» магистрали, цикл всегда удлиняется на целое число тактов ЦП. Разница между синхронными и асинхронными магистралями в действительности заключается в следующем. На «асинхронной» магистрали состояния ожидания включаются в цикл по умолчанию, если только не установлен в низкое состояние сигнал DTACK' (поступающий через проводное ИЛИ), в то время как на «синхронной» магистрали состояния ожидания по умолчанию не возникают; они генерируются лишь если линия проводного ИЛИ (HOLD') устанавливается в низкое состояние. Однако различие не носит лишь семантический характер — «синхронный» протокол не позволяет работать с длинными шинами, потому что в этом случае сигнал HOLD' поступает в ЦП слишком поздно, чтобы удлинить цикл, в то время как на «асинхронной» магистрали ЦП не завершит цикл обмена без вашего разрешения (сигнал DTACK'). Со свойственной нам скромностью мы предлагаем, во избежание недоразумений, пользоваться следующей многообещающей терминологией: если состояния ожидания генерируются на магистрали по умолчанию («асинхронная» магистраль), будем называть ее «с ожиданием по умолчанию» (default-wait); если состояния ожидания возникают только при их запросе («синхронная» магистраль), будем называть ее «с ожиданием по запросу» (request-wait). Магистраль IBM PC характеризуется ожиданием по запросу, а магистраль VME (см. ниже) — по умолчанию.

Процессы на магистрали еще более усложняются в многопроцессорных системах, где управление магистралью переходит из рук в руки. На синхронной магистрали с несколькими ведущими все ведущие должны использовать единый тактовый генератор, в то время как асинхронная магистраль допускает различные тактовые частоты. К счастью для вас, обсуждение многопроцессорных систем выходит за рамки этой книги! Следует отметить обстоятельство, могущее привести к недоразумениям. Вы не добавляете состояния ожидания при работе с медленными периферийными устройствами (например принтером); это следует делать лишь при наличии медленных ИС (скажем, ПЗУ с временем доступа 250 нс или медленной периферийной БИС). Медленная периферия обычно безнадежно медленна (миллисекунды, а не наносекунды); с такими устройствами следует посылать (или принимать) байт на полной скорости магистрали, фиксируя его в регистре байтовой ширины, после чего ожидать прерывания (или, возможно, установки флага состояния), чтобы инициировать следующую передачу на, полной скорости.

10.15. Магистрали других микрокомпьютеров.

Для иллюстрации архитектуры микрокомпьютерной магистрали-сигналов на магистрали, разновидностей ввода-вывода, прерываний, прямого доступа к памяти, мы выбрали магистраль IBM PC. Для книги по электронике это оправданный выбор, так как компьютеры типа PC выпускаются повсеместно и широко применяются в технике вообще и в системах сбора данных и управления в частности. К тому же, магистраль PC исключительно проста в объяснении и использовании.

Однако за простоту приходится платить. Магистрали исходных IBM PC свойственны серьезные ограничения, уже упоминавшиеся ранее (например, малое число уровней прерываний и каналов ПДП). Кроме того, магистраль IBM PC имеет по нынешним меркам слишком маленькое адресное пространство (20 бит, и доступны только 640 К), слишком узкую шину данных (8 бит), недостаточную скорость передачи данных (максимально 1,2 Мбайт/с) и невозможность работы с несколькими ведущими шины. Для последующих поколений машин PC фирма IBM разработала улучшенные магистрали, сначала магистраль PC/AT (совместимое усовершенствование исходных PC), а затем новую (и несовместимую!) «микроканальную» магистраль для серии машин PS/2. Вне мира IBM можно найти конкурирующие магистрали конкретных разработчиков (например, Q-bus и VAXBI фирмы DEC), а также типовые магистрали (Multibus, NuBus, VME). Давайте пройдемся по компьютерным магистралям, перечисленным в табл. 10.2.

PC/AT и Micro Channel. Компьютеры IBM PC/AT (сокращение от Advanced Technology, улучшенная технология) появились в 1984 г., а в 1987 г., на вершине популярности, их производство было приостановлено, чтобы уступить место серии машин IBM PS/2, использовавших улучшенную магистраль Micro Channel и призванных одним махом прихлопнуть производителей АТ-аналогов. (Однако машины PC/AT продолжали процветать, поскольку производители их аналогов, как и многие покупатели, сначала игнорировали новинку IBM, улучшенные качества которой требовали несуществующего программного обеспечения.) В PC/AT используется микропроцессор 80286 и расширенная (но совместимая) магистраль исходных PC: дополнительный (и необязательный) разъем для добавочных 8 бит данных, 4 бит адресов и 5 линий IRQ (со срабатыванием, как и прежде, по фронту). В результате 16-разрядная шина данных и более высокая тактовая частота подняли пропускную способность магистрали до 5,3 Мбайт/с, что в сочетании с расширением адресного пространства и увеличением числа уровней прерываний сделали PC/AT весьма серьезным микрокомпьютером. Магистраль PC/AT (иногда называемая Industry Standard Architecture, или ISA - стандартная промышленная архитектура) даже допускает нескольких ведущих на магистрали, хотя ее возможности в этом отношении ограничены. Платы, предназначенные для исходных PC, будут работать и на PC/AT (если они обладают необходимым быстродействием), так как усовершенствования, собранные на дополнительном разъеме, можно игнорировать; в этом случае, конечно, вы возвращаетесь к 8-разрядной шине данных и 20-разрядному адресному пространству. АТ-совместимые компьютеры обычно эксплуатируют свою магистраль ввода-вывода на высоких скоростях, и при использовании старых вставных плат могут возникнуть дополнительные трудности синхронизации.

Магистраль Micro Channel была впервые применена в серии персональных компьютеров второго поколения IBM PS/2, появившихся в 1987 г. Магистраль характеризуется большой шириной шин адресов и данных (до 32 разрядов у моделей с микропроцессором 80386), 11 уровнями разделяемых прерываний (чувствительных к уровню), возможностью работы нескольких ведущих шины и асинхронным протоколом. Платы, подключаемые к магистрали Micro Channel, не содержат запаянных адресов портов ввода-вывода; адреса (вместе с другими конфигурационными характеристиками) назначаются ЦП в процессе загрузки на основе информации, прочитанной в ПЗУ на плате. Это приятное качество избавляет вас от необходимости настраивать каждую плату с помощью микропереключателей или беспокоиться о возможности наложения адресных пространств разных плат. Платы Micro Channel характеризуются очень небольшими геометрическими допусками, что связано с использованием разъемов с расстоянием между контактами всего 1,27 мм.

EISA. Расширенная стандартная промышленная архитектура (Extended Industry Standard Architecture, EISA) явилась ответом производителей АТ-аналогов на наступление магистрали Micro Channel. Магистраль EISA была предложена в 1988 г. девятью фирмами, выпускающими АТ-совместимые компьютеры. Добавив к АТ-магистрали дополнительный разъем, разработчики EISA реализовали многие привлекательные черты магистрали Micro Channel, сохранив совместимость с существующими вставными платами AT. Таким образом, вы можете вставить стандартную плату AT в магистраль EISA и получить обычную машину AT. Однако при использовании с магистралью EISA специально разработанных для нее плат, магистраль поддерживает 32-бит передачу данных (с максимальной скоростью передачи 33 Мбайт/с), 32-бит адресацию памяти, несколько ведущих магистрали, программируемые прерывания по уровню или по перепаду, а также автоматическое конфигурирование платы.

Multibus I и II. Форматы магистрали Multibus, первоначально предложенные фирмой Intel, нашли применение во многих компьютерах. Исходная магистраль Multibus I имеет большие возможности, в том числе 16-разрядную шину данных, 24-разрядное адресное пространство и несколько ведущих на магистрали. Miltibus II предназначена для высокопроизводительных микропроцессорных систем и отличается 32-разрядными шинами адресов и данных, контролем четности, распределенным арбитражем, протоколами передачи сообщений. Магистраль использует 10 МГц тактовый генератор в синхронном режиме и может передавать до 40 Мбайт/с по последовательным адресам в режиме «блочной передачи». Так же, как и некоторые другие сложные магистрали, в Multibus II экономятся контакты путем мультиплексирования данных и адресов на подшине из 32 линий. В Multibus II используются также 96-контактные соединители DIN, укрепленные на платах, вместо торцевых плоских позолоченных соединителей; хорошо разработанный «составной» соединитель на плате обеспечивает большую надежность, и система соединения оказывается нечувствительной к искривлению плат и грубому обращению.

Хотя Multibus II отличается многими преимуществами, гибкость этой магистрали усложняет ее использование. Например, на магистрали отсутствуют обычные прерывания; вы «прерываете» путем запроса на захват магистрали и посылки затем сообщения в процессор о вашем желании прервать его работу! Для простых систем удобнее использовать более простую магистраль Multibus 1 (или какую-то другую того же класса).

NuBus. Это еще одна высокопроизводительная синхронная многопроцессорная магистраль с 32-разрядными мультиплексированными данными и адресами, соединителями DIN и высокой скоростью передачи данных (до 40 Мбайт/с в режиме блочной передачи). Как и в случае Multibus II, прерывания реализуются путем запроса на захват магистрали. Магистраль NuBus используется в старших моделях компьютеров Macintosh, где, к счастью, фирма Apple добавила к каждому разъему линию прерываний. Таким образом, каждый разъем для установки вставной платы имеет назначенный ему вектор; соответствующий обработчик прерываний определяет плату-источник прерывания без процедуры опроса, которая требуется лишь в тех случаях, когда плата содержит несколько прерывающих устройств.

Магистраль VME. Эта магистраль, как и NuBus или Multibus II, предназначена для многопроцессорных 32-разрядных систем. Однако в ней не используются мультиплексированные линии данных/адресов. Нет в ней и главного тактового генератора для синхронной передачи, поскольку для магистрали принят асинхронный протокол; это дает возможность без труда объединять процессоры, работающие с разными скоростями. Магистраль VME включает обычную многоуровневую систему прерываний IRQ-типа, с полным подтверждением прерывания (и линией INTR, образующей последовательную цепочку). Магистраль VME часто рассматривают, как альтернативную по отношению к Multibus; например, исходные компьютеры Sun фирмы Sun Microsystems использовали Multibus, в то время как в более поздних моделях Sun2 и Sun3 применена магистраль VME. Магистрали VME и Multibus II под одобрение фирм Motorola и Intel постоянно выясняют свои отношения в технической прессе с обличительными заявлениями и бранью.

Fastbus и Futurebus. Это весьма высокопроизводительные магистрали, работающие с ошеломляющей скоростью. Магистраль Fastbus использует платы большого размера (14x16 дюйм), ECL — драйверы и протоколы арбитража для работы с несколькими ведущими на магистрали. Сильной стороной этих магистралей является система магистральных взаимодействий с возможностью изощренной «географической» адресации за пределы собственно крейта плат.

Q-bus иVАХВI. Это патентованные магистрали компьютеров фирмы DEC. Магистраль Q-bus, использовавшаяся в машинах LSI-11 и ранних компьютерах Micro VAX, произошла от магистрали Unibus исходных машин PDP-11 фирмы DEC. Q-bus поддерживает 16-разрядные данные и 22-разрядную адресацию, асинхронный протокол с несколькими ведущими и многоуровневые прерывания IRQ-типа. VAXBI является высокопроизводительной магистралью с мультиплексированной 32-разрядной шиной данных/адресов, предназначенной для более совершенных машин VAX серии 8600.

10.16. Подключение к компьютеру периферийных устройств.

Интерфейсы обычно изготавливаются в виде печатных плат, либо плат с накруткой (см. гл. 12), предназначенных для вставления в плоские разъемы («слоты») микрокомпьютера. Обычно в микрокомпьютере предусматривается некоторое количество свободных разъемов именно для этой цели (либо занятые разъемы допускают «расширение» и вставление новых плат), причем по всем разъемам разводятся сигналы магистрали и питающие напряжения. Некоторые машины используют «патентованные» магистрали (например IBM PC), другие базируются на стандартных микрокомпьютерных магистралях (например рабочая станция Sun3 с магистралью VME), наконец, в некоторых вообще не предусматривается дополнительных разъемов (например исходные машины Macintosh). Каждая магистраль рассчитана на платы некоторого стандартного размера (или размеров), от крошечных плат IBM PS/2 размером 3,2x11,5 дюйм до гигантских 14,4x15,9 дюйм плат Fastbus. Каждая плата, в зависимости от магистрали, для которой она предназначена, имеет вдоль одного края от 50 до 300 соединений либо в форме позолоченных печатных ламелей, либо в виде многоштырьковых соединителей, припаянных к плате; последние известны под именем «составных» (two-part) соединителей и, как правило, более надежны, чем печатные плоские разъемы. Имеющиеся на рынке интерфейсы для решения стандартных задач (диски, графика, связь, аналоговый ввод-вывод) обычно монтируются на платах, которые вставляются в свободные разъемы машины. Если интерфейс управляет периферийным устройством, они связываются кабелями; в тех случаях, когда у интерфейса очень много входов и выходов (как, например, у цифрового логического анализатора), он может соединяться кабелем с внешней частью в виде панели или коробки, где больше места для разъемов (и дополнительных схем). В любом случае обычно используется гибкий ленточный кабель, причем предусматриваются меры для снижения уровня перекрестных помех на сигнальных и стробирующих линиях.

Один из способов заключается в заземлении каждой второй линии в кабеле; другой предполагает использование гибкого кабеля, скрепленного с гибкой же металлической заземленной подложкой, которая уменьшает индуктивность и помехи и в то же время обеспечивает почти постоянный импеданс кабеля. Для обоих конструкций в продаже имеются многоконтактные «оконечные заземлители», которые подключаются к кабелю путем обжатия; смотрите каталоги AMP, Berg, Т&В Ansley, ЗМ и т. д. Альтернативой ленточному кабелю служит кабель, сделанный из многих скрученных пар, каждая из которых содержит одну сигнальную и одну заземленную линию. Кабель из скрученных пар выпускается во многих модификациях, включая щеголеватый плоский кабель, напоминающий ленточный (кабель Twist-'n-flat — «кручено-плоский» фирмы Allied/Spectra). В кабель через каждые полметра включается плоский нескрученный участок, на который можно надеть обычный обжимающий соединитель для ленточного кабеля. Поскольку для передачи данных между интерфейсной платой и устройством обычно используется протокол со стробированием, защищать все сигнальные линии от наводок нет необходимости. Защита требуется лишь для синхронизирующих импульсов и, других линий стробов и разрешений. Если линии имеют значительную длину, следует использовать согласованные нагрузки и комбинации приемников и драйверов, как это описано в разд. 9.14.

Нестандартные интерфейсы лучше всего выполнять таким же образом, либо путем разработки для них печатной платы, либо используя одну из универсальных интерфейсных плат, выпускаемых такими компаниями, как Douglas, Electronic Solutions и Vector. Эти пустые платы имеют места для подключения микросхем и других компонентов (включая оконечные заземлители для внешних кабелей) как припаиванием, так и накруткой (подробнее об этом см. в гл. 12). Некоторые платы содержат встроенные схемы для взаимодействия с магистралью, включая обслуживание прерываний и даже ПДП.

В некоторых случаях наилучшим решением является разработка интерфейса, частично располагаемого в компьютере, а частично-снаружи, как это показано на рис. 10.15.

Рис. 10.15. Структура разделенного интерфейса.

Тогда «компьютерная» часть интерфейса может включать, например, лишь простой параллельный порт ввода-вывода, либо в виде покупной платы, либо собственной разработки. Кабель, соединяющий две части интерфейса, оказывается простым; если требуется скоростная передача при большой протяженности кабеля, можно использовать высокопроизводительные комбинации драйверов/приемников, обсуждавшиеся в разд. 9.14 (например RS-232 или симметричные микросхемы 75S110, или даже волоконную оптику). Такой подход к конструированию интерфейсов может быть особенно полезен при работе со слабыми аналоговыми сигналами, поскольку в этом случае чувствительные к помехам линейные цепи можно удалить от рева наводок цифровых схем компьютера (и приблизить к источнику аналоговых сигналов); это также позволяет с особым вниманием отнестись к поддержанию «в чистоте» заземленных линий аналогового сигнала.

SCSI, IEEE-488 и другие интерфейсы. В продаже имеются буквально сотни вставных плат для распространенных магистралей вроде IBM PC, Multibus, VME и Q-bus, выполняющих необозримое множество функций. Эти платы недороги и просты в использовании, так что перед разработкой собственной платы вы должны сначала выяснить (а) нет ли такой же платы в продаже и (б) нельзя ли использовать в качестве «резидентной в компьютере» части вашего интерфейса простую плату параллельного порта, как это описывалось в предыдущем разделе. Есть и другая возможность-подключить ваше устройство к компьютеру через стандартный встроенный параллельный порт Centronics либо через последовательный порт RS-232 (см. разд. 10.19 и 10.20). Поскольку эти порты одинаковы на всех микрокомпьютерах, такое решение сделает ваше устройство переносимым, даже на микрокомпьютер с другой магистралью (или вообще без магистрали!). Если ваше устройство подключается к последовательному порту, оно, скорее всего, будет включать собственный микропроцессор, что даст вам право думать о нем скорее как о компьютере, чем о периферийном устройстве. Однако как мы покажем в следующей главе, разработка небольшого прибора, управляемого микропроцессором — дело забавное, простое и недорогое; собственно, нет никаких причин выделять микропроцессор среди других БИС, а их-то вы не колеблясь используете в своем приборе!

Развивая дальше предложенную идею, следует сказать, что имеется целый ряд стандартов на «кабельные интерфейсы», ставшие последнее время весьма популярными. Они называются SCSI (Small Computer System Interface-интерфейс малых компьютерных систем), IPI (Intelligent Peripherals Interface-интерфейс интеллектуальной периферии), ESDI (Enhanced Small-Disk Interface — улучшенный интерфейс малого диска) и IEEE-488 (известный также под именами HPIB и GPIB, General-Pur-Кабель — Внешняя часть интерфейса pose Interface Bus-интерфейсная магистраль общего назначения). Интерфейс SCSI (произносится «скази»), в особенности благодаря обилию дисков и другой периферии, подключаемой непосредственно к порту SCSI, стал стандартным элементом многих микрокомпьютеров. При этом для компьютеров, не имеющих встроенного порта SCSI, выпускаются вставляемые интерфейсные платы с этим портом.

SCSI является потомком SASI (Shugart Assosiates System Interface-простой параллельной магистрали, которую фирма Shugart придумала для своих дисководов жестких дисков) и в простейшем виде представляет собой байтовый двунаправленный параллельный протокол с квитированием. Интерфейс обеспечивает несколько режимов, включая синхронную и асинхронную передачу с симметричными или несимметричными драйверами; хотя первоначально он использовался для связи единственного ЦП с единственным диском, однако с его помощью можно несколько ЦП подключить к нескольким дискам. Типичные скорости передачи составляют 1,5 Мбайт/с для асинхронного режима и 4 Мбайт/с для синхронного; асинхронный протокол медленнее, так как в процессе каждой пересылки туда и сюда передаются сигналы квитирования. С несимметричными драйверами SCSI обеспечивает передачу на 6 м, а с симметричными на 24 м.

Магистраль IEEE-488 (первоначально — интерфейс HPIB фирмы Hewlett-Packard) была разработана для подключения лабораторных приборов к компьютеру. Интерфейс включает полный протокол связи по магистрали нескольких приборов и использует терминологию локальных сетей. IEEE-488 занимает прочные позиции в инструментальной технике; фирмы Hewlett-Packard, Keithley, Philips/Fluke, Tektronix и Wavetek комплектуют этим интерфейсом большую часть выпускаемых ими приборов. Платы с интерфейсом IEEE-488 выпускаются почти для всех микрокомпьютеров. В разд. 10.20 мы еще вернемся к обсуждению интерфейсов SCSI и IEEE-488.

Системные концепции программного обеспечения 

В этом разделе мы обсудим некоторые общие аспекты программирования для малых компьютеров, имея в виду, что изучение средств связи с компьютером имеет мало смысла, если вы не знакомы с иерархией программ, фактически вызывающих к жизни компьютер. Нам в особенности хотелось бы остановиться на таких важных вопросах, как программирование, операционные системы, файлы и использование памяти. Очень легко унестись в царство мечты, восторгаясь красотой аппаратного обеспечения компьютера и недооценить важность хорошего программного обеспечения. Именно программное обеспечение придает компьютеру крылья, и хорошая операционная система вместе с пакетом «утилит» необходимы ему, как воздух.

Рассмотрев программное обеспечение и системы программирования, мы закончим главу разделом о принципах передачи данных, остановившись на стандартизованном последовательном протоколе ASCII RS-232, параллельном порте Centronics, других возможностях параллельной передачи данных (SCSI, IPI, GPIB) и, наконец, на локальных сетях.

10.17. Программирование.

Язык ассемблера. Как уже упоминалось выше, ЦП компьютера распознает определенные комбинации бит, как команды, и действует в соответствии с их значением. Однако этим двоичным машинным языком пользуются крайне редко. Обычно вы составляете программы на мнемоническом языке ассемблера (как это было сделано в приводившихся ранее примерах программирования интерфейсов), а специальная программа, называемая ассемблером, преобразует их в выполнимые машинные коды. Язык ассемблера очень близок к машинному языку; каждая команда языка преобразуется непосредственно в одну или несколько строк машинного кода (из которых первая обычно представляет код операции, а последующие описывают адресацию переменных или содержат константы). Программирование на языке ассемблера позволяет получить максимально эффективную программу и дает возможность обращения к флагам и регистрам, что недоступно из языков высокого уровня. Однако такое программирование утомительно, как это показывают приведенные примеры, и для решения большинства задач (особенно требующих значительного объема вычислений) более целесообразно использовать компилятор или интерпретатор с языка высокого уровня, такого как Си или Фортран, а к процедурам на языке ассемблера обращаться лишь в случае необходимости.

Компиляторы и интерпретаторы. Си, Фортран, Паскаль и Бейсик — примеры популярных языков высокого уровня. При составлении программы вы можете использовать алгебраические выражения вроде.

χ = (—Ь + sqrt (b*b — 4*а*с))/(2*а)

И управляющие структуры типа if…elseif… else, for…, while… и do…. Вам не приходится гонять туда и обратно крошечные порции информации объемом 1 байт или заботиться об адресации, сохранении регистров и прочем; вы просто объявляете переменные и массивы с указанием типов и размеров, а затем используете их в арифметических и логических выражениях. Не жизнь, а малина.

Выше шла речь об исходном тексте, который можно преобразовать в выполнимую программу двумя способами. Исходные программы на языках Си или Фортран компилируются, т. е. преобразуются специальной программой (компилятором языка) в строки на языке ассемблера; затем программа ассемблера переводит этот промежуточный язык ассемблера в машинный язык[7]. Программы же на языках Бейсик и АПЛ обычно интерпретируются; вместо преобразования исходной программы в программу на языке ассемблера интерпретатор анализирует предложения программы и выполняет соответствующие машинные команды.

В целом интерпретация занимает гораздо больше времени, чем компиляция. Поскольку, однако, в случае интерпретации отсутствуют процессы компиляции, ассемблирования или компоновки (о компоновке см. ниже), программу можно запустить немедленно после ее ввода в машину. Интерпретирующие программы часто включают простые редакторы, удобные для быстрой модификации программы перед ее повторным пуском в процессе отладки. На заре микрокомпьютерной техники, когда жесткие диски были редкостью, интерпретатор Бейсик приобрел широкую популярность, поскольку он работает целиком в памяти; этому можно противопоставить утомительный многоступенчатый процесс компиляции. Однако сегодня быстрые диски и эффективные компиляторы снимают с нас все заботы. Любопытно отметить, что современные компиляторы часто следуют примеру интерпретирующей системы Turbo Pascal фирмы Borland и предоставляют вам «среду программирования», в которой можно без всяких усилий переходить от редактора к выполняемой программе. Если программа натыкается на ошибку, система возвращает вас в редактор и отмечает при этом неправильное предложение; такого рода системы включают отладчики, библиотекари и другие полезные и приятные средства.

Очевидным любимцем серьезных программистов является язык Си, сочетающий в себе мощность языка высокого уровня с красотой структурированных языков и гибкостью программ на языке ассемблера, обеспечивающих доступ к отдельным битам. Однако в научных приложениях львиная доля программирования все еще выполняется на языке Фортран.

Компоновщики и библиотеки. Ассемблер образует программу на машинном языке (собственно говоря, не совсем; ее часто называют «настраиваемым» или «перемещаемым»[8] модулем) из программы на языке ассемблера, образованной компилятором, или из отдельных подпрограмм, непосредственно написанных на этом языке. Кроме этого, обычно имеются программы, используемые отдельными командами языка высокого уровня. Так, в программе на языке Си может потребоваться обратиться к математической функции вроде sqrt (вычисление квадратного корня), или к сонму функций ввода-вывода, таких как printf или fopen. Весь бюрократический кошмар получения из «библиотеки» необходимых подпрограмм (в объектной форме), а затем настройки переходов и адресаций в программе, чтобы вся эта каша разместилась в памяти должным образом, берет на себя программа, называемая компоновщиком[9]).

В функции компоновщика входит назначение конкретных числовых значений ссылкам на ячейки памяти и адресам переменных в ассемблированной программе, и сделать это компоновщик может, только выяснив, какая программа вызывает какую и сколько места занимает каждая программа в памяти. Именно поэтому программа на машинном языке, получаемая с выхода ассемблера, должна быть настраиваемой, так же, как и ассемблированные подпрограммы, хранящиеся в различных библиотеках [обычно их несколько — библиотека встроенных функций компилятора, библиотека ввода-вывода, математическая библиотека, библиотека системных вызовов и, возможно, созданная дома (или купленная в магазине) библиотека полезных подпрограмм].

Редакторы и форматирующие программы. В доисторическую эпоху (до 1970 г.) вы могли наткнуться на программиста, несущего колоду перфокарт. Действительно, вы писали программу от руки на бланках программирования, затем пробивали, ее (или платили кому-то за пробивку) на «картах IBM» — аккуратных прямоугольниках из тонкого картона пастельных оттенков. В наши дни даже первоклашки умеют работать с текстовыми редакторами, обеспечивающими универсальный метод ввода программ в машину. Ветераны (те, кому за 30) помнят еще первые неуклюжие «интерактивные» редакторы, с помощью которых можно было создать и модифицировать текстовый файл; от этого файла по причинам, ведомым лишь самому редактору, вы всегда могли наблюдать лишь кусочек. Дан Ланкастер искушал нас своей «телевизионной пишущей машинкой», которая позволяла вывести на телевизор строку текста. И больше ничего. Ни редактирования, ни памяти, ни ничего. Поэтому легко поверить, что наш восторг не имел границ, когда мы впервые познакомились с «полноэкранным» редактором.

Хороший редактор (а сейчас они все хорошие) позволяет вам вводить и корректировать текст по мере его ввода, искать требуемые слова, изменять текст, перемещать блоки текста, открывать несколько окон для работы с несколькими файлами и создавать «макроопределения» для выполнения сложных манипуляций. Экран быстро отражает вносимые в текст изменения, даже если вы добавляете строки в начале большого файла. Даже очень большой размер файлов не замедляет процесса редактирования.

Универсальный редактор не знает, да и не интересуется тем, что вы пишите; это может быть программа, или сонет, или книга. Редактор просто создает текстовый файл в соответствии с вашими инструкциями, вводимыми с клавиатуры. Если файл состоит из предложений языка программирования, компилятор, интерпретатор или ассемблер читает его непосредственно. Если, с другой стороны, файл представляет собой текст, который вы хотите напечатать, у вас есть две возможности: прямо послать файл на принтер или дополнить его информацией о форматировании и передать форматирующей программе, которая скажет принтеру, как именно следует печатать текст. Хорошая программа форматирования заботится о полях, выравнивании строк, выделении разного места под буквы разной ширины, смене шрифтов, курсиве, жирном тексте, подчеркивании и т. д. Часто редактор и программа форматирования объединяются, причем иногда вы можете посмотреть на экране, как в действительности будет выглядеть напечатанная страница текста [это средство называется WYSIWYG (произносится «визивиг»), What You See Is What You Get-что вы видите, то вы и имеете]; однако чаще экран лишь частично отображает окончательный вид печатной страницы. Наиболее совершенные редакторы могут вставлять в текст математические и научные формулы. Для получения оригинал-макета вы вводите текст с клавиатуры наборной машины, которая сама выполняет экспонирование фотобумаги или фотопленки; лазерные или электролюминесцентные принтеры обеспечивают весьма приличное качество печати при умеренной цене и высокой скорости; ударные матричные принтеры относятся к самым дешевым, и результат оказывается соответствующим.

Редакторы, выполняющие форматирование, имеют характерные имена, например, MacWrite, Manuscript, Microsoft Word, Sprint, WordPerfect.

К популярным программам форматирования (которые могут работать и с текстом и с формулами) относятся ТЕХ и Troff. Одно предупреждение: в процессе создания текста (в противоположность программам) большинство редакторов с форматированием включают в поток редактируемого текста необычные символы, с помощью которых отмечается, например, курсив или временный конец строки. Эти символы не принимаются компиляторами или ассемблерами. Если вы не хотите, чтобы компилятор подавился вашей программой, вы должны создать текст без всяких упражнений, для чего запустить редактор в самом простом режиме «чистого» текста.

Вот еще пара бесплатных советов: а) найдите хороший редактор и держитесь его; б) не пытайтесь убедить коллег, что ваш редактор лучше какого-нибудь другого.

10.18. Операционные системы, файлы и использование памяти.

Операционные системы. Из предыдущих обсуждений можно сделать вывод, что пользователю микрокомпьютера приходится часто запускать разнообразные программы, которые, к тому же, должны обмениваться между собой данными. Если, например, вам надо написать программу, то вы начинаете с запуска текстового редактора и создаете с его помощью текстовый файл, вводя строки программы с клавиатуры (хорошие программисты, насколько мы можем об этом судить, никогда не берут в руки карандаш). Сохранив на время этот файл, вы вызываете программу компилятора и компилируете сохраненный текстовый файл, чтобы получить файл с программой на языке ассемблера. Этот файл вы тоже сохраняете и запускаете ассемблер, который из файла с программой на языке ассемблера создает файл с перемещаемой программой на машинном языке. Наконец, компоновщик объединяет перемещаемую программу с другими ассемблированными подпрограммами и библиотечными программами и выдает выполнимую программу, которую вы (наконец-то!) запускаете. Для выполнения всех этих операций вам нужна сверх-программа, которая жонглировала бы всем этим хозяйством, отыскивая файлы на диске, загружая их в память и передавая управление соответствующим программам. Хотелось бы также избавиться от необходимости включения в каждую программу всех команд, требуемых для записи или чтения диска (включая обработку прерываний, загрузку регистров команд и состояний и проч.) или выполнения других операций по пересылке данных. Все это (и многое другое) входит в функции операционной системы, обширной программы, наблюдающей за загрузкой и запуском пользовательских программ (т. е. тех, которые вы пишите) и утилит (редактора, компилятора, ассемблера, компоновщика, отладчика и др.), а также управляющей вводом-выводом, системой прерываний и различными манипуляциями с файлами. Операционная система включает монитор для связи с пользователем (именно ему вы говорите, что надо вызвать редактор, или компилятор, или запустить программу) и набор «системных запросов», с помощью которых выполняемая программа может прочитать или записать строку текста на некотором устройстве, определить текущее время суток, передать управление другой программе, позволить нескольким «процессам» в многозадачной среде разделять между собой время ЦП или обмениваться данными, загружать программные «оверлеи» и т. д. Хорошая операционная система выполняет всю работу по управлению вводом-выводом, включая «спулинг» (буферизацию входных или выходных данных, позволяющую программе выполняться в то время, когда данные читаются или записываются на некотором устройстве). Выполняясь под управлением операционной системы, программа пользователя может не заботиться о прерываниях; прерывания обслуживаются системой и затрагивают ход программы только если программа сама хочет принять участие в обработке прерываний от конкретного устройства. Вершиной системного программирования является «разделение времени» (использование одного компьютера многими пользователями одновременно), когда диск служит в качестве «виртуальной памяти» для программ неограниченного размера. Примерами популярных микрокомпьютерных операционных систем являются MS-DOS (используемая на машинах IBM PC и их аналогах), OS/2 (предназначенная для машин PS/2, преемников IBM PC), UNIX (разработанная в Bell Labs и широко используемая на машинах VAX, а также на компьютерах с микропроцессором 68000), MacOS и VMS (операционная система машин VAX, предоставляемая компанией).

Файлы. В качестве среды для массовой памяти широчайшее распространение получили магнитные диски, как гибкие («флоппи»), с контактирующими головками чтения-записи, так и жесткие («винчестер»), с плавающими головками. Типичные емкости лежат в пределах 1 Мбайт для гибких дисков и 20-500 Мбайт для небольших винчестеров. Данные организуются в виде файлов. Все машинные материалы — тексты, программы пользователей, утилиты (т. е. редактор, ассемблер, компилятор), библиотеки и проч., хранятся одинаковым образом и составляют файлы. Хотя среда массовой памяти разделяется на физические блоки, или секторы жестко определенного размера (обычно размер сектора составляет 512 байт), сами файлы могут иметь любую длину. Операционная система милосердно берет на себя всю заботу об адресации к дорожкам и секторам; она извлекает требуемые данные, если вы указываете имя файла. Имеется масса любопытнейших деталей файловой организации, которые мы не можем здесь обсудить из-за недостатка места. Важно только понять, что все эти программы (редактор, компилятор и др., так же как и исходный текст, скомпилированная программа и даже данные) хранятся на некотором устройстве массовой памяти как поименованные файлы, и система умеет извлекать их для вас (прочитайте, однако, в следующем разделе об электронных дисках). Осуществляя свои служебные обязанности, система выполняет огромный объем работ по обслуживанию файлов.

Недавние прибавления семейства устройств массовой памяти имеют в своей основе потребительскую электронику и обеспечивают очень высокую плотность хранения в маленьком объеме. Сюда относятся: (а) оптические диски вроде тех, что используются в проигрывателях, с емкостью около гигабайта. Они служат в качестве ПЗУ, WORM-памяти (Write Once, Read Many — записать один раз, прочитать многократно) или как полностью стираемая память для записи/чтения; (б) видеокассеты формата VHS или 8 мм, которые позволяют иметь гигабайты памяти с возможностью записи/чтения на недорогой ленте. Основной недостаток кассет — большое время доступа. Обе упомянутые системы памяти используют изощренные методы коррекции ошибок, возникающих из-за дефектов поверхности и по другим причинам; в обычных аудио/видеоприменениях эти ошибки не имеют особого значения, однако при хранении данных или программ они, не будучи исправлены, носили бы разрушительный характер.

Использование памяти. Файлы хранятся в устройствах массовой памяти, однако программы в процессе их выполнения должны находиться в оперативной памяти. Простую автономную программу вроде той, что будет рассмотрена в следующей главе, можно загрузить почти в любое место памяти. Однако в компьютере с операционной системой всегда имеются специальные области, зарезервированные для выполнения специальных функций. Например, сама операционная система MS-DOS, вместе с ее интерпретатором команд, дисковыми буферами, стеком и прочим, обычно загружается в начало памяти, заполняя при этом векторами прерываний выделенные ячейки, адреса которых известны ЦП, в то время как часть MS-DOS, заключенная в ПЗУ, располагается в конце памяти, за областью, отведенной под видеобуферы дисплея. Если компьютер работает под управлением операционной системы, выделением памяти под программы пользователя ведает система. Понимание этого момента особенно важно при использовании ПДП; в этом случае вы должны предоставить системе возможность определить, где будет располагаться ваш буфер данных, и использовать этот адрес в качестве стартового для блочной передачи по каналу ПДП.

Ситуация еще более усложняется, если программы по ходу выполнения выгружаются и загружаются (так называемый «свопинг») или перемещаются по памяти. В памяти одновременно может находиться много программ, которым в многозадачном режиме выделяются «кванты времени» ЦП. К тому же большинство микрокомпьютеров используют «отображение памяти», при котором физические адреса памяти отображаются на различные логические адреса (т. е. те, по которым программа располагается с ее точки зрения). Если всего сказанного недостаточно, чтобы сбить вас с толку, подумайте о «виртуальной памяти», используемой в более совершенных моделях микрокомпьютеров, когда ваша программа разделяется на небольшие «страницы», каждая из которых в любой момент времени может быть, а может и не быть в памяти; программа «листает» эти страницы, гоняя их между памятью и диском в безумном пароксизме бешеной активности.

Обсуждение памяти нельзя считать законченным, если не упомянут электронный (псевдо) диск, который можно организовать даже на относительно простых машинах, если только хватит оперативной памяти. Идея псевдодиска заключается в такой организации памяти, чтобы с точки зрения операционной системы она выглядела, как диск; в эту псевдодисковую память можно затем загрузить часто используемые программы. Такая процедура может оказаться полезной при разработке программ, когда приходится постоянно обращаться к редактору, компилятору, ассемблеру и компоновщику. При использовании псевдодиска работа идет значительно быстрее, поскольку отпадает необходимость в обращениях к настоящему диску. Правда, если произойдет отказ компьютера, вы потеряете все, что сделали, так как файлы не сохраняются на диске автоматически. Схожая идея лежит в основе кеш-памяти; в этом случае область ОЗУ хранит результаты последних обращений к диску.

Драйверы. Компьютерный мир полон разнообразия — каждый месяц мы сталкиваемся с новинками технологии в области запоминающих устройств (магнитных, оптических), принтеров (лазерные, электролюминесцентные), сетей и проч. Различное электронное оборудование требует и различных управляющих сигналов с разными требованиями к временной синхронизации и т. д. Это могло бы привести к серьезным программным трудностям, так как программное обеспечение, разработанное, например, для матричного принтера, абсолютно не годилось бы для лазерного наборного автомата.

Решение лежит в использовании драйверов, специальных программ, предназначенных для организации единого программного интерфейса с разнообразным оборудованием. Так, например, наборный язык ТЕХ создает файлы в формате dvi (device-independent-не зависящий от устройств); драйвер принтера (специфический для каждого используемого вами принтера) пережевывает файл dvi и выплевывает соответствующие принтерные коды, заставляющие принтер работать должным образом. ТЕХ может работать с любым принтером, если только к этому принтеру у вас есть «dvi-транслирующий» драйвер. Сказанное относится и к устройствам массовой памяти, таким, как дисководы дисков; в результате вы можете взять любой из имеющегося на рынке множества дисков и подключить его к любому компьютеру — типа PC или Macintosh или с системой UNIX.

Драйверы являются частью системного программного обеспечения и средний пользователь компьютера может и не подозревать об их функционировании. Если, однако, вы разрабатываете новое оборудование для компьютера, вы, скорее всего, вскоре станете экспертом по драйверам, так как для того, чтобы заставить вашу аппаратуру играть заодно со всей остальной командой, вам придется написать для нее ваши собственные драйверы.

Принципы передачи данных 

Простая вычислительная система обычно комплектуется устройствами массовой памяти (диски, ленты), интерактивными устройствами (алфавитно-цифровой терминал), а также устройствами для получения твердой копии (принтеры, плоттеры). Кроме того, в систему может входить модем (модулятор-демодулятор), чтобы компьютер мог «позвонить» другому компьютеру по обычной телефонной линии. Наконец, все более популярными становятся локальные вычислительные сети (ЛВС). Включив компьютер в ЛВС, вы получите доступ к файлам, хранящимся на остальных компьютерах сети и, кроме того, право совместного использования дорогостоящих ресурсов (больших дисков, ленточных магнитофонов, принтеров и наборных машин). Во всех этих случаях ваш ЦП должен пересылать данные. Посмотрим, как это делается.

Несовместимость. В мрачные времена компьютерного средневековья (скажем, до 1975 г.) ситуация была довольно унылой. Каждое семейство компьютеров использовало собственную структуру магистрали и собственный протокол обмена (не говоря уже о языках программирования). Вы покупали (или иногда делали) интерфейсные платы, подходящие к данному компьютеру и связывали эти платы с самими периферийными устройствами самодельными кабелями. Такая всеобщая несовместимость распространялась и на сами периферийные устройства: ленточный магнитофон нельзя было подключить к интерфейсу диска, а терминал — к интерфейсу плоттера и т. д. Дело осложнялось еще и тем, что периферийные устройства, выпускаемые разными производителями, часто использовали разные сигналы и соглашения для передачи данных и были несовместимы «на уровне разъемов».

Совместимость. В какой-то степени отмеченная выше несовместимость была неизбежна, так как с целью повышения производительности различные периферийные устройства по-разному пересылают свои данные. Например, магнитный диск для передачи слов с высокой скоростью использует параллельный формат шириной 1 байт, а соответствующий интерфейс, как отмечалось выше, должен обладать прямым доступом к памяти; в противоположность этому клавиатура терминала передает данные в стандартном бит — последовательном алфавитно-цифровом формате с использованием более простого программного ввода-вывода по прерываниям. Хотя какая-то доля этой несовместимости сохранилась и до настоящего времени, в целом ситуация существенно улучшилась, так как большая часть выпускаемого оборудования использует ограниченное число общепринятых стандартов на передачу данных. Появление компьютеров IBM PC привело к определению магистрали и долгожданных форматов для малых машин, в то время как высокопроизводительные магистрали общего назначения вроде VME или Multibus стали основой ряда других компьютеров. Многие фирмы выпускают интерфейсы для этих магистралей (да и для других, вроде Q-bus машин фирмы DEC), что существенно упростило их использование. Что еще более важно, производители периферийного оборудования договорились об ограниченном числе стандартизованных «кабельных интерфейсов». Наиболее важными являются (а) последовательный формат RS-232, обычно используемый с алфавитно-цифровыми данными в коде ASCII; (б) формат Centronics для параллельного принтера; (в) параллельная магистраль SCSI; (г) магистраль IPI; и (д) приборная магистраль IEEE-488 (GPIB).

Рассмотрим эти стандарты, заключив главу кратким обсуждением двух популярных локальных сетей, Ethernet и локальной сети с маркерным кольцом.

10.19. Последовательная связь и коды ASCH.

Как уже упоминалось, передача алфавитно-цифровой информации между компьютером и устройствами с умеренным быстродействием чаще всего выполняется с помощью 7-бит кода ASCII (American Standard Code for Information Interchange — американский стандартный код для обмена информацией), при бит-последовательной передаче по единственной линии.

В табл. 10.3 представлен список 7-бит кодов. Устройства, обменивающиеся данными с помощью последовательной ASCII-передачи, почти всегда посылают 8 бит, но этот 8-й бит не является частью кода ASCII; часто он представляет бит аппаратного контроля четности (иногда четности, иногда нечетности, хотя чаще всего он устанавливается в 0 и игнорируется), но иногда этот бит используется как «мета-клавиша» регистра для образования дополнительных 128 символов, которые могут быть греческими буквами, альтернативным шрифтом и д. Для этих дополнительных символов не существует стандарта.[10] (Восьмой бит используется и в тех случаях, когда по последовательной связи передаются двоичные данные; это, однако, не всегда возможно, так как для аппаратуры последовательной связи столь привычно отбрасывать этот 8-й бит при передаче кодов ASCII, что она может не допустить его использования в качестве элемента данных.).

Несколько замечаний по поводу таблицы кодов ASCII. Буквы верхнего регистра (прописные) начинаются с кода 40Н; установка в 1 бита 5 генерирует соответствующие буквы нижнего регистра (строчные). Код ASCII цифры равен самой цифре плюс 30Н. Первые 32 символа ASCII являются «неотображаемыми», управляющими символами. Некоторые из них достаточно важны, чтобы удостоиться собственных клавиш на клавиатуре, например CR (клавиша «возврата каретки», которая может называться return — возврат, поскольку у клавиатур отсутствует каретка), BS (backspace — возврат на шаг), НТ (tab — табуляция) и ESC (escape — выход). Любые управляющие символы, включая и перечисленные выше, можно ввести, нажав (и не отпуская) клавишу CTRL и введя соответствующую букву на верхнем регистре; например, CR эквивалентно CTRL-M (попробуйте это на своем компьютере). Управляющие символы используются для управления печатью или выполнением программ; они могут также восприниматься в качестве управляющих программ, которые предназначены для обработки алфавитно-цифровых символов, например, программами редакторов.

Помимо отмеченных выше, к важным символам можно отнести: NUL (ноль), символ, состоящий из одних двоичных нулей, и используемый иногда для разделения символьных строк; FF (Form Feed — перевод страницы), которым начинается новая страница; EXT (End of Text — конец текста, нежно называемый «control С»), который воспринимается многими операционными системами, как команда завершения текущей программы; DC3 (control S), используемый в качестве «мягкого рукопожатия» для приостановки последовательной передачи; DC1 (control Q), символ, возобновляющий передачу. К сожалению, в таблице кодов ASCII отсутствуют индексы, показатели степени, а также греческие буквы и научные знаки. Было бы полезно иметь по меньшей мере знаки π, μ, Ω и символ градусов (°), которые часто встречаются в технических текстах. Разумеется, с помощью управляющих символов (или их последовательности) можно указать на необходимость смены шрифта или алфавита. Так обычно и делают в текстовых процессорах, где после ввода управляющего символа программа форматирования воспринимает последующие символы ASCII по-иному. Возможно, такой подход является наилучшим решением проблемы, так как при работе с техническими текстами вряд ли вам надолго хватит одного фиксированного набора ASCII-символов, даже очень большого.

Заметьте, что компьютерные клавиатуры часто конструируются так, что они не являются просто генераторами кодов ASCII (одна клавиша - один код); общепринятой методикой является генерация каждой клавишей некоторых определенных кодов при нажатии и отпускании. Специальное системное программное обеспечение («драйвер клавиатуры», см. разд. 10.18) транслирует затем эти коды в обычные коды ASCII. Такой подход существенно повышает гибкость процедуры ввода с клавиатуры, так как возникает возможность настройки драйвера клавиатуры с целью отработки автоповтора клавиш или многоклавишных комбинаций, переотображения всей клавиатуры (например, в клавиатуру Дворака) и организации «горячих клавиш» и т. д.

Бит-последовательная передача. Код ASCII (или любой другой алфавитно-цифровой код) может быть передан либо группой из 8 параллельных бит (по 8 отдельным проводам), либо последовательностью из 8 бит, один за другим. Для организации передачи со скоростями от низкой до средней более удобной является экономичная в смысле используемых проводов последовательная связь. Модем (подробнее о модемах см. ниже) преобразует последовательность бит в звуковой сигнал и наоборот (например, используя одну звуковую частоту для «1» и другую для «0»), который затем может быть послан в телефонную линию; здесь так же, естественно, используется последовательная передача. При этом используется стандартный протокол и стандартные скорости передачи. При асинхронной передаче к концам каждого 8-бит символа присоединяются старт-бит и стоп-бит (иногда два), образуя группу («кадр») из 10 бит. Передатчик и приемник используют фиксированную скорость из допустимого набора; наиболее популярны скорости передачи 300, 1200, 2400, 4800, 9600 и 19200 бод (= тактов в секунду). На рис. 10.16 приведен формат кадра последовательной передачи.

Рис. 10.16. Формат кадра при последовательной передаче данных (интерфейс RS-232).

Когда передача данных отсутствует, передатчик находится в состоянии «маркера» (терминология осталась еще от времен телетайпов). Каждый символ начинается со старт-бита, за которым следуют 8 бит кода ASCII, младшим битом вперед (обычно в эти 8 бит входят 7 бит данных плюс 1 необязательный бит контроля четности) и, наконец, стоп-бит; последний должен поддерживаться по меньшей мере один такт, но может длиться сколько угодно. На приемной стороне УАПП (универсальный асинхронный приемо-передатчик, см. разд. 11.11), работая с той же частотой, синхронизируется к каждой 10-бит группе и преобразует входную последовательность в 8-бит параллельные группы данных. Поскольку приемник заново синхронизируется к старт- и стоп-битам каждого символа, ему не требуется очень высокая точность тактовых сигналов; равенство и стабильность частот передатчика и приемника должны обеспечивать рассогласование не более доли длительности одного бита на длине кадра, т. е. не более нескольких процентов.

Приемный УАПП запускается фронтом старт-бита, выжидает половину длительности бита чтобы удостовериться, что старт-бит еще присутствует, а затем фиксирует значение данных в середине каждого бита. Стоп-бит завершает каждый символ и одновременно выполняет роль промежутка между кадрами, если следующий символ не посылается немедленно за предыдущим. Приемный УАПП проверяет наличие уровня стоп-бита через 10,5 длительностей бит после фронта старт-бита, что помогает удостоверить правильность посылки символа. «Разрыв» (break) представляет собой длительный пробел, который не может возникнуть в ходе нормальной передачи символов. На рынке имеются программируемые тактовые генераторы (т. е. программируемые делители частоты), которые преобразуют входную частоту от генератора в стандартный набор тактовых частот, определяющих скорость передачи, причем конкретный коэффициент деления определяется входным двоичным кодом. Большинство современных УАПП (например, двухканальная синхронно-асинхронная микросхема 8530 фирмы Zilog) включает внутренние программно-управляемые генераторы скорости передачи.

RS-232. Сами сигналы при последовательной передаче ASCII-кодов могут посылаться различными способами. Самый первый из них, предложенный еще несколько десятков лет назад, состоит в переключении, с выбранной скоростью передачи, тока величиной 20 (или иногда 60) мА. Это так называемая «токовая петля». Иногда этот способ реализуется, как альтернативный вариант, но для умеренных скоростей передачи он был вытеснен стандартом ассоциации электронной промышленности (EIA) RS-232C 1969 г. (и последующим стандартом RS-232D 1986 г.), в которых передача осуществляется биполярным напряжением. Стандарт RS-232 определяет характеристики и драйверов, и приемников. Драйвер должен создавать уровни напряжения от +5 до +15 В (логический вход низкого уровня) и от — 5 до —15 В (логический вход высокого уровня) на нагрузке от 3 до 7 кОм с крутизной перепада менее 30 В/мкс и способностью противостоять замыканию на любой другой выход даже со столь неблагоприятными характеристиками, как 5 В при 500 мА; приемник должен представлять нагрузочное сопротивление от 3 до 7 кОм, преобразующее входное напряжение от +3 до +25 В в низкий логический уровень, а входное напряжение от —3 до —25 В в высокий логический уровень. Заметьте, что логическая 1 преобразуется драйвером RS-232 в отрицательный уровень, называемый «маркером»; логический 0 представляет собой положительный уровень («пробел»). При передаче с помощью токовой петли ток течет в течение логической 1 (маркер) и прекращается на время действия логического 0 (пробел).

Для приемников RS-232 характерно наличие гистерезиса входного напряжения; некоторые приемники позволяют подключать конденсатор с целью увеличения постоянной времени и уменьшения чувствительности к шумовым импульсам. Стандартные микросхемы приемника и драйвера RS-232 описаны в разд. 9.14 и 14.17. При расстояниях 10–20 м интерфейс RS-232 обеспечивает высокое качество передачи на скоростях вплоть до 38400 бод даже при использовании неэкранированного многожильного кабеля; связь на короткие расстояния иногда осуществляют со скоростью 115200 бод.

Стандарт RS-232 определяет также тип разъема и назначение его контактов. К сожалению, это описание не полно! Это вечный источник неприятностей, потому что, вообще говоря, два устройства с интерфейсами RS-232, соединенные друг с другом, работать не будут. Это настолько неожиданно и неприятно, что читатели предыдущего издания этой книги даже обвинили нас, потому что мы не написали в книге, как бороться с этой несовместимостью. К счастью для вас, вы читаете второе издание. Разгадка состоит в следующем.

В этой истории с последовательным интерфейсом имеется два источника неприятностей: (а) Определены два типа устройств, причем входные контакты устройств одного типа соответствуют выходным контактам другого; вам может понадобиться связать между собой два устройства одного типа или два взаимно дополняющих устройства; (б) Имеется пять сигналов квитирования; одни устройства генерируют эти сигналы и ожидают их приема, другие же игнорируют соответствующие входы (и ничего не подают на выходы). Чтобы все у вас работало, в этих деталях придется разобраться. Приступим.

Интерфейс RS-232 был разработан для связи DTE (Data Terminal Equipment — оконечное оборудование данных, ООД) с DCE (Data Communication Equipment — аппаратура передачи данных, АПД). Терминал всегда выглядит, как DTE, а модем всегда выглядит, как DCE; однако другие устройства, включая микрокомпьютеры, могут быть и тем, и другим. Компьютер IBM PC выглядит как DTE и укомплектован вилочной частью разъема, но большинство больших компьютеров имеют выход типа DCE. Подключая DTE к DCE, вы просто соединяете одноименные контакты разъемов DB-25 (которые могут быть как вилочными, так и розеточными!), и, если вам повезет, все будет работать. Мы говорим «если повезет», потому что результат все еще зависит от того, какие квитирующие сигналы одно устройство ожидает от второго, и устанавливает само. (Само собой разумеется, что решив проблему с кабелем, вы еще должны выбрать скорость передачи, четность и некоторые другие программные параметры!) С другой стороны, связывая два одинаковых устройства, вы не можете соединить одноименные контакты, потому что тем самым вы соедините вместе два выхода: DTE передает через контакт 2 и принимает через контакт 3, a DCE делает как раз наоборот. Поэтому такую пару устройств следует соединять кабелем (так называемым «нуль-модемом»), в котором контакты 2 и 3 соединяются друг с другом крест-накрест. К сожалению, это еще не все.

В табл. 10.4 показаны все основные линии. TD и RD - это линии передачи и приема данных; RTS и CTS — запроса передачи и готовности передачи; DTR, DSR и DCD — «оконечное оборудование данных готово», «аппаратура передачи данных готова» и «детектор принимаемого линейного сигнала». В разъеме имеются две земли: защитное заземление (или корпус, контакт 1) и сигнальное заземление (контакт 7); в большинстве машин их просто соединяют вместе. Пять сигналов, не относящихся к данным, являются управляющими сигналами квитирования. Устройство DTE устанавливает RTS и DTR, когда оно готово к передаче, а устройство DCE устанавливает CTS и DSR, когда оно готово к приему. Некоторые устройства DTE требуют, чтобы до выполнения ими любых действий был установлен их вход DCD. На всех сигнальных линиях действуют биполярные уровни RS-232, причем установленные данные (TD, RD) имеют отрицательную полярность, а установленные управляющие сигналы (RTS, CTS, DSR, DTR, DCD) — положительную.

Заметьте, что названия сигналов имеют смысл только если их рассматривать со стороны DTE. Например, контакт 2 называется TD (Transmitted Data-передаваемые данные) на обеих сторонах, несмотря на то, что DTE устанавливает данные, a DCE принимает их. Поэтому название контакта не говорит вам однозначно, вход это или выход - вам еще надо знать, рассматривает ли себя устройство, как DTE или DCE (вы можете обойти это затруднение с помощью вольтметра!).

Если бы все устройства RS-232 устанавливали все сигналы, требующие установки, и анализировали состояние всех сигналов, требующих анализа, то всегда можно было бы просто соединить соответствующие контакты (для пары DTE-DCE) или соединить соответствующие контакты крест-накрест (для пар DCE-DCE или DTE-DTE). Если, однако, вы к устройству, игнорирующему все линии квитирования, подключите устройство, реализующее полный протокол квитирования, ничего хорошего из этого не получится. Разрабатывая стратегию своих действий, вы должны опираться на реальность; иногда для этого требуется некоторая хитрость. На рис. 10.17 показаны схемы кабелей, обеспечивающих правильные соединения для всех (ну, скажем, почти всех) ситуаций.

Рис. 10.17. Кабели RS-232, обеспечивающие правильные соединения. Указанные номера контактов соответствуют 25-контактным разъемам DB-25; разводка альтернативного 9-контактного разъема приведена на схеме д.

На схеме а показаны соединения для пары устройств DTE—DCE, когда оба устройства используют полный протокол квитирования. Одна пара квитирующих сигналов представлена линиями RTS/CTS, другая - линиями DTR/DSR. На схеме в показан кабель «нуль-модема» с перекрещенными входами и выходами для пары DTE-DTE. Тот же кабель годится и для пары DCE-DCE, только надо изменить направление стрелок на рисунке и опустить соединение контакта 8. Если, однако, одно устройство реализует протокол квитирования, а другое - нет, кабели а и в не годятся. В этом случае самое простое — распаять кабель таким образом, чтобы устройство само отвечало на свои же сигналы квитирования и разрешало самому себе переход к следующим операциям. Такое соединение показано на схеме б для пары DTE-DCE и на схеме г для пары DTE-DTE (или пары DCE-DCE, но тогда следует опустить соединение контакта 8). Как сделаться гением RS-232. Если вы распаяете эти четыре кабеля с розеткой и вилкой на каждом конце, вы сможете заставить что угодно работать с чем угодно (почти). Ваши коллеги признают в вас гения. Правда, только в том случае, если им в руки не попадется действительно профессиональная штучка — «индикаторная коробка для RS-232». Она оснащена световыми индикаторами на ЭЛД для каждой линии интерфейса, что позволяет наблюдать, какое устройство какие сигналы устанавливает, и имеет набор перемычек для соединения контактов разъемов в любом порядке. Использовать индикаторную коробку надо следующим образом. Прежде всего, наблюдая световые индикаторы, соедините правильно TD и RD, затем по состоянию индикаторов определите, какое устройство посылает сигналы квитирования. Если устройство устанавливает RTS, оно, скорее всего, ожидает ответной установки CTS. Если это делают оба устройства, соедините их друг с другом; в противном случае замкните RTS на CTS того же устройства. То же самое проделайте с сигналами DTR и DSR. Если в устройстве используется только одна пара квитирующих сигналов, то это, скорее всего, DTR/DSR. Вообще пара DTR/DSR используется для оповещения о том, что устройство на противоположной стороне подсоединено и включено, в то время как пара RTS/CTS запускает и останавливает передачу.

Если скупость не позволяет вам приобрести индикаторную коробку, можете проанализировать состояние линий с помощью вольтметра: любая линия, находящаяся под большим (> 4 В) отрицательным или положительным напряжением, несет установленный сигнал; если напряжение на линии около нуля, сигнал сброшен.

Программное квитирование. Некоторые устройства используют аппаратные сигналы квитирования RTS/CTS для индикации начала и конца передачи данных, в то время как более медленные устройства (например принтер) просто держат их установленными. Другие осуществляют программное квитирование: CTRL-S (для остановки) и CTRL-Q (для возобновления). Если вам повезет, у вас будет возможность выбора. Программный метод позволяет упростить кабель, и если устройства полностью игнорируют сигналы аппаратного квитирования, в кабеле будут лишь провода, подключенные к контактам 1, 2, 3 и 7 (вам только надо выяснить, соединять ли контакты 2 и 3 прямо или крест-накрест). Однако, даже если устройство использует CTRL-S и CTRL-Q для управления передачей, оно может требовать подключения линий аппаратного квитирования для установления связи. В этом случае вам понадобится одна из схем соединений, приведенных на рис. 10.17, б и г. Не забудьте только включить питание на обеих сторонах линий связи, так как ни одно из соединенных устройств не имеет никакой возможности определить, включено ли другое и вообще существует ли оно!

Другие стандарты на последовательную передачу: RS-422, RS-423 и RS-485. Стандарт RS-232C был введен в 1969 г., когда последовательная передача данных осуществлялась медленно. Интерфейс обеспечивает дальность связи до 15 м со скоростью до 19200 бод. Однако скорости компьютеров и периферийных устройств удваивались каждые год-два, и потребовались лучшие стандарты на последовательную передачу. Как уже отмечалось в разд. 9.14, RS-423 представляет собой улучшенный протокол для биполярных несимметричных цепей, обеспечивающий скорость передачи до 100 кбод и дальность до 1200 м (но не одновременно); он принципиально совместим с RS-232. RS-422 представляет собой протокол для однополярных симметричных цепей с граничными возможностями 10 Мбод и 1200 м (см. рис. 9.37, где приведена зависимость скорость-дальность). RS-485 подобен RS-422, но содержит дополнительные спецификации для подключения к одной линии многих драйверов и приемников. В табл. 10.5 собраны характеристики этих четырех стандартов.

Модемы. Как уже отмечалось ранее, модем («модулятор/демодулятор») используется для преобразования бит — последовательных цифровых величин в аналоговые сигналы, которые можно пересылать по телефонным линиям или другим каналам передачи данных (рис. 10.18).

Рис. 10.18. Связь через модем.

Внутренний модем вставляется в разъем (слот) вашего компьютера (либо поступает к вам уже встроенным в компьютер), в то время как внешний модем представляет собой автономный прибор, питающийся от сети переменного тока и имеющий соединитель в стандарте RS-232 для подключения к последовательному порту компьютера. Любой модем имеет выход на телефонную линию одним из двух способов: (а) с помощью прямого соединения через телефонную розетку или (б) акустически, когда телефонная трубка кладется в обрезиненное гнездо, содержащее микрофон и динамик. Модемы с акустическим подключением в настоящее время вышли из моды, хотя они могут пригодиться, например, в гостинице, где иначе вам пришлось бы лазить под кроватями в поисках телефонной розетки (возможно и несуществующей!).

В большинстве случаев требуется пересылать данные по одному телефонному каналу в обоих направлениях одновременно («полнодуплексная связь»); передача и прием совместно используют телефонную полосу частот, которая занимает область приблизительно 300 Гц-3 кГц. Широко используются три полнодуплексных формата: 300 бод FSK (Bell 103) 1200 бод дибитный PSK (Bell 212А) и 2400 бод дибитный PSK (FSK обозначает Frequency-shift Keying — частотная манипуляция, a PSK — Phase-Shift Keying — фазовая манипуляция; о дибитах см. ниже). Модем, предназначенный для передачи со скоростью, скажем, 1200 бод, обычно поддерживает и связь со скоростью 300 бод и т. д. Хотя для использования модема нет необходимости вникать в тонкости кодирования им данных, однако методы кодирования интересны сами по себе, и мы не можем удержаться, чтобы кратко не описать их.

Стандарт на 300 бод (Bell 103) использует частотную манипуляцию (FSK), при которой выбранная пара звуковых тонов обозначает маркер и пробел: 1270 Гц (маркер) и 1070 Гц (пробел) в одном направлении, 2225 Гц и 2025 Гц в другом. Модем Bell 103 очень прост и состоит из переключаемого генератора для передачи и пары звуковых фильтров для приема (рис. 10.19, а). Обратите внимание на использование гибридной цепи (рис. 10.19, б) для разделения передаваемого и принимаемого сигналов. Если принять, что импеданс телефонной линии близок к его номинальному значению 600 Ом, передаваемый сигнал модема (Тх) совершенно не проходит на выход принимаемого сигнала (Rx). На практике гибридные цепи работают не так уж хорошо, потому что импеданс телефонной линии может заметно отклоняться от номинального значения 6000 м (см. разд. 14.5). Поэтому желательно иметь узкополосный приемный фильтр, а это приводит к усложнению модема.

Рис. 10.19. Модем с частотной манипуляцией (а) и гибридная цепь (б).

_{Упражнение 10.5. Разберитесь, как работает гибридная цепь на рис. 10.19. После этого вы сможете поражать коллег своей эрудицией.}

Стандарт на 1200 бод (Bell 212А) работает иначе. Поток цифровых данных группируется в пары бит («дибиты»); каждый из четырех возможных дибит передается в виде заданного сдвига фазы несущей постоянной частоты (00:90°, 01:0°, 10:180° и 11:-90°), с плавным переходом фазы от одного дибита к следующему. Таким образом, скорость передачи дибит составляет 600 Гц. Частота (фазово-модулированной) несущей равна 1200 Гц в одном направлении и 2400 Гц в другом.

Приемный модем расшифровывает данные, определяя разность фаз между соседними дибитами. Эта остроумная идея имеет один недостаток, именно, приемник теряет значение относительной фазы, если поступает длинная последовательность одинаковых дибит. Для того чтобы предотвратить длинные посылки данных с неизменной фазой, передаваемый поток данных рандомизуется (скремблируется) путем выполнения над данными операции исключающего ИЛИ с псевдослучайной последовательностью (генерируемой с помощью 17-разрядного сдвигового регистра с петлей обратной связи из 14-го разряда по исключающему ИЛИ, см. разд. 9.32). На приемном конце выполняется аналогичный процесс дескремблирования.

Полно-дуплексные модемы со скоростью передачи 2400 бод также передают дибиты с фазовым кодированием, хотя и с другим набором фаз. В этих сложных устройствах обычно используются адаптивные корректоры частотных и временных ошибок на телефонной линии, а также глубоко оптимизированные фильтры для передаваемых и принимаемых сигналов. В результате частота ошибок уменьшается в незначительной степени по сравнению с ранними FSK-модемами на 300 бод.

Нет никакой необходимости разрабатывать модемы заново, так как фирмы AMI/Gould, Exar, National, Rockwell, Silicon Systems и ΤΙ выпускают микросхемы и модули модемов. Еще проще купить готовый модем, либо в виде вставной платы, либо в виде отдельного прибора с соединителем в стандарте RS-232 для подключения к компьютеру. Модемы, в зависимости от характеристик, стоят 100–300 долл. Стоит поискать «Hayes-совместимый» модем, воспринимающий стандартизованный набор команд для передачи номера абонента и проч.; эти модемы стали стандартом де-факто для всего связного программного обеспечения.

Полезный совет: передавая через модем файлы данных между компьютерами, используйте модемный протокол с проверкой блоков, например, Kermit или XMODEM. Такой протокол посылает данные блоками фиксированной длины, сопровождая каждый блок контрольной суммой. Приемный модем сравнивает контрольные суммы, автоматически запрашивая повторную передачу дефектных блоков. Принятые таким образом файлы гарантированно не имеют ошибок; напротив, файлы, посланные просто в виде набора кодов ASCII, почти наверняка будут содержать ошибки!

10.20. Параллельная связь: Centronics, SCSI, IPI, GPIB(488).

Для кабельных соединений со скоростными периферийными устройствами параллельная связь обычно оказывается удобнее последовательной. Ниже описаны популярные представители этого направления.

Centronics. Это простой байтовый однонаправленный параллельный порт с квитированием, первоначально предложенный фирмой Centronics и широко используемый для подключения принтеров. В отличие от RS-232 он всегда работает! В табл. 10.6 перечислены сигналы, выходящие на 36-контактный разъем; их полагается передавать по скрученным парам.

На рис. 10.20 показаны временные соотношения этих сигналов.

Рис. 10.20. Временные соотношения для (принтерного) интерфейса Centronics.

Базовые сигналы перечислены в первой группе: D0-D7, STROBE', ACKNLG' и BUSY. Сигнал BUSY является флагом: если он в низком состоянии, принтер не «занят», т. е. готов принимать данные; источник данных (компьютер) устанавливает тогда данные, а затем STROBF (при гарантированной достоверности данных по обе стороны этого импульса). После этого устанавливается в высокое состояние сигнал BUSY, который возвращается в низкое состояние только когда принтер готов принимать следующий байт. Компьютер должен, как это показано на рисунке, наблюдать за состоянием линии BUSY, чтобы определить момент посылки следующего байта. Сигнал ACKNLG' (который представляет собой импульс, а не уровень) можно использовать в качестве сигнала прерывания; не пытайтесь, однако, подменить им сигнал BUSY, потому что он может закончиться к тому времени, когда вы захотите считать его состояние, и вы будете ждать вечно. В состав порта входят еще несколько сигналов, позволяющие обнаружить, что в принтере нет бумаги (РЕ') или что он отключен (ERROR' или BUSY); компьютер может инициализировать принтер (INIT'), запросить автоматический перевод строк (AUTO FEED XT') или послать байт для отмены выбора принтера (установить IN' в высокое состояние, затем послать ASCII-код DC3). Обратите внимание на щедрые временные соотношения в диаграмме синхронизации, с очевидностью рассчитанные на медленные (механические) устройства, которые не могут принимать данные с высокой скоростью.

В большинстве принтеров предусмотрен какой-то объем буферной памяти, что позволяет им быстро принять первую посылку данных, однако в среднем байты можно посылать лишь со скоростью их печати. Для матричного принтера скорость посылки данных составляет 100–300 байт/с. Если вам надо разработать интерфейс Centronics для подключения к магистрали какого-либо компьютера, то самый простой способ организации всех выходных линий заключается в использовании зафиксированных («защелкнутых») данных, управляемых программным вводом-выводом. Линии D0-D7 можно выполнить в виде одного порта, а оставшиеся линии (включая STROBE') в виде второго. Входные сигналы (BUSY и др.) не фиксируйте, просто пропустите их на шину в операции программного чтения.

Полезным дополнением является использование ACKNLG' для возбуждения прерывания. На рис. 10.21 все сказанное проиллюстрировано применительно к магистрали IBM PC.

Рис. 10.21. Порт Centronics для PC.

Заметьте, что организация прерываний в этом случае не составляет труда, поскольку прерывания в PC активизируются перепадом; попросту используйте спад сигнала ACKNLG', как это показано на рис. 10.20. Для запрещения прерываний мы использовали один из фиксируемых выходных бит, как это описывалось в разд. 10.09 и 10.11. Обратите также внимание на использование сигнала магистрали RESET DRV для сброса всех выходов (и прерываний) при включении питания; именно ради этого мы выбрали микросхему `273 восьмиразрядного D-регистра (в котором предусмотрен вход RESET).

В процессе работы с этим интерфейсом вы избирательно устанавливаете и сбрасываете выходные управляющие сигналы, подавая выходные байты с соответствующим образом установленными или сброшенными битами, в порт В. Поскольку на выходе предусмотрены фиксаторы, вы можете спокойно изменять состояние любого выходного бита, не боясь появления выбросов на других выходах. Однако храните в памяти копию байта, зафиксированного в порте В, чтобы можно было посылать в этот порт новые байты, отличающиеся единственным битом (используя операции И и ИЛИ, см. пример ниже). Импульс STROBE' следует генерировать программно, поскольку в интерфейсе нет безобразных одновибраторов. В программе 10.6 показано, как можно создать «программный импульс» на линии STROBE'.

Отметьте использование операций И и ИЛИ для сброса и установки, соответственно, одного бита. В этом примере мы не стали тратить время на модификацию текущего байта в ячейке current, поскольку в итоге он не изменяется. Если бы нам надо было изменить (и оставить измененным) какой-то другой управляющий бит, новый байт пришлось бы сохранить с помощью команды mov current, AL.

Аппаратный альтернативой хранения в памяти копии байта порта является включение в состав интерфейса порта с возможностью чтения, чтобы операция программного ввода позволила вам определить, что, собственно, зафиксировано в порте. Следующий пример позволит вам сообразить, как это делается.

_{Упражнение 10.6. Представьте себе, что вы полны энтузиазма и хотите добавить к схеме интерфейса Centronics порт с возможностью чтения. Сделайте так, чтобы чтение из порта В решало эту задачу. Вы будете приятно удивлены, обнаружив, как мало дополнительных цепей требует это усовершенствование.}

_{Упражнение 10.7. Теперь перепишите программу 10.6, используя ваш новый порт и опустив ячейку current.}

Порты Centronics используются практически во всех микрокомпьютерах; если вам нужен простой и быстрый параллельный выходной порт, без колебаний выбирайте Centronics. Во многих случаях (но не в IBM PC) микрокомпьютер позволит даже использовать порт в обе стороны. Обычно это делается путем посылки в порт управляющего бита, после чего изменяется направление передачи данных по единственной 8-разрядной шине данных.

SCSI и IPI. Это стандартные универсальные параллельные интерфейсы для подключения к компьютерам дисков и других высокопроизводительных периферийных устройств, как уже кратко упоминалось в разд. 10.16. SCSI (Small Computer System Interface — интерфейс малых компьютерных систем) представляет собой 8-бит параллельный кабельный интерфейс с квитированием и протоколами для обслуживания нескольких машин и нескольких периферийных устройств. В SCSI предусмотрены и синхронный, и асинхронный режимы, а также определенные программные протоколы. Вы можете найти интерфейсную плату SCSI для установки на магистраль практически любого популярного микрокомпьютера, включая VME и Multibus I и II; затем вы подсоединяете этот «главный адаптер» SCSI с помощью плоского кабеля SCSI-шины к плате периферийного контроллера (рис. 10.22). Плата контроллера часто является элементом самого периферийного устройства (т. е. располагается в дисководе жесткого диска) и взаимодействует с дисководом через «интерфейс уровня устройства», который может называться ST-506/412, ESDI или SMD.

Рис. 10.22. Магистраль SCSI с единственным периферийным устройством.

Достоинством SCSI является то, что с помощью этого интерфейса все микрокомпьютеры становятся совместимыми со всеми периферийными устройствами. Каждый разработчик считает своим долгом использовать SCSI, и в новых микрокомпьютерах этот интерфейс располагается прямо на системной плате. Со стороны периферийного устройства тоже удается избавиться от контроллера путем использования «архитектуры встроенного SCSI», когда магистраль SCSI становится одновременно и интерфейсом уровня устройства. Другими словами, вы соединяете кабелем системную плату микрокомпьютера с дисководом. SCSI обеспечивает передачу данных со скоростью до 1,5 Мбайт/с (при асинхронной передаче) или 4 Мбайт/с (при синхронной) при длине кабеля до 7 м (несимметричный) или 27 м (симметричный).

Интерфейс SCSI достаточно сложен, и мы не можем описывать здесь все его сигналы, режимы, командные протоколы и интерфейсные возможности. Ввиду его популярности, для облегчения вашей жизни, выпускаются однокристальные интерфейсные микросхемы (например, серии NCR 5380, Western Digital ЗЗС90, а также фирмами Fujitsu, Ferranti и др.).

SCSI хорошо работает с нынешними дисками. Однако для увеличения скорости передачи промышленность подумывает о переходе на 16-разрядную шину. Тогда, возможно, вступит в свои права интерфейс IPI (Intelligent Peripheral Interface- интеллектуальный периферийный интерфейс). IPI определяет 16-разрядную параллельную магистраль, работающую на скоростях до 10 Мбайт/с (частота передачи 5 МГц); как и SCSI, IPI обслуживает несколько машин и несколько периферийных устройств. Последнее время жесткие диски увеличивают свою скорость и плотность семимильными шагами; если еще принять во внимание рост скорости передачи, становится ясно, что мир быстро идет к универсальным интерфейсам (SCSI или IPI) со встроенной шиной. Через несколько лет, возможно, все остальные форматы будут забыты.

IEEE-488 (GPIB, HPIB). Когда появились первые приборы с выходами данных на задней панели, каждая компания все делала по-своему. Протоколов было почти столько же, сколько самих приборов, с параллельной или последовательной передачей, положительной или отрицательной полярностью и невообразимыми процедурами квитирования. Это был сумасшедший дом. Живо вспоминается разработка цифрового индикатора с огромными (высотой 15 см) цифрами для лекционного зала Гарвардского университета; для каждого из наших приборов у него были отдельные входные цепи!

В середине 60-х гг. фирма Hewlett-Packard решила покончить со всем этим безобразием, предложив универсальный приборный интерфейс. Фирма с присущей ей скромностью назвала его HPIB (Hewlett-Packard Interface Bus — интерфейсная магистраль Hewlett-Packard) и использовала его в качестве единственного интерфейса во всех новых разработках. HPIB позволяет подключать к магистральному кабелю (до 20 м длиной) до 15 приборов с помощью остроумно устроенных соединителей, которые можно вставлять друг в друга. По протоколу HPIB данные на магистрали имеют ширину 1 байт и передаются с квитированием; скорость передачи доходит до 1 Мбайт/с; предусмотрены программные команды, разрешающие любому устройству, подключенному к магистрали, стать «ведущим» (т. е. источником сообщений), а любой комбинации остальных устройств — «ведомыми» (т. е. приемниками сообщений). «Контроллер» диктаторски распоряжается, что делать каждому устройству.

Интерфейс HPIB оказался столь удачным, что комиссия по стандартизации Института инженеров по электротехнике и радиоэлектронике (ШЕЕ) официально признала его. В результате появился стандарт IEEE-488-1975/ANSI МС1.1, который все (кроме фирмы Hewlett-Packard) называют GPIB (General-Purpose Interface Bus-интерфейсная магистраль общего назначения), или «магистраль 488». GPIB стал универсальным цифровым интерфейсом для лабораторных приборов. С помощью GPIB можно связать вместе приборы любых компаний, да еще заставить микрокомпьютер (или настольный калькулятор) отдавать приказания. Например, вы можете задать форму сигнала, частоту и амплитуду синтезатору частот, а затем выполнить измерения напряжения в том же эксперименте или процессе.

10.21. Локальные вычислительные цепи.

В доисторические времена вычисления выполнялись на больших централизованных ЭВМ в «пакетном» режиме. Это были мощные (более медленные, чем наименее мощные из современных персональных компьютеров, с крошечной памятью) и дорогие (сравнимые по цене с современными супер-ЭВМ) машины. Вы пробивали свои программы на колодах перфокарт, затем запускали задание. При удачном стечении обстоятельств к концу дня вы получали результаты аварийно завершившегося счета, и на следующее утро могли снова запустить свое задание, чтобы выловить следующую ошибку. Сегодня мы все развращены невероятной мощностью настольных компьютеров, быстрыми дисками, изящной графикой. Нам хочется большего. Нам хочется обмениваться файлами с приятелем, сидящим в соседней комнате, не вставая со стула. Нам хочется иметь мгновенный доступ к любым базам данных, принтерам и уникальной периферии. Все это доступно при наличии сетей-глобальных сетей вроде BITNET или DECNET и локальных вычислительных сетей (ЛВС) типа Ethernet или LocalTalk. Сети находятся еще в младенческом периоде своего развития, и в ближайшее десятилетие можно ожидать драматических изменений в этой области. Однако тенденции уже ясны, поэтому стоит остановиться на типах ЛВС, используемых сегодня.

Протокол CSMA/CD (Ethernet). Ethernet является типичным представителем сетей с коллективным доступом, опознанием несущей и обнаружением конфликтов (CSMA/CD). Для передачи сообщений адресуемому приемнику со скоростью 10 Мбит/с используется коаксиальный кабель. Сообщения Ethernet пересылаются «пакетами» с преамбулой и контролем ошибок. Протокол передачи выглядит примерно таким образом: (а) ждите прекращения активности в сети; (б) начинайте передачу своего пакета (см. ниже); (в) продолжая передачу, одновременно контролируйте наложение сообщений («конфликт»); (г) (1) пока наложений нет, продолжайте передавать свое сообщение, но (2) если вы обнаруживаете наложение, пошлите сигнал затора сети (чтобы все знали, что обнаружен конфликт), затем прекратите передачу, выждите случайный интервал времени и попробуйте снова; после каждой последовательной неудачи выжидайте больший по величине «случайный» интервал времени.

Сообщения сети Ethernet передаются относительно короткими пакетами (максимально 1 Кбайт), каждый из которых включает заголовок (идентифицирующий отправителя и получателя), несколько байт с информацией о длине пакета, его типе и последовательном номере, затем группу собственно байтов данных и, наконец, контрольную сумму циклического избыточного кода (CRC), с помощью которой получатель может проверить правильность передачи сообщения. Заметьте, что конфликт может произойти только в начале передачи пакета, поскольку (по правилу (а), см. выше) передача, длящаяся более удвоенного времени обхода сети, прерываться уже не будет.

Стандарт Ethernet, изобретенный фирмой Xerox, используется сейчас очень широко. Он достаточно широкополосен для большинства локальных сетей, а его производительность, благодаря протоколу случайных повторных передач, ухудшается при высокой загрузке не очень быстро. Контроллеры Ethernet можно найти для большинства серьезных микрокомпьютеров (VAX, IBM PC и т. д.) и магистралей (Multibus, VME); Ethernet является официально принятой сетью для популярных рабочих станций Sun и NeXT. Сеть Ethernet может иметь протяженность до 1 км на сегмент и содержать до 2 повторителей; можно также использовать волоконно-оптические «мосты» большей длины. Несколько настольных компьютеров могут совместно использовать многопортовый RS-232-сервер, выступающий в качестве узла на коаксиальном кабеле Ethernet. Серверы могут также обслуживать разделяемые между пользователями ресурсы, такие, как принтеры и большие диски.

Кольцевая сеть с маркерным доступом. В кольцевой сети с маркерным доступом каждый узел соединяется с соседним однонаправленной линией так, чтобы все узлы были объединены в кольцо. Конфликты здесь не допускаются, а правила игры выглядят следующим образом. Представьте себе некоторый объект (маркер); тот, у кого он имеется, может посылать сообщения, в то время как остальные могут только «слушать». В кольцевой сети с маркерным доступом маркер представляет собой короткое сообщение, передаваемое соседнему узлу, как только его владелец закончил пересылку пакета. В любой момент времени маркером владеет один из узлов; именно он имеет право посылать сообщения. Как и в сети Ethernet (да и в любой другой разумной сети), сообщения пакетизированы, причем часто используется формат SDLC (Synchronous Data Link Control — синхронное управление передачей данных: один пакет = флаг + адрес + заголовок + сообщение + контрольная сумма + флаг). Пакеты сообщений циркулируют по сети до тех пор, пока адресуемый получатель не примет их. После того, как отправитель закончил передачу всего сообщения (обычно состоящего из многих пакетов), он посылает маркер. Маркер циркулирует по кольцу до тех пор, пока какой-то другой узел в сети, желающий передать сообщение, не поглотит его, став, таким образом, новым владельцем маркера.

LocalTalk. LocalTalk (первоначально Appletalk), разработанная (угадайте, кем?) фирмой Apple Computer, представляет собой упрощенную сеть с конфликтами. Это не кольцевая сеть, а линейная. Один из узлов может передавать, остальные слушают. В качестве среды передачи используется одна симметричная пара; сигналы в стандарте RS-422 поступают на нее из узлов через трансформаторы. Формат пакета соответствует стандарту SDLC. Максимальная протяженность сети составляет 330 м, и к ней можно подключить до 32 узлов. Пропускная способность сети составляет 230,4 Кбит/с. Совместимый вариант, известный под именем PhoneNET (Farallon Computing Inc.) использует телефонные кабели и соединители и, как утверждается, работает при расстояниях до 1300 м.

Протокол сети схож с Ethernet, но проще: если вы не слышите передачу по сети, вы можете посылать свой пакет. Аппаратура сети не пытается обнаружить конфликты: она просто передает принятые пакеты с правильными контрольными суммами следующему уровню программного обеспечения. Конфликт обычно разрушает сталкивающиеся пакеты, приводя к неправильным значениям обеих контрольных сумм; в результате программное обеспечение просто не получает эти пакеты! Обнаружить ошибку — дело программного обеспечения. Например, отправитель сообщения ожидает ответ; если ответ не приходит в течение некоторого времени, отправитель инициирует идентичное сообщение и ждет снова. LocalTalk относится к сетям с протоколом CSMA/CA; СА здесь обозначает Collision Avoidance — избежание конфликтов, в противоположность обнаружению конфликтов в сети Ethernet.

В сети LocalTalk предусмотрены протоколы для совместного использования файлов и ресурсов (принтеров, модемов и проч.), а также способ наименования устройств, подключенных к сети. Можно даже раздобыть интерфейсы LocalTalk для «не-Арр1е»-компьютеров, что дает вам возможность пересылать файлы между компьютерами типов Macintosh, IBM и UNIX, а также совместно использовать такие ресурсы, как лазерный принтер.

10.22. Пример интерфейса: аппаратная упаковка данных.

Если все ваши приборы подключаются к стандартной интерфейсной магистрали (например, GPIB), ваши дела блестящи: просто купите интерфейсную плату для вашего компьютера и несколько кабелей, соедините все вместе и наймите программиста. Талант тут не требуется, только деньги. Однако эта глава посвящена магистральным интерфейсам, и мы хотели бы завершить ее примером законченной разработки.

Надо полагать, что вы, как и мы, не выбрасываете все ваши работоспособные приборы, если появляется что-нибудь новенькое. Некоторые исключительно полезные приборы были созданы еще до эпохи GPIB; в них можно вдохнуть новую жизнь, смастерив к ним интерфейс для подключения к лабораторному компьютеру. Например, частотомер с 8-разрядным цифровым индикатором скорее всего имеет на задней панели «цифро-последовательный, бит-параллельный» выход, на котором появляются друг за другом индицируемые цифры в двоично-кодированном десятичном коде (BCD); весьма вероятно, что скорость вывода цифр совпадает со скоростью регенерации индикатора. Контролировать временные соотношения вы не можете; каждая достоверная цифра, вместе с ее трехбитным адресом позиции в числе, сопровождается стробом. Такого рода прибор скорее всего использует выходные уровни TTL.

На рис. 10.23 показано, как подключить такой прибор к IBM PC.

Рис. 10.23. Символьно-последовательный интерфейс.

Это законченный интерфейс, вместе с флагом состояния, прерываниями и выбираемым адресом порта ввода-вывода. Работа интерфейса начинается в левом нижнем углу рисунка, где обозначены данные, посылаемые из частотомера: последовательные цифры, их адреса (0–7) и стробирующий импульс STROBE7, говорящий о достоверности данных. Частотомер посылает цифры от самой младшей (LSD) до самой старшей (MSD), так что весь цикл заканчивается приемом самой старшей цифры (разряда 7). Восемь регистров `173 (4-разрядные D-регистры с тристабильными выходами) фиксируют последовательные цифры; для этого их информационные входы объединены, а на тактовые входы подаются отдельные сигналы с дешифратора адреса цифр. Обратите внимание на использование микросхемы `138-стробируемого дешифратора 1 из 8, с помощью которого из сигналов адреса и строба образуются тактовые сигналы для фиксации цифр.

Таким образом, выходные данные частотомера фиксируются в восьми 4-разрядных регистрах, выходы которых образуют 4 группы по 2 цифры (8 бит) в группе. PC может принять все восемь цифр четырьмя командами IN ввода данных шириной 1 байт из четырех последовательных адресов портов ввода-вывода (начиная с адреса, установленного на DIP-переключателе). Можно даже поступить еще лучше, читая данные из 16-разрядного регистра (т. е. выполняя вместо команды IN AL,DX, команду IN AX,DX), что приведет к двум последовательным операциям чтения байтов из двух соседних портов ввода-вывода. Обратите внимание на простоту схемы дешифрации адреса. 8-разрядный компаратор `682 выдает низкий уровень на выходе, когда 7 старших бит адреса совпадают с комбинацией, установленной на переключателях (при условии, что этот зануда AEN находится в низком состоянии); этим «базовым адресом» разрешается дешифратор 1 из 8 `138, стробируемый сигналом IOR', который декодирует три младшие бита адреса и генерирует отдельные импульсы ввода, соответствующие последовательным адресам портов. Это весьма распространенный способ дешифрации адресов, так как обычно вы назначаете различным регистрам интерфейса несколько последовательных адресов портов.

Флаг состояния устанавливается при приеме последней цифры числа из частотомера; состояние можно прочитать по адресу PORT + 4, где PORT — адрес, установленный на DIP-переключателях. Флаг состояния сбрасывается, когда ЦП читает последний (самый старший) байт данных (по адресу PORT + 3). Интерфейс позволяет работать и в режиме прерываний, которые через перемычку подключаются к любому из уровней IRQ2 или IRQ3, и разрешаются посылкой 1 по адресу PORT (а запрещаются посылкой 0); обратите внимание на неполную дешифрацию адреса в цепи записи, что позволило сэкономить вентили. Как и положено законопослушным гражданам, при включении питания мы сбрасываем оба триггера — и состояния, и разрешения прерываний.

Описанный интерфейс выполняет «упаковку» данных, объединяя несколько чисел в одно компьютерное слово. Если «числа» состоят из одного бита каждое, в 16-разрядное слово компьютера их можно упаковать 16 штук. Это не такое бессмысленное рассуждение, как кажется на первый взгляд: в цифровой обработке сигналов приходится иметь дело с периодическими выборками жестко ограниченных колебаний (которые можно рассматривать, как 1-бит аналого-цифровое преобразование); для повышения скорости выполнения операций ввода-вывода эти биты можно упаковать аппаратно и читать затем целыми словами. Конечно, если скорость не имеет значения, проще получать данные с помощью минимальных аппаратных средств, а всю упаковку и преобразования выполнять программно. Например, в приведенном примере можно было фиксировать и передавать в ЦП по одной цифре, если только быстродействие компьютера достаточно высоко, чтобы цифры не терялись.

_{Упражнение 10.8. Видоизмените схему интерфейса так, чтобы можно было программно выбирать линию запроса прерывания IRQ, используемую интерфейсом: посылкой 01Н по адресу PORT разрешать прерывания по IRQ2, посылкой 02Н по адресу PORT разрешать прерывания по IRQ3, а посылкой 0 по адресу PORT (или включением питания) запрещать и то, и другое.}

Практическое замечание по поводу нашей схемы: следует избегать чрезмерной нагрузки линий шины. В приведенной схеме к каждой линии Dn подключаются выходы четырех тристабильных регистров `173, что создает чрезмерную емкостную нагрузку. Хотя наш интерфейс будет, несомненно, работать правильно, его подключение ограничит число дополнительных плат, которые можно установить на шине (особенно, если остальные разработчики окажутся грешными в том же отношении!). В нашем случае следовало использовать тристабильный 8-разрядный буфер (микросхема `244), включив его между выходами D0-D7 и шиной данных PC. Сигнал разрешения микросхемы можно получить, образовав логическое И декодированного адреса и сигнала IOR.

10.23. Форматы чисел.

Формат байтов (или слов), получаемых из частотомера в рассмотренном примере, отличается от внутримашинного двоичного формата; частотомер образует двоично-кодированные десятичные коды, упакованные по две цифры в байте (или четыре цифры в слове). Чтобы с этими числами можно было выполнять какие-то вычисления, их следует преобразовать в целые числа или в числа с плавающей точкой (хотя в системе команд микропроцессора предусмотрены и команды с «десятичной коррекцией», позволяющие выполнять арифметические операции непосредственно над упакованными двоично-кодированными десятичными числами). Рассмотрим форматы чисел, обычно используемые в компьютерах (рис. 10.24), предмет, кратко затронутый нами в начале гл. 8.

Рис. 10.24. Форматы чисел. S-знак.

Целые числа. Целые числа (integer) со знаком всегда представляются, как дополнение до 2 и занимают 1,2 или 4 байт (см. рис. 10.24). Старший бит является знаковым, хотя дополнение до двух не совпадает с представлением в виде знака и числа (т. е. — 1 записывается, как 11111111, а не 10000001; см. разд. 8.03). Дополнение до 2 можно представить себе, как «смещенное» двоичное[11] с инвертированным старшим битом; но можно рассматривать его и как целое число со значением бит, указанным на рис. 10.24. Многие компьютеры позволяют объявлять переменные, как целые без знака в дополнение к объявлению целых со знаком в виде дополнения до 2. Двухбайтовое беззнаковое целое может иметь значение от 0 до 65535.

Числа с плавающей точкой. Числа с плавающей точкой, называемые также действительными числами (real), обычно занимают 32 бит («одинарная точность») или 64 бит («двойная точность»), однако иногда для промежуточных результатов вычислений используется дополнительный 80-бит формат. К сожалению, имеется несколько употребительных представлений этих чисел. Наиболее распространен формат IEEE (официальное название ANSI/IEEE Std 754-1985), который реализован почти во всех микропроцессорных наборах с плавающей точкой (включая Intel 8087/287/287, Motorola 68881, а также наборы фирм AMD, Weitek и др.) и по этой причине является стандартным для микрокомпьютеров, использующих эти наборы (в том числе IBM PC).

На рис. 10.24 показаны 32-бит и 64-бит форматы IEEE. 32-бит формат одинарной точности предусматривает 1 знаковый бит, 8 бит порядка и 23 бит мантиссы. Порядок определяет степень 2, на которую следует умножить мантиссу (см. ниже). Порядок «смещен» путем прибавления 127, так что поле порядка 01111111 соответствует порядку 0; в результате диапазон порядка составляет от —127 до +128. Мантисса также записывается любопытным способом, который был впервые использован фирмой DEC в своем формате с плавающей точкой. Двоичное число с плавающей точкой всегда можно записать в виде f.fff x 2^е, где f.fff — мантисса (по основанию 2) («значащая часть»), а е — порядок (степень 2). Для того чтобы получить при заданном числе бит мантиссы максимальную точность, она «нормализуется» путем сдвига влево (с соответствующим декрементом порядка), пока лидирующий бит не станет равен 1, в результате чего мантисса представляется в виде 1.fff x 2^е. Далее, используется прием «скрытого бита». Поскольку результирующая значащая часть мантиссы всегда имеет ненулевой старший бит, хранить его в памяти было бы избыточно; вместо 1fff можно записать просто fff, где лидирующая 1 подразумевается. В результате точность числа возрастает, так как его представление увеличивается на 1 бит, образуя диапазон от ±1.2·10^-38 до ±3.4·10³⁸.

_{Упражнение 10.9. Сконструируйте на бумаге минимальное и максимальное нормализованные числа с плавающей точкой и убедитесь, что приведенные выше предельные значения соответствуют истине.}

Формат IЕЕЕ с двойной точностью образуется аналогично, но точность мантиссы более чем удваивается (увеличиваясь на 29 бит), а порядок получает дополнительные 3 бит. Диапазон чисел указан на рисунке. Формат IEEE допускает также хранение ненормализованных чисел, что несколько увеличивает диапазон со стороны маленьких чисел (за счет уменьшения точности); «ненормализованные» числа могут доходить до величины ±1.4·10^-45. Стандарт также определяет нуль (е = fff = 0; таким образом, есть 2 нуля, +0 и — 0), бесконечность (е = все единицы, fff = 0; поэтому оба знака), а также любопытный класс зарезервированных величин, имеющих официальное название «не число» (NAN = Not A Number).

Другой важный микрокомпьютерный формат чисел с плавающей точкой принадлежит фирме DEC и используется в компьютерах Micro VAX и LSI-11 (а также в их предках, мини-ЭВМ VAX и PDP-11). Он почти совпадает со стандартом IЕЕЕ, имея то же число бит в порядке и мантиссе (включая использование скрытого бита) чисел с одинарной точностью. Отличия заключаются в другом значении смещения (128 вместо 127), а также в отсутствии лидирующих бит в мантиссе, которая представляется в виде.1fff (со скрытой 1). DEC определяет только один нуль (все биты которого равны 0); и не допускает ненормализованных чисел и бесконечности; имеются, однако, величины, аналогичные «не числам» IEEE. DEC также определяет 64-бит формат удвоенной точности.

Последние два формата, приведенные на рис. 10.24, используются не в микрокомпьютерах, а в больших ЭВМ или в машинах специального назначения. Формат «IBM» в течение некоторого времени использовался в универсальных ЭВМ фирмы IBM и даже в некоторых мини-ЭВМ, например, Nova фирмы Data General. 7-бит смещенный порядок определяет степень 16, а не 2, увеличивая диапазон чисел. Мантисса в результате может иметь до трех лидирующих нулей, т. е. нормализованная часть содержит ненулевую старшую шестнадцатеричную цифру.

_{Упражнение 10.10. Чтобы понять смысл последней фразы, напишите представление числа 1.0 в формате IBM. После этого напишите следующее меньшее число в том же формате.}

Использование в формате IBM числа 16 в качестве основания увеличивает динамический диапазон, но уменьшает точность. Более того, точность несколько изменяется от числа к числу из-за переменного количества лидирующих двоичных нулей; это явление известно, как «качание» (wobble). В формате IBM отсутствуют «не числа» и бесконечность, и имеется только один нуль (все биты нули); не нормализованные числа не допускаются. Имеется формат IBM и для чисел с двойной точностью (64 бит). Последний формат на рис. 10.24, MIL STD-1750A, используется в военных системах. Он необычен в том отношении, что вместо знака и величины числа в нем записывается мантисса в форме дополнения до двух и порядок тоже в форме дополнения до двух (строго говоря, предыдущие форматы характеризуются записью мантиссы в форме знак/величина, а порядка в форме смещенного двоичного). В формате отсутствуют бесконечности, «не числа» и не нормализованные числа; имеется вариант для чисел с удвоенной точностью.

Хранение чисел в памяти. Разработчики микропроцессоров любят выражать свою индивидуальность, предусматривая хранение чисел в памяти в своеобразном порядке. Микропроцессоры 8086/8 (а, следовательно, и компьютеры IBM PC и совместимые с ними) записывают числа в память, начиная с самого младшего байта, который располагается в байте памяти с наименьшим номером; для семейства 68000 характерен обратный порядок. Вот счастье-то!

Преобразование данных в процессе ввода-вывода. Нам пришлось уже обсуждать форматы данных в контексте аппаратного интерфейса, который выдавал упакованные двоично-десятичные числа. Каков наиболее оптимальный способ работы с 8-разрядными данными, получаемыми из такого интерфейса? В зависимости от типа входных данных, числа значащих цифр, диапазона их изменения и проч. может оказаться удобным преобразовывать входные данные в числа с плавающей точкой (для получения максимального динамического диапазона), или в целые числа (для получения максимального разрешения), или выполнить какие-то другие числовые процедуры (например, вычисление отклонений от среднего значения или разностей последующих отсчетов). Все это можно делать в программном «драйвере» конкретного устройства, т. е. в программном модуле, который управляет вводом данных. Мы видим, таким образом, что оптимизация программного обеспечения не может быть выполнена без понимания особенностей аппаратуры и смысла принимаемых данных. Еще одна причина, по которой столь важно освоиться в этом чудесном мире электронной аппаратуры!

Таблицы.

7.

8.

9.

10.

1.

Шум лопающихся при поджаривании, кукурузных зерен. — Прим. перев.

2.

Многие читатели, имеющие дело с персональными компьютерами, наверняка слышали слово boot-сектор (сектор начальной загрузки). Для того чтобы дать понять читателю, какие образы возникали у отцов — основателей персональных компьютеров, отметим, что среди множества значений слова boot есть и такое как «ударить сапогом», а термин bootstrap фигурирует в выражении, которое переводится как «поднять самого себя за шнурки ботинок». — Прим. перев.

3.

Точнее говоря, выполнить после дальнейшей обработки полученного объектного кода программой-редактором связей. Непосредственно исполнять объектный код компьютер не может. — Прим. перев.

4.

Кроме арифметических флагов регистр флагов содержит еще три дополнительных флага для управления некоторыми действиями ЦП: флаг направления (DF), флаг разрешения прерываний (IF), флаг трассировки (ТF). — Прим. перев.

5.

Для того чтобы этот пример работал, надо изменить идентификатор LOOP на какое-нибудь другое, не зарезервированное ассемблером выражение, например LOOP1. — Прим. перев.

6.

Индексный. — Прим. перев.

7.

Большинство компиляторов преобразуют исходный текст непосредственно в машинные команды (либо в строки вызова процедур, обрабатываемых компоновщиком) и необходимость в их дополнительном ассемблировании отпадает, хотя некоторые компиляторы, например транслятор языка Паскаль для машин типа ДВК, действуют именно так, как описано авторами. — Прим. перев.

8.

А еще чаще — объектны. — Прим. перев.

9.

Из мира больших машин пришло другое название этой программы — редактор связей; в среде пользователей микрокомпьютеров бытует жаргонное выражение «линкер». — Прим. перев.

10.

В настоящее время эта «вторая половина» кодовой таблицы практически стандартизована и включает символы национальных алфавитов (в частности, русского), символы псевдографики и некоторые математические знаки. — Прим. перев.

11.

Т.е. вычисленное как смещение относительно нижней границы знакового представления (-128, -32768). — Прим. перев.

Том III.

Глава 11. МИКРОПРОЦЕССОРЫ.

Перевод К Г. Финогенова и М. П. Шарапова.

МикроЭВМ, обсуждавшиеся в предыдущей главе, представляют собой автономные вычислительные системы, скомпонованные вокруг микропроцессора и включающие обычно массовую память (диски), графические дисплеи, принтеры и, возможно, какое-то сетевое оборудование. Эти машины комплектуются терминалом, памятью и портами ввода-вывода, а также дополнительными вставными платами, расширяющими их возможности. МикроЭВМ прекрасно подходят для обработки текстов, выполнения вычислительной работы, построения систем автоматизированного проектирования (САПР) и даже автоматизированных систем управления производством (АСУП). В сочетании с коммерчески доступными аппаратными средствами микроЭВМ могут выступать в качестве программаторов логических устройств, логических анализаторов и интерфейсных процессоров в самых различных инженерных применениях. Встроив в разрабатываемый вами прибор или систему микропроцессор вместе с некоторыми дополнительными схемами, вы получите устройство, обладающее мощностью микроЭВМ. В такого рода «жестких» приложениях процессор выполняет фиксированную программу, зашитую в ПЗУ, при этом отпадает необходимость в массовой памяти (диски, лента), терминалах и т. д. Внешне прибор может иметь самый обычный вид, хотя его повышенную интеллектуальность часто выдает наличие специализированной клавиатуры. Приборы с микропроцессорным управлением, как правило, имеют лучшие характеристики при меньшей стоимости и более простом устройстве в сравнении с эквивалентными системами, выполненными на дискретных логических микросхемах. Более того, модификация или совершенствование прибора часто требует лишь написания новой программы.

Очевидно, что компетентный разработчик не может игнорировать отмеченные обстоятельства. Если вам требуются еще какие-то стимулы, можно отметить, что возня с микропроцессором — сущее удовольствие; встроив его в свой прибор, вы испытаете восхитительное чувство собственного могущества.

При разработке приборов с микропроцессорным управлением приходится уделять заметно больше внимания вопросам конструирования и программирования, чем при разработке микроЭВМ. В частности, следует выбрать тип памяти (статическое или динамическое ОЗУ, программируемое ПЗУ, электрически стираемое программируемое ПЗУ) и определить ее расположение в доступном «пространстве памяти»; определить форму ввода-вывода (включая выбор аппаратной реализации: обычные функциональные микросхемы среднего уровня интеграции или заказная БИС «периферийной поддержки»); написать и отладить встраиваемое программное обеспечение исходя из условий работы программно-управляемого прибора. Как правило, разработчики систем с микропроцессорным управлением должны свободно владеть как аппаратными средствами, так и программированием на языке ассемблера.

Большая часть концепций программирования и интерфейса с магистралью, обсуждавшихся в предыдущей главе применительно к микроЭВМ, непосредственно приложима к схемам микропроцессорного управления, и в дальнейшем мы предполагаем, что читатель знаком с содержанием гл. 10. Настоящую главу мы начнем с детального рассмотрения небольшого микропроцессора с элегантной системой команд, а именно МП Motorola 68008, который в сущности представляет собой 32-разрядный процессор (68000) с 8-разрядной внешней шиной данных.

Описав его архитектуру и систему команд, мы рассмотрим затем полный пример разработки — аналоговый «усреднитель сигналов», укомплектованный графическим дисплеем, цифровыми последовательными и параллельными портами и другими полезными деталями.

Естественно, никакая микропроцессорная система не может считаться завершенной без программного обеспечения, которое мы также рассмотрим применительно к нашему примеру. По ходу дела нам придется столкнуться с большими интегральными микросхемами — периферийными и памяти, и мы выскажем о них некоторые полезные замечания. Далее в главе будет уделено внимание синхронизации, шинам данных, а также другим популярным процессорам, включая микросхемы «микроконтроллеров» с высокой степенью интеграции. Наконец, мы отступим на шаг, чтобы обозреть весь процесс конструирования микропроцессорного устройства и коснемся систем разработки, макетных плат и эмуляторов.

Внимательный взгляд на МП 68008.

Обилие микропроцессоров различных типов может поставить в тупик разработчика. Печальным правилом мира микропроцессоров является несовместимость различных микропроцессорных комплексов как в аппаратной реализации (сигнальные линии, интерфейсные протоколы и т. д.), так и в наборах команд. Вместо того чтобы пытаться подобрать наилучший микропроцессор для каждого применения, лучше остановиться на каком-то достаточно зарекомендовавшем себя микропроцессоре, создать для него систему разработки и накапливать с ее помощью опыт и знания. Это разумно еще и потому, что усилия и средства, затраченные на разработку программного обеспечения для микропроцессорной системы, часто превышают затраты на аппаратную разработку.

В этой главе мы рассмотрим МП Motorola 68008, являющийся младшим представителем элегантного и популярного семейства микропроцессоров 68000, находящих применение в таких микроЭВМ, как Macintosh, NeXT, Sun и Apollo. Этот микропроцессор практически идентичен МП 68000 (16-разрядная шина данных, 24-разрядная адресная шина), но упакован в 48-контактный DIP-корпус с 8-разрядной шиной данных и 20-разрядный адресной шиной. Микропроцессор выполняет те же программы, что и МП 68000; более узкая шина данных абсолютно прозрачна для использования.

11.01. Регистры, память и ввод-вывод.

Регистры. На рис. 11.1 показаны внутренние регистры МП 68000 (мы будем использовать обозначение «68000» при описании черт, общих для МП 68000 и 68008).

Рис. 11.1. Регистры МП 68000/8.

Процессор содержит 8 регистров данных и 7 адресных регистров, причем все они в полной мере являются регистрами общего назначения; вспомним в связи с этим, что в МП 8086/8 регистр АХ (AL) должен использоваться в операциях ввода-вывода, DX — для адресации к портам и т. д. Регистры данных могут содержать «байты» (8 бит), «слова» (16 бит) и «данные слова» (32 бит), причем тип данных в любой операции указывается непосредственно в обозначении команды на языке ассемблера (см. ниже). Все вычисления и обработка байтов выполняются в регистрах данных.

Адресные регистры используются как указатели памяти или пространства ввода-вывода в 5 из 12 возможных для МП 68000 способов адресации; в адресных регистрах допустимо выполнение лишь нескольких арифметических операций (сложение, вычитание, сравнение, пересылка). Сегменты, как и сегментные регистры, отсутствуют; в микропроцессорах семейства 68000 всегда возможен доступ ко всему адресному пространству (1 или 4 Мбайт для МП 68008 в DIP — или четырехстороннем корпусе, 16 Мбайт для 68000, 4 Гбайт для 68020/30).

В микропроцессоре также имеются: указатель стека (фактически их два, но в каждый данный момент активен только один), программный счетчик PC (именуемый в МП 8086/8 «указатель команд») и регистр состояния SP. Последний содержит флаги (нуля, переноса, переполнения и др.), а также маску прерываний и биты режима.

Память и ввод-вывод. В отличие от МП 8086/8 в процессорах 68000 не предусмотрены отдельные сигналы магистрали ввода-вывода и в их системе команд отсутствуют команды ввода-вывода типа IN и OUT. Ввод-вывод осуществляется так же, как и обращение к памяти, с использованием адресов полной длины и стробирующих сигналов. Для подключения порта ввода-вывода вам следует декодировать адресные линии и сделать так, чтобы регистры ваших портов выглядели, как несуществующая память. Такой метод называется отображением ввода-вывода на пространство памяти; он используется во многих микропроцессорах. (Впрочем, даже в случае самостоятельного протокола ввода-вывода МП 8086 всегда можно отобразить ввод-вывод на пространство памяти с помощью стробирующих сигналов MEMR' и MEMW'.)

Преимущество отображения ввода-вывода на пространство памяти заключается в том, что для операций над регистрами портов можно использовать все команды, предназначенные для работы с памятью. Специальные команды IN/OUT МП 8086/8 заменяет команда MOVE; кроме этого, непосредственно над содержимым портов можно выполнять операции арифметические (сложения, вычитания, циклического сдвига, сравнения, проверки), логические (И, ИЛИ), а также над битами (установка бит, проверка бит). Единственный недостаток отображения ввода-вывода на пространство памяти заключается в необходимости декодировать много адресных линий; практически здесь не возникает трудностей, поскольку при большом адресном пространстве и малом числе портов ввода-вывода нет необходимости декодировать полный адрес (примеры см. ниже).

11.02. Система команд и способы адресации.

В табл. 11.1 приведен полный набор команд МП 68000. Чтобы образовать правильный оператор (команду) языка ассемблера, следует указать операнды (с помощью одного из 12 режимов адресации) и тип данных (байтов, слово или длинное слово). На языке ассемблера фирмы Motorola оператор выглядит следующим образом:

ОПЕРАЦИЯ. размер источник, приемник.

Здесь ОПЕРАЦИЯ берется из табл. 11.1, размер есть В, W или L (байт, слово или длинное слово соответственно), а источник и приемник могут представлять регистры, непосредственные константы или ячейки памяти. Ниже приведено несколько примеров с указанием способов адресации.

Таблица 11.1. Набор команд МП 68000/8.

Операция · Описание. Арифметические. ABCD Сложение упакованных двоично-десятичных чисел. ADD Сложение. ASL Арифметический сдвиг влево. ASR Арифметический сдвиг вправо. CLR Очистка операнда. DIVS Деление (знаковое). DIVU Деление (беззнаковое). EXT Расширение знака. LSL Логический сдвиг влево. LSR Логический сдвиг вправо. MOVE Пересылка. MULS Умножение (знаковое). MULU Умножение (беззнаковое). NBCD Отрицание упакованного двоично-десятичного числа. NEG Отрицание. SBCD Вычитание упакованного двоично-десятичного числа. SUB Вычитание. Логические. AND Логическое И. BCHG Проверка и изменение бита. BCLR Проверка и очистка бита. BSET Проверка и установка бита. BTST Проверка бита. CHK Проверка регистра на границы. CMP Сравнение. EOR Исключающее ИЛИ. EXG Обмен регистров. NOT Побитовое дополнение. OR Логическое ИЛИ. RESET Возбуждение линии RESET. ROL Циклический сдвиг влево без расширения. ROR Циклический сдвиг вправо без расширения. ROXL Циклический сдвиг влево с расширением. ROXR Циклический сдвиг вправо с расширением. Scc¹⁾ Установить байт по условию. SWAP Обмен половин регистра. TAS Проверка и установка операнда. TST Проверка операнда и установка флагов. Управления. Всс¹⁾ Условный переход. BRA Безусловный переход (относительный). BSR Переход на подпрограмму (относительный). DBcc¹⁾ Проверка, декремент и переход. JMP Безусловный переход (7 режимов). JSR Переход на подпрограмму (7 режимов). LEA Загрузка эффективного адреса. LINK Подсоединение стека. NOP Холостая команда. PEA Загрузка в стек эффективного адреса. RTE Возврат из исключения. RTR Возврат, восстановление кодов условий. RTS Возврат из подпрограммы. STOP Останов. TRAP Ловушка (векторизованное исключение). TRAPV Ловушка по переполнению. UNLK Отсоединение стека. Коды условий ("сс"). СС Перенос сброшен. CS Перенос установлен. EQ Равенство нулю. F Никогда не истина^2). GE Больше или равно нулю. GT Больше нуля. HI Выше. LE Меньше или равно нулю. LS Ниже или равно. LT Меньше нуля. MI Минус. NE Не равно нулю. PL Плюс. T Всегда истина^2). VC Переполнение сброшено. VS Переполнение установлено. ^{____ 1)} _{См. «Коды условий».} ²⁾ _{Не используется в командах Всс; вместо «ВТ» используйте BRA.}  MOVE.W (непосредственная, # $FFFF,D0 регистровая). MOVE.B (АО), (А1) (косвенная, косвенная). ADD.L D5, (А2) + (прямая, косвенная с постинкрементом). BTST.B #2$C0000 (непосредственная, абсолютная длинная).

В первом примере устанавливаются в 1 все 16 бит регистра D0 (символ «$» обозначает «шестнадцатиричное», а «#» указывает на «непосредственную» константу); вторая команда копирует байт из ячейки памяти, адрес которой находится в АО, в ячейку памяти, адрес которой находится в А1; третья прибавляет 32-разрядное знаковое целое к 4-байтовому («длинному») целому, которое начинается в памяти с байта, адресуемого через А2, после чего содержимое А2 увеличивается на 4; последняя команда проверяет бит 2 в ячейке памяти СО000Н, устанавливая соответствующим образом флаг нуля Z (для последующей команды условного перехода). Заметьте, что операнды следуют в порядке — источник, приемник, что противоположно нотации МП 8086.

МП 68000 позволяет использовать почти все режимы адресации и размеры операндов с любой командой («Справочное пособие программиста МП 68000» исчерпывающе описывает все допустимые сочетания; наиболее полезная информация собрана в табл. 11.2). В результате написание изящных и эффективных программ на языке ассемблера оказывается относительно простой задачей. Например, работая с МП 8086 и желая проанализировать состояние флага порта ввода-вывода, вы должны будете сохранить и восстановить содержимое регистра AL и в сумме использовать 5 команд (PUSH, IN, TEST, POP, Jcc). МП 68000 позволяет выполнить ту же операцию с помощью всего двух команд: BTST и Всс; никакие регистры не нужны, потому что бит памяти (и, следовательно, регистры порта) можно проанализировать непосредственно. Более того, «автоинкрементный» режим адресации вроде «(А2) +» дает возможность работать с массивами. Хотя мы еще не описали все режимы адресации и команды, вы вполне сможете выполнить следующее упражнение.

_{Упражнение 11.1. Скопировать массив длиной $100 байт из таблицы, начинающейся в ячейке $АО000 в таблицу, начинающуюся в ячейке SA8000. При решении этой задачи будет полезна команд WGT метка (переход если больше нуля).}

Режимы адресации. В приведенных выше примерах команд операции выполнялись над константами, содержимым регистров и содержимым ячеек памяти (или портов). Архитектура МП 68000 предусматривает богатый набор «режимов адресации» для определения этих операндов. В табл. 11.3 перечислены 12 режимов адресации, которые рассматриваются фирмой Motorola как 14. Вот что они значат:

Регистровая прямая адресация.

Синтаксис: Dn (или An).

Пример: MOVE.W D0,D1.

Операндом является содержимое указанного регистра.

Непосредственная адресация.

Синтаксис: #хххх.

Пример: MOVE.B #$FF,D0.

Операндом является указанная константа.

Абсолютная адресация к памяти.

Синтаксис: xxxx.W или xxxx.L.

Пример: ADD.W D0JB000.W.

Адрес операнда указан как непосредственная константа.

Косвенная адресация.

Синтаксис: (An).

Пример: SUB.W D0, (АО).

Указанный регистр содержит адрес операнда.

Косвенная постинкрементная адресация.

Синтаксис: (Аn) +

Пример: MOVE.B (АО) +, (А1) +

Аналогична косвенной, но после выполнения операции An инкрементируется на величину размера.

Косвенная предекрементная адресация.

Синтаксис: — 1Аn).

Пример: MOVE.W D0,-(A7).

An сначала декрементируется на величину размера, затем выполняется косвенная адресация.

Косвенная адресация со смещением.

Синтаксис: d₁₆(An).

Пример: MOVE.L (АО),100(АО).

Адрес операнда определяется как (An) плюс 16-разрядное знаковое смещение d_16.

Косвенная индексная адресация со смещением.

Синтаксис: d₈(An,Xn.W [или. L]) (Хn может быть либо Dn, либо An).

Пример: MOVE.L 100(A0),100(A0,D7).

Адрес операнда определяется как (An) плюс (Хп) плюс 8-разрядное знаковое смещение d_8.

PC-относительная адресация со смещением.

Синтаксис: d₁₆(PC).

Пример: LEA 100(РС), АЗ.

Адрес операнда отличается от адреса этой команды на величину 16-разрядного знакового смещения.

PC-относительная адресация с индексом и смещением.

Синтаксис: d₈(PC,Xn.W или. L).

Пример: MOVE.W 100(PC,D0.W),D1.

Адрес операнда отличается от адреса этой команды на величину суммы 8-разрядного знакового смещения и содержимого Хn.

Несколько пояснений: в первых двух режимах не адресуется память; адресуются регистры или непосредственные константы (т. е. константы, включенные в поток команд; они могут быть только источниками, но никогда не приемниками). Все остальные режимы служат для адресации памяти. Абсолютная адресация удобна для обращения к портам ввода- вывода или к отдельным ячейкам памяти.

Косвенная (особенно с постинкрементом или предекрементом) хороша для работы с массивами или стеком; кроме того, если адрес уже находится в адресном регистре, такая адресация быстрее абсолютной, так как при выполнении команды адрес (абсолютный) не требуется извлекать из памяти. PC-относительные режимы адресации особенно удобны при написании «позиционно-независимых» программ, поскольку все адреса определяются относительно самих программных строк; заметьте, что 8- и 16-разрядные смещения представляют собой знаковые целочисленные дополнения до 2, позволяя описывать ячейки, отстоящие от точки отсчета на ±127 или ±32767 байт соответственно. Обратите еще внимание на то, что непосредственные или РС-относительные операнды нельзя модифицировать (они «неизменяемы»).

11.03. Представление команд на машинном языке.

Как уже упоминалось выше, язык ассемблера, использованный нами в примерах, не является «объектным кодом», фактически выполняемым микропроцессором. Скорее это мнемоническое представление, удобное для написания программ. Последовательность команд языка ассемблера, составляющая программу, должна быть преобразована в последовательность двоичных байт, выполняемых процессором. Как и в случае МП 8086, каждая команда языка ассемблера МП 68000 преобразуется (ассемблируется) в несколько байт машинного кода. Код операции (коп) всегда занимает 2 байт, но в тех случаях, когда требуется определить режимы адресации, к нему могут добавляться дополнительные слова (двухбайтовые). В зависимости от вида операции и режимов адресации команда может иметь длину от 2 до 10 байт. Например, команда.

ADD.W (A1) +,D3.

Ассемблируется в код минимальной длины (2 байта), именно (D6 59)_н, причем и номера регистров, и режимы адресации указываются (вместе с кодом операции) в самой 2-байтовой команде. С другой стороны, команда MOVE.W $FFFF,$A0000 ассемблируется в 8-байтовый код, а именно (33 FC FF FF 00 0А 00 00)_н, причем в первых двух байтах указываются операция и режимы адресации, в следующих двух байтах — непосредственная константа, а в последних четырех байтах — абсолютный адрес (длинный) приемника.

ЦП, естественно, по самой своей конструкции умеет интерпретировать этот результирующий машинный код. Рассмотрение структуры машинного кода конкретной команды может помочь вам в понимании логики работы ЦП. На рис. 11.2 развернута структура самой употребительной команды МП 68000 MOVE.

Рис. 11.2. Структура команды MOVE.

Пройдемся по ней. Два лидирующих нуля идентифицируют (почти) команду, как операцию MOVE; следующие два бита определяют размер операндов, как это показано на рисунке. Любопытно отметить, что поскольку комбинация бит 00 не используется для описания размера, код 0000ххх…хх не входит число кодов команды MOVE (однако не думайте, что этот код пропадает — фирма Motorola использует его для других команд). Следующие 6 бит описывают режим адресации и регистр (если таковой используется) операнда-приемника, а последние 6 бит заключают ту же информацию об операнде-источнике; на рис. 11.2 показано, как кодируется эта информация. Заметьте, что последние 5 режимов адресации, не использующие регистр, разделяют между собой оставшийся номер режима (111) и различаются «фальшивыми» номерами регистра. Если режим адресации какого-либо из операндов требует дополнительной информации (непосредственные данные, абсолютные адреса, смещения), к коду команды добавляются дополнительные байты, как это показано на рис. 11.2.

Любопытно заметить, что МП 68000 расходует 1/4 х 3/4 = 19 % всех возможных кодов команд на команду MOVE, предоставляя все сочетания режимов адресации и для источника, и для приемника. Фирма Motorola не могла быть столь же расточительной для остальных 50 с лишком команд табл. 11.1, и возможности их адресации пришлось урезать.

К примеру, если использовать фирменное обозначение <еа> для полного набора команд, то можно образовать команды ADD < еа >, Dn или.

ADD Dn, <еа>

Но не все варианты полного сочетания.

ADD <еа>, <еа>

В реальной жизни вы всегда пользуетесь ассемблером (который работает на компьютере или микропроцессорной «системе разработки») для выполнения черной работы по конструированию этих команд. Однако, чтобы убедиться, что мы действительно поняли суть дела, попробуем свои силы в «ручном ассемблировании». Закодируем команду.

MOVE.W #$3FFF,(A1) +

Код размера равен 11 (слово); код режима приемника равен 011, а регистра — 001; для приемника код режима равен 111, а «регистра» — 100. Таким образом, код команды составляет.

00 11 001 011 111 100, или 32FCH.

А полностью команда кодируется как.

32 FC 3F FF.

Мы не без основания подозреваем, что дальнейшие абстрактные обсуждения системы команд и режимов адресации заставляет вас закрыть эту книгу навсегда. Поэтому давайте рассмотрим прострой пример программирования, после чего перейдем к сигналам магистрали МП 68008. После этого мы сможем выполнить полное проектирование микропроцессорного устройства на базе МП 68008, включая его программное обеспечение.

Иллюстрация команд и режимов адресации МП 68000 дана в программе 11.1, где показаны два способа копирования таблицы из 100Н байт, начинающейся в ячейке $8000, в непосредственно прилегающую область памяти (с адреса $8100).

В первом варианте для пересылки из памяти в память мы использовали косвенную адресацию со смещением (удобное средство, отсутствующее в МП 8086), а также инкремент указателя, декремент счетчика и условный переход. При частоте генератора 10 МГц цикл занимает 6,2 мкс, и вся таблица пересылается за 1,6 мс. Во втором варианте в программу введен второй адресный регистр, указывающий на приемник. В этом случае можно использовать постинкрементную адресацию и отказаться от команды ADDQ, что увеличивает скорость пересылки. Анализ на выход из цикла мы выполняем с помощью более эффективной (но рискованной) команды «декремент и условный переход» DBcc. В результате цикл выполняется почти в два раза быстрее (3,4 мкс на шаг, 0,87 мс на всю пересылку).

_{Упражнение 11.2. Напишите программу для вычисления суммы 16-разрядных слов в таблице, начинающейся с адреса $10000. Пусть длина таблицы в словах хранится в качестве первого элемента таблицы (он не должен входить в сумму); предположите также, что суммирование не приведет к переполнению.}

_{Упражнение 11.3. Напишите программу для изменения порядка байтов в таблице, имеющей длину $100 байт и начинающуюся с адреса $1000.}

Прямолинейный (но медленный) способ решения задачи заключается в изменении порядка байтов в процессе копирования во вспомогательный массив, который затем копируется на место исходного. Более быстрый способ предполагает изменение порядка байтов «на месте» (следите только, чтобы, шагая по таблице, не наступить себе же на ноги). Запрограммируйте оба метода.

11.04. Сигналы магистрали.

Если вы усвоили взаимодействие сигналов на магистрали IBM PC, то разобраться с сигналами МП 68008 не составит труда — они схожи. Мы описали их в табл. 11.4 (имеющей тот же формат, что и табл. 10.1) и на рис. 11.3.

Рис. 11.3. Сигналы МП 68008.

Лучше всего воспользоваться уже испытанной последовательностью изучения и рассмотреть сначала программно-управляемую передачу данных («программно-управляемый ввод-вывод»), затем прерывания и, наконец, ПДП. Это не займет много времени.

Программно-управляемая передача данных. Программно-управляемая передача данных показана на рис. 11.4; мы также изобразили сигналы (CLK и AS'), которые в процессе проектирования схемы обычно можно игнорировать.

Рис. 11.4. Циклы чтения/записи МП 68008 (8 МГц, без состояний ожидания).

В МП 68008 используется один сигнал, стробирующий данные (DS'), а также линия направления чтения-записи (R/W) в отличие от IBM PC, где предусмотрены два стробирующих сигнала (IOR', IOW'). В цикле записи ЦП переводит сигнал R/W в низкое состояние, устанавливает адрес и данные и, выждав некоторое время, переводит в низкое состояние сигнал DS'. Приемник (память или устройство ввода-вывода) фиксирует данные, которые (в отличие от IBM PC) гарантированно установлены еще перед фронтом сигнала DS', и подтверждает прием, устанавливая в низкое состояние сигнал DTACK'. ЦП завершает цикл, снимая сигнал DS' и затем (выждав некоторое время на случай использования приемником Прозрачных фиксаторов) снимает адрес и данные. Таким образом, достоверность данных гарантируется в течение DS' плюс короткие интервалы до и после сигнала. Цикл чтения отличается лишь тем, что ЦП поддерживает линию R/W' в высоком состоянии (указывая тем самым, что выполняется чтение) и, к тому же, устанавливает сигнал DS' на один такт раньше, чтобы дать возможность источнику данных отозваться на требование данных. Данные должны быть установлены до окончания сигнала DS'; детали взаимодействия показаны на рис. 11.4.

Действие сигнала DTACK' требует дальнейшего обсуждения. Шина МП 68008 является асинхронной (см. разд. 10.14): установив сигнал DS', ЦП, перед тем, как завершить цикл, ожидает от адресуемого устройства сигнала подтверждения DTACK' (через проводное ИЛИ). Если сигнал DTACK' поступает перед концом такта S4, состояния ожидания не включаются в протокол, и последовательность сигналов выглядит точно так, как показано на рис. 11.4; если же DTACK' задерживается, ЦП удерживает все свои выходные сигналы в стабильном состоянии (включая в протокол магистрали после такта S4 «состояния ожидания») до появления сигнала DTACK', после чего завершает цикл тактами S5-S7. Состояния ожидания требуются только при работе с очень медленными устройствами, поэтому адресуемое устройство должно устанавливать сигнал DTACK' сразу же после распознания им на шине своего адреса (устройство может установить DTACK' по результатам декодирования адреса или образовав логическое И из сигнала декодирования и полученного им из ЦП сигнала AS', который указывает на достоверность адреса). Вообще говоря, если все устройства, подключенные к шине, являются быстрыми, вы можете, с известной долей риска, постоянно удерживать линию DTACK' в низком состоянии и полностью избавиться от состояний ожидания; эта методика отразилась в названии журнала, посвященного высокопроизводительным приложениям семейства МП 68000: «DTACK' заземлен».

Все это выглядит несколько запутанно, но в действительности сопряжение с МП 68008 выполняется очень просто. На рис. 11.5 изображен простейший порт ввода-вывода.

Рис. 11.5. Параллельный порт ввода-вывода, а — базовая схема; б — схема с реально существующими вентилями; в — реализация на основе ПЛМ.

Адресные сигналы декодируются и после поступления сигналов DS' и R/W' образуют сигналы, используемые для стробирования D-триггеров выходного регистра (для записи) и разрешения тристабильных выводов входного регистра (для чтения). Сигнал DTACK' устанавливается сразу после расшифровки адреса (если адресуется данный порт), поскольку для столь быстрых устройств, какими являются 8-разрядные регистры, состояния ожидания не требуются; мы использовали обычный прием преобразования драйвера с тремя состояниями в драйвер с открытым коллектором. Заметьте, что для стробирования D-триггеров мы использовали срез сигнала DS'; это сделано из-за того, что фронт сигнала DS' может отстоять от момента установки достоверных данных всего лишь на 35 нс (см. рис. 11.4), что опасно близко к времени упреждения многих 8-разрядных регистров (например, семейства LS и НСТ имеют минимальное время упреждения 20 нс). Так, если на шине данных используются шинные буферы (например, 8-разрядные двунаправленные буферы `245), то дополнительная задержка данных относительно сигнала DS' может привести к тому, что триггеры схемы `574 не успеют установиться. Используя срез сигнала, мы выигрываем дополнительные 140 мкс для увеличения времени упреждения. (При желании можно было использовать прозрачные фиксаторы, например `573, которые фиксируют данные по срезу сигналы фиксации; для таких фиксаторов характерное минимальное значение времени упреждения, как и времени удержания, составляет около 15 нс.).

Варианты схем, приведенные на рис. 11.5, учитывают практические детали. Оказывается, в большинстве логических семейств отсутствуют 3-входовые вентили ИЛИ! Одним из возможных решений является использование 2-входовых вентилей, как показано на рис. 11.5. Более современный способ - поместить всю вентильную логику в комбинационную ПЛМ; помимо уменьшения числа микросхем, это дает вам возможность, используя высокую плотность вентилей в ПЛМ, генерировать с помощью одной микросхемы стробирующие и разрешающие сигналы для дополнительных периферийных портов.

Одна незначительная деталь приведенного примера предвосхитила материал следующего раздела. В процессе обработки прерывания (см. ниже) МП 68008 выполняет цикл подтверждения прерывания, выглядящий, как цикл чтения самого верха памяти (линии АЧ-А19 установлены в 1). Если в этой области адресного пространства вы располагаете память или какие-то регистры, их надо заблокировать на время цикла прерывания, идентифицируемого по состоянию битов FC0-2 «функционального кода». Все это поясняется в следующем разделе.

Прерывания. В МП 68008 реализуются и автовекторизуемые, и полностью векторизуемые (с подтверждением) прерывания (если вы забыли, что это такое, см. разд. 10.11), для чего используется вторая группа сигналов шины из табл. 11.4. В обоих случаях вы запрашиваете прерывание, устанавливая на двух линиях приоритетного запроса (IPL') некоторую комбинацию низких уровней. Две линии определяют три уровня прерываний (четвертое состояние - на обеих линиях высокий потенциал - соответствует отсутствию прерывания). Эти линии схожи с линиями IRQ магистрали IBM PC, но поскольку они чувствительны к уровню, к каждому уровню прерываний можно подключить несколько прерывающих устройств, (Полезно заметить, что МП 68000, а также некоторые варианты МП 68008 имеют 3 линии IPL', что позволяет определить 7 уровней прерываний.).

ЦП, обнаружив запрос прерывания (по крайней мере одна линия в низком состоянии), выполняет цикл подтверждения (рис. 11.6), в течение которого идентифицируется источник прерываний.

Рис. 11.6. Цикл подтверждения прерывания.

ЦП устанавливает на линиях А1-АЗ значение уровня прерывания, а на линиях АЧ-А19 высокий уровень; все линии функционального кода FC0-2 устанавливаются в высокое состояние. Затем ЦП выполняет цикл чтения (устанавливая сигнал R/W' в высокое состояние). Теперь ваши внешние цепи определяют вид цикла подтверждения: автовекторизуемое (переход в соответствии с уровнем IPL') или с подтверждением (переход в соответствии с вектором, установленным прерывающим устройством на линиях D0-D7). Более просто реализуется автовекторизуемое прерывание (рис. 11.7).

Рис. 11.7. Автовекторизуемое прерывание.

Внешняя цепь обнаруживает цикл подтверждения по сигналам FC0-2 и одновременно с AS' устанавливает входной сигнал VPA'. После этого ЦП осуществляет переход на программу обслуживания, соответствующую уровню IPL прерывания. Для перехода используются векторы (т. е. 32-разрядные адреса программ обслуживания), расположенные по абсолютным адресам $68, $74 или $7C. Если число прерывающих устройств не превышает трех, автовекторизация весьма удобна. Собственно говоря, устройств может быть и больше, но вам придется опрашивать регистры состояния всех «подозрительных» устройств (т. е. устройств, подключенных к обслуживаемому уровню прерываний), чтобы найти виновника. И лишь в случае, когда у вам много потенциальных источников прерываний (маловероятная ситуация в небольшом устройстве на базе МП 68008), и к тому же требуется обеспечить минимальные временные задержки, целесообразно обратиться к схеме прерываний с подтверждением.

Полностью векторизируемые прерывания реализуются следующим образом. Прежде всего оставьте сигнал VPA' на входе ЦП в сброшенном состоянии (высокий уровень). Организуйте схему таким образом, чтобы каждое устройство, работающее в режиме прерываний, выставляло бы свой вектор на линии данных в ответ на цикл чтения ЦП, выполняемый при установленных в высокое состояние сигналах FC0-2 и при уровне IPL (считываемом с линией А1-3), совпадающем с уровнем запроса устройства. При этом схема должна обеспечить выдачу вектора только одним прерывающим устройством, даже если несколько устройств одновременно выставили запросы на прерывание. Этого можно добиться, используя сигнал приоритета прерывания INPT, проходящий последовательно через все устройства, образующие, таким образом, приоритетную цепочку, как это было описано в разд. 10.11; тем самым гарантируется, что подтверждение прерывания выполняется только устройством (соответствующего уровня IPL), которое электрически расположено ближе других к ЦП, даже если запросы на прерывание поступают от нескольких устройств одного уровня IPL.

Другой, более элегантный метод показан на рис. 11.8.

Рис. 11.8. Полновекторизованное прерывание.

Здесь нет необходимости использовать неуклюжую цепочечную структуру, которая заменяется линиями запроса от каждого устройства. Состояния этих линий фиксируются в начале каждого цикла магистрали (фронтом сигнала AS) и поступают в дешифратор приоритета (который генерирует двоичный адрес возбужденного входа с максимальным номером, см. разд. 8.14). Кроме этого, дешифратор генерирует выходной сигнал (GS'), если возбуждается любой из входов; этот сигнал используется для инициации прерывания ЦП. Для простоты мы поместили прерывания от всех устройств на один уровень IPL. ЦП отзывается на прерывание, сохраняя в стеке адрес возврата, после чего инициирует цикл подтверждения (рис. 11.6). В течение цикла подтверждения наша схема устанавливает вектор (образованный в схеме приоритетного отбора), а также сигнал DTACK'. После этого ЦП выполняет векторный переход на соответствующий обработчик.

Рассмотренная схема проста в реализации, и для семейства МП 68000 она работает быстрее, чем схема автовекторизации. Далее, относительно просто достигается увеличение числа прерывающих устройств степенями 8 при использовании дополнительных микросхем `574 и `148. От каждого периферийного устройства требуется выделенная линия (не одна линия шины); хотя при этом нарушается симметрия шины данных, такой способ предпочтительнее приоритетной цепочки, которая совершенно перестает работать, если забыть надеть перемычки на неиспользуемые разъемы. Фактически в новых компьютерных магистралях (например, магистраль NuBus машины Macintosh II) все чаще используются линии прерываний, разведенные по разъемам.

Отметим любопытную (и немаловажную) деталь в приведенной схеме. Вам может показаться странным, что индивидуальные запросы прерываний, генерируемые в устройствах с помощью фиксируемых бит (см., например, рис. 10.12), повторно фиксируются в схеме — 574. Причина этого носит тонкий характер. Прерывающие устройства, как правило, являются асинхронными по отношению к тактовым сигналам ЦП, и могут генерировать прерывания в любое время. Если второе периферийное устройство пошлет запрос прерывания в тот момент, когда ЦП считывает вектор первого прерывающего устройства, а фиксаторы в схеме обработки прерываний отсутствуют, установленный на шине вектор изменится «на полдороги» (в течение цикла подтверждения прерывания и получения вектора), что приведет к непредсказуемым результатам. Вы можете возразить, что такая ситуация маловероятна, и будете правы; однако она может возникнуть и вы даже можете оценить вероятность ее появления. Откладывая момент принятия решения о «намерении прервать» на начало каждого цикла шины, мы устраняем отмеченную проблему (вообще говоря, из-за явления «метастабильности» незначительная вероятность ошибки остается; если вам не хватает поводов для беспокойства, см. разд. 8.17).

_{Упражнение 11.4. Пусть мы рискнули отказаться от фиксирующего регистра `574 в установке, содержащей два асинхронных устройства, посылающих сигналы прерываний со скоростью 1000 прерываний в секунду каждое. Предположим, что цикл получения вектора имеет критическое временное окно в 1 нс, в течение которого смена установленного вектора приведет к чтению неправильного вектора (т. е. ЦП прочитает номер вектора, отличный от обоих установленных векторов). Оцените, сколь часто ЦП, осуществляя векторный переход, будет попадать пальцем в небо (с аварией системы).}

Еще одно замечание по поводу нашей схемы. В процессорах серии 68000 предусмотрена команда HALT, которая прекращает все процессы на шине, но не исключает повторного пуска системы с помощью прерывания (а также, естественно, полной перезагрузки). К сожалению, наша схема не предусматривает повторный пуск по прерыванию (почему?). Таким образом, вы должны либо обойтись без команды HALT, либо использовать какой-то другой сигнал (возможно, производный от сигнала CLK) для фиксации запросов прерываний.

В МП 68000 предусмотрена возможность установки 192 различающихся векторов прерываний с номерами от 40Н до FFH; соответствующие адреса переходов (т. е. адреса соответствующих сервисных программ) хранятся в ячейках памяти 100H-3FFH.

Прямой доступ к памяти. В системах на базе МП 68000 прямой доступ не реализуется установленным на плате контроллером ПДП с адресными счетчиками и проч., как это имеет место в системах с магистралью PC. Напротив, МП 68000 полностью освобождает шину, передавая ее новому ведущему; новый ведущий шины (которым может быть как другой МП 68000, так и простенький периферийный интерфейс) может затем выполнять любые действия, включая (но не ограничиваясь ими) классические функции ПДП пересылки данных в память или из нее.

Чтобы сделаться ведущим шины, любое устройство может выдать «Запрос шины», установив на линии BR' (через проводное ИЛИ) низкий уровень. ЦП очень серьезно относится к этой процедуре, во мгновение ока (?) устанавливая на линии «шина предоставлена» BG' низкий уровень. ЦП также прекращает контролировать состояние всех линий шины (кроме BG'), включая адрес, стробы и другие управляющие линии, помеченные индексом ²⁾ в табл. 11.4. Теперь внешнее устройство контролирует шину, и это состояние длится до снятия сигнала BR', после чего ЦП возвращает себе роль ведущего. Внешний ведущий обязан управлять шиной по тем же правилам, которым следует ЦП, чтобы не сбивалась работа остальных устройств, подключенных к шине. Собственно, они даже и не узнают, что произошло что-то необычное, если только не посмотрят на состояние линий BR'/BG'.

Если ведущими шины пытаются стать несколько устройств, они должны как-то разобраться между собой (выполнить арбитраж). Заметьте, что ЦП контролирует состояние линии BG', тем самым в какой-то мере управляя всем процессом.

Остальные сигналы магистрали. Ниже дано описание остальных сигналов, перечисленных в табл. 11.4.

CLK. Это вход для сигналов тактового генератора (см. рис. 11.3 и 11.4). Мы рекомендуем использовать какой-либо из недорогих кварцевых генераторов в DIP-корпусе, выпускаемых компаниями CTS, Dale, Motorola, Statec или Vectron. МП 68008 лучше работает с тактовыми сигналами симметричной формы, которые легко получить с помощью триггера, подключенного к выходу генератора. Максимальная допустимая частота обычно указывается в обозначении микропроцессора (и памяти тоже): последние варианты МП 68008 работают до частоты 10 МГц (МС 68008Р10). Двухбайтовые команды обычно выполняются за четыре периода тактовых импульсов (как на рис. 11.4), однако команды с более сложными способами адресации должны несколько раз обращаться к памяти, что может потребовать до 70 тактов или около того.

BERR. Вы устанавливаете этот входной сигнал, чтобы сообщить ЦП, что произошел сбой в работе шины. Например, если никто не установит сигнал DTACK' в ответ на строб данных, ЦП будет ждать его вечно; это может произойти, если программа обращается к несуществующей памяти. Установка сигнала BERR' вызывает переход (напоминающий переход при прерывании и называемый «исключением») на программу обработчика. Ниже на рис. 11.10 будет показана простая схемная реализация сигнала BERR.

RESET' и HALT'. Эти сигнальные линии необычны в этом отношении, что служат и как входы (для сброса или останова процессора), и как выходы (с помощью которых ЦП может инициализировать систему). Взгляните снова на рис. 11.10, где показан простой способ использования этих линий.

Е (разрешение). Может показаться, что этот выходной сигнал имеет большое значение, однако это не так. Сигнал Е (в комбинации с VPA') облегчает подключение к МП 68008 старых периферийных микросхем серии 6800 (разработанных для синхронного относительно медленного 8-разрядного микропроцессора 6800). В других случаях сигнал Е можно игнорировать.

Пример законченной разработки: аналоговый усреднитель сигналов.

В последующих разделах мы займемся проектированием законченного прибора на базе МП 68008 — аналогового «усреднителя сигналов» (вопросы усреднения будут обсуждаться в разд. 15.13). Прибор будет включать в себя ЦП с соответствующими электронными схемами для получения сигналов DTACK, BERR и других, память (ОЗУ и ПЗУ) и много разных интерфейсов: микропереключатели в DIP-корпусе, матрица электролюминисцентных диодов (ЭЛД), последовательный и параллельный порты, календарь-часы/таймер, аналого-цифровые и цифро-аналоговые преобразователи (АЦП и ЦАП), а также твердотельное реле для переключения цепей переменного тока. Как видите, мы задумали включить в наш прибор всего понемногу, чтобы получить микропроцессорный модуль общего назначения, перенастройка которого осуществляется сменой управляющей программы.

Мы пройдем с вами процедуру аппаратного проектирования, остановившись на критериях выбора элементов и разработки схемы. Вы научитесь выбирать и подключать память и периферийные устройства и разумным образом распределять адресное пространство. Закончив аппаратное проектирование, мы займемся программным обеспечением и напишем несколько программных «модулей» (блоков) для управления выбранными процессами. Мы, однако, не будем утомлять вас детальным рассмотрением всех программных строк, поскольку программные комплексы, подобные нашему, содержат много не очень интересных (хотя и необходимых) программ, вроде программы ввода с клавиатуры установочных команд. Наконец, мы проанализируем эффективность получившегося прибора — гибкость, обусловленную применением микропроцессора, и накладываемые им ограничения скоростных характеристик.

11.05. Разработка схемы.

Структурная схема. На рис. 11.9 изображена структурная, на рис. 11.10 — электрическая схемы микропроцессорного прибора.

Рис. 11.9. Структурная схема прибора общего назначения на базе микропроцессора.

Рис. 11.10. Электрическая схема прибора общего назначения на базе микропроцессора.

Рассмотрим сначала структурную схему, на которой показаны устройства, подключенные к магистрали. Если анализировать эту схему с позиции микроЭВМ, то сразу бросается в глаза «перекошенность» памяти: объем ПЗУ в 4 раза превышает объем ОЗУ. Однако в микропроцессорном приборе конкретного назначения все программы и таблицы размещаются не в ОЗУ, а в ПЗУ, а ОЗУ используется только для буферизации данных и хранения временных результатов вычислений. К тому же производители программируемых ПЗУ с ультрафиолетовым стиранием (РПЗУ) по мере повышения качества технологии прекращают выпуск ПЗУ малого объема; сейчас трудно найти РПЗУ с емкостью, меньшей 8Кх8 бит. Так или иначе, на схеме показана память минимально возможного объема (по одной микросхеме ПЗУ и ОЗУ); при необходимости память можно расширить.

Следующее устройство на магистрали-календарь-часы. Календарь-часы??!! Что это, просто излишняя роскошь для тех, кому лень посмотреть на собственные часы при включении прибора? Напротив, календарь-часы — существенный элемент любого прибора, выполняющего периодические измерения, или фиксирующего моменты поступления данных, или управляющего любыми другими процессами, протекающими во времени. Календарь-часы можно запрограммировать, чтобы они вызывали периодические прерывания с частотой от 100 прерываний в секунду до одного за день; можно использовать их и как будильник (конечно, без звонка; вместо звонка возникает прерывание), устанавливаемый на любой момент хотя и в следующем веке. В нашем усреднителе сигналов мы воспользуемся таймерами параллельного порта 8536, но и календарь иметь под рукой полезно.

Микросхема 8530 последовательного порта представляет собой высокопроизводительный двухканальный УСАПП (универсальный синхронно-асинхронный приемно-передатчик, см. разд. 10.19), в комплекте с парой задающих генераторов. Это очень приличная микросхема, не только знакомая со всеми хитростями обычного асинхронного интерфейса RS-232, но и обеспечивающая полный синхронный протокол "SDLC/HDLC", включающий контроль ошибок, восстановление после тайм-аута, синхронизацию кадров и т. д.; возможно слишком жирно для нашей задачи, но, в конце концов, какого черта! Микросхема 8536 является одновременно таймером и параллельным портом; ее сделали отличные ребята из фирмы Zilog, и она тоже не слабак: возможностей у нее тьма-тьмущая. Например, каждую из ее 20 линий можно запрограммировать на вход или на выход, как на прямой, так и на инверсный; каждый выход может быть с открытым стоком или с двумя состояниями, в то время как каждый вход может работать в нормальном режиме или с «запоминанием 1» (кратковременный положительный импульс устанавливает входной регистр).

Описание режимов, кажется, не имеет конца (оно занимает 26 страниц) и поражает неисчислимыми возможностями. Посмотрим теперь на верхний ряд устройств. Матрица ЭЛД представляет собой просто линейку из 8 диодов, предназначенных для индикации работы прибора; эти диоды могут оказать также существенную помощь при отладке, когда остальные средства оказываются бессильны. К одному из выходов, питающих ЭЛД, мы подключили твердотельное реле, с помощью которого можно управлять каким-то сильноточным устройством. Например, для стабилизации температуры в ванне можно подавать сигнал, характеризующий температуру, на вход АЦП, а с помощью реле переменного тока включать нагреватель. Мы еще предоставим вам возможность проявить свою смекалку в этой области при выполнении упражнений. Микропереключатель в DIP-корпусе является обычным 8-контактным переключателем, полезным для ввода в прибор настроечной информации; с его помощью можно, например, указать, какой последовательный порт (и на какой частоте) используется ЦП после включения питания. Наконец, мы подключили к магистрали по паре аналого-цифровых и цифро-аналоговых преобразователей, чтобы прибор мог функционировать в мире аналоговых сигналов.

Детали схемы. Теперь начнется самое интересное. Рассмотрим электрическую схему прибора (рис. 11.10).

ЦП CLK. для работы МП 68008 требуются тактовые сигналы (CLK) прямоугольной формы (перепады логических уровней) в диапазоне от 2 до 10 МГц. Верхний предел определяется скоростью срабатывания внутренних вентилей и регистров; в настоящее время можно встретить экземпляры МП 68008 с максимальной тактовой частотой 8, 10 или 12,5 МГц. Нижний предел определяется тем обстоятельством, что в ЦП используются динамические регистры, требующие периодической регенерации, поскольку данные в них сохраняются не в триггерах, а в заряженных конденсаторах. Скорость вычислений пропорциональна тактовой частоте, поэтому естественно желание всемерно повысить тактовую частоту. Это, однако, сопряжено с некоторыми недостатками: а) более жесткие требования к временной синхронизации памяти и периферийных устройств, б) большая стоимость и в) большая рассеиваемая мощность, особенно для маломощных КМОП-процессоров и периферийных устройств. Обычно потребляемая мощность не имеет большого значения, за исключением случая батарейного питания; см. гл. 14. Мы остановились на тактовой частоте 8 МГц, так как это дает возможность использовать ту же тактовую серию (деленную на два) для микросхемы последовательного порта; в противном случае для работы УСАПП потребовался бы отдельный генератор, или пришлось бы ограничиться низкими скоростями передачи.

RESET, прерывания, стробирующие сигналы. Для того чтобы выполнить начальную загрузку МП 68008, следует установить сигналы RESET' и HALT' (обе линии двунаправленные; надо использовать схему с открытым коллектором с принудительной установкой верхнего уровня). Мы применили простую схему автозагрузки, состоящую из RC-цепи, триггера Шмитта и кнопки. Обратите внимание на диод, служащий для быстрого разряда в случае коротких выбросов напряжения питания; более совершенная схема сброса при включении питания должна использовать цепь «микропроцессорного контроля» вроде МАХ692, дающую хорошо сформированный сигнал сброса. Линия, обозначенная нами MR', переводится в высокое состояние и при начальной загрузке, и (на время 128 тактов) при выполнении ЦП команды RESET; линия INIT' переводится в высокое состояние только при загрузке.

В этой простой системы мы остановились на автовекторизуемых прерываниях; логическое И сигналов FC0 и FC1 указывает на выполнение цикла подтверждения прерывания, в течение которого мы обязаны установить сигнал VPA' одновременно со стробом адреса AS'. Мы также используем наш сигнал INTA' для запрещения нормального декодирования ввода-вывода (см. ниже). В МП 68008 предусмотрены три уровня автовекторизуемых прерываний. К нижнему уровню (IPL1) мы подключили через проводное ИЛИ «медленные» прерывания от последовательного порта и календаря; прерывания от чувствительного к задержкам таймера (называемого "СIО"-микросхемой) реализуются на следующем уровне (IPL0/2). Самый верхний уровень «немаскируемых» прерываний (установлены обе линии IPL) зарезервирован для прерывания от кнопки (немаскируемое прерывание NMI), так что вы всегда можете вывести плату из состояния зависания в процессе отладки программы.

Для образования пары стробирующих сигналов (RD', WR') мы использовали несколько вентилей. Эти сигналы будут полезны для некоторых "Intel-совместимых" периферийных устройств, для которых требуются отдельные строб-сигналы.

DTACK', BERR' и медленные периферийные устройства. Наконец, мы использовали сдвиговый регистр с параллельным выводом (`164) в качестве машины состояния для генерации последовательности нескольких требуемых сигналов. Сдвиговый регистр удерживается в исходном состоянии до установки ЦП сигнала AS', который указывает на начало цикла шины (см. рис. 11.4). После этого единицы начинают продвигаться вниз по регистру, на один шаг на каждый нарастающий фронт тактовой серии. Выход Q₀ позволяет генерировать задержанный сигнал RD' (DELRD'), который используется обоими неповоротливыми устройствами (SCC и СIО), как это будет объяснено позже. Некоторые устройства ввода-вывода работают медленно и требуют состояний ожидания; выход Q₂ сдвигового регистра позволяет сформировать задержанный сигнал DTACK и реализовать два состояния ожидания для всех портов ввода-вывода (при нашей раскладке адресов весь ввода-вывод отображается на память выше адреса $80000, т. е. при установленном сигнале А19), и отсутствие состояний ожидания для памяти (сигнал А19 не установлен). Если, однако, 1 дойдет до конца сдвигового регистра, возникнут неприятности, поскольку любые циклы магистрали завершаются (со сбросом сигнала AS) задолго до этого. Поэтому последний выход (Q₇) использован для установки сигнала BERR, который приводит к векторизованному переходу (через ячейку 08), что предотвращает зависание ЦП. Такой сигнал «тайм-аута» магистрали особенно важен в ЭВМ общего назначения, где в противном случае обращение ЦП к несуществующему периферийному устройству приведет к аварии машины.

Память. Получив сигнал начальной загрузки (установка RESET и HALT), МП 68008 обращается к началу памяти с целью извлечения двух важных адресов: 32-разрядного стартового адреса, хранящегося в байтах памяти $04-$07, и начального значения указателя стека, располагающегося в байтах $00-$03. Прочитав эти адреса, МП инициализирует указатель стека, после чего осуществляет переход по стартовому адресу.

Поскольку эти ячейки в начале памяти считываются ЦП еще до загрузки какой-либо программы, эта область памяти должна быть энергонезависимой, т. е. ее содержимое должно сохраняться при полном отключении питания. Естественно использовать здесь РПЗУ (репрограммируемое постоянное запоминающее устройство, см. разд. 11.12), недорогое ПЗУ с байтовой организацией, стираемое ультрафиолетовым облучением. Эти ПЗУ легко распознать по небольшому стеклянному (собственно, кварцевому) окошку, расположенному «на спине» каждой микросхемы. Стирание РПЗУ требует полчаса, а запись-около минуты. Такие ПЗУ могут иметь емкость до мегабита, и данные сохраняются в них дольше, чем будет жить конструируемый вами прибор. Единственный недостаток размещения ПЗУ в начале памяти заключается в том, что там же располагаются разнообразные векторы (прерываний, ошибок шины и других «исключений»), содержимое которых хотелось бы изменять программно.

Решение проблемы может заключаться в использовании варианта РПЗУ, называемого ЭРПЗУ (электрически стираемое репрограммируемое постоянное запоминающее устройство). Можно также организовать двухступенчатый процесс: в ПЗУ постоянно хранятся векторы, указывающие на таблицу переходов в обычной памяти (ОЗУ, см. ниже). Есть, однако, более изящный способ. Вы конструируете схему таким образом, что при загрузке в начале памяти оказывается ПЗУ, но позже оно заменяется (под управлением программы) на обычную память с возможностью записи в нее, т. е. ОЗУ. Посмотрим снова на рис. 11.10. Мы использовали РПЗУ 27256, микросхему с организацией 32Кх8, имеющую, по нынешним стандартам, умеренную емкость. У нее есть 15 адресных входов, 8 трехстабильных выходов данных, вход выбора микросхемы (CS') и вход разрешения выхода (OE'). Каждый адресуемый байт (записанный в микросхему заранее в помощью программатора и более неизменяемый) поступает на линии данных только если установлены оба входа разрешения. Обычно вход CS' устанавливается как можно раньше сигналом с дешифратора адреса, а вход ОЕ стробируется сигналом чтения. В нашем случае память (ПЗУ или ОЗУ) активизируется только если сброшен сигнал А19; другими словами, память располагается в младшей половине адресного пространства. Кроме того, чтение ПЗУ разрешается только если а) установлен сигнал А18 или б) установлен бит BOOT (устанавливается при включении, сбрасывается программой). ОЗУ также располагается в нижней половине адресного пространства, но активизируется только если чтение ПЗУ запрещено. Таким образом, когда выполняется начальная загрузка, триггер BOOT установлен, и в адресном пространстве $0000-$7FFF временно располагается ПЗУ; ОЗУ как бы не существует. Обращение к ПЗУ осуществляется также и в области его «постоянного проживания», по адресам $40000-$47FFF.

Первые 8 байт ПЗУ остроумно запрограммированы так, что осуществляется переход на продолжение программы начальной загрузки, но уже в старшем адресном пространстве, где (среди прочего) очищается порт ЭЛД (адрес $86000). Запись в порт ЭЛД имеет побочный эффект сброса триггера BOOT, в результате чего временный образ ПЗУ в начале адресного пространства замещается образом ОЗУ. Для пояснения сказанного, ниже приведено содержимое первых 24 байт ПЗУ, реализующих описанную процедуру:

Заметьте, что две последние команды выполняются по адресам $40008 и $40010 соответственно благодаря стартовому адресу, извлеченному из ячейки $0004. Подключение микросхемы ОЗУ 8Кх8 осуществляется очень просто. ОЗУ воспринимает младшие 13 бит адреса (8К) и активизируется, когда сигнал А19 снят и ПЗУ отключено. Стробирующие сигналы RD' и WR' подключены ко входам разрешения выхода (OE') и разрешения записи (WE') соответственно. Будем пока считать, что схема декодирования, обозначенная на рис. 11.10 пунктиром, отсутствует. Тогда ОЗУ располагается в самом низу адресного пространства, за исключением момента начальной загрузки, когда оно замещается временным образом ПЗУ.

Однако наша схема декодирования адресов работает странным образом. Взглянем внимательно на ОЗУ. Мы игнорировали биты адреса А13-П17! В результате байт памяти с адресом, например $0000, имеет много двойников — его можно найти по адресам $2000, $4000 и вообще по любому адресу, имеющему нули в разрядах АО-А12 и А18-А19. Байт имеет множественное представление в адресном пространстве. Чтобы устранить эту неоднозначность, можно было более узко квалифицировать сигнал CS', разрешающий работу ПЗУ, обусловив нулевое состояние бит А13-А17, но в этом нет особого смысла. Хотя наличие «призраков» памяти по всему адресному пространству может показаться свидетельством небрежности, но вреда в этом нет, и к тому же экономятся вентили. То же происходит с ПЗУ (а также и с вводом-выводом). На рис. 11.11 показана карта памяти[1] нашего прибора, где описанные повторения обозначены явным образом.

Рис. 11.11. Карта памяти.

Разумеется, если вы захотите установить в системе дополнительную память, вам придется привлечь дополнительные адресные линии. На рис. 11.10 показано, как это можно сделать — просто подключите дешифратор 1 из 4 (`139) к двум следующим адресным линиям, активизируя его нашим сигналом разрешения ПЗУ, и без всяких хлопот вы можете добавить три блока ОЗУ. Дальнейшее расширение памяти осуществляется аналогично.

_{Упражнение 11.5. С помощью дешифратора 1 из 8 (`138) подключите к системе 8 блоков памяти 8Кх8.}

_{Упражнение 11.6. Модифицируйте схему с целью подключения ОЗУ емкостью 32Кх8.}

_{Упражнение 11.7. Теперь измените схему так, чтобы в ней работали два блока ПЗУ емкостью 64Кх8 (27512).}

_{Упражнение 11.8. Для каждого из предыдущих упражнений нарисуйте карту памяти.}

Синхронизация памяти. Перед тем, как приступать к рассмотрению ввода-вывода, полезно обратиться к вопросу синхронизации памяти. Ранее отмечалось, что наша схема генерации сигнала DTACK не создавала состояний ожидания при обращении к памяти. Это очень хорошо, но лишь в том случае, когда память обладает достаточным быстродействием, чтобы удовлетворить временным ограничением циклов чтения и записи на рис. 11.4. Но так ли это в действительности? Чтобы получить ответ на этот вопрос, надо начать с временной диаграммы МП 68008, затем вычесть наихудшие значения задержек «склеивающих» схем и посмотреть, сколько времени остается на реакцию памяти. Давайте проделаем это.

На рис. 11.12 изображен цикл чтения, для которого синхронизация обычно имеет большее значение.

Рис. 11.12. Временные соотношения цикла чтения из памяти (статическое ОЗУ, 150 нс).

Мы начали с временных характеристик ЦП для микросхемы в тактовой частотой 8 МГц, поскольку для нашей схемы мы выбрали именно эту частоту. Наиболее важным является временной интервал между правильным адресом ЦП и правильными данными памяти, так как этот интервал определяет максимально допустимое значение «времени доступа к адресу» со стороны памяти. В этом случае ЦП устанавливает правильный адрес по меньшей мере за 290 нс перед установкой правильных данных; соответствующее значение для DS' составляет 237 нс. Наша схема образования сигнала CS' для ОЗУ включает два каскада вентилей. При использовании микросхем 74НСТО2 и 74НСТО0 максимальные задержки составят 28 нс и 25 нс, что дает примерное значение 53 нс. В этом случае для времени доступа со стороны памяти (относительно фронта CS') остается 290 нс — 53 нс = 237 нс. С помощью аналогичных рассуждений (предположив, что сигнал RD' генерируется одной микросхемой 74НСТЗ2) получаем, что память должна выставить данные не позже 203 нс после установки ОЕ'. На рис. 11.12 также показаны наихудшие временные соотношения для самой медленной (150 нс) статической памяти (ОЗУ) с организацией 8Кх8: время доступа от фронта адреса 150 нс, от фронта CS' 150 нс и от фронта ОЕ' 60 нс. Поскольку для нашей схемы допустимы значения 290 нс, 237 нс и 203 нс, соответственно, мы имеем для наиболее критичной ситуации (время доступа от CS') запас почти 100 нс.

Мы не будем останавливаться на аналогичных рассуждениях для цикла записи, который в этом отношении является еще менее критичным. Очевидно, что с ОЗУ не возникает трудностей синхронизации, даже при использовании самой медленной памяти и при отсутствии состояний ожидания ЦП.

К сожалению, того же нельзя сказать про ПЗУ, которые обычно оказываются медленнее ОЗУ. Например, выпускаемые РПЗУ 32Кх8 характеризуются стандартными значениями времени (от адреса до данных или от CS' до данных) 150 нс, 200 нс и 250 нс. Приведенные выше выкладки сохраняют свое значение, но надо увеличить задержку CS' на 6 нс, так как изменяется логика образования этого сигнала. В результате только два более быстрых варианта РПЗУ удовлетворяют условию максимальной задержки 231 не от CS' до данных и могут использоваться в нашей схеме при отсутствии состояний ожидания. Вместо того, чтобы отбирать быстрые ПЗУ, можно было поставить более быструю «склеивающую» логику, например, 74АСТ или 74F; это дало бы возможность использовать ПЗУ с временем 250 нс. В действительности эти ПЗУ скорее всего будут работать в нашей схеме при любой логике, поскольку вычисления, выполненные на основе предельных временных характеристик, обычно дают результаты с большим запасом. Предельные значения достигаются при наихудшем сочетании температуры, напряжения питания, емкостной нагрузки и качества конкретной микросхемы; наши наихудшие условия предполагали значение напряжения питания 4,5 В, температурный диапазон от —40 °C до +85 °C, и неестественно высокую емкостную нагрузку 50 пФ. Если, однако, вы хотите быть уверенным в надежной работе аппаратуры, особенно в случае выпуска крупных серий приборов, следует вести расчеты по предельным значениям.

Периферийные цепи. В нашем приборе предусмотрено 9 периферийных устройств, поэтому в качестве «адресного коммутатора» мы использовали дешифратор «1 из 8» (`138); один из портов ввода-вывода разделяется ЭЛД-индикатором и набором микропереключателей. Сигналом разрешения дешифратора служит установка А19, что переводит нас в пространство ввода-вывода (верхняя половина адресного пространства); работа дешифратора запрещается на время цикла подтверждения прерывания, как это было объяснено ранее. К дешифратору подводятся линии А12-А14, в результате чего периферийные устройства имеют адреса $80000, $81000, $82000 и т. д.; оставшиеся старшие линии адреса мы игнорировали, как и при подключении памяти, в результате чего адреса периферийных устройств многократно появляются в адресном пространстве. В сущности, каждый адрес, превышающий 80000, до самого последнего адреса $FFFFF (а это полмиллиона адресов), отвечает какому-то периферийному устройству!

_{Упражнение 11.9. Расшифруйте это последнее утверждение, определив, сколько раз в точности каждое периферийное устройство появляется в адресном пространстве. После этого напишите общее выражение для адресов ЭЛД-индикатора, используя крестик (х) для тех бит, значение которых не влияет на результат дешифрации.}

_{Упражнение 11.10. Единственным реальным недостатком нашей схемы неполной дешифрации адресов является использование понапрасну полмегабайта адресного пространства для обращения к десятку пустяковых периферийных устройств, в то время как большую часть этого пространства можно было бы отвести под память. Покажите, как следует дешифровать адреса ввода-вывода, если большую часть адресного пространства 1 Мбайт предполагается отвести под память. Наши 8 портов должны отображаться на адреса $FF000, SFF100… SFF700 и не отзываться при обращении по меньшим адресам. Теперь можно установить ОЗУ объемом 1 Мбайт, однако при обращении по адресам портов ввода-вывода будут активизироваться и ввод-вывод, и память. Найдите способ разрешить эту проблему.}

Заметьте, что поскольку микросхема `138 игнорирует и младшие адресные сигналы, каждому периферийному устройству назначается целый набор смежных адресов. Некоторые устройства содержат несколько внутренних регистров, и для обращения к ним мы используем несколько младших линий адреса. Вы можете считать, что дешифратор отзывается на базовый адрес периферийного устройства. Рассмотрим теперь конкретные устройства ввода-вывода в нашем приборе.

ЭЛД и микропереключатели. Это простейшие из портов. При выводе матрица ЭЛД управляется 8-разрядным регистром из D-триггеров, для которого тактовым является сигнал декодирования адреса LEDSW', объединенный с WR'. Обратите внимание на то, что стробирование выполняется срезом сигнала; это уменьшает проблемы синхронизации, связанные со временем упреждения. Мы использовали восьмиразрядный регистр `273 с бистабильными выходами (вместо более распространенной тристабильной микросхемы `574) ради входа RESET', который мы устанавливаем на время сброса процессора или начальной загрузки; в результате при запуске световая индикация отключается. Логические микросхемы семейства НСТ имеют хорошие характеристики по скорости насыщения и выходному току (8 мА при выходном напряжении 4,5 В), что дает возможность использовать заземленную матрицу ЭЛД (с микросхемами семейства LS начальный уровень ЭЛД должен быть +5 В); это очень удобно, так как диоды индицируют единицы, а не нули. Выбранная нами матрица ЭЛД имеет встроенные резисторы, органичивающие ток до 6 мА. Заметьте, что один из битов порта ЭЛД управляет твердотельным реле переменного тока. Эти реле легко запускаются логическими уровнями (гарантированное напряжение срабатывания 3 В, сопротивление нагрузки 1,5 кОм), и, кроме того, они переключаются при нулевом напряжении (см. разд. 9.08 и 9.10). Заметьте также, что строб-сигнал WRITE порта ЭЛД выполняет дополнительную функцию, сбрасывая триггер BOOT при своей первой установке; после сброса триггера порт ЭЛД можно использовать по своему усмотрению.

Организация порта микропереключателей также не сложна. На выходе использован трехстабильный 8-разрядный инвертирующий буфер `240, управляемый уровнями от микропереключателей с принудительной установкой верхнего уровня. Разрешающим сигналом буфера служит тот же сигнал декодирования адреса LEDSW', на этот раз объединенный с RD'. Другими словами, если вы записываете по адресу $86000, данные индицируются на ЭЛД; если вы читаете, то считывается байт, характеризующий установку микропереключателей. Поскольку мы использовали инвертирующий буфер, замкнутый переключатель считывается как 1, а не 0.

АЦП и ЦАПы. Эти порты устроены так же просто. Обе микросхемы конвертеров являются «комплексными», со встроенными таймерами и опорными источниками. АЦП AD670 удовлетворяет протоколу сигналов R/W' и DS', поскольку снабжен входами направления и разрешения кристалла. Запись (разрешение микросхемы осуществляется низким уровнем R/W') начинает преобразование, в то время как чтение позволяет получить результирующий байт. В цикле записи АЦП фиксирует два бита данных: BPO/UPO' управляет диапазоном входных сигналов (высокий уровень — биполярный сигнал, низкий — однополярный), a FMT определяет формат цифрового выхода (высокий — дополнение до двух, низкий — беззнаковое двоичное представление). Выходной сигнал DONE говорит об окончании преобразования; мы отказались от использования этого сигнала, потому что, как нам кажется, проще выполнить несколько команд NOP в течение времени преобразования (длительность которого не превышает 10 мкс), чем организовывать опрос флага.

Микросхема AD670, как большинство периферийных микросхем, не отличается быстротой реакции в своей интерфейсной части. Ей требуется строб СЕ' по меньшей мере длительностью 300 нс в цикле записи, в цикле же чтения время доступа с момента установки СЕ' составляет 250 нс. Обратившись к рис. 11.4, вы увидите, что эти величины не удовлетворяют требованиям временной синхронизации МП 68008 в случае нормального (без состояний ожидания) цикла магистрали. Однако при двух состояниях ожидания (которые наша схема генерирует для всех адресов от $80000 и выше) все согласуется: сигнал DS' в цикле записи получает длительность 390 нс, а в цикле чтения он должен поддерживаться в установленном состоянии в течение 487 нс.

ЦАП AD558 также является комплексным конвертером; ему требуется единственное напряжение питания +5В, а на выходе образуется сигнал напряжения. В микросхему можно только записывать, поэтому мы использовали строб WR' для разрешения микросхемы, а сигнал декодирования адреса — для выбора микросхемы. Здесь также временные соотношения не будут удовлетворяться при отсутствии состояния ожидания: AD558 требует наличия данных за 200 нс до среза сигнала СЕ', а минимальная длительность СЕ' составляет 150 нс. Без состояний ожидания вы получите только 180 нс и 140 нс, соответственно; два состояния ожидания увеличат эти интервалы до удовлетворительных значений 430 нс и 390 нс.

Последовательный и параллельный порты. Типичными представителями перифейрийных БИС являются микросхемы Zilog 8530 SCC (последовательный порт) и 8536 СIО (параллельный порт и таймер). Такого рода микросхемы отличаются необычной гибкостью и умопомрачительным количеством рабочих режимов, программируемых путем засылки управляющих байтов во внутренние регистры. Некоторые из этих микросхем по сложности приближаются к микропроцессорам (см. рис. 11.13), и чтобы научиться программировать их работу, вам придется затратить немало времени.

Рис. 11.13. Структурная схема последовательного порта Zilog 8530.

_{Примечание: BR — запрос шины; FIFO — «первым вошел, первым вышел»; TxD — сигнал передачи; RxD — сигнал приема; NRZ1 — кодирование без возвращения к нулю с инверсией; CRC — контроль циклическим избыточным кодом; DPLL — фазовая автоподстройка частоты; SDLC — синхронное управление линиями передачи данных.}

Хотя периферийные БИС обычно разрабатываются под конкретные микропроцессоры, общность их характеристик позволяет использовать микросхемы, предназначенные для поддержки определенного семейства микропроцессоров, с процессорами других фирм. Микросхемы Zilog 85хх претендуют на роль универсальных, «магистрально-независимых» периферийных устройств, хотя при использовании их с МП 68008 возникает некоторая несовместимость в отношении строба RD', которую мы снимем, образовав задержанный строб RD'.

Рассмотрим сначала параллельный порт/таймер 8536. В нем используется пара стробирующих сигналов RD' и WR', а также сигнал разрешения входа СЕ' (который, как и обычно, поступает с выхода дешифратора адреса). Кроме того, на соответствующий вход микросхемы подаются тактовые сигналы для синхронизации таймера и управления внутренней логикой. Микросхема 8536 включает цепи полностью векторизуемых прерываний с подтверждением, выставляющие вектор на линии данных в течение цикла подтверждения прерывания. Реализация всех этих излишних для нас возможностей требует использования приоритетной цепочки, связывающей устройства (с помощью входного сигнала IEi и выходного IEO), а также входа INTACK', управляющего установкой (программируемого) вектора. Мы же ограничимся выходным сигналом INT' для организации запроса прерывания. Из состава интерфейсной шины к параллельному порту подключаются линии данных D0-D7, а также адресные линии (АО, А1) для адресации внутренних регистров; использование двух младших адресных линий приводит к отображению внутренних регистров на адресное пространство, начинающееся с базового адреса. В нашем случае внутренние регистры располагаются по адресам $84000-$84003.

Число адресных выводов наводит на мысль, что в микросхеме имеются 4 внутренних регистра, что, однако, весьма далеко от истины: фактически порт содержит 41 регистр для записи и 48 регистров для чтения! (Мы же предупреждали, что программирование этих микросхем — кошмарное занятие!) Для доступа к регистрам вы сначала записываете в «управляющий» регистр по адресу база + 3 ($84003) байт, содержащий адрес требуемого регистра данных, а затем читаете из или записываете в выбранный регистр. В отличие от этого регистры данных параллельного порта допускают непосредственную адресацию, и в них записывают или из них читают прямо по адресам база, база + 1 и база + 2.

На рис. 11.14 показаны временные диаграммы циклов чтения и записи, позволяющие рассмотреть проблемы синхронизации строба RD'.

Рис. 11.14. Синхронизация параллельного порта Zilog 8536.

Спецификации микросхемы 8536 дают минимальное значение интервала между установкой адресных сигналов АО-А1 и фронтом строба RD' (время упреждения) 80 нс. В спецификациях также определяется время отклика, как обычно, довольно большое — бедняге 8536 требуется 255 нс для выдачи данных; длительность же сигнала RD' должна составлять 390 нс (минимум). С большим временем отклика мы уже умеем бороться с помощью состояний ожидания. Однако состояния ожидания не решат проблему с временем упреждения адреса по отношению к RD' (из рис. 11.4 видно, что сигнал DS' может появиться всего лишь через 30 нс после установки правильного адреса). Чтобы все работало правильно, мы должны задержать RD' на один такт ЦП: это легко сделать с помощью того же сдвигового регистра, который генерирует сигнал DTACK'. Мы просто образуем логическое И «быстрого» строба RD' и (инвертированного) выходного сигнала Q₀ сдвигового регистра, который не устанавливается до перепада тактового сигнала ЦП между состояниями S3 и S4. В результате образуется задержанный строб RD' (который мы назвали DELRD'), начинающийся на один такт позже (в тот же момент, что и нормальный DS' цикла записи). Описанная процедура предоставляет порту дополнительные 125 нс для упреждения адреса (в сумме 155 нс). Генератор состояний ожидания по-прежнему вводит два состояния ожидания, что делает полную длину цикла достаточной для медленных периферийных устройств.

К счастью, для сигнала WR' не требуется аналогичная схема, потому что МП 68008 предусмотрительно увеличивает время упреждения на один такт для циклов записи (обратите внимание на задержку сигнала DS' в цикле записи на рис. 11.4), а для микросхемы 8536 требуется то же значение времени упреждения (80 нс, см. рис. 11.14).

Интерфейс последовательного порта 8530 выглядит почти так же. Отличие заключается лишь в том, что адресные входы, выбирающие внутренние регистры, называются по-другому. Сигнал АО подается на вход А/В' (выбирающий канал А или В сдвоенного порта), а сигнал А1 — на вход D/C' (который выбирает регистры данных или управления). Эта микросхема тоже не обижена регистрами: в ней имеются в каждом канале 16 регистров для записи и 9 регистров для чтения; доступ к ним осуществляется так же, как и в микросхеме 8536, в два этапа.

Тактовая частота 8530 может достигать 6 МГц; мы выбрали частоту 4 МГц, которая позволяет установить скорость передачи до 9600 бод. Асинхронные линии данных TxD и RxD работают с уровнями ТТЛ-логики, а не с биполярными сигналами стыка RS-232 (см. разд. 9.14 и 10.19). Большинство драйверов стыка RS-232 (например, классическая микросхема 1488) требуют двух источников питания, что для нашей системы, которая целиком питается от единственного источника +5В, будет как бельмо на глазу. К счастью, сейчас доступны искусные микросхемы, содержащие емкостные преобразователи напряжения. Эта методика была предложена фирмой Maxim в серии микросхем МАХ232; она используется также в микросхемах LT1080 фирмы LTC. Заметьте, что выход запроса прерывания с открытым стоком объединен по схеме проводного ИЛИ с соответствующим выходом микросхемы календаря-часов, так что возбуждение любого выхода приводит к автовекторизуемому прерыванию уровня IPL1. Обработчик прерывания этого уровня должен определить источник прерывания с помощью процедуры опроса, выполняя программное чтение регистра состояния каждого устройства. Соответствующая программа будет описана ниже.

Календарь-часы. Это последняя из использованных в нашем приборе периферийных БИС, и с ней тоже не все просто. Интерфейс этой микросхемы с магистралью практически такой же, как у микросхем Zilog: пара стробов «типа Intel» (RD', WR') и 4 бит адресации внутренних регистров. Здесь могут возникнуть и те же проблемы с синхронизацией сигнала RD'. Мы говорим «могут», потому что спецификация микросхемы недостаточно однозначна: в ней указывается «типичное» время упреждения от сигналов адреса до RD' (100 нс), но не дается минимального значения. Что имели в виду авторы, мы не знаем, но лучше не рисковать. Поскольку задержанный строб DELRD' у нас уже есть, давайте используем его.

Микросхема ICM7170 представляет собой современную БИС календаря-часов с внутренней схемой переключения питания; вы просто привешиваете к ней трехвольтовую литиевую батарейку, как показано на рис. 11.10. Прежние варианты календаря-часов требовали от вас обеспечения заданного порядка сброса управляющих сигналов при выключении, но микросхема 7170 берет на себя заботу и об этом. Конечно, бесполезно обращаться к микросхеме, если питание +5 В выключено; батарейка лишь поддерживает безостановочный ход часов в периоды спячки, так что схема просыпается с ясной головой и острым чувством времени.

Цепи питания. Закончив разработку схемы прибора, уже не хочется обременять себя такими деталями, как питание и заземление. Не поддавайтесь этому искушению. Наша схема использует «5-вольтовую логику», что на практике часто означает 5 В ± 5 % (в нашем примере ЦП и некоторые периферийные микросхемы требуют напряжения питания от +4,75 В до +5,25 В). Далее, в цепях питания не должно быть больших импульсных выбросов, избавиться от которых можно с помощью щедрого использования керамических конденсаторов 0,1 мкФ с некоторой добавкой танталовых электролитических конденсаторов большей емкости. Крайним случаем «большого выброса» является угрожающее перенапряжение, могущее возникнуть из-за отказа последовательных стабилизаторов напряжения в цепи питания +5 В. На этот случай стоит предусмотреть схему автоматического шунтирования источника питания при перенапряжении — либо на основной плате, либо в самом источнике питания. Выбирая источник питания, учтите, что микропроцессорная плата может легко потреблять 1 А и более, а по печатным проводникам, питающим вставные платы, может протекать и много ампер. Поэтому заранее запланируйте токонесущие печатные проводники достаточно большого сечения, а также сильноточные соединительные разъемы.

Как было показано в разд. 9.11, особую важность представляют заземляющие проводники как на самих печатных платах, так и между ними. Эти проводники должны иметь минимальную индуктивность. Лучше всего отвести под них один слой многослойной печатной платы, хотя «решетчатое» заземление на двухслойной плате часто дает удовлетворительные результаты (подробнее об этом в следующей главе). Наконец, последний совет касается схемы сброса при включении питания. RC-цепочка (с диодом), изображенная на рис. 11.10, заманчиво проста, однако она не будет отзываться на короткие броски напряжения, достаточные для нарушения работы выполняемой программы. Если микропроцессор встроен в прибор, то результатом будут сбои в работе прибора, причем для восстановления его работоспособности вам придется каждый раз выключать и снова включать питание! Мы сталкивались с таким явлением и в промышленном оборудовании, и в собственных разработках. Самое надежное — использовать хорошую современную схему сброса, например серии МАХ690 фирмы Maxim.

Разделавшись с аппаратным конструированием, которое оказалось совсем несложным, перейдем к действительно твердому орешку — программированию.

Разминка: сварим яйцо. Наш усреднитель сигналов потребует весьма сложного комплекса программ, как это обычно и бывает в мире задач реального времени. Внимательное чтение последующих разделов вознаградит читателей, собирающихся разрабатывать собственные микропроцессорные системы, так как они смогут детально познакомиться с большинством особенностей программного обеспечения аппаратуры, управляемой микропроцессором.

Перед тем, однако, как нырнуть в море, полное акул, давайте намочим ноги в мелкой луже простого (и несколько легкомысленного) примера программы для нашей микропроцессорной системы общего назначения. Компьютеры, вообще говоря, предназначены для избавления нас от рутинной работы. Пусть наш прибор каждое утро в 8 часов в течение 5 минут варит нам яйцо!

Представим, что твердотельное реле (рис. 11.10) подключено к небольшому кипятильнику, опущенному в чашку с сырым яйцом. Рассмотрим программу 11.2.

Для упрощения программы будем считать, что компьютер запущен и календарь-часы установлены. (В дальнейшем мы рассмотрим, как выполнить эти малоинтересные, но немаловажные действия!) Программа начинается с засылки нулевого байта в порт ЭЛД, чтобы выключить кипятильник; далее календарь-часы устанавливаются в 24-часовой режим при выключенных прерываниях. После этого программа входит в цикл ("WAKE", пробуждение) непрерывного опроса цифры часов в микросхеме календаря-часов, пока не будет прочитана цифра «8»; в этот момент в порт ЭЛД посылается байт, заполненный единицами, в результате чего включается кипятильник и загораются все ЭЛД.

Далее программа входит во второй цикл ("COOK", кипячение) непрерывного опроса цифры минут в микросхеме календаря-часов, пока не будет прочитана цифра «5»; в этот момент в порт ЭЛД посылается нулевой байт, выключающий кипятильник и гасящий ЭЛД. Наконец, программа переходит к третьему циклу ("WAIT", ожидание) опроса, как и в первом цикле, цифры часов, пока она не перестанет быть «8». В этот момент осуществляется безусловный переход в первый цикл ожидания 8 часов (уже завтрашних).

Мы привели эту скороспелую программу только для того, чтобы показать, как просто она может выглядеть. Не перенимайте наш стиль-многое мы сделали грубо, экономя место и не желая вдаваться в пояснения. В более совершенной программе мы могли повысить «интеллектуальный уровень» таймера, например, заставив один из портов АЦП фиксировать момент закипания воды; именно в этот момент следовало начать отсчет времени кипячения яйца, а можно было ради экономики электроэнергии еще и выключить кипятильник! Естественно также предусмотреть ввод, с помощью кнопки NMI, времени пробуждения, длительности кипячения и т. д. Порт ЦАП можно использовать для индикации времени, возможно, в виде «живых цифр», в то время как другой порт ЦАП (подключенный к динамику в подушке) мягко будит вас, тихо рассказывая что-то задушевное под аккомпанемент записанной в память мелодии…, но мы отклонились от темы. Ну что же, пора нырять!

11.06. Программирование: определение задачи.

Самый верный способ напрасно потерять время и запутаться раньше, чем вы сделаете что-нибудь полезное — это начать программировать, не определив заранее, что именно вам надо. Это особенно справедливо, если вы программируете прикладной контроллер на языке ассемблера, потому что программа на языке ассемблера сама по себе не отличается ясностью построения, которую ей дает структурированный язык высокого уровня; более того, желая оптимизировать действия программы в реальном времени, вы вынуждены прибегать к разного рода хитроумным приемам и относительно туманным алгоритмам. В результате ваша программа — с переходами и ветвлениями, с разделением функций между главной программой и обработчиками прерываний, с программными флагами, модифицируемыми в самых неожиданных местах, с управляющими байтами для периферийных устройств и многим другим - ваша программа быстро превращается в ужасающую мешанину, особенно если на полдороги вы все еще не представляете целиком свою задачу. Как и при покраске дома, приготовления могут занять больше времени, чем сама работа, но в итоге оказываются оправданными.

Разрабатываемый нами усреднитель сигналов является удачным примером. Он не относится к числу очень сложных приборов, однако беглый взгляд на структурную схему обработчика прерываний, приведенную на рис. 11.21, должен убедить вас, что не так уж просто разобраться в установке и чтении флагов и сигналов, изменении векторов прерываний в реальном времени и вообще в порядке выполнения программных строк. Так что стоит потратить время и разобраться, как же должен функционировать наш прибор.

Что такое усреднитель сигналов? Усреднитель сигналов, иногда называемый многоканальным накопителем, предназначен для повышения качества (т. е. увеличения отношения сигнал/шум) периодического аналогового сигнала, неизбежно смешанного с непериодическим шумом (или сигналами помех). Повышение качества осуществляется путем измерения значений сигнала много раз в течение каждого периода, занесения этих выборочных значений в набор последовательных «ящиков» или каналов и затем сложения в каждом канале соответствующих выборок от многих периодов входного сигнала. Другими словами, сигнал складывается сам с собой по модулю его периода. Как будет показано в разд. 15.13, такая процедура повышает отношение сигнал/шум для сигнала, накапливающегося в каналах, потому что суммарное значение (периодического) сигнала растет линейно со временем, а флуктуации (случайного) шума растут только как квадратный корень из времени. Будем называть каждый последовательный период накопления значений в ячейках «разверткой»; типичный сеанс накопления данных может состоять из нескольких тысяч разверток.

Хороший усреднитель сигналов постоянно показывает на экране дисплея накопленную форму сигнала (хранящуюся в 1000 или около того каналов) и предоставляет вам широкий выбор ширины каналов («задержки на ячейку»), режимов запуска, масштаба изображения и т. д. Многие из этих возможностей мы реализуем в нашей разработке, однако далеко не все, иначе описание прибора выйдет за рамки главы. Из всего многообразия возможностей мы отобрали набор функций, который позволит продемонстрировать весь диапазон программных приемов и компромиссных решений, но и не даст нам унестись на крыльях мечты в царство идеальных усреднителей сигналов.

Характеристики. По причинам, которые будут описаны позже, мы решили снабдить прибор обычной управляющей (передней) панелью с надписанными переключателями вместо того, чтобы использовать современную методику с клавиатурой и экранными меню. В результате наш усреднитель выглядит, как обычный прибор такого рода, а его органы управления имеют предопределенные функции и диапазоны. Продумывая план этой главы, мы в действительности начали с того же, с чего начинаем сейчас - с выбора реализуемых функций и диапазонов настройки.

Мы решили ограничиться фиксированным числом каналов (256) с широким диапазоном их ширин. Поскольку усреднитель сигналов используется для исследования периодических явлений двух видов - с собственным внутренним периодом (например, океанские приливы) и запускаемых периодически нами (например, нервные импульсы или резонансные явления), мы предусмотрели два режима развертки: с внешним запуском, когда прибор ждет внешнего сигнала, чтобы начать цикл развертки, и с автозапуском, когда циклы развертки следуют друг за другом непрерывно. Далее, мы предусмотрели два способа завершения процедуры усреднения сигнала: по определенному заранее числу разверток и по нажатию на кнопку «стоп». В последнем случае усреднение завершается после окончания очередной развертки. Для наблюдения усредненного сигнала на экране ЭЛТ (с непрерывным обновлением изображения) мы формируем аналоговые X и Y сигналы (вместе с сигналом подсветки Z). При этом масштаб изображения можно изменять в широких пределах умножением на 2ⁿ; имеется также режим «автомасштабирования», в котором данные непрерывно пересчитываются (нормализуются) в соответствии с числом выполненных разверток. Наконец, на управляющую панель выведены ЭЛД, индицирующие состояние (ожидание, развертка) и логические выходные сигналы, характеризующие наличие развертки и конец развертки. Ниже приведены характеристики нашего усреднителя сигналов.

Диапазон аналогового входного сигнала: ±5В. Число каналов: 256. Внутреннее представление: 32-разрядные целые со знаком. Ширина канала: от 100 мкс до 1 с, с интервалами 1-2-5. Накопление: конечное суммирование (сумма 100 мкс-выборок). Определяемое заранее число разверток: от 1 до 20000, с интервалами 1-2-5. Режимы развертки: внешний запуск; периодический (автозапуск). Режимы наблюдения: с выбором масштаба (изображение, выходящее за верхнюю границу экрана, переносится вниз); с автомасштабированием. Масштаб изображения: от 1 до 16К входного диапазона, ступенями с умножением на 2. Входы: аналоговый сигнал, внешний запуск развертки. Выходы: X, Y, Z (на ЭЛТ), РАЗВЕРТКА, КОНЕЦ. Дополнительное управление: ПУСК, СТОП, СБРОС (перезагрузка).

На рис. 11.15 показаны входные и выходные сигналы микропроцессорной платы.

Рис. 11.15. Входные, выходные и управляющие сигналы усреднителя сигналов. «ЭЛД» обозначает порт индикации (см. рис. 11.10); «А», «В» и «С» относятся к битам параллельного порта 8536.

Для всех цифровых сигналов мы использовали параллельный порт 8536, причем направление и полярность сигналов соответствующим образом программируются; все цифровые входы, на которые поступают сигналы от органов управления, должны быть подключены через резисторы к уровню +5 В и заземляться при замыкании ключа. В схемах устранения дребезга нет необходимости, поскольку дребезг мы устраним программно.

Аналоговый фильтр имеет особое значение и заслуживает некоторых пояснений. Если вы получаете короткие периодические выборки значений непрерывного аналогового сигнала с частотным спектром конечной ширины (при максимальной частоте, присутствующей в сигнале, f, вы сохраняете входную информацию лишь если выборки следуют с частотой 2f_макс и более. Если же этот критерий Найквиста не удовлетворяется, происходят странные вещи; конкретно, на рис. 11.16 показано явление возникновения побочной низкочастотной составляющей в результате субдискретизации, когда частоты, близкие к частоте дискретизации f_д, отображаются на низкочастотную область. Для устранения этого явления входной сигнал следует пропускать через низкочастотный фильтр с граничной частотой f_д/2 или меньше.

Рис. 11.16. Возникновение побочной низкочастотной составляющей в результате субдискретизации.

Это вроде бы просто, но как быть с тем обстоятельством, что ширина канала и, следовательно, частота дискретизации в нашем усреднителе перестраивается? Можно установить на входе регулируемый фильтр низких частот (например, фильтр с коммутируемыми конденсаторами и программно управляемой тактовой частотой) и настраивать его согласно ширине канала; это допустимо, так как если вы выбираете большую ширину канала, высокие частоты вас все равно не интересуют. Однако можно поступить проще. Заметьте, что при интегрировании (усреднении) сигнала в течение ширины канала вы получаете низкочастотный фильтр с автоматической регулировкой. По этой причине на входе усреднителя сигналов иногда устанавливают преобразователь напряжения в частоту (микросхема высокой степени интеграции). Мы используем, в сущности, тот же подход: дискретизация аналогового входного сигнала всегда осуществляется на частоте 10 кГц (при этом для устранения наложения спектров входной сигнал фильтруется низкочастотным фильтром с граничной частотой 5 кГц, соответствующей частоте дискретизации); при больших периодах дискретизации осуществляется эффективное интегрирование сигнала за счет сложения соответствующего числа последовательных отсчетов. На рис. 11.17 показано, как могла бы выглядеть передняя панель прибора.

Рис. 11.17. Передняя панель усреднителя сигналов.

Отсутствующие возможности. Полезно пояснить, что именно мы не включили в нашу разработку, и почему. Мы не поддались повальному увлечению экранными меню по следующим причинам. Во-первых, приборы с управлением от клавиатуры нас часто раздражают, так как все они работают по-разному, и вам приходится постоянно переучиваться. Во-вторых, они замедляют вашу работу — для того лишь, чтобы переключать шкалу, вам надо набирать команду на клавиатуре. Наконец, управление от клавиатуры с помощью экранных меню требует разработки программ анализа введенных строк и формирования на экране изображения меню — программ, не представляющих интереса с педагогической точки зрения. Поэтому мы решили считывать состояния органов управления на передней панели с помощью параллельного порта; это быстрая и простая операция, хотя она ограничивает возможности выбора режимов и уменьшает универсальность прибора.

Можно перечислить еще целый ряд дополнений, которые улучшили бы наш прибор, но мы от них отказались, чтобы не усложнять описываемую здесь программу. Можно было предусмотреть второй аналоговый вход (микросхема 670 содержит два АЦП), переменное число ячеек, несколько «банков» памяти для хранения данных, цифровые выходы для индикации номера текущей ячейки, а также аналоговые сигналы, пропорциональные номеру ячейки (для контроля аналоговых величин). Это все довольно очевидные, но не принципиальные усовершенствования; более важной является возможность пересылать накопленные данные в микроЭВМ, для чего лучше всего использовать один из последовательных портов.

Даже в рамках выбранной нами конструкции можно было ввести дополнительные режимы. В частности, микропроцессорная система с аналого-цифровыми и цифро-аналоговыми преобразователями значительно выиграет при включении в нее аналоговых мультиплексоров, позволяющих связать выходы ЦАП со входами АЦП. В этом случае вы сможете выполнять программное тестирование всех преобразователей в качестве элемента общей процедуры тестирования при включении питания (куда также входит проверка памяти, портов и т. д.). Можно даже проверять, с помощью АЦП, напряжение (я) источника питания.

_{Упражнение 11.11. Покажите, как это сделать, если ко входам АЦП подключены аналоговые мультиплексоры. Вам потребуется предусмотреть адрес порта, по которому из ЦП будут направляться команды выбора мультиплексора.}

11.07. Программирование: детали.

Обзор. Программы обычно сложны. Программы реального времени на языке ассемблера сложны всегда. Однако вместо того, чтобы рассматривать упрощенную программу, которая в действительности работать не сможет, мы собираемся привести реальную законченную программу, годную для использования в нашем приборе, во всем ее великолепии (и безобразии). Чтобы помочь вам в ней разобраться, мы будем рассматривать ее постепенно, слой за слоем. Лучше всего воспользоваться методом «нисходящего проектирования», когда сначала определяются основные функции программы, порядок их выполнения и протокол обмена информацией между основными модулями программы. После этого можно перейти к структурным схемам конкретных программных модулей. Наконец, пишутся реальные программные строки на языке ассемблера.

Замечание: дальнейшее описание насыщено деталями. Читатели, желающие получить лишь общее представление, могут опустить обсуждение вопросов программирования, перейдя сразу к разд. 11.08 или 11.09.

На рис. 11.18 изображена общая структура, сильно упрощенная.

Рис. 11.18. Программирование: общая структура.

В ОЗУ мы организовали три массива: массив DATA из 256 32-разрядных («длинных») целых чисел для хранения текущих данных для каждого канала; массив NORM из 256 16-разрядных («слова») целых чисел для хранения количества полных разверток для каждого канала, что нужно для нормализации данных в режиме автомасштабирования; и, наконец, массив DISPLAY из 256 байт для хранения данных, непрерывно поступающих на дисплей. Основные функции программы заключаются в следующем: добавление в массив DATA новых данных из АЦП при одновременной модификации массива NORM; масштабирование этих длинных чисел с преобразованием их в байты массива (в режиме автомасштабирования — с использованием массива NORM, а при ручном задании масштаба - путем сдвига); непрерывный вывод этих байтов на экран.

Общая последовательность работы программы выглядит следующим образом. При включении питания ЦП активизирует процедуру начальной загрузки и начинает выполнять программу, записанную в ПЗУ (причем временный образ ПЗУ в самом начале адресного пространства содержит вектор перехода на истинное расположение ПЗУ, как это было объяснено в разд. 11.05). Инициализируются, при необходимости, периферийные микросхемы (посылкой соответствующих байтов в их управляющие регистры); кроме того, программа должна инициализировать массивы, указатели, начальные значения переменных и проч. Приборы вроде нашего характеризуются несколькими возможными состояниями (ожидания сигнала ПУСК, накопления данных и т. д.); мы начинаем с состояния ожидания нажатия кем-нибудь кнопки ПУСК. Однако прибор и в этом состоянии живет, выводя на экран данные, которые мы инициализировали нулями.

При нажатии кнопки ПУСК программа начинает с того, что считывает состояние органов управления на управляющей панели, чтобы получить параметры для своей работы. Затем программа переходит в режим приема данных (в соответствии с параметрами, введенными с управляющей панели), выдавая одновременно на экран текущие значения усредненного сигнала. После завершения заданного числа разверток или обнаружив нажатие кнопки СТОП, программа опять входит в режим ожидания.

Синхронизация; программное управление и управление от прерываний.

Наиболее важная задача — обеспечить выполнение АЦП преобразований каждые 100 мкс и накопление получаемых данных в массиве DATA. Следующая по важности задача - регенерация дисплея с частотой по меньшей мере 40 Гц, чтобы избежать мерцания. Менее важной является задача обновления по мере изменения содержимого массива DATA также и массива DISPLAY.

Вы можете подумать, что наиболее важная задача должна решаться средствами основной (зацикленной) программы, задачи же менее важные могут время от времени отнимать время процессора с помощью прерываний. Однако это не так. Прерывания имеют приоритет по отношению к текущей программе, поэтому срочные задачи должны выполняться обработчиками прерываний, задачи же менее важные — наоборот, «главной» программой, которая получит лишь то время ЦП, которое останется от обработки прерываний. (При этом, конечно, предполагается, что процессор обрабатывает прерывания достаточно быстро. Как мы увидим, большое число регистров МП 68008 позволяет ему исключительно быстро обрабатывать прерывания; МП 68008 прямо создан для этой задачи.).

Как было показано на рис. 11.18, данные из АЦП поступают в массив DATA с помощью прерываний, создаваемых каждые 100 мкс программируемым таймером 8536. Главная программа занимается непрерывным обновлением массива DISPLAY, используя для этого подпрограмму update (обновление) (поскольку эта подпрограмма совсем не думает о том, что у нее под носом протекает интереснейший процесс сбора данных, она вынуждена проверять флаг, устанавливаемый программой обработки прерываний и свидетельствующий об окончании измерений).

Мы сначала хотели включить в главную программу также и регенерацию дисплея, но этому помешало любопытное обстоятельство. С каждой парой сигналов X, Y, посылаемых на ЦАП для вывода на экран точки, надо формировать также и сигнал «оси Z» (подсветки). В разд. 10.20 было показано, как можно сформировать «программный сигнал», посылая в бит порта сначала 1, а затем 0. Сигналы оси Z должны иметь одинаковую длительность, иначе одни точки на экране будут ярче других. Если, однако, программа время от времени прерывается, невозможно гарантировать равную длительность программных сигналов.

_{Упражнение 11.12. Но почему?}

Можно, конечно, выключать прерывания, генерировать сигнал, а затем снова включать прерывания. Это безобразное решение, поскольку в самый важный процесс регулярных выборок вносятся нежелательные задержки. Потом мы нашли лучший способ: вывод на экран одной точки выполнять, как вспомогательную задачу обработчиком прерываний. Обработчик срабатывает каждые 100 мкс, так что полное 256-точечное изображение будет выводиться 40 раз в секунду. При этом, поскольку прерывания возникают и в том случае, когда главная программа находится в состоянии ожидания (сигнала ПУСК), изображение на экране не будет гаснуть. Наконец, такой способ содержит в себе чудесную глюковину: ведь запустив АЦП, приходится выжидать 10 мкс перед тем, как снимать с него результат преобразования; этого времени как раз хватит, чтобы послать в ЦАП пару X, Y. Другими словами, регенерация дисплея в обработчике прерываний абсолютно не требует процессорного времени!

Главная программа: инициализация. Хватит нам ходить вокруг до около. Давайте рассмотрим подетальнее задачи, выполняемые программой. Сначала взгляните на главную программу, изображенную на рис. 11.19 в виде несколько необычной структурной схемы.

Рис. 11.19. Структурная схема главной программы.

Приведенная диаграмма весьма близко соответствует собственно программе на языке ассемблера (программа 11.3).

Текст программы начинается с определений адресов ОЗУ (включая вектор прерывания, область переменных и массивы), а также адресов (и бит) портов. В дальнейшем эти определения будут использоваться в качестве операндов команд обращения к памяти и портам, причем ассемблер подставит на их место фактические адреса. Хотя результат не зависит от того, пользуетесь ли вы определениями или непосредственно адресами, всегда следует использовать определения, так как в этом случае программа становится более наглядной и, кроме того, облегчается изменение назначения портов и битов в последующих модификациях. Адреса портов соответствуют нашей схеме и включают внутренние регистры периферийных устройств, адресуемые с помощью младших бит адреса или путем двухбайтовых пересылок.

Из текста программы также видно, как мы будем использовать регистры МП 68008. При каждом прерывании мы извлекаем данные из АЦП, добавляем их к текущему содержимому канала и проверяем, не дошли ли мы до конца канала или развертки. Можно было хранить содержимое указателей и счетчиков в памяти (так и пришлось бы поступать при использовании менее совершенного процессора типа 8086), но зарезервировав достаточное число регистров для нужд обработчика прерываний, мы существенно повышаем эффективность режима прерываний. Поэтому мы выделили регистры данных для текущего содержимого канала (D7), обратного счетчика периодов дескретизации (внутри канала) (D6) и обратного счетчика каналов внутри развертки (D5), смещения в массиве DISPLAY (D4), а также регистр для временных данных (D3). Далее, мы зарезервировали адресные регистры для трех массивов (NORM, А6; DATA, А5; DISPLAY, АЧ) и для наиболее используемых портов (ADC0, A3; СIО [параллельный порт], А2). Главная программа берет на себя обязательство не использовать эти регистры при включенных прерываниях.

Вам может показаться странным, что мы резервируем адресные регистры (со всеми их автоинкрементными возможностями, ориентированными на работу с массивами) для адресации отдельных фиксированных портов, когда вполне можно было обойтись абсолютной адресацией. Причина заключается в быстродействии. Команда с абсолютной адресацией.

MOVE.B ADC0, D0.

Где ADC0 представляет длинный абсолютный адрес (в нашем случае $80000), требует 28 тактов (3,5 мкс в нашем процессоре), в то время как команда.

MOVE.B (A3), D0.

Использующая косвенную адресацию через A3, выполняется всего за 12 тактов. Эта разница обусловлена исключительно процессами на магистрали, где для пересылки каждого байта требуются (в МП 68008) 4 такта. В процессе выполнения первой команды ЦП извлекает из памяти двухбайтовый код операции, четырехбайтовое расширение (длинного) адреса и, наконец, запрошенный байт данных, т. е. всего 7 байт, на что расходуется 28 тактов. Вторая команда требует извлечения двухбайтового кода операции и запрошенного байта данных, т. е. всего 3 байт (12 тактов). Вообще системы с узкими шинами (вроде нашего МП 68008, у которого внутренняя 32-разрядная архитектура должна себя чувствовать как в смирительной рубашке, общаясь с внешним миром через 8-разрядную шину) особенно неэффективны в условиях интенсивных передач данных.

Наконец, началась программа! Первые 8 байт ПЗУ хранят важнейший стартовый вектор: указатель стека и входную точку программы. Входная точка находится в «истинном» ПЗУ (по адресу $40008), поэтому мы можем немедленно очистить бит BOOT, что приводит к замещению временного образа ПЗУ, используемого при начальной загрузке, оперативной памятью. Теперь мы можем загружать векторы прерываний в начало ОЗУ, в конкретные ячейки, определяемые архитектурой МП 68008 (вся область векторов приведена в табл. 11.5): $68 (INT2), $74 (INT5) и $7С (NMI = INT7). Мы использовали только INT5 (от 100 мкс — таймера в микросхеме параллельного порта); в этот вектор мы загружаем адрес нашего обработчика прерываний. В зависимости от конкретного состояния прибора (ожидание пуска или внешнего сигнала запуска, начало новой развертки, процесс развертки) обработчик прерываний должен выполнять различные функции; поэтому мы написали один грандиозный обработчик со многими точками входа, соответствующими его функциям. На данном этапе мы еще не готовы принимать данные, поэтому в вектор INT5 мы загружаем входную точку idle__int (прерывание простоя). Очень полезно загрузить на всякий случай все неиспользуемые векторы прерываний адресом bad__int (ложное прерывание) (вдруг произойдет деление на нуль, ложное прерывание и т. д.); мы загружаем в них адрес программы, которая зажигает ЭЛД определенным образом (далее будет видно, каким именно).

Теперь наступает утомительный, но существенный этап инициализации портов. БИС периферийных устройств, как, например, 8536, обладают изумительной гибкостью, но за нее приходится платить тщательным планированием. Вы должны продумать, какие управляющие байты следует послать, в какие регистры и в каком порядке, чтобы получить требуемый результат. Для простых параллельных портов в процессе планирования следует выбрать направление, полярность, режим и прерывания, а для таймеров — основание счета, каскадирование, режим запуска, прерывания и проч. В программе 11.3 приведен полный текст инициализации параллельного порта/таймера. Разрешаются параллельные порты А, В и С, причем биты 4–6 порта В назначаются выходными, а остальные - входными (см. рис. 11.15). Таймер-0 настраивается на деление его тактовой частоты 4 МГц на 400 и на непрерывный перезапуск с генерацией прерывания (по INT5) каждые 100 мкс. Заметьте, что все установочные входы мы сделали инверсными, поэтому при замыкании контакта (на который изначально подано +5 В) на землю с него считывается 1, а не 0. На входе, к которому подключена кнопка СТОП, мы использовали опцию «запоминания 1», так что мгновенное нажатие фиксируется, а отрабатывается оно только в конце развертки.

Наконец, мы очищаем массивы в ОЗУ (отметьте использование подпрограммы), инициализируем регистры, разрешаем прерывания и переходим на выполнение «главного» цикла.

Главная программа: главный цикл. Завершив инициализацию, мы входим в бесконечный главный цикл main__loop. Фактически он состоит из двух циклов: цикла ожидания нажатия кнопки ПУСК и цикла непрерывного обновления памяти изображения, на фоне которого осуществляется сбор данных в режиме прерываний. Программа обработки прерываний, завершив последнюю развертку, устанавливает программный «флаг останова» stop__flag, который непрерывно проверяется вторым главным циклом. Обнаружив установленный флаг, главная программа возвращается в первый цикл ожидания нового пуска. Давайте сопоставим структурную схему и программные строки.

Главный цикл (рис. 11.19) начинается с установки на ЭЛД состояния «ожидание». Затем программа ждет нажатия кнопки ПУСК, т. е. ее перехода из разомкнутого в замкнутое состояние. Это сложнее, чем кажется, потому что кнопка не содержит цепей подавления дребезга, в результате чего вы имеете несколько десятков близко расположенных перепадов между уровнями «замкнуто» и «разомкнуто», возникающих на протяжении, возможно, 25 мс. Этого времени может хватить на завершение самого короткого цикла измерений (если вы выбрали 1 развертку и интервал дискретизации 100 мкс), после чего измерения будут ошибочно продолжены, поскольку контакт кнопки все еще колеблется между состояниями «разомкнуто» и «замкнуто». Поэтому мы написали простенькую программу подавления дребезга, которая фиксирует, что кнопка была непрерывно разомкнута в течение приблизительно 50 мс (тем временем многократно выполняется подпрограмма обновления update), а затем переходит в состояние «замкнуто». Наконец мы получили приказ на выступление!

Программа сбрасывает выходной сигнал КОНЕЦ, считывает состояние управляющей панели и использует соответствующим образом полученные значения (устанавливая программные флаги типа auto__loop и параметры вроде dwell__per__bin и num__sweeps). Обратите внимание на использование таблицы decode__tbl (и косвенной адресации с индексацией) для получения значений, соответствующих положениям переключателей.

Далее программа очищает массивы DATA и NORM, инициализирует некоторые регистры (адресов и данных) и сбрасывает флаг останова. Последний шаг заключается в изменении содержимого вектора INT5 (который пока указывает на метку idle__int в обработчике прерываний) на адрес wait__trig или sweep__start в зависимости от того, какой режим установлен на управляющей панели: внешнего запуска или автозапуска.

Наконец, главная программа входит в «рабочий» цикл, в котором многократно выполняются два действия: вызов подпрограммы update (обновления массива DISPLAY в соответствии с содержимым массива DATA) и проверка флага останова stop__flag. На фоне этого унылого цикла прерывания тайком выполняют все то, ради чего был сделан наш прибор.

Главная программа: подпрограммы. Перед тем как взяться за наиболее сложную программу нашего комплекса - обработчик прерываний, рассмотрим две подпрограммы, вызываемые главной программой (рис. 11.20).

Рис. 11.20. Структурные схемы подпрограмм.

Подпрограмма clear__arrays заполняет нулями оба массива DATA и NORM; массив DISPLAY очищать нет необходимости, потому что программа update сразу же скопирует нули из DATA в DISPLAY. Эта программа обновляет за раз одно значение из массива DISPLAY, используя для этого текущие параметры изображения с управляющей панели и входные данные из массивов DATA и NORM; она также обновляет состояние порта ЭЛД, копируя байт памяти led__store.

Рассмотрим сначала простую подпрограмму clear__arrays из программы 11.3. Регистры АО и А1 используются, как указатели двух массивов, и все 32 разряда D0 заполняются нулями. Счетчик D1 инициализируется величиной, равной размеру массива минус один; сейчас станет понятно, зачем это нужно. В цикле слово или длинное слово нулей пересылается в массивы с помощью косвенной адресации (с постинкрементом); вспомните, что постинкрементная адресация — штука интеллигентная, она инкрементирует адресный регистр правильным образом, прибавляя в нашем случае 2 в операции со словом и 4 в операции с длинным словом. Команда DBF заслуживает особого объяснения. Она представляет собой один из вариантов команды DBcc, для которого код условия ее = «ложь» (False). Любая команда (в общем виде) DBcc Dn, метка фактически проверяет два условия.

Сначала она анализирует выполнение условия ее (т. е. состояние флагов, установленное предыдущей командой), при этом, если ее = «истина», ничего не делается (т. е. команда как бы пропускается и ЦП переходит к выполнению следующей команды). Если, однако, ее = «ложь», происходит декремент указанного регистра (как слова) и переход на метку метка, с предварительным анализом содержимого регистра. Если в регистре обнаруживается — 1, переход на метку не осуществляется, и выполняется следующая команда. В нашем случае команда DBcc действует просто как оператор цикла, так как ее = F («всегда ложь», см. табл. 11.1), поэтому декремент D1 осуществляется безусловно, до тех пор, пока не обнаружится D1 = — 1. Несмотря на эти сложности (а также и необходимость использовать счетчик длиной в слово), команда DBcc весьма удобна, так как заменяет две команды (SUBQ, Всс), и выполняется очень быстро. Поскольку она проверяет счетчик на —1, последний следует инициализировать числом, на 1 меньшим требуемого числа шагов, чем и объясняется инициализация, использованная в программе. Подпрограмма заканчивается обычной командой RTS (возврат из подпрограммы), восстанавливающей исходное содержимое PC (программного счетчика) и осуществляющей таким образом возврат в вызывающую программу.

Заметьте, что в начале подпрограммы не понадобилось сохранять содержимое каких-либо регистров, потому что вызывающая программа не оставила ничего ценного в регистрах D0-D1 и АО-А1. Обратите также внимание на использование MOVE, а не CLR для обнуления массивов; оказывается, команда MOVE работает быстрее CLR из-за особенностей архитектуры МП 68000 — при выполнении CLR МП 68000 сначала инициализирует цикл чтения, а затем — цикл записи. Разработчики приняли такое, на первый взгляд, странное решение для упрощения логики ЦП.

_{Упражнение 11.13. Напишите вариант подпрограммы clear arrays с использованием команд SUBQ и Всс вместо DBF. Напишите еще один вариант, в котором вместо MOVE используется CLR.}

Подпрограмма update более содержательна. Ее задача — обновлять массив DISPLAY в памяти (а также и состояние ЭЛД); она многократно вызывается в обоих циклах главной программы. Поскольку прерывания имеют приоритет, они выполняют свою работу в точном соответствии с расписанием (каждые 100 мкс), все же оставшееся время отдается подпрограмме update. Ее действия начинаются с пересылки образа ЭЛД в памяти в физический порт ЭЛД. Даже эта относительно простая операция требует некоторых пояснений. Естественный вопрос, который должен прийти вам в голову, — это почему бы, желая установить или сбросить бит ЭЛД, не обновлять ЭЛД непосредственно? В ответ надо указать на два обстоятельства. Во-первых, просто записать новый байт в порт ЭЛД нельзя, так как при этом потеряются значения остальных битов; либо мы должны иметь порт ЭЛД с возможностью как записи, так и чтения, либо надо хранить в памяти образ ЭЛД. Поскольку из нашего порта ЭЛД читать нельзя, в памяти предусмотрена ячейка led__store, хранящая копию последнего байта, посланного в порт ЭЛД. Во-вторых, раз уж такая ячейка все равно есть, мы можем сэкономить время в критических циклах обработчика прерываний, обновляя в них только ячейку led__store. Передачу же сообщения на ЭЛД-индикатор передней панели будет осуществлять подпрограмма update в ходе своего выполнения. Все это станет более понятным, когда мы приступим к рассмотрению обработчика прерываний.

_{Упражнение 11.14. Какие дополнительные (очень несложные) аппаратные средства требуются для того, чтобы можно было читать из порта ЭЛД? Проявите сообразительность, чтобы дополнительная дешифрация адреса получилась простой.}

Оставшаяся часть подпрограммы update обновляет массив DISPLAY. Прежде всего из памяти извлекается смещение (число элементов от начала массива) очередного обновляемого элемента. (Для этого было бы неплохо использовать выделенный адресный регистр, но при распределении регистров приоритет был, конечно, отдан обработчику прерываний.) Смещение умножается на 4 (сдвигом влево на 2 бит), чтобы его можно было использовать для индексной адресации в массиве DATA длинных чисел. Переслав в D1 очередной элемент из DATA, мы считываем с управляющей панели текущее значение масштаба изображения и маскируем его, чтобы получить число от 0 до 15. Число 15 ($0F) обозначает автомасштабирование, в то время как меньшие числа определяют фиксированный масштаб в виде степени 2. Мы либо соответствующим образом сдвигаем значение элемента, либо переходим на программный блок автомасштабирования.

Для выполнения автомасштабирования нам надо значение текущего (индексированного с помощью update__offset) элемента DATA разделить на текущее значение из массива NORM (которое говорит, сколько разверток включено в значение DATA), а затем еще раз разделить на ширину канала (которая говорит, сколько выборок было сделано в каждой развертке). Перед любым делением всегда проверяйте на нуль! Наконец, как при сдвиге, так и при автомасштабировании мы должны преобразовать полученное длинное данное со знаком в байт со знаком. В случае автомасштабирования результирующее длинное число всегда находится в диапазоне ±128. В случае фиксированного масштаба, если выбрать масштаб меньше отсчета в наиболее заполненном канале, произойдет переполнение. Лучше всего сделать так, чтобы при переполнении точки, выходящие за верхний край изображения, «прокручивались» в его низ и наоборот. Написав несколько чисел и проиграв с ними разные варианты, вы легко убедитесь, что правильный алгоритм заключается в усечении числа до 8 бит и инвертировании затем старшего бита. Мы реализовали этот алгоритм с помощью команды изменения бита BCNG, после которой выполняется байтовая пересылка (командой MOVE) в массив DISPLAY. Далее мы инкрементируем и сохраняем индекс ^{update__offset} и, наконец, выполняем команду RTS.

Обработчик прерываний. Наконец мы добрались до обработчика прерываний — центральной фигуры всей программы. Перед нами четыре точки входа в обработчик, инициируемый прерываниями от таймера; перед нами также простенький обработчик bad__int ложных прерываний, а также и всех остальных векторизованных ошибок и ловушек (табл. 11.5). Займемся ради разминки программой bad__int, а когда не останется отговорок, примемся за обработчик прерываний от таймера.

МП 68008, как уже описывалось выше, распознает прерывания, а также разнообразные «исключения», перечисленные в таблице, и сохранив в стеке текущие PC и SR, осуществляет переход на команду, адрес которой извлекается из вектора, соответствующего данному исключению. Так, если вы попытаетесь разделить на нуль, ЦП сохранит в стеке содержимое счетчика команд и регистра состояния, а затем перейдет на команду, 32-разрядный адрес которой хранится в байтах памяти с абсолютными адресами $014—$017. Точно так же обслуживаются и прерывания, причем для векторов прерываний с полным подтверждением отведены ячейки с адресами $100-$3FF, а для векторов автовекторизуемых прерываний — ячейки $064-$07F. Вы можете выполнять в обработчике прерываний любые действия; завершить их следует командой RTE (возврат из исключения). Чтобы избежать путаницы, ЦП запрещает прерывания после передачи управления обработчику и разрешает их снова при выполнении команды RTE. Если у вас уж слишком закрученный обработчик, вам может понадобиться разрешить прерывания (только более приоритетных уровней) внутри обработчика, что можно сделать, послав соответствующий байт в регистр состояния.

Программа bad__int. Из рис. 11.20 и текста программы 11.3 легко представить ход выполнения программы bad__int, в задачу которой входит упорядоченный сброс выходных сигналов и вывод на ЭЛД какой-то бросающейся в глаза информации. Стартовый адрес этой программы, определяемый компоновщиком после сборки всех настраиваемых строк, загружается (главной программой в процессе начальной загрузки) во все зарезервированные для векторов ячейки (в начале памяти), перечисленные в таблице. Любое исключение или ложное прерывание (т. е. что угодно, кроме прерывания уровня 5) заставляет ЦП выполнить описанную выше процедуру с передачей управления на программу bad__int. Сначала выключается сигнал Z-оси, чтобы исключение, случайно возникшее в середине программного импульса Z-оси, не оставило луч дисплея включенным на полную яркость (к тому же в одной точке). Далее стоит сбросить сигнал на выходе РАЗВЕРТКА и установить сигнал на выходе КОНЕЦ, поскольку в предшествующих измерениях все равно нет смысла.

Теперь проявим остроумие. Пошлем в порт ЭЛД 01Н и войдем в бесконечный цикл, в котором это число циклически сдвигается влево и после биологически заметной задержки снова посылается на ЭЛД. Результатом такой операции будет «шагающий бит» на ЭЛД-индикаторе, картина, которая заставит встрепенуться самого измученного оператора. Поскольку в цикле нет команды RTE, процесс этот будет идти бесконечно. Чтобы снова начать измерения, оператор должен нажать кнопку СБРОС.

_{Упражнение 11.15. Придумайте более совершенный алгоритм, позволяющий оператору определить, какое исключение привело к сбою. Подсказка: всего имеется немного менее 256 исключений; ЭЛД-индикатор содержит 8 бит. Можете ли вы написать программу, реализующую ваше решение?}

Прерывания от таймера: четыре точки входа. Теперь у нас не осталось никаких отговорок. Нырнем. Текст обработчика прерываний входит в программу 11.3; его структурная схема изображена на рис. 11.21.

Рис. 11.21. Структурная схема обработчика прерываний.

Обработчик имеет четыре точки входа, соответствующие различным состояниям прибора. Они обозначены idle, wait__trig, sweep__start и get__data. Программа, в зависимости от общего состояния прибора, автоматически изменяет содержимое вектора прерываний (ячейка $074), связывая прерывание с той или иной точкой входа. Если вы не желаете накапливать данные, вы входите в обработчик в точке idle; на экран выводится одна точка и осуществляется возврат. Если войти в обработчик в точке get__data, программа считывает АЦП, проверяет, не возникли ли состояния «конец ячейки» или «конец развертки» (обрабатывая их соответствующим образом) и обновляет дисплей. При входе в точке sweep__start устанавливается требуемое состояние ЭЛД и выходных сигналов и осуществляется переход в точку get__data.

Наконец, вход wait__trig служит для проверки наличия сигнала внешнего запуска и перехода либо на sweep__strat, либо на idle. В обработчике прерываний имеются и другие метки (например z__pulse), но они не являются входными точками, а служат для переходов внутри программы.

Прерывания от таймера: idle. Учитывая важность обработчика, рассмотрим его во всех деталях. Ранее в главной программе вектор прерываний был настроен на вход idle, чтобы в ожидании запуска образовать изображение на экране. Таким образом, выполнение начинается с метки idle__int. Если вспомнить назначение зарезервированных регистров, понять ход программы не сложно. В D4 хранится индекс очередной точки экрана, требующей регенерации, который мы посылаем в преобразователь Х-координаты ЦАПО (используя косвенную адресацию со смещением, которая быстрее абсолютной). В преобразователь Y-координаты ЦАП1 мы посылаем данное (используя D4 в качестве индекса массива DISPLAY, указатель базы которого находится в АЧ). D4 инкрементируется (но не проверяется на конец массива) и управление передается генератору импульса Z-оси.

_{Упражнение 11.16. Объясните, почему можно обойтись без проверки индексного регистра D4 массива DISPLAY после его инкрементирования?}

К этому времени Х- и Y-ЦАП уже установились (время установки 1 мкс), поэтому генератор Z-импульса с помощью команды BSET устанавливает бит Z__BLANK (бит 4, см. определения) параллельного порта В, адрес которого, ввиду его частого использования, мы храним в регистре А2. Сбросить бит можно следующей командой, но в этом случае образовался бы слишком короткий (3 мкс) импульс, и изображение было бы бледным (подсветка на 3 мкс каждые 100 мкс). Поскольку, однако, все прерывания завершаются через этот программный блок, мы можем воспользоваться возможностью и сделать полезное дело, одновременно убив время, именно, сообщить таймеру, что он может снять свой запрос на прерывание. Запись в регистр команд и состояния таймера-1 осуществляется с помощью двухэтапного процесса (как это было и в блоке инициализации главной программы): сначала мы посылаем в управляющий регистр микросхемы (адрес $84003) внутренний адрес регистра ($0А), а затем посылаем сам управляющий байт ($20), который интерпретируется микросхемой 8536, как команда на снятие запроса прерывания от таймера-1. Больше до выхода из прерывания ничего делать не нужно, поэтому мы завершаем импульс Z-оси (командой BCLR) и выполняем команду RTE (возврат из исключения). Поместив строки подтверждения прерывания в генератор Z-импульса, мы удлинили импульс подсветки до 10 мкс, с повторением его каждые 100 мкс. Прерывание все равно надо было подтвердить, и мы нашли для этого самое подходящее место. Такая же глюковина использована нами и в другом месте, когда мы в течение аналого-цифрового преобразования посылаем в ЦАП X и Y-координаты точки. Об этом ниже.

Прерывания от таймера: get_data. Эта точка входа используется чаще других, именно, когда усреднитель сигнала выполняет развертку. Мы запускаем АЦП, посылая в его порт байт режима ($03); это число определяет биполярное преобразование в дополнительном коде. Как и раньше, для повышения скорости мы используем косвенную адресацию через регистр A3 (в котором хранится адрес АЦП).

Теперь надо подождать 10 мкс окончания преобразования — прекрасная возможность послать на ЦАП дисплея новую пару X и Y-координат точно так же, как это делается в блоке idle. Эти программные действия заканчиваются на 1 мкс раньше, чем нужно, поэтому мы тянем время с помощью команды NOP (холостая команда), а затем считываем АЦП. Заметьте, насколько это удобнее, чем вводить бит состояния, сигнализирующий о завершении преобразования в АЦП (эта возможность обсуждалась в разд. 11.05); не забудьте, однако, добавить еще несколько команд NOP, если вам захочется увеличить тактовую частоту ЦП.

Мы прочитали из АЦП байт в дополнительном (до 2) коде, но наш массив DATA и накопитель ячейки (D7) используют длинные дополнительные числа. Для получения длинного целого числа дважды выполняется команда ЕХТ (расширение знака). Расширение знака представляет собой просто копирование самого старшего бита числа влево, пока не заполнится большее по длине целое слово; эта операция сохраняет значение целого со знаком (простое заполнение нулями не сохраняет значения числа). Расширенное целое добавляется к накапливаемому содержимому ячейки в D7, а счетчик ширины канала dwell__per__bin (D6) декрементируется. Если в нем еще не нуль, возврат осуществляется через z__pulse, как описано выше. Полное время выполнения программы обработчика в этом случае составляет 32,3 мкс плюс 9 мкс на процедуру прерывания ЦП и еще 5 мкс на команду RTE, всего 46,3 мкс. Таким образом, главная программа имеет более половины процессорного времени на выполнение простой задачи обновления массива DISPLAY.

Если накопление в канале завершилось, обработчик устанавливает счетчик ширины канала, добавляет накопленное значение в D7 к соответствующему элементу массива DATA (на который указывает А5), инкрементирует соответствующий элемент массива NORM (через А6), очищает регистр-аккумулятор (D7), декрементирует счетчик каналов и (если в счетчике каналов не нуль, т. е. развертка не завершилась) переходит на z__pulse. Обратите внимание на использование автоинкрементного режима адресации. Дополнительное время, расходуемое обработчиком на выполнение этих операций, составляет 14,8 мкс.

Если завершилась и развертка, о чем говорит нуль в счетчике каналов D5, обработчик устанавливает указатели, ЭЛД-индикатор и выходные сигналы. Затем проверяется, не была ли нажата кнопка СТОП; такую проверку следует обязательно выполнять в конце (или начале) развертки, чтобы данные всегда усреднились по целому числу разверток. Если кнопка СТОП была нажата, программа переходит на метку stop sweep, в результате чего устанавливаются выход КОНЕЦ и стоп-флаг, а в вектор INT5 загружается адрес входной точки idle.

Если кнопка СТОП не нажималась, программа проверяет, не следует ли завершить измерения ввиду отработки заданного на передней панели числа разверток (число оставшихся разверток хранится в памяти в переменной num__sweeps), поскольку значение 0 обозначает «безостановочная работа», мы сначала проверяем на нуль; если num__sweeps = 0, это значение сохраняется и осуществляется переход на re__trigger, в противном случае значение num__sweeps декрементируется и снова проверяется на нуль. Если теперь оно равно нулю, это значит, что закончилась последняя запланированная развертка; в этом случае осуществляется переход на stop__sweep. Если развертки не исчерпались, выполняется программный блок re__trigger.

Блок re__trigger определяет режим запуска следующей развертки. Если переменная autoloop, установленная программой main после считывания состояния управляющей панели, имеет значение «истина», в вектор INT5 загружается адрес точки входа sweep__start, в противном случае загружается адрес wait__trig.

Заметьте, что в процессе смены вектора нет опасности прерывания, потому что пока ЦП выполняет обработку прерывания, прерывания запрещены; поскольку мы не включаем их в обработчике прерывания, они остаются запрещенными.

Прерывания от таймера: sweep__start и wait__trig. Эти входные точки используются, если следующее прерывание должно начать развертку, либо мы ожидаем импульса внешнего запуска (длительностью на менее 100 мкс!). Соответствующий адрес загружается в вектор INT5 либо в главной программе при нажатии кнопки ПУСК, либо в обработчике прерываний при завершении обработки не последней развертки (в точке re__trigger); по структурной схеме можно проследить, где это делается. Программный блок sweep__start сразу начинает развертку, и его структура проста: зажигается ЭЛД РАЗВЕРТКА, устанавливается выходной сигнал РАЗВЕРТКА, сбрасывается фиксатор бита кнопки СТОП («запоминание 1»), загружается вектор get__data, а затем происходит естественный переход на метку get__data. При последующих прерываниях вход в обработчик прерываний осуществляется через входную точку get__data.

Вход в обработчик через входную точку wait__trig осуществляется, если следующая развертка не должна начаться до получения внешнего сигнала запуска (параллельный порт А, бит 7). Поскольку нажатие на кнопку СТОП должно «пересиливать» запуск, программа сначала анализирует состояние входа СТОП (и переходит при наличии этого сигнала на метку stop__sweep), а затем входа внешнего запуска; если сигнал запуска отсутствует, происходит переход на метку idle, если присутствует - на метку sweep__start.

11.08. Характеристики.

Измерительный прибор на основе микропроцессора можно сконструировать таким образом, чтобы весь сбор данных осуществлялся быстрой аппаратурой, а микропроцессор выполнял лишь функции начального запуска и вывода информации. Такой прибор будет работать с максимальной скоростью, определяемой быстродействием аппаратуры, а микропроцессор придаст ему гибкость и облегчит работу с ним. Разумеется, вы платите сложностью и стоимостью аппаратуры; кроме того, гибкость прибора может оказаться невысокой из-за фиксированной аппаратной организации. Если в противоположность такому подходу вы упрощаете аппаратуру и используете процессор для обработки данных в реальном времени, как это сделано в нашем примере, вы можете удешевить аппаратуру и повысить гибкость прибора за счет, возможно, его быстродействия. Во многих случаях, однако, быстродействие не имеет решающего значения, и выбор оказывается однозначным.

В нашем случае базовая частота выборок и, следовательно, ширина канала ограничиваются скоростью работы процессора. Программа обработки любого прерывания должна завершиться до поступления следующего. При проектировании нашего прибора мы оценили необходимый объем обработки и решили, в значительной степени интуитивно, что 100 мкс хватит для ее выполнения. Естественно, уверенности у нас не было, но в случае необходимости мы были готовы пойти на уменьшение частоты выборок.

Посмотрим теперь на числа. Технические характеристики МП 68008, которые представляют собой том объемом 100 страниц, включают таблицы времен выполнения команд (в числе тактов). С помощью этих таблиц мы рассчитали длительности выполнения программных блоков, упоминавшиеся в тексте. Ниже приведены расчетные данные (с учетом операций векторизации и возврата) для обработчика прерываний;

Входная точка · Время выполнения (мкс). Idle              37. Det__data     46,3 (внутри канала).                     61 (конец канала).                     92 (конец развертки, ручной СТОП).                     105 (конец развертки, программный останов).                     113 (конец развертки, ожидание внешнего запуска).                     114 (конец развертки, автозапуск). Sweep__start 61. Wait__trig     46 (нет запуска).                     69 (запуск).

Большая часть приведенных длительностей не превышает «длительности пульса» усреднителя сигналов (100 мкс), что, конечно, очень хорошо. В трех случаях, однако, время обработки прерывания оказывается больше 100 мкс. Первая ситуация (конец развертки, программный останов) не страшна, поскольку затрата нескольких липших микросекунд после того, как все данные собраны, не имеет значения. Точно так же вряд ли вас обеспокоит вторая критическая ситуация (ожидание внешнего запуска), так как между сигналом внешнего запуска и началом очередной развертки всегда можно допустить некоторое время ожидания. Однако от последней ситуации (конец развертки, автозапуск) можно ожидать неприятностей, так как в режиме автозапуска мы ожидаем значение полного периода, точно равное 256 х ширина канала. В действительности, однако, здесь все в порядке по следующей причине. При использовании усреднителя сигналов в режиме автозапуска внешнее оборудование всегда запускается от усреднителя (для чего и предусмотрен выходной сигнал РАЗВЕРТКА), и если период будет отличаться на долю процента от ожидаемого, никакой беды не будет. Если, однако, вам необходимо завершать обработку за время, меньшее 100 мкс, используйте МП 68008 с тактовой частотой 10 МГц, отчего все длительности окажутся меньше на 20 %; это даст для наихудшего случая значение, меньшее 100 мкс (фактически 91 мкс). Однако при использовании более быстрого процессора не забудьте подправить программу обработчика, чтобы предоставить АЦП достаточное время для преобразования.

В целом, наше предположение, что МП 68008 позволит осуществлять выборку с частотой 10 кГц, оправдалось. Авторам это особенно приятно, так как мы написали все до последнего параграфа, и лишь тогда сами узнали, что были правы. Очевидно также, что безнадежно добиться от нашего прибора частоты 20 кГц без перехода на аппаратную обработку данных.

11.09. Некоторые дополнительные соображения.

В процессе разработки прибора мы, сталкиваясь с различными возможными вариантами элементов аппаратного или программного обеспечения, должны были принять какое-то решение. Во многих случаях выбор варианта не был однозначным. Чаще всего, правда, «наилучшее решение» представлялось очевидным, но иногда альтернативный вариант был ничем не хуже; в таких случаях, как правило, мы старались выбрать решение, отличающееся максимальной простотой или иллюстрирующее наиболее употребительную методику (избегая хитроумных приемов, основанных на тонких особенностях аппаратуры), а также приводящее к упрощению программы. В реальной жизни (в противоположность книгам) вполне естественно использовать особенности аппаратуры; естественно также писать сложные программы. Рассмотрим некоторые элементы нашего проекта, допускающие альтернативные решения.

Чтение состояния органов управления с помощью таблицы. В нашей программе предусмотрен программный блок, выполняющий чтение и анализ различных битов с управляющей панели, а также соответствующую установку программных параметров. Это распространенный и удобный способ настройки программы. Имеется, однако, и другое, не менее удобное решение, и при этом допускающее простую модификацию. Организуется короткий цикл опроса битов управляющей панели, при этом адреса портов, расположение битов и соответствующие им настраиваемые переменные программы описываются с помощью таблиц. Поскольку такая методика требует особых разъяснений и в нашем случае, возможно, привела бы к усложнению программы, мы выбрали более простое решение: включение в программу однозначных строк чтения органов управления. Однако в приложениях с большим числом параметров, особенно, если вам может понадобиться изменять назначение или значения входных битов, удобнее использовать табличную методику.

Одновибратор подсветки. Мы использовали для подсветки луча дисплея «программный импульс» параллельного порта, потому что считали необходимым продемонстрировать эту полезную методику. При этом мы особо подчеркнули, что при включенных прерываниях нельзя получить надежный программный импульс. Другая возможность заключается в использовании (вместо бита параллельного порта) аппаратного импульсного генератора, например, микросхемы одновибратора. Такого рода микросхемы, вообще говоря, применять рискованно, однако для нашего случая прекрасно подходит микросхема 8536 СIО фирмы Zilog, содержащая встроенный одновибратор, с которого можно снять выходной сигнал. Этот одновибратор фактически образуется с помощью одного из трех встроенных таймеров, что позволяет программно управлять длиной его импульса (вы даже можете соединить два таймера последовательно и получить более длинный импульс). В нашем приборе используются не все таймеры; и описываемая методика оказывается весьма удобной. С ее помощью сокращается программа обработчика прерываний и возникает возможность оптимальной настройки длительности Z-импульса подсветки.

«Запоминание 1» для кнопки СТОП. При чтении состояния кнопки СТОП мы воспользовались полезным качеством микросхемы 8536, именно, наличием встроенного триггера «запоминания 1». При инициализации микросхемы 8536 можно придать свойство запоминания 1 любому биту входного порта; этот бит затем устанавливается при кратковременном нажатии на кнопку и удерживает это состояние до программного сброса при выполнении цикла записи в этот бит порта. Для нашего случая это очень удобно, потому что нам надо фиксировать нажатие кнопки СТОП только в конце развертки. Длительность развертки может составлять много секунд, и встроенная память позволяет избежать периодического считывания состояния кнопки СТОП; поэтому в нашей программе состояние бита СТОП анализируется только в конце развертки (см. рис. 11.21).

Большинство микросхем параллельных портов не содержит входной памяти, и вам может понадобиться запланировать в программе действия, которых нам удалось избежать. Сделать надо следующее. Прежде всего определите внутренний программный флаг, который можно назвать stop__at__end (останов в конце); в программе это определение следует поставить после stop__flag. Не забудьте сбросить этот флаг перед входом в цикл приема данных; удобно это сделать после считывания состояния управляющей панели. Далее добавьте в цикл update__loop несколько команд, чтобы периодически проверять вход stop__bit и, если кнопка СТОП нажата, установить флаг stop__at__end. Наконец, измените строки обработчика прерывания так, чтобы в конце каждой развертки проверялась не кнопка СТОП, а этот программный флаг.

_{Упражнение 11.17. Впишите карандашом предлагаемые изменения в листинг программы.}

Обработчик прерывания: несколько точек входа или флаги? В программе обработчика прерываний мы предусмотрели несколько входных точек, по одной на каждое возможное состояние прибора (бездействие, ожидание сигнала запуска, начало развертки, накопление данных). Поскольку обработчик прерываний не является вызываемой подпрограммой, и вход в него осуществляется по вектору, программа при каждом изменении состояния изменяет и точку входа, загружая ее адрес в ячейки вектора (в начале памяти). Очевидно, что вместо этого можно иметь в обработчике одну точку входа, а для передачи управления на требуемый программный блок предусмотреть строки анализа флага. В этом случае программа передает обработчику информацию о требуемых действиях путем изменения состояния программного флага (вместо того, чтобы настраивать вектор прерываний). Такой метод отличается простотой, однако программа выполняется медленнее, поскольку при каждом входе в обработчик осуществляются проверки и переходы. Разница, впрочем, не так уж велика, и вы вполне можете изменять функцию драйвера с помощью флагов, если этот способ вам нравится больше.

Последовательный порт: дамп данных и управление ведомым. Как уже отмечалось в разд. 11.06, наш усреднитель сигналов не обладает важным свойством пересылки усредненных данных на другой компьютер. Программа выполнения этой операции не сложна, однако громоздка, так как должна включать процедуры инициализации (как для микросхемы 8536), упаковки данных, а также квитирования, чтобы приемник данных мог инициировать передачу данных и подтверждать их прием.

Если предположить, что связь с другим компьютером осуществляется через последовательный порт, имеет смысл использовать этот порт и в качестве альтернативной управляющей панели, чтобы внешний компьютер мог настраивать параметры и запускать накопление данных. Для этого специальная программа анализа должна «отлавливать» определенные байты, которые компьютер посылает в усреднитель, чтобы получить управление. С помощью дополнительных байтов определяются сами параметры (ширина канала, число разверток и др.), причем диапазоны изменения параметров не ограничиваются количеством фиксированных положений переключателей, как это имеет место в нашем приборе с управляющей панелью. Разумеется, надо предусмотреть программное обеспечение, переключающее прибор на управление от управляющей панели, если из компьютера не поступает запрос на управление. Это позволит нам и на земле погулять, и в рай попасть: простота настройки с помощью ручек на передней панели будет сочетаться с гибкостью компьютерного управления.

Чтение органов управления с плавной регулировкой. В описываемом микропроцессорном приборе нам удалось избежать сложностей, присущих органам управления с плавной регулировкой, так как мы использовали более простые устройства - переключатели, каждый из которых связан с одним из битов параллельного порта. Нежелание разработчиков усложнять себе жизнь привело к появлению неоправданной тенденции полного отказа от органов плавной регулировки, которые заменяются (например, в генераторе с микропроцессорным управлением) парами кнопок «вверх» и «вниз». Возможно, вы, как и мы, испытываете ностальгическое желание плавно покрутить ручки. Наш усреднитель сильно выиграл бы при наличии ручки, позволяющей выбрать определенный канал и вывести на экран его адрес и число отсчетов в нем.

Простейший способ организации плавного управления в микропроцессорном приборе заключается в использовании АЦП, преобразующего напряжение от переменного резистора, укрепленного на передней панели и подключенного между напряжением +5 вольт (или другим, более удобным) и землей. В продаже имеются небольшие дешевые микросхемы 8-битных АЦП, скомпонованных с 8-битными мультиплексорами и дискретизаторами с памятью; обычно у вас остается несколько свободных входов, которые можно использовать для чтения нескольких органов управления на передней панели. Можно даже с помощью АЦП прочитать состояние «-позиционного поворотного переключателя — достаточно подключить его выводы к цепочке из n — 1 резистора равной величины и подать на АЦП выходное напряжение!

Если вам нужно иметь лучшее разрешение, чем обеспечивает простой 8-битный АЦП, подумайте о многооборотном кодировщике. Он укрепляется на передней панели и имеет размер не больше обычного переменного резистора. Кодировщик содержит пару оптических прерывателей, формирующих, по мере вращения ручки, импульсы, сдвинутые по фазе на 90°. Сдвиг импульсов по фазе дает возможность определить, в каком направлении поворачивается ручка (см. рис. 8.97). В отличие от обычного переменного резистора, многооборотный кодировщик не имеет фиксатора, что и позволяет поворачивать его ось на много оборотов. Типичный узел такого рода серии Bourns EN формирует 256 импульсов на один оборот.

Микросхемы аппаратной поддержки микропроцессора.

В нашем микропроцессорном приборе использованы 22 интегральные схемы, из которых 10 представляют собой мощные функциональные БИС (ЦП, память, параллельные и последовательные порты, календарь-часы, АЦП и ЦАП), а остальные 12, составляющие очевидное большинство, являются низменными вентилями, триггерами, буферами и фиксаторами. Эти микросхемы низкой и средней степени интеграции нужны для сочленения между собой больших микросхем и иногда называются «склеивающей логикой». Количество этого клея можно существенно уменьшить, если прибегнуть к помощи ПЛМ или даже (в условиях массового выпуска) заказных или полузаказных микросхем, специально разработанных под конкретную задачу. Тем не менее, фиксаторы и, особенно, тристабильные буферы используются весьма интенсивно во всех микропроцессорных системах, так что краткий обзор имеющихся возможностей вполне уместен. После этого мы коснемся некоторых распространенных поддерживающих БИС (последовательные и параллельные порты и преобразователи) и завершим главу обсуждением запоминающих устройств.

11.10. Микросхемы средней степени интеграции.

Фиксаторы и D-регистры. Фиксаторы и регистры уже упоминались в разд. 8.24. Термин «фиксатор», строго говоря, относится к прозрачному фиксатору, у которого состояние выходов повторяет состояние соответствующих входов (на время действия сигнала разрешения). Так называемый фиксатор с фиксацией по фронту является, в действительности, регистром D-типа. Он состоит из D-триггеров с общим тактовым входом. Различие в функционировании этих схем приводит к важным последствиям, когда они используются для фиксации данных, поступающих с магистрали, что связано с особенностями относительной синхронизации во времени сигналов данных и строба записи. В частности, в соответствии с протоколом некоторых микропроцессорных магистралей (например, машин IBM PC), данные не обязательно будут достоверными на фронте строба записи, однако гарантируется их достоверность на срезе этого сигнала (и в течение некоторого минимального времени после него); см. рис. 10.6 и 11.22. При использовании прозрачного фиксатора с разрешением на все время стробирующего сигнала на его выходе почти наверняка появятся переходные состояния, как это показано на рис. 11.22.

Рис. 11.22. Синхронизация цикла записи, а — прозрачный фиксатор; б — регистр с фиксацией по перепаду.

С другой стороны, выходы регистра D-типа (тактируемого в нашем случае по срезу строба) изменяют свое состояние по перепаду строба и гарантированно не будут иметь ложных состояний. Важно отметить, что выходные биты, состояние которых с момента последнего цикла записи не изменялось, будут неизменно находиться в тех же состояниях, не подвергаясь действию переходных процессов; таким образом, с помощью выходных линий фиксатора можно спокойно создавать сигналы данных и стробов для управления последующими электронными цепями.

Делая выбор между фиксатором и регистром, учтите, что на выходе прозрачного фиксатора достоверные данные появляются раньше, и иногда это может оказаться решающим доводом. Учтите также, что на многих магистралях (в частности, МП 68008) правильные данные поддерживаются в течение всего стробирующего сигнала с учетом времен упреждения и удержания, и в этом случае D-регистр можно тактировать по фронту, если для этого хватит времени упреждения.

Естественно, что на такой магистрали прозрачные фиксаторы не будут иметь на выходах переходных состояний. На рынке имеется большое разнообразие и D-регистров, и прозрачных фиксаторов, с такими характерными чертами, как вход сброса, «разнесенные» выводы (все входы на одной стороне, все выходы на другой), инверсные выходы, тристабильные выходы (удобные для подключения к шине), а также раздельные по входам сигналы разрешения. Последнее качество упрощает внешнюю логику, позволяя тактировать фиксатор сигналом строба записи, а разрешать по входу сигналом с выхода дешифратора адреса. Характеристики фиксаторов были перечислены в табл. 8.9. Всеобщими любимцами являются восьмиразрядные тристабильные микросхемы `373 (фиксатор) `374 (D-регистр) или их модернизированные варианты с разнесенными выводами `573 и `574. Все они упакованы в DIP-корпусы с 20 выводами. В таком же корпусе выпускается микросхема `273, которая представляет собой микросхему `374 с сигналом сброса (но не тристабильную), а также микросхема `377-вариант `374 с сигналом разрешения (но без трех состояний). Более новые «долговязые» DIP-корпусы с 24 выводами имеют привычную ширину 0,3 дюйма, но предоставляют несколько дополнительных выводов. Так, новейшая серия `821 включает 8- и 9-разрядные регистры и фиксаторы со входами разрешения и сброса и тристабильными выходами, и все это в корпусах с разнесенными выводами.

Заметьте, что во многих приложениях некоторые из этих узких микросхем с 20 и 24 выводами могут оказаться удобнее причудливых БИС параллельных портов с 40 выводами (шириной 0,6 дюйма). Например, в нашей разработке мы использовали для ЭЛД-порта 8-разрядный регистр `273, а для порта DIP-переключателей 8-разрядный буфер `240. Вместо этого можно взять БИС параллельного порта вроде Zilog 8536 (хотя для такого примитивного прибора хватило бы и более простой микросхемы Intel 8255), которая стоит дороже, потребляет больше места и питания и требует дополнительного программирования. Однако для БИС характерна меньшая мощность выходов (1,7 мА на выходе и ничтожный входной ток у микросхемы 8255, в сравнении с 8 мА как на входе, так и на выходе у микросхемы `НСТ273). Некоторые микросхемы фиксаторов/регистров средней степени интеграции, когда дело доходит до выходных характеристик, напоминают могучих битюгов: микросхемы семейства `АС(Т) могут принимать и отдавать до 24 мА, а для серии `AS821 характерны значения 24 мА по входу и 48 мА по выходу. С другой стороны, БИС начинают играть всеми цветами радуги, когда вам требуется богатство возможностей (прерывания, причудливые режимы входов и выходов и т. д.), а не просто грубая сила.

Буферы. Другой тип микросхем, используемый в микропроцессорных разработках целыми пригоршнями, — это тристабильные буферы. С их помощью на шине устанавливают адреса и данные. Чаще всего вы просто посылаете данные в ЦП, как это было с вашим простым вводом данных с DIP-переключателя. Как и в случае фиксаторов, имеются варианты микросхем шириной 8 бит и более, с 20 и 24 выводами. Микросхемы могут иметь такие черты, как входной гистерезис (для подавления шума), инверсные выходы, разнесенные выводы, а также раздельные входы разрешения для двунаправленной передачи. Специальные двунаправленные буферы со входами направления и разрешения (вместо пары входов разрешения) называются приемопередатчиками; в табл. 8.5 перечислены их характеристики.

На рис. 11.23 показан двунаправленный буфер, использованный для усиления относительно маломощной (~ 5 мА) шины данных микропроцессора, что позволяет нагружать ее сопротивлением и емкостью платы, заполненной микросхемами; такие буферы обязательны в микрокомпьютерах, где плата ЦП должна направлять относительно большие токи в системную шину на объединительной плате, характеризующуюся высокой емкостью.

Рис. 11.23. Шинный приемопередатчик.

Часто можно найти микросхему средней степени интеграции с тристабильным выходным буфером и другими удобными для вас чертами; например, счетчик, фиксатор или даже АЦП/ЦАП с тристабильными выходами можно непосредственно подсоединить к микропроцессорной шине. В нашем примере так подключены АЦП//ЦАП. На рис. 11.24 показан другой пример буферизации шины: в некоторых микропроцессорах (например, 8086 и 8088) для экономии места функции выводов комбинируются, и на одни и те же выводы мультиплексируются и данные, и младшие разряды адреса.

Рис. 11.24. Мультиплектированная шина данных/адреса.

Выходной сигнал ALE (address latch enable, разрешение адресных фиксаторов) сопутствует правильному адресу и используется, как это показано на рисунке, для разрешения группы фиксаторов. Однако фиксировать данные нет необходимости, потому что стробирующие сигналы RD' и WR' действуют только когда сигналы данных имеют правильное значение. Обратите внимание на использование для буферизации двунаправленных линий данных приемопередатчика `245.

11.11. Периферийные БИС.

Общие характеристики. Как уже упоминалось, БИС аппаратной поддержки микропроцессора обычно выполняются на базе КМОП- или nМОП- технологии и заключаются в корпуса с 28 или 40 выводами. Для таких БИС характерна высокая степень гибкости, причем их параметры часто допускают программную настройку. Обычно эти БИС предназначаются для определенных микропроцессоров, но фактически их универсальность позволяет использовать БИС одной фирмы с микропроцессором другой; так, мы объединили в нашей разработке календарь-часы фирмы Intersil и два порта фирмы Zilog с ЦП фирмы Motorola. Новые модели периферийных БИС обычно дороги (например, цена микросхемы 8530 составляет около 25 долл.), стоя иной раз больше, чем сам ЦП. Однако постепенно цена модели падает по экспоненциальному закону, что характерно для технологии интегральных схем (и, к сожалению, мало для чего еще в этом мире!). На рис. 8.87 был проиллюстрирован этот, видимо, универсальный закон «Кремниевой Долины» (расположенной на разломе Сан-Андреас между Сан-Франциско и Сан-Хосе).

Несмотря на наши иной раз нелестные замечания в адрес периферийных БИС, они в ряде случаев абсолютно незаменимы; достаточно вспомнить дисковые и видеоконтроллеры. Другим широко распространенным типом БИС поддержки является УСАПП, универсальный синхронно-асинхронный приемопередатчик.

Как использовать УСАПП. УСАПП представляет собой микросхему последовательного порта с микропроцессорным управлением, например Zilog 8530 в нашей разработке. Хороший УСАПП обеспечивает программное управление скоростью передачи, многообразие форматов кадра (число бит, контроль четности и проч.), универсальные синхронные режимы работы (по протоколам вроде HDLC и SDLC), выбор метода модуляции (без возвращения к нулю, частотный, манчестерский), восстановление тактовой синхронизации, контроль ошибок и т. д. Большинство УСАПП обеспечивает режим прерываний, а многие даже блочную передачу данных по каналу ПДП. Почти любое семейство ЦП имеет собственный УСАПП, хотя о совместимости разных УСАПП мало кто думает. Например, фирма IBM для работы с МП Intel 8088 на своих компьютерах PC выбрала УСАПП National 8250 вместо Intel 8251. Мы остановились на Zilog 8530 (он используется также в компьютере Макинтош) из-за его гибкости, доступности и цены, и именно с его помощью мы рассмотрим вопросы подключения и программирования УСАПП.

УСАПП чаще всего используются для пересылки данных на или из терминалов, модемов, устройств для получения твердых копий (принтеры, плоттеры), а также для непосредственной связи компьютеров в общем во всех случаях, когда основными требованиями являются универсальная совместимость и простота соединения. Обычно по линии с помощью биполярных уровней интерфейса RS-232 последовательно передаются коды ASCII, как это было описано в разд. 9.14 и 10.19. В таких простых системах связи УСАПП эксплуатируется в асинхронном режиме, когда каждый 8-битовый символ заключается между старт- и стоп-битами и передается в виде 10-битовой строки с одной из стандартных скоростей; для такого рода применений микросхема 8530 слишком хороша.

Микросхема 8530 выпускается в корпусе с 40 выводами (рис. 11.25); она взаимодействует с ЦП с помощью набора процессорных интерфейсных линий, а с внешним миром — одновременно и независимо с помощью набора коммуникационных интерфейсных линий.

Рис. 11.25. Сигналы «последовательного коммуникационного контроллера» (УСАПП) Zilog 8530.

Интерфейс с процессором. Для подключения к шине ЦП в микросхеме 8530 предусмотрены 8 двунаправленных линий данных, а для программно-управляемого ввода-вывода обычная пара стробирующих сигналов (RD', WR') и сигнал разрешения микросхемы (СЕ'). Вход А/В определяет, к какому из двух каналов УСАПП осуществляется обращение, а сигнал D/C' показывает, передаются ли данные (высокий уровень D/C') или информация управления/состояния (низкий уровень D/C').

Как и в микросхеме 8536, здесь предусмотрено большое количество регистров управления/состояния, доступ к которым осуществляется парами последовательных пересылок (посмотрите еще раз программные строки инициализации порта 8536). Обычно линии А/В и D/C' попросту подключаются к младшим адресным линиям ЦП, что отображает их на начало адресного пространства, начинающегося с базового адреса УСАПП (определяемого логикой декодирования адреса в устройстве). Наконец, интерфейс с процессором включает четыре линии прерываний.

Коммуникационный интерфейс. Каждый из двух каналов УСАПП (обозначаемых А и В) включает линии передачи и приема последовательных данных (TxD, RxD) вместе с линиями, обеспечивающими квитированное управление модемом (RTS, CTS и т. д.). Соответствующие этим линиям выводы можно обнаружить в разъеме на задней панели компьютера. Кроме этого, предусмотрены менее знакомые тактовые линии, используемые только для синхронной передачи (TRxC, RTxC). Наконец, УСАПП требуется внешний тактовый сигнал с частотой, в 32 раза превышающей наивысшую скорость передачи.

УСАПП не имеет никакого представления о биполярных уровнях интерфейса RS-232, поэтому на всех упомянутых линиях следует использовать драйверы и приемники уровней RS-232. В течение десятилетий в качестве интерфейсных микросхем для уровней RS-232 использовались классические модели биполярных счетверенных драйвера 1488 и приемника 1489; однако для нашего прибора мы выбрали КМОП-микросхему МАХ233 (сдвоенный драйвер/приемник), большим достоинством которой является наличие встроенных удвоителей напряжения и инверторов, что позволяет ограничиться единственным источником питания +5 В. Заметьте, что мы не связывались с линиями управления модемом (RTS, CTS, DSR, DTR); вообще их, как правило, игнорируют, используя вместо аппаратного программное квитирование (Ctrl-S, Ctrl-Q), включаемое в поток данных.

Программное обеспечение. Как уже отмечалось, режимы работы УСАПП устанавливаются командами программы. Байт, посылаемый в УСАПП в командном режиме (сигнал D/C' имеет низкий уровень), интерпретируется УСАПП, как команда управления и устанавливает рабочий режим. Таким образом можно определить вид передачи (синхронная или асинхронная), число стоп-бит, контроль четности или нечетности и т. д. Простые УСАПП вчерашнего дня имели всего один управляющий регистр и программировались легко; хитроумные микросхемы вроде 8530 содержат буквально десятки регистров и для программирования требуют квалификации доктора философии. К сожалению, такова цена, которую вы платите за исключительную гибкость мощных БИС аппаратной поддержки микропроцессора.

Для иллюстрации сказанного рассмотрим последовательность команд инициализации микросхемы 8530 для работы в следующем режиме: асинхронная последовательная передача по каналу А, скорость 1200 бод, 8 бит, без контроля четности, 1 стоп-бит; кроме того, мы запретим прерывания. Полная процедура инициализации длинна и утомительна; мы приведем программу целиком, однако во всей красе рассмотрим лишь один-два важнейших командных байта. В табл. 11.6 перечислены регистры записи и чтения микросхемы 8530, доступ к которым, как мы уже объясняли, осуществляется в два этапа: сначала передается номер регистра в качестве команды (D/C' в низком состоянии), а затем происходит запись в регистр (или чтение из него).

Таблица 11.6. Регистры микросхем Zilog 8530.

Регистр · Функция. ^{_____________________} Регистры чтения. RR0 · Состояние буферов приема-передачи и внешнее состояние. RR1 · Состояние условия специального приема. RR2 · Немодифицированный вектор прерывания (канал А); модифицированный вектор (канал В). RR3 · Биты незавершенных прерываний. RR8 · Буфер приема. RR10 · Общее состояние. RR12 · Счетчик скорости пересылки (младший байт). RR13 · Счетчик скорости пересылки (старший байт). RR15 · Информация о прерывании, внешнее/состояние. Регистры записи. WR0 · Инициализация, указатели. WR1 · Прерывания и пересылка, определение режима. WR2 · Вектор прерывания. WR3 · Прием, параметры и управление. WR4 · Общие параметры и режимы. WR5 · Передача, параметры и управление. WR6 · Символы синхронизации или адресное поле SDLC. WR7 · Символ синхронизации или флаг SDLC. WR8 · Буфер передачи. WR9 · Управление и сброс прерывания ведущего. WR10 · Биты общего управления передачи/приема. WR11 · Управление режимом генератора. WR12 · Счетчик скорости пересылки (младший байт). WR13 · Счетчик скорости пересылки (старший байт). WR14 · Биты общего управления. WR15 · Управление прерыванием, внешнее/состояние.

Для буферов передачи и приема (WR8 и RR8) двухэтапная процедура не приемлема, так как эти регистры используются при пересылке каждого байта; для них достаточно простых операций чтения или записи при D/C' в высоком состоянии. Точно так же, байт состояния буфера требует непосредственного доступа, поскольку чтение его флага обычно осуществляется при каждой пересылке байта данных; в микросхеме 8530 предусмотрено чтение RR0 с помощью простой операции чтения команды/состояния (D/C' в низком состоянии). Ниже мы рассмотрим все это подробнее на основе простых программ на языке ассемблера.

Каждый бит каждого регистра что-то означает. Например, на рис. 11.26 можно найти регистры WR3 и WR4, с помощью которых устанавливаются различные коммуникационные характеристики.

Рис. 11.26. Два регистра, используемые для инициализации микросхемы Zilog 8530.

В регистре WR3 к асинхронным операциям относятся только биты D0 разрешения приемника, D5 разрешения аппаратного квитирования (см. след. раздел) с помощью сигналов управления модемом CTS и DCD, а также два старших бита, определяющие число бит на символ. Остальные биты связаны с синхронными режимами, которые мы собираемся выключить соответствующим выбором D2-D3 в WR4. Таким образом, мы устанавливаем (D7, D6) = (1,1), D5 = 0 и D0 = 1, т. е. в WD3 мы посылаем шестнадцатеричный байт С1. С помощью WR4 мы задаем режим генератора x16 (минимальный делитель для асинхронных операций — УСАПП должен выполнять опрос сигнала каждого бита в его середине, поэтому частота входного генератора делается кратной частоте передачи), 1 стоп-бит на символ (используется всегда, за исключением устаревшего стандарта на телетайпную передачу со скоростью 110 бод), отсутствие контроля четности; получается шестнадцатеричный байт 44. Заметьте, что состояние битов D5-D4 не имеет значения, так как они управляют синхронной передачей; произвольно также состояние D1 (контроль четности или нечетности), если D0 (включение контроля) равен 0. Заметьте также, что установка 1 стоп-бита на символ (что имеет смысл только для асинхронного режима) автоматически выключает синхронный режим, а вместе с ним и все биты регистра управления, определяющие синхронные операции (например, D4-D1 в регистре WR3). Таким же образом можно управиться и с остальными управляющими регистрами. Это довольно скучная работа, в процессе которой легко допустить ошибки.

В табл. 11.7 приведены правильные, как мы надеемся, значения байтов (мы их тщательно проверили!).

Таблица 11.7. Инициализация последовательного порта 8530^1).

Регистр · Байт²⁾ · Результат. ^{________________________________}  WR0 · (Указатель регистра) · Используется для доступа к WR1-WR15. WR1 · 00 · Запрет прерываний. WR2 · XX · Вектор прерываний (если разрешены). WR3 · С1 · 8 бит, разрешение приема. WR4 · 44 · х15, 1 стоп-байт без контроля. WR5 · 68 · 8 бит, разрешение передачи. WR6 · XX · Символ синхронизации (только синхронный режим). WR7 · XX · Символ синхронизации (только синхронный режим). WR8 · (Буфер передачи) · Передаваемые данные (прямой доступ с D/C' = 1). WR9 · СО · Сброс. WR10 · XX · Режимы синхронных операций. WR11 · 50 · Такты приема/передачи от генератора скорости пересылки. WR12 · 102₁₀ · Делитель скорости пересылки - старший байт. WR13 · 00 · Делитель скорости пересылки - младший байт. WR14 · 03 · Разрешение генератора скорости пересылки. WR15 · XX · Режимы прерываний (если разрешены). ^{_____ 1)} _{Асинхронный режим, 1200 бод, 8 бит, без контроля четности.} ²⁾ _{XX-произвольное состояние; все числа шестнадцатеричные, кроме WR12.} 

Обратите внимание на состояние XX (произвольное) для регистров, игнорируемых нами, в силу того, что мы не используем ни прерываний, ни синхронного режима. Регистр WR9 выполняет полный сброс микросхемы, который должен предшествовать любым другим командам. С помощью регистров WR12 и WR13 устанавливается 16-разрядное значение делителя частоты передачи, которое для микросхемы 8530 дается выражением частота передачи = f_такт/[2 (режим генератора) x (делитель + 2)]. Таким образом, при частоте генератора 4 МГц и режиме генератор x16 для скорости передачи 1200 бод получаем делитель 102₁₀ (фактически скорость передачи составит 1201,92 бод, что весьма близко к заданному значению). При выбранной нами частоте генератора возможны все стандартные скорости передачи вплоть до 9600 бод (для этой скорости делитель должен быть равен 13).

Заметьте, что в вашем распоряжении все многочисленные режимы работы УСАПП, устанавливаемые соответствующими последовательностями инициализирующих управляющих байт. Микросхема 8530, как и все УСАПП, обеспечивает также синхронную коммуникацию в различных режимах со скоростями до 1 Мбит/с; это особенно полезно для пересылки данных между двумя процессорами. Для нашего прибора такой способ пересылки не имеет смысла в силу ограниченного объема оперативной памяти, однако он может оказаться полезным при подключении жесткого диска.

Обратите внимание на необходимость пересылки из ЦП в УСАПП правильной последовательности инициализирующих байт до того, как начнут передаваться какие-либо последовательные данные, как это было и в случае параллельного порта 8536; в нашем примере последовательный порт не использовался, так что мы опустили его инициализацию. Программа 11.4 дает понятие о процедуре инициализации. Сложность программы (включая декодирование таблиц с данными с целью определения управляющих байтов) — это цена, которую вы платите за исключительную гибкость БИС поддержки микропроцессора.

После того как с помощью управляющих регистров установлен режим работы УСАПП, можно передавать и принимать байты данных с помощью циклов ЦП записи и чтения при высоком уровне сигнала D/C'. С целью определения наличия нового, ожидающего приема в ЦП байта данных или возможности пересылки в УСАПП нового байта для его дальнейшей передачи следует опрашивать регистр состояния (при низком уровне D/C'), конкретно D0 в регистре RR0 в первом случае, и D2 в том же регистре во втором.

В дополнение к этому по другим битам регистра состояния можно судить о фиксации ошибки четности, потере принимаемых данных и т. д. Часто эти страшные удары судьбы можно игнорировать и смело идти вперед. В программе 11.5 приведены фрагменты пересылки данных при том же, что и раньше, отображении регистров на адресное пространство.

Учтите, что эти примеры, в которых используется программный ввод-вывод с проверкой состояния (см. разд. 10.06–10.08), иллюстрируют работу простейших программных драйверов. В них работа ЦП останавливается на время циклического опроса флага состояния. Использование механизма прерываний позволяет повысить эффективность работы ЦП; это особенно справедливо для операций ввода. Микросхема 8530 может возбуждать прерывания по любому указанному условию; от нее даже можно получить в качестве подтверждения выбранный вами 8-битовый вектор, если использовать линии подтверждения прерывания (IEI, IEO, INTACK). Все эти возможности реализуются с помощью управляющих байтов инициализации.

Микросхемы параллельного ввода-вывода (PIO). В состав нашего микропроцессорного прибора была включена многофункциональная микросхема параллельного порта (такого рода схемы часто объединяются с одним или несколькими таймерами). Использованная нами микросхема 8536 принадлежит тому же семейству, что и микросхема последовательного порта 8530 и использует схожие интерфейс с процессором и протокол настройки. Хорошие микросхемы параллельных портов позволяют программировать для каждого бита в отдельности направление передачи и режим (с фиксацией, с открытым стоком, с инверсией). Протокол передачи данных также можно запрограммировать; например, в микросхеме 8536 можно разрешить векторизуемые прерывания по любому сочетанию входных бит. Можно также выбрать один из четырех режимов квитирования (см. ниже).

Микросхемы РIО, как и все периферийные БИС, разрабатываются на базе nМОП- и КМОП-технологий, причем в новых разработках используется в основном последняя. С выходов таких схем можно снять, как правило, несколько мА, однако nМОП-схемы, в отличие от КМОП, обеспечивают лишь доли мА. Поэтому они обычно используются совместно с микросхемами мощных драйверов, позволяющих подключать к ним нагрузку, требующую значительных токов. Не пытайтесь подключать реле непосредственно к выходу микросхемы РIО (см. наши замечания относительно микросхем среднего уровня интеграции в разделе «Фиксаторы и D-регистры»).

На рис. 11.27 показан пример реальной схемы, конкретно для управления 6-разрядным дисплеем.

Рис. 11.27. Управление мультиплексированным дисплеем от РIО.

Конечно, вам придется написать программу для периодического вывода последовательных десятичных чисел, а также и «шагающего бита» через порт А, не забыв запретить прерывания на время вывода, чтобы предотвратить мерцание. Другой, более простой способ управления многоразрядным ЭЛД-дисплеем в микропроцессорной системе заключается в использовании чего-то вроде семейства «интеллектуальных дисплеев» фирмы Siemens-дисплейных секций, отображаемых на память, и выглядящих с точки зрения ЦП просто как участки памяти (см. рис. 9.24); поскольку такие дисплеи запоминают выводимые числа, запись в них требуется выполнять только при смене отображаемого числа.

Квитирование. Процедура квитирования требует некоторых пояснений. Представьте себя на месте внешнего устройства, посылающего байты данных в процессор через порт РIО. Вы хотите узнать, готов ли РIО принять следующий байт, т. е. извлечен ли процессором предыдущий байт. Для выполнения этой операции следует предусмотреть в РIО специальный выход «готов к приему данных» (ready for data, RFD), который сбрасывается РIО после получения от вас нового байта, и вновь устанавливается после того, как этот байт забирается центральным процессором. Другими словами, вы имеете право стробировать свои данные в любой момент, если только установлен RFD.

На рис. 11.28 показано, как реализуется это «взаимное квитирование», которое является одним из четырех режимов квитирования, предусмотренных в микросхеме 8536.

Рис. 11.28. Квитирование.

При вводе данных внешний источник может установить данные, но не устанавливает строб ACKIN' (такое название этого вывода придумала фирма Zilog!) до обнаружения установленного сигнала RFD. Устройство снимает строб (и может снять данные), обнаружив сброс RFD, затем снова ожидает установки RFD. При выводе данных процессы протекают аналогично. РIО устанавливает сначала данные, затем сигнал DAV' (data available, данные установлены). Внешнее устройство фиксирует данные, после чего устанавливает сигнал подтверждения ACKIN'. Это заставляет РIО сбросить и данные, и DAV'. Последнее воспринимается внешним устройством, как команда на сброс ACKIN', чем начинается новый цикл. Заметьте, что квитирование полностью взаимно, т. е. каждый участник передачи данных на каждом шаге ждет вершения своей части операции вторым соучастником. Такое полностью взаимное квитирование гарантирует отсутствие потерь данных. Иногда, однако, протокол можно упростить. В микросхеме 8536 предусмотрен режим «импульсного квитирования», в котором сигнал ACKIN' не обязан ожидать разрешения на сброс; в этом случае сигнал ACKIN' представляет собой импульс длительностью по меньшей мере 250 нс, возбуждаемый, когда установлены RFD или DAV', как было описано выше.

Легко сообразить, что режим квитирования выбирается в процессе инициализации посылкой тех же всеобъемлющих управляющих байтов. Если выбран один из режимов квитирования, все или некоторые из четырех линий порта С используются в качестве ACKIN', DAV' и RFD. Если вы не назначаете порту режим квитирования, линии порта С можно использовать, как обычные биты ввода-вывода, точно так же, как порты А и В.

Предупреждение: общий недостаток многих периферийных БИС, особенно с тактирующим входом, заключается в непомерно большом времени успокоения после каждой операции. Весьма показателен наш опыт работы с микросхемой 8530: при использовании МП 68000 на частоте 10 МГц пришлось между последовательными циклами вывода включить несколько команд NOP, потому что скорость, с которой ЦП мог посылать последовательные байты (интервал между байтами 0,8 мкс) была выше скорости их приема микросхемой 8530 (минимальное значение «допустимого времени восстановления после доступа» для 8530 составляет 1,7 мкс). Учтите также своеобразные требования к синхронизации процессорного интерфейса. Вспомним, что в нашем микропроцессорном приборе периферийные схемы Zilog требовали необычно большого времени предустановки адреса по отношению к фронту строба чтения (80 не), что заставило нас добавить схемы для генерации задержанного сигнала RD'. Эти особенности, с которыми вы не встретитесь при использовании простых цифровых схем среднего уровня интеграции, являются результатом необходимости тактирования внутренних состояний микросхемы, относительно низкой скорости работы КМОП-схем, или и того, и другого.

Единственный путь борьбы с этими неприятностями БИС-тщательное проектирование, что включает в себя внимательное изучение технических характеристик микросхем, обмен опытом с другими пользователями и исчерпывающее тестирование. Если, испытывая опытный образец, вы замечаете какую-то аномалию, не надейтесь, что она пропадет в более тщательно разработанном конечном варианте. Как раз наоборот, именно аномалии вам и надлежит отыскивать. Обычно, отлаживая опытный образец, вы можете испытать свою схему гораздо надежнее, искусственно изменяя тактовую частоту, питающее напряжение и, возможно, температуру (с помощью тепловой пушки).

Аналого-цифровые и цифро-аналоговые преобразователи на микропроцессорной магистрали. Ввиду широкого внедрения устройств сбора данных с микропроцессорным управлением (в противоположность автономным приборам) новейшие модели АЦП и ЦАП стали разрабатываться с учетом возможности их подключения к микропроцессорной магистрали. Например, «микропроцессорно-совместимые» ЦАП имеют шины передачи входных данных шириной 1 байт и два входных буфера, так что вы можете зафиксировать 12-разрядную величину, поступающую по 8-разрядной шине, за два цикла записи; двойная буферизация обеспечивает одновременное поступление на вход преобразователя всех 12 разрядов преобразуемой величины, что уменьшает переходные выбросы на выходе. Аналогично этому микропроцессорно-совместимые АЦП комплектуются тристабильными выходными драйверами, организованными в группы шириной 8 бит. И АЦП, и ЦАП часто используют «магистрально-ориентированные» сигналы типа RD', WR' и CS'. Такие преобразователи можно непосредственно подключать к микропроцессорной магистрали, используя лишь незначительный объем «склеивающей» логики для декодирования адреса. Вам не приходится мучиться с обычными интерфейсными атрибутами вроде внешних фиксаторов и тристабильных драйверов. Можете вспомнить, как все просто выглядело в нашем приборе, включавшим и АЦП, и ЦАП.

Несколько примеров. Микросхема AD7537 фирмы Analog Devices представляет собой двухканальный 12-разрядный ЦАП с 8-битовой загрузкой (т. е. каждая 12-битовая величина загружается за два цикла магистрали, как 8 + 4), со средствами одновременного обновления двух 12-разрядных каналов с двойной буферизацией (рис. 11.29); вариант AD7547 снабжен входом, шириной 12 бит, предназначенным для 16-разрядных магистралей. Микросхема AD7572 той же фирмы — это 12-разрядный АЦП, не требующий «склеивающих» схем, с возможностью параллельного вывода шириной 8 или 12 бит через тристабильные драйверы; эту схему можно легко подключить к микропроцессорным магистралям шириной как 8, так и 16 бит. Некоторые преобразователи, совместимые с магистралями, даже позволяют задавать выравнивание слова, меньшего по ширине, чем магистраль, влево или вправо. Выбирая преобразователь для подключения к микропроцессорной магистрали, остерегайтесь устройств с замедленной синхронизацией процессорного интерфейса (что не имеет никакого отношения к скорости преобразования), которая может заставить вас предусматривать состояния ожидания, задержанные стробы и т. д. Например, микросхема AD558, во всех остальных отношениях превосходный автономный 8-разрядный АЦП, характеризуется минимальным временем упреждения данных по отношению к срезу сигнала WR' 200 нс, что требует, при использовании его с МП 68008, введения состояния ожидания.

Рис. 11.29. 12-разрядные двухканальные ЦАП (с любезного разрешения Analog Devices), а — микросхема 7537 с шириной загрузки 1 байт; б — микросхема 7547 с шириной загрузки 12 бит.

При подключении к микропроцессору любого АЦП с разрешением 12 бит и более подумайте об изоляции выходов микросхемы АЦП от системной магистрали с помощью буферов (или даже опторазвязок); в противном случае переходные процессы в цифровых цепях и наводки от микропроцессора могут легко ухудшить разрешение. При высоком разрешении (16 бит и более) может оказаться необходимым разместить преобразователь вне корпуса, содержащего цифровую электронику. В качестве примера возможных неприятностей мы можем описать наш опыт работы с промышленной платой 16-разрядного АЦП, предназначенного для IBM PC. Модуль преобразователя размещался прямо на плате, внутри компьютера. Мы скептически отнеслись к возможности достижения максимального 16-битового разрешения, и перед покупкой платы осведомились, какова будет реакция АЦП на приложение к его аналоговым входам постоянного напряжения. В отделе технической поддержки фирмы-изготовителя нас заверили, что колебания будут «не более двух соседних цифровых кодов». Фактически выходные показания метались в пределах семи соседних кодов, что снижало разрешение до 14 бит. По предложению фирмы мы принесли им плату для испытаний, которые лишь подтвердили проблему шума. Когда мы спросили «как же так?», нам сказали, что введший вас в заблуждение сотрудник уже у них не работает. Нам сообщили, что все их платы работают точно так же; и, добавляя оскорбления к ущербу, пригрозили взыскать с нас стоимость «обслуживания», состоявшего в испытаниях платы.

11.12. Запоминающие устройства.

В обычном микрокомпьютере увеличить объем памяти несложно - вам лишь надо решить, сколько мегабайт стоит добавить, и к какому поставщику обратиться. Больше умственных усилий надо затратить при разработке прибора с микропроцессорным управлением, где распределение памяти является элементом проектирования, и где совместно используются блоки запоминающих устройств разных типов — энергонезависимые ПЗУ для хранения программ, а энергозависимые ОЗУ для временного размещения данных и стеков, а также как рабочее пространство программы. Энергонезависимые ПЗУ с «зашитыми» программами широко используются в микропроцессорных устройствах, чтобы избавиться от необходимости каждый раз при включении прибора загружать программу. В настоящем разделе мы рассмотрим различные виды памяти: статические и динамические ОЗУ (оперативные запоминающие устройства), РПЗУ (репрограммируемые постоянные запоминающие устройства), ЭРПЗУ (электрически стираемые репрограммируемые постоянные запоминающие устройства). Как только вы немного в них разберетесь, выбор уже не составит труда. Можете сразу обратиться к рис. 11.35, где мы свели воедино типы запоминающих устройств.

Статические и динамические ОЗУ. В статических ОЗУ биты хранятся в матрицах триггеров, в то время как в динамических ОЗУ-в заряженных конденсаторах. Бит, записанный в статическое ОЗУ, остается в нем до тех пор, пока не будет перезаписан, или пока не выключится источник питания. В динамическом ОЗУ данные, если их не «регенерировать», исчезнут менее чем через секунду. Другими словами, динамическое ОЗУ непрерывно забывает данные, и чтобы их сохранить, приходится периодически опрашивать «строки» двумерной матрицы битов в микросхеме памяти. Например, в ОЗУ объемом 256 кбит к каждому из 256 рядов приходится обращаться каждые 4 мс.

Вы можете задаться вопросом, кому же придет в голову выбирать динамическое ОЗУ? Дело в том, что обходясь без триггеров, динамическое ОЗУ занимает меньше места, в результате чего микросхема большей емкости оказывается дешевле. Например, популярное сегодня статическое ОЗУ емкостью 32Кх8 (256 кбит) стоит около 10 долл., в два раза больше нынешней цены динамического ОЗУ емкостью 1 Мбит. В результате, используя динамические ОЗУ, вы за половину стоимости будете иметь в 4 раза больше памяти.

Теперь, наверное, вы удивляетесь, кому же нужны статические ОЗУ (что-то вас кидает из стороны в сторону)? Основное достоинство статических ОЗУ заключается в их простоте. Отпадает необходимость в циклах регенерации, не нужно заботиться об их синхронизации (циклы регенерации конкурируют с обычными циклами обращения к памяти и должны поэтому жестко синхронизоваться). В простых системах с ограниченным числом микросхем памяти естественно использовать статические ОЗУ. К тому же большая часть нынешних статических ОЗУ используют КМОП-технологию, что существенно для приборов с батарейным питанием. Между прочим, статическое КМОП ОЗУ, автоматически переключаемое на батарейное питание при выключении основного (с помощью микросхемы управления питанием типа МАХ690), представляет неплохую альтернативу ПЗУ в качестве энергонезависимой памяти. Другим достоинством статических ОЗУ является их высокое быстродействие (выпускаются микросхемы с характерным временем 25 нс и менее), а также удобная компоновка секциями по 8 бит. Рассмотрим оба типа ОЗУ подетальнее.

Статические ОЗУ. Мы уже столкнулись со статическим ОЗУ в нашей микропроцессорной разработке, где одно такое ОЗУ емкостью 32Кх8 использовалось для размещения данных, стека и рабочей области (программа была записана в РПЗУ). Организовать обмен данными со статическим ОЗУ проще простого: в цикле чтения вы устанавливаете сигналы адреса, выбора микросхемы (CS') и разрешения выхода (OE'); запрошенные данные появляются на тристабильных линиях данных спустя максимум t_aa (адресное время доступа). В цикле записи вы устанавливаете сигналы адреса, данных и CS', а затем (спустя время упреждения адреса t_as) импульс разрешения записи (WE'); достоверные данные записываются в конце импульса WE'. Действующие временные ограничения для 120 нс статического ОЗУ показаны на рис. 11.30, из которого видно, что «быстродействие» памяти — это время от установки достоверного адреса до достоверных данных (при чтении) или до завершения цикла записи (при записи). Для статических ОЗУ интервал времени между последовательными обращениями к памяти («длительность цикла») равен времени доступа; для динамических ОЗУ, как будет показано ниже, это не так.

Рис. 11.30. Синхронизация статического ОЗУ с быстродействием 120 нс. а — цикл чтения, б — цикл записи.

Микросхемы статических ОЗУ могут иметь емкость от 1 Кбит (или меньше) до 1 Мбит при ширине 1, 4 или 8 бит. Быстродействие (время доступа) колеблется от 150 до 10 нс или около того. В настоящее время широко используются недорогие статические КМОП ОЗУ емкостью 8Кх8 и 32Кх8 с временем доступа 80 нс, а также меньше по емкости, но более быстродействующие (< 3 нс) статические КМОП ОЗУ для кеш-памяти. Варианты микросхем могут иметь отдельные выводы для входов и выходов, два порта доступа и то или иное внешнее оформление (например, однорядный корпус SIP). Может быть это и существенно, однако заметьте, что вам не надо заботиться, чтобы линии данных ЦП подключались обязательно к одноименным выводам микросхемы памяти — ведь независимо от порядка соединения вы при чтении всегда получите то же, что записали! Это замечание справедливо и для адресов. Однако не пытайтесь так поступить с ПЗУ.

_{Упражнение 11.18. А почему?}

Динамические ОЗУ. По сравнению со статическими ОЗУ динамические ОЗУ — это сплошная мигрень. На рис. 11.31 показан нормальный цикл. Адрес (содержащий, например, для ОЗУ объемом 1 Мбайт 20 бит) расщепляется на две группы и мультиплексируется на вдвое меньшее число выводов, сначала «адрес строки», стробируемый сигналом RAS' (Row Address Strobe — строб адреса строки), а затем «адрес колонки», стробируемый сигналом CAS' (Column Address Strobe — строб адреса колонки).

Рис. 11.31. Циклы чтения и записи динамического ОЗУ (Motorola, 120 нс).

Данные записываются (или читаются в соответствии с состоянием входа направления R/W') вслед за установкой CAS'. Перед началом следующего цикла памяти должно пройти некоторое время «выдержки RAS», поэтому длительность цикла больше времени доступа; например, динамическое ОЗУ может иметь время доступа 100 нс и длительность цикла 200 нс. Цикл регенерации выглядит так же, но без сигнала САS'. Вообще-то обычные обращения к памяти отлично ее регенерируют, если только вы можете гарантировать обращения со всеми возможными адресами строк!

Динамические ОЗУ, как и статические, выпускаются с шириной данных 1, 4 и 8 бит, емкостью от 64 Кбит до 4 Мбит и с быстродействием приблизительно от 70 до 150 нс. Наиболее популярны большие 1-битовые микросхемы, что вполне объяснимо: если вам нужна большая матрица памяти, скажем объемом 4 Мбайт и шириной 16 бит, и имеются в наличии ОЗУ емкостью 1 Мбит с организацией 1Мх1 и 128Кх8, имеет смысл использовать 1-битовые микросхемы, потому что (а) каждая линия данных будет подключена только к двум микросхемам (а не к 16), что существенно уменьшит емкостную нагрузку, и (б) эти микросхемы занимают меньше места, потому что меньшее число выводов данных более чем компенсирует дополнительные адресные выводы. Кроме того, 1-битовые микросхемы, как правило, дешевле. Приведенные рассуждения справедливы, если вы строите большую память, и не относятся, например, к нашему простому микропроцессору с памятью 32Кх8. Заметьте, однако, что улучшенная технология упаковки микросхем с высокой плотностью ("ZIP" и "SIMM") уменьшает важность минимизации числа выводов.

Существует ряд способов генерации последовательности мультиплексированных адресов и сигналов RAS, CAS и R/W', требуемой для управления динамическим ОЗУ. Поскольку это ОЗУ всегда подключается к микропроцессорной магистрали, вы начинаете работу с ним, обнаружив сигнал AS' (или эквивалентный ему), говорящий о том, что установлен правильный адрес из пространства динамического ОЗУ (о чем свидетельствуют старшие адресные линии). Традиционный метод заключается в использовании дискретных компонент средней степени интеграции для мультиплексирования адреса (несколько 2-канальных 2-входовых мультиплексоров `257) и генерации сигналов RAS, CAS, а также сигналов управления мультиплексором. Требуемая последовательность создается с помощью сдвигового регистра, тактируемого с частотой, кратной тактовой частоте микропроцессора или, что лучше, с помощью линии задержки с отводами. Для организации периодических циклов регенерации (только RAS) вам потребуется еще несколько логических схем и счетчик, отсчитывающий последовательные адреса строк. На все это уйдет около 10 корпусов.

Привлекательным способом, альтернативным «дискретным» схемам управления динамическим ОЗУ, является использование ПЛМ, причем для генерации всех необходимых сигналов достаточно одной-двух микросхем. Еще проще взять специальную микросхему «поддержки динамического ОЗУ», например, АМ2968. Такого рода микросхемы берут на себя не только мультиплексирование адресов и образование сигналов RAS/CAS, но также и арбитрацию регенерации вместе с образованием адресов строк; более того, они даже включают мощные драйверы и демпфирующие резисторы, которые нужны для подключения больших матриц микросхем памяти, как это будет объяснено ниже. К таким контроллерам динамических ОЗУ обычно прилагаются дополнительные микросхемы для синхронизации, а также обнаружения и коррекции ошибок; в результате небольшой набор микросхем полностью решает проблему включения динамического ОЗУ в вашу разработку.

Впрочем, почти полностью! Основные неприятности с динамическими ОЗУ начинаются, когда вы пытаетесь освободиться от наводок на всех этих стробирующих и адресных магистральных линиях. Суть проблемы заключается в том, что несколько десятков корпусов МОП-схем оказываются разбросанными на большой площади системной платы, причем ко всем корпусам подходят управляющие и адресные шины. Для подключения к ним нескольких десятков микросхем требуются мощные выходные каскады Шоттки; однако большая длина линий и распределенная входная емкость в сочетании с крутыми фронтами выходных каскадов приводят к появлению «звона» большой амплитуды. Часто можно увидеть на адресных линиях ОЗУ отрицательные выбросы до —2 В! Типичным средством борьбы (не всегда полностью успешной) является включение на выходе каждого драйвера последовательных демпфирующих резисторов с сопротивлением около 33 Ом.

Другая проблема заключается в огромных переходных токах, часто достигающих величины 100 мА на линию. Представьте себе микросхему 8-разрядного драйвера, у которого большинство выходов случайно переключаются в одном направлении, например, с высокого уровня на низкий. Это приводит к переходному току величиной около 1 А, который на некоторое время повышает потенциал нулевого вывода, а вместе с ним и всех выходов, которые должны были иметь низкий уровень. Отмеченная проблема отнюдь не носит академического характера — однажды мы наблюдали сбои в работе памяти как раз из-за таких переходных токов на нулевом выводе, образующихся из-за выбросов токов CAS-драйвера. При этом наводки, проходящие в RAS-драйверы той же микросхемы, оказывались достаточными для завершения цикла памяти!

Дополнительным источником наводок в динамических ОЗУ являются большие переходные токи, образованные микросхемами в целом, причем наиболее честные разработчики даже включают сведения об этом явлении в свои технические материалы (рис. 11.32).

Рис. 11.32. Переходные токи динамического ОЗУ.

Обычным средством борьбы является установка шунтирующих конденсаторов, подключенных к нулевой линии с малой индуктивностью; считается разумным шунтировать каждую микросхему керамическим конденсатором с емкостью 0,1 мкФ. Мы пришли к выводу, что логические драйверы 74F с внешними резисторами хорошо работают с динамическим ОЗУ, как и специальные драйверы типа Аm2966, которые включают интегральные демпфирующие резисторы. Контроллер динамического ОЗУ Аm2968, упоминавшийся выше, по заверениям разработчиков может обслуживать до 88 микросхем памяти без внешних компонент, давая при этом отрицательные выбросы не более —0,5 В. Даже более важным, нежели выбор конкретного драйвера, является использование нулевых линий с низкой индуктивностью и частого шунтирования U₊. Двухсторонние платы с узкими линиями заземления неминуемо приведут к неприятностям; макетные платы с накруткой проводов обычно немногим лучше.

Важно понимать, что сбои памяти, возникающие из-за наводок, могут в сильной степени зависеть от распределения бит в передаваемых данных и не всегда проявляются в простых тестах памяти на чтение/запись. Лучшим способом обеспечить надежную работу памяти является консервативное проектирование и исчерпывающее тестирование памяти (с осциллографическим исследованием форм сигналов).

Постоянные запоминающие устройства (ПЗУ). ПЗУ относятся к памяти, неразрушаемой при выключении питания (энергонезависимой), и нужда в них возникает практически в любой компьютерной системе. К примеру, в микрокомпьютерах необходимо иметь по крайней мере небольшое ПЗУ для хранения последовательности команд начальной загрузки, которая включает не только строки выделения стека и инициализации портов и прерываний, но также и команды, обеспечивающие чтение операционной системы с диска. Когда ваш персональный компьютер выполняет тестирование памяти и затем загружает DOS, он выполняет приказы некоторого ПЗУ. Кроме того, для микрокомпьютера типично хранение в ПЗУ некоторой части операционной системы (обычно наиболее аппаратно-зависимых модулей); эта часть называется «базовой системой ввода-вывода» (basic I/O system, BIOS) и обеспечивает стандартный механизм для обращения операционной системы к конкретным портам.

ПЗУ широко используются для хранения различных таблиц, например, для генератора символов, отображаемых на экране дисплея. В предельном случае вообще вся операционная система, включая даже компиляторы и графические программы, может размещаться в ПЗУ. Например, в микрокомпьютере Macintosh значительная часть системного программного обеспечения записана в ПЗУ, и почти все 256 Кбайт ОЗУ отдаются пользователю. Однако такой «ПЗУ-ориентированный» подход используется в микрокомпьютерах относительно редко ввиду его негибкости; заметьте, однако, что исправление ошибок и умеренные усовершенствования программного обеспечения могут осуществляться с помощью заплат, размещаемых в ОЗУ.

В приборах с микропроцессорным управлением ПЗУ используются более широко. В ПЗУ хранится вся автономная программа, а энергозависимое ОЗУ используется только для хранения массивов и временных данных. Именно так было сделано в нашем усреднителе сигналов. ПЗУ часто оказываются полезными в дискретной цифровой аппаратуре, например, для конструирования произвольных конечных автоматов, или в качестве хранилища таблиц поправок для линеаризации функции отклика измерительной системы. Рассмотрим кратко разные виды энергонезависимой памяти: ПЗУ с масочным программированием, а также электрически стираемые ЭРПЗУ.

РПЗУ. Стираемые программируемые постоянные запоминающие устройства выполняются в виде больших микросхем с кварцевым окном. Это, несомненно, самый популярный тип энергонезависимой памяти для компьютеров. РПЗУ используют КМОП- и МОП-технологию и состоят из больших матриц полевых и МОП-транзисторов с плавающим затвором, которые можно зарядить с помощью «лавинной инжекции» — процесса пробоя слоя, изолирующего затвор, при приложении напряжения свыше 20 В. Данные хранятся в РПЗУ неограниченно долго в виде ничтожного заряда (около 10⁶ электронов) изолированных «погребенных» затворов, которые можно рассматривать как конденсаторы с постоянной времени порядка столетий. Чтобы прочитать состояние отдельного конденсатора, ему надо выступить в качестве затвора канала полевого МОП-транзистора. Поскольку затвор электрически недоступен, стереть заряд можно лишь облучая микросхему интенсивным потоком ультрафиолетовых лучей в течение 10–30 мин, отчего запасенный заряд стекает за счет явления фотопроводимости. В результате отдельные байты РПЗУ выборочно стереть нельзя.

В первом издании этой книги мы упоминали «классическую» микросхему 2716, РПЗУ 2Кх8, стоившую 25 долл. Теперь она стала такой классической, что ее уже нигде не достанешь! Типичные РПЗУ нашего времени имеют емкость от 8Кх8 до 128Кх8 и цену несколько долларов. Время доступа обычно составляет 150–300 нс, хотя такие компании, как Cypress, предлагают ПЗУ небольшого объема с быстродействием 25 нс. Чтобы запрограммировать РПЗУ, к нему надо просто приложить повышенное напряжение (обычно 12,5 или 21 В), устанавливая при этом требуемые значения байтов.

Исходные алгоритмы требовали 50 мс на программирование каждого байта (что дает 100 с для микросхемы 2716, но для РПЗУ умеренного объема 32Кх8 превращается в полчаса). Выпуск больших ПЗУ потребовал от разработчиков изобретения более совершенных алгоритмов, в которых каждый байт программируется последовательностью импульсов длительностью 1 мс, причем после каждой записи делается попытка чтения; когда байт считывается правильно, выполняется окончательная запись, равная по длительности утроенной сумме всех предыдущих. Большая часть байтов программируется первым же импульсом, в результате на каждый байт тратится около 4 мс, а на все ПЗУ объемом 32Кх8 — 2 мин.

РПЗУ очень удобны при разработке опытных образцов, так как после стирания их можно использовать повторно. Они также применяются при выпуске небольших партий приборов. В продаже имеются более дешевые варианты РПЗУ без кварцевого окна, иногда называемые «РПЗУ однократного программирования». Хотя эти микросхемы не следовало бы называть РПЗУ, инженеры не желают изменять привычное название. Консервативные производители РПЗУ гарантируют сохранение в них информации в течение лишь 10 лет. Эта величина предполагает наихудшие условия (в частности, высокую температуру, которая приводит к утечке заряда); в действительности РПЗУ, похоже, не теряют данные, если только вам не попалась дефектная партия.

Для РПЗУ характерно ограниченное число циклов репрограммирования, т. е. стирания и программирования заново. Производители неохотно называют это число, хотя вы можете считать, что микросхема заметно ухудшит свои характеристики лишь после 100 или около того циклов стирания / программирования.

Масочные ПЗУ и ПЗУ с плавкими перемычками. Масочно-программируемые ПЗУ относятся к категории заказных микросхем, которые рождаются с указанным вами расположением бит. Фирма-производитель преобразует вашу спецификацию бит в маску металлизации, используемую далее при изготовлении ПЗУ. Такая процедура хороша для больших партий микросхем, и вам, надеемся, не придет в голову заказывать ПЗУ с масочным программированием для макетного образца. Типичная стоимость составляет от 1 до 3 тыс. долл. за производственный цикл, и фирмы неохотно берут заказы на партии ПЗУ менее тысячи штук. При таких количествах микросхема может обойтись в несколько долларов.

Многие однокристальные микроконтроллеры содержат в том же корпусе несколько кбайт ПЗУ и ОЗУ, так что законченный прибор может обходиться без дополнительных микросхем памяти. В большинстве случаев микроконтроллерное семейство включает варианты, требующие внешнего ПЗУ, а иногда и варианты со встроенным РПЗУ (рис. 11.33).

Рис. 11.33. Микроконтроллер с РПЗУ. а — 8-разрядный микроконтроллер с контактами для установки РПЗУ; б — 8-разрядный микроконтроллер со встроенным РПЗУ.

Это дает возможность при разработке прибора использовать вариант с РПЗУ (или внешним ПЗУ), куда можно записать программу, при подготовке же партии приборов обратиться к более дешевым контроллерам с масочным программированием. Другим типом ПЗУ с однократным программированием являются ПЗУ с плавкими перемычками. При выпуске в них все биты установлены, и для сброса требуемых бит ПЗУ надо подвергнуть действию электрического тока. В качестве типичного примера можно привести микросхему Harris НМ6617, КМОП ППЗУ (программируемое постоянное запоминающее устройство) объемом 2Кх8. ППЗУ с плавкими перемычками выпускаются также на базе биполярной (ТТЛ) технологии.

ЭРПЗУ. Электрически стираемые программируемые ПЗУ могут быть выборочно стерты и электрически репрограммированы прямо в той же схеме, где они используются в качестве памяти. Такого рода ПЗУ идеально подходят для хранения констант конфигурации, параметров калибровки и прочей информации, которую нельзя записать в ПЗУ до включения компьютера. ЭРПЗУ, как и РПЗУ, используют технологию МОП с плавающим затвором.

Первые ЭРПЗУ требовали повышенных напряжений и длительной процедуры программирования. Современные микросхемы используют одно напряжение питания +5 В и работают практически так же, как и статические ОЗУ-другими словами, вы можете репрограммировать любой байт с помощью одного цикла записи на магистрали. В микросхеме ЭРПЗУ предусмотрены внутренние цепи для генерации повышенного программирующего напряжения, а внутренняя логика фиксирует данные и генерирует программирующую последовательность длительностью несколько миллисекунд, в которой на время процесса устанавливается флаг BUSY' или в цикле чтения образуются инвертированные данные, чтобы показать, что идет процесс записи. Некоторые ЭРПЗУ реализуют оба этих протокола, обычно называемые "RDY-BUSY" и "DATA'-опрос". Сопряжение с этими ПЗУ осуществляется просто - достаточно подключить их так же, как обычные ОЗУ и использовать линию BUSY' для возбуждения прерываний (либо считывать состояние BUSY' или данных, и использовать его как флаг состояния) (см. рис. 11.34).

Рис. 11.34. ЭРПЗУ.

Протокол DATA' — опроса удобен тем, что ЭРПЗУ можно вставить в стандартный разъем для ОЗУ без каких-либо схемных изменений (разумеется, в ваши программы придется включить строки анализа считываемых назад данных и ожидания их совпадения с тем, что вы записываете). Поскольку запись в ЭРПЗУ выполняется относительно редко, фактически в прерываниях по линии RDY/BUSY' необходимости не возникает.

КМОП ЭРПЗУ выпускаются в виде микросхем с емкостью 2Кх8, 8Кх8 и 32Кх8 по цене примерно 10–50 долл. Время доступа (200–300 нс) и время программирования (2 мс/байт при использовании внутреннего усовершенствования алгоритма) сравнимы с показателями стандартного РПЗУ. ЭРПЗУ, как и РПЗУ, допускают ограниченное число циклов чтения/записи. Хотя производители избегают называть конкретные цифры, можно встретить упоминание о 100000 циклах чтения/записи при 25 °C.

Замечание. Хотя ЭРПЗУ уникальны в том отношении, что допускают репрограммирование в рабочей схеме, их также можно запрограммировать и отдельно от места использования, в программаторе для РПЗУ. Это делает их очень удобными для разработки встроенного программного обеспечения, так как вам не надо ждать полчаса, пока РПЗУ со старой программой прожарится под ультрафиолетовым облучателем.

Имеются два любопытных варианта ЭРПЗУ. Фирмы National, Xicor и др. выпускают маленькие микросхемы ЭРПЗУ в мини-DIP-корпусах с 8 выводами. Емкость этих схем может составлять от 16x16 до 2Кх8 бит; они работают в режиме последовательного доступа и оснащаются тактовым входом и единственной линией данных. Эти микросхемы трудно использовать без микропроцессора; однако в приборах с микропроцессорным управлением они очень удобны для хранения небольшого количества установочных параметров и проч. Та же фирма Xicor выпускает «электрически стираемый потенциометр (ЕЕРОТ)», остроумное применение электрически стираемой памяти, в которой хранится положение «цифрового контакта». В эту микросхему встроена цепочка из 99 равных по величине резисторов, причем положение отвода от них, устанавливаемое программно, сохраняется в энергонезависимой памяти, входящей в ту же микросхему. Нетрудно представить себе прикладные задачи, в которых желательна автоматическая или дистанционная калибровка некоторого инструмента без механической настройки ручек управления.

Недавно появившаяся модификация ЭРПЗУ, называемая моментальной (flash), сочетает высокую плотность РПЗУ с репрограммированием в рабочей схеме, присущим ЭРПЗУ. Однако моментальные РПЗУ, как правило, не позволяют стирать отдельные байты, как это можно делать с обычными ЭРПЗУ. Так, моментальное ЭРПЗУ Intel допускает только полное стирание (как и РПЗУ), в то время как в микросхеме фирмы Seeq предусмотрено стирание либо посекторное (512 байт), либо целиком. Далее, большинство доступных сейчас моментальных ЭРПЗУ требуют дополнительного отключаемого источника питания +12 В на время стирания/записи, что является слишком дорогой ценой, если вспомнить, что обычные ЭРПЗУ питаются от единственного источника +5 В. Моментальные ЭРПЗУ могут выдерживать от 100 до 10000 программных циклов. Технология производства ППЗУ продолжает развиваться, и мы с любопытством ожидаем, что она нам еще преподнесет; ждите и вы!

Энергонезависимые ОЗУ. РПЗУ удобны для применения в качестве энергонезависимых ПЗУ, однако часто возникает необходимость иметь энергонезависимую оперативную память. Для этого можно использовать ЭРПЗУ, однако для них характерен очень длинный (10 мс) цикл записи (и ограниченное число циклов чтения/записи). Имеются две возможности достичь характерного для ОЗУ времени чтения/записи (100 нс) при неограниченном числе циклов чтения/записи: использовать либо статическое КМОП ОЗУ с резервным батарейным питанием, либо необычную микросхему "NOVRAM" фирмы Xicor, в которой объединены статическое ОЗУ и ЭРПЗУ.

Ранее уже обсуждался вопрос о резервном батарейном питании ОЗУ, которое убивает двух зайцев разом: низкая цена и высокая скорость чтения/записи ОЗУ сочетаются с энергонезависимостью ПЗУ. Разумеется, в этом случае следует использовать КМОП ОЗУ с известным значением критического тока. Некоторые фирмы выпускают «энергонезависимые ОЗУ», размещая в обычном DIP-корпусе вместе с микросхемой КМОП ПЗУ литиевую батарейку и логические схемы переключения питания. В качестве примера можно указать микросхемы фирмы Dallas Semiconductor DS1225 (8Кх8) и DS1230 (32Кх8); эта фирма также выпускает линейку «интеллектуальных разъемов», содержащих батарейку и логические схемы, с помощью которых обычные ОЗУ как по мановению волшебной палочки становятся энергонезависимыми. Учтите, что образованное таким образом энергонезависимое ОЗУ, строго говоря, не бессмертно; срок службы батарейки, а следовательно, и данных, около 10 лет. Как и для обычного статического ОЗУ, здесь нет ограничений на выдерживаемое памятью число циклов чтения/записи.

NO VRAM (NOnVolatile RAM-энергонезависимое ОЗУ) фирмы Xicor сочетает обычное статическое ОЗУ с «теневым» ЭРПЗУ в том же кристалле. Входной сигнал STORE' переносит содержимое ОЗУ в ЭРПЗУ при полной длительности цикла записи 10 мс; извлекаются данные быстрее, за время около 1 мкс. При наличии микросхемы контроля питающих напряжений из серии МАХ690 вы заблаговременно получаете предупреждение и можете сохранить содержимое ОЗУ еще до того, как напряжение +5 В упадет до критического значения. Объявлено, что NO VRAM выдерживают 10000 операций сохранения и, подобно обычным ОЗУ, неограниченное число операций чтения/записи в ОЗУ.

Если сравнивать два описанных варианта энергонезависимых ОЗУ, то вариант с резервной батарейкой представляется в общем предпочтительным, поскольку позволяет использовать любое наличное ОЗУ, если только в нем предусмотрен режим отключения при нулевом токе. Это значит, что вы можете использовать большие ОЗУ последних выпусков, а также, например, выбрать наиболее быстродействующие ОЗУ, если это для вас важно. Хотя батарейки имеют конечный срок эксплуатации, для большинства приложений он достаточен. Для кратковременного (сутки или менее) хранения информации вы можете заменить литиевую батарейку двухслойным конденсатором большой емкости; такие конденсаторы в очень маленьких корпусах с емкостью до фарады и более предлагаются фирмами Panasonic, Sohio и др.

Запоминающие устройства: общая сводка. Рис. 11.35 подытоживает важнейшие характеристики различных типов ЗУ.

Рис. 11.35. Типы запоминающих устройств.

Из показанных на рисунке мы рекомендуем динамические ОЗУ шириной 1 бит для больших матриц памяти с возможностью чтения и записи, статические ОЗУ шириной 1 байт для небольших матриц памяти микропроцессорных систем, РПЗУ для хранения программ и параметров, не требующих перезаписи, и либо ЭРПЗУ (если длительность процесса записи не имеет значения), либо статические ОЗУ с резервным батарейным питанием (для достижения максимального быстродействия по чтению/записи) для энергонезависимого хранения модифицируемых данных.

11.13. Другие микропроцессоры.

Как и любой дарвиновский процесс, эволюция микропроцессоров протекала в нескольких расходящихся направлениях. В борьбе за выживание менее приспособленным угрожает опасность вымирания. Примером различающихся эволюционных путей являются процессоры с отдельными командами ввода-вывода и с «вводом-выводом, отображаемым на память». В последнем случае регистры периферийных устройств выглядят просто как ячейки памяти (представителем первого направления является МП 8086, второго - МП 68000)[2]. Далее, можно выделить машины, использующие для большинства арифметических операций не регистры, а память. Другая альтернатива в конструировании микропроцессоров касается использования выводов микросхемы: в некоторых ЦП выводы являются многофункциональными, что позволяет повысить гибкость микросхемы. Различаться могут размеры слов (4, 8, 16 или 32 бит) и стеков, а также элегантность (или полнота) системы команд. Каждое семейство микропроцессоров имеет собственный язык ассемблера (вечный камень преткновения для начинающих). Микропроцессоры обычно выполняются по КМОП-технологии, но можно найти и такие, которые используют nМОП-технологию или биполярную логику.

Еще большие различия можно обнаружить у микропроцессоров, предназначенных для решения разных задач. С одной стороны, имеются «однокристальные» процессоры со встроенными ОЗУ и ПЗУ, параллельными портами, УСАПП, таймерами и даже аналого-цифровыми преобразователями. Другая крайность представлена мощными 32-разрядными ЦП 80486, 68040 и АМ29000, которые перекрывают вычислительные возможности больших компьютеров, но для полной реализации своих совершенных качеств требуют обширного аппаратного и программного обеспечения. Микросхемы повышенной степени интеграции занимают золотую середину; например, микросхема Н16 представляет собой комбинацию в одном кристалле ЦП 68000 с двумя УСАПП, таймерами и каналами прямого доступа.

В настоящей главе во всех примерах использовался МП 68008, но мы не хотели бы оставить у читателя впечатление, что другие микропроцессоры хуже. В табл. 11.8 перечислены наиболее популярные из доступных в настоящее время микропроцессоров. Таблицу нельзя рассматривать, как исчерпывающий список всего имеющегося в продаже.

11.14. Эмуляторы, системы проектирования, логические анализаторы и макетные платы.

Если вы разрабатываете прибор с микропроцессорным управлением, то каким образом выполнить написание, ассемблирование, отладку и загрузку в ПЗУ программы для него? Это серьезная проблема, особенно для начинающих работать с микропроцессорами. Для решения ее можно предложить целый ряд методик, от простого автономного способа под названием «прожги и ломай» (burn and crash) до изощренных систем проектирования и эмуляторов языков высокого уровня. В настоящем разделе мы попытаемся описать, чем можно сегодня воспользоваться и насколько это полезно при разработке приборов с микропроцессорным управлением.

«Прожги и ломай». Это красочное название описывает простейший способ разработки программы для микропроцессорной аппаратуры. Заключается он в следующем. Сначала с помощью ассемблера или компилятора на компьютере общего назначения (возможно вашей настольной машине) вы получаете коды выполнимой программы, которые можно записать в РПЗУ. Если процессор-мишень, т. е. микропроцессор разрабатываемого прибора отличается от процессора использованного компьютера, вам понадобится «кросс-ассемблер»; в противном случае можно воспользоваться «родным» ассемблером компьютера. Теперь можете запрограммировать РПЗУ (это «прожги») и испытать программу в вашем приборе (это «ломай»). Дальнейшая отладка заключается в обнаружении неправильностей, вызванных ошибками в программе (или в аппаратуре), исправлении программы или включении в нее диагностических тестов, и повторных испытаниях. Поиск ошибок — широкое поле для остроумных приемов. Например, вставив в отлаживаемую программу соответствующие строки, вы можете использовать ЭЛД-индикаторы или другие порты в диагностических целях, выводя информацию о том, что происходит в программе. Не забывайте и о традиционных инструментах мира электроники — логическом пробнике, осциллографе, а также (в минуту отчаяния) о логическом анализаторе (см. ниже).

Заменители ПЗУ. Методика «прожги и ломай», описанная выше, является медленной процедурой. Хотя иногда она адекватна стоящей перед вами задаче, вам, скорее всего, быстро надоест повторение одних и тех же операций стирания РПЗУ под ультрафиолетовой лампой и программирования его в программаторе. Можно предложить способы ускорения этой процедуры: (а) Вместо РПЗУ используйте ЭРПЗУ. Программируются они не быстрее, но зато не надо тратить столько времени на стирание, (б) Используйте на время разработки не РПЗУ, а КМОП ОЗУ с резервным батарейным питанием (энергонезависимое). Эти микросхемы столь же быстры, как и обычные ОЗУ (т. е. «программируются» мгновенно) и имеют выводы, совместимые с РПЗУ, так что их можно вставлять в панельку разрабатываемого вами прибора, предназначенного для установки ПЗУ с программой. ОЗУ с резервным батарейным питанием поставляют многие фирмы (Dallas, Thomson-Mostek и др.); можно их сделать и самим, (в) Используйте «эмулятор ПЗУ». Это небольшая коробочка с кабелем и 28-контактным разъемом DIP на конце. Разъем вставляется в панельку для РПЗУ в вашем приборе, и коробочка эмулирует ПЗУ. Фактически, однако, она содержит двухпортовое ОЗУ, которое вы загружаете из вашего компьютера через последовательный порт. Использование эмулятора ПЗУ обеспечивает максимальную скорость отладки; так как для изменения программы вам не надо каждый раз вынимать и вставлять микросхемы памяти — вы просто загружаете новую программу в эмулятор, который остается включенным в налаживаемый прибор. Эмуляторы ПЗУ выпускаются под названиями "Memulator" или "Romulator" (последний поставляется фирмой Onset Computer Corp., Норт-Фалмут, Миннесота).

ПЗУ-монитор. Если в вашем приборе имеется последовательный порт, можно упростить процедуру разработки программного обеспечения, запрограммировав небольшое РПЗУ — «монитор», задачей которого является не управление прибором, а лишь обеспечение связи между памятью и портом. Простейший монитор позволяет загрузить в ОЗУ программу и запустить ее выполнение. Это заметно ускоряет разработку программного обеспечения, потому что пробные программы можно загружать в ОЗУ прибора непосредственно из компьютера. Не составляет особого труда расширить функции монитора, например, чтобы он мог считывать содержимое указанных ячеек ОЗУ. С таким добавлением пробные программы получают возможность сообщать о том, что происходит, например, путем засылки чисел в определенные ячейки ОЗУ перед возвратом управления монитору (через который компьютер может проанализировать содержимое этих ячеек). Такой монитор позволяет включить в пробную программу «программные точки останова», в которых содержимое требуемых регистров или ячеек памяти копируется в неиспользуемую область ОЗУ, откуда затем считывается через монитор в компьютер. ПЗУ-монитор заметно сокращает длительность разработки, так как помогает вам быстро находить причину неправильной работы программы.

Аппаратный эмулятор. Способ «прожги и ломай», как и его усовершенствования, описанные выше, часто позволяют решить поставленную задачу. Однако этот способ не идеален. Во-первых, он требует использования дополнительных ресурсов, таких, как последовательный порт. Во-вторых, и это более важно, он не обеспечивает обнаружения ошибочных операций на аппаратном уровне. Чтобы понять это последнее утверждение, представьте себе, что в вашем приборе возникает отказ, потому что он неправильно пытается записывать в РПЗУ. Это вы уже поняли, однако дальше дело застопорилось, так как трудно с помощью программной точки останова локализовать ошибку, обнаруживаемую только аппаратно. В нашем примере ошибка могла заключаться в затирании содержимого регистра. Это весьма неприятная ошибка: сбой происходит спустя значительное время после инициировавшего затирание события, и понять, в чем дело, изучая текст программы, нельзя. В таких случаях вам требуется поставить «аппаратную точку останова».

Решение лежит в использовании аппаратного эмулятора. Это коробка (или вставляемая плата) с аппаратными средствами, эмулирующая на этот раз микропроцессор вашего прибора. Она подсоединяется к налаживаемому прибору посредством кабеля, имеющего на конце разъем, имитирующий ЦП. Аппаратный эмулятор может выполнять как программу, находящуюся в памяти налаживаемого прибора (РПЗУ или ОЗУ), так и программу, загружаемую вами в эмулятор. В любом случае эмулятор осведомлен обо всем, что происходит в ЦП; он может следить за содержимым регистров, а также устанавливать аппаратные точки останова. Например, для решения нашей гипотетической проблемы можно потребовать от эмулятора, чтобы он фиксировал циклы записи в адресное пространство, занимаемое РПЗУ, и выдавал дамп регистров и листинг последних 100 команд, выполнявшихся перед неправильной записью в РПЗУ.

Аппаратная эмуляция является наилучшим средством разработки программ, обеспечивая максимальную гибкость и скорость работы. К ее недостаткам следует отнести высокую стоимость (несколько тысяч долл., иногда гораздо больше) и необходимость приобретать новый эмулятор для каждого типа используемого вами микропроцессора. Эмулятор ПЗУ, для сравнения, не является «процессорно-зависимым», но и уступает аппаратному эмулятору по своим возможностям. Это, так сказать, аппаратный эмулятор бедняка.

Системы разработки. «Система разработки» — это обобщенный термин для комбинации кросс-ассемблера, программатора РПЗУ и аппаратного эмулятора. Традиционно такие средства выпускались в виде внушительных автономных систем, однако в настоящее время большую популярность завоевывают вставные платы, использующие компьютер в качестве вычислительной базы, и, возможно, управляющие внешним блоком, содержащим дополнительные схемы. Как бы они не выглядели, вам необходимо приобрести такого рода систему, если вы специализируетесь на разработке микропроцессорных устройств, ориентированных на конкретный микропроцессор. Обычно системы разработки предлагаются фирмами, выпускающими микропроцессорные семейства. Некоторые фирмы, кроме того, изготавливают «универсальные эмуляторы», в которые можно вставлять платы с микропроцессорами разных типов. Системы разработки выпускаются, в частности, фирмами Hewlett-Packard, Tektronix, Microcosm, Applied Microsystems.

Логические анализаторы. Логические анализаторы можно назвать «супер-осциллографами» для разработки цифровой аппаратуры. Логический анализатор выступал в качестве главного действующего лица в книге Трейси Киддера «Душа новой машины». Эти замечательные устройства выглядят, как странные осциллографы, но в действительности включают в себя десятки каналов, большие объемы памяти, сложную логику «распознавания слов», а также средства деассемблирования выполняемых команд и представления их на экране. Логический анализатор может работать в двух режимах: анализа состояний и временного анализа. Вот как вы их должны использовать.

Анализ состояний. В этом режиме на вход статического анализатора подается синхронизирующий тактовый сигнал от вашей схемы (обычно тактовый сигнал ЦП), а сонм выводов (торчащих из анализатора) подключается к линиям данных и адреса, а также к другим интересующим вас сигналам. Хороший логический анализатор обслуживает 60–80 каналов при тактовой частоте до 25 МГц или больше. Затем вы устанавливаете сигнал запуска так, чтобы зафиксировать интересующее вас программное событие. Обычно в анализаторе имеется несколько регистров распознавания слов, в которые вы можете вводить любую последовательность 0,1 и X (произвольное состояние); это, разумеется, биты адреса и данных. В хорошем логическом анализаторе предусматривается возможность комбинирования выходов регистров распознавания слов в виде булевых выражений и функций состояния; например, можно образовать сигнал запуска от десятого прохода некоторой подпрограммы.

Логический анализатор ожидает сигнала запуска, затем запоминает последовательность состояний всех входных линий. Их можно наблюдать в виде цифрового сигнала или как последовательность нулей и единиц (либо шестнадцатеричных или восьмеричных чисел), рядом с которыми приводятся результаты деассемблирования. Вы можете просматривать массив запомненных состояний (обычно 4К или больше) и, что особенно важно, двигаться по нему от сигнала запуска «назад во времени». Это дает возможность проанализировать несколько тысяч состояний, предшествующих сигналу запуска, что, как правило, позволяет найти источник неприятностей.

Временной анализ. В режиме временного анализа логический анализатор работает от асинхронного тактового сигнала высокой частоты, обычно 100 МГц, который фиксирует логические состояния меньшего числа входных линий (чаще всего 16). Логика запуска поневоле проще и допускает обычно лишь одно слово распознавания. Анализатор ожидает установленного условия запуска, после чего заполняет свою память быстрыми выборками. В режиме временного анализа вы можете наблюдать кратковременные выбросы и другие искажения формы сигнала, которые незаметны в режиме анализа состояний. Можно перейти в режим «обнаружения выбросов», когда анализатор ищет два перепада, возникающих в течение 10 нс — периода дискретизации.

Перекрестный запуск. Объединение анализа состояний и временного анализа дает мощную методику, называемую перекрестным запуском. В этом комбинированном режиме анализ состояний может инициировать временной анализ и наоборот. Так, вы можете настроить логику запуска, чтобы она фиксировала заданное состояние в конкретном программном цикле и запускала временной анализ, который после обнаружения заданного слова (условия) запуска записывает в память пакет данных. Таким образом удается обнаруживать короткие выбросы логического происхождения, возникающие редко.

Логические анализаторы с перекрестным запуском образуют расщепленный информационный кадр, что дает возможность, просматривая состояния, наблюдать также и форму сигналов. В области логических анализаторов наиболее известны имена Gould, Hewlett-Packard, Philips и Tektronix.

Макетные платы. В 70-х гг., когда широкую популярность стали завоевывать 8-разрядные микропроцессоры, такие, как 6800 и Z80, для каждого нового микропроцессора выпускалась макетная плата. Это был набор аппаратуры, куда входили небольшая клавиатура, шестнадцатеричный дисплей, ПЗУ, РПЗУ-монитор, несколько параллельных и последовательных портов, а также собственно плата для монтажа на ней схем, добавляемых пользователем. Вы могли, выполнив ручное ассемблирование небольшой программы, ввести ее посредством клавиатуры и наслаждаться результатом. Для инженерного мира, начинающего осваивать микропроцессоры, макетные платы предоставляли простой способ приобретения знаний и навыков.

Теперь инженерный мир стал более искушенным, и макетные платы почти вымерли. Однако и сейчас можно встретить в продаже макетные платы для специализированных процессоров, например БИС обработки сигналов или сложных видеопроцессоров. Такие платы содержат сам процессор, окруженный «склеивающей» логикой и аналоговыми компонентами для обработки сигналов, а часто и обычный микропроцессор, используемый для управления. Современные макетные платы обычно выполняются в виде вставных плат для персональных компьютеров и комплектуются необходимым программным обеспечением. Если принять во внимание сложность современных процессоров специального назначения, макетные платы экономят массу времени и вполне оправдывают свое существование.

Глава 12. КОНСТРУИРОВАНИЕ ЭЛЕКТРОННЫХ СХЕМ.

Перевод И. И. Короткевич.

Прежде чем приступить к испытанию готового изделия после завершения разработки схемы, необходимо решить еще несколько вопросов: будет ли прибор иметь настольное оформление, размещаться в стойке с выдвижными каркасами или же устанавливаться в какой-либо другой тип шкафа? Будет ли схема монтироваться на плате пайкой проводов от точки к точке или соединениями накруткой или же это будет печатная плата? Как будет осуществляться подсоединение к этой плате: через колодку для распайки, плоскими ленточными жгутами или с помощью печатного разъема? Будут ли отдельные смонтированные платы помещаться в блок-каркас для плат, устанавливаться на сборочной «материнской» плате или еще куда-нибудь? Будут ли они встраиваться в печатную схему на «материнской» плате или будут вручную подсоединяться к задней панели? Какие приспособления будут на самой схемной плате, а какие на передней (или задней) панели?

Решение подобных вопросов важно при оформлении внешнего вида изделия, а также для его надежности и удобства в работе, но мало влияет на стоимость и простоту разработки и испытаний. В этой главе мы приведем некоторые сведения и дадим советы для решения этих вопросов, которые возникают на той стадии работы, когда схема уже проверена экспериментально. Начнем с конструкции схемы как таковой, ее внутренних и внешних соединений и выбора корпуса. Так как в этой главе не рассматриваются вопросы, связанные с разработкой самой схемы, главу можно лишь просмотреть.

Метод прототипов.

12.01. Макетные платы («самолеты»).

Это необычное название говорит о том, что оно возникло от прежней практики создания радиоприемников из прекрасных лакированных деревянных досок на лампах, катушках, конденсаторах и т. д., где все соединительные провода выводились на верхнюю сторону панели. Позже делали приемники, более совершенные и элегантные (для использования в гостиных «дамами в кринолинах»). В них отверстия располагались вблизи каждого узла, и таким образом проводку можно было спрятать под ближайшую панель. Практика испытания схем с помощью построения макетов в виде панелей с тех пор называется конструированием по «самолету». Деревянные «самолеты» больше не используются (за исключением кухни). Для монтажа макетов электронных схем удобны пластиковые платы, в которых имеется ряд отверстий для ИМС или других компонентов и несколько рядов лепестков, в том числе для распределения напряжения питания. Комплекты таких плат поставляют фирмы АР и Global Specialties, более тщательно выполненные наборы плат с корпусами изготовляются Е&L Instrument и многими другими фирмами. Они предназначены для испытания схем, но не для построения постоянно действующих вариантов.

12.02. Прототипы платы печатной схемы (ПС).

Чтобы сконструировать один из видов схемы, рассчитанной на определенный срок службы, лучше всего, вероятно, использовать одну из многих карт-прототипов ПС, в которых уже имеются отверстия с контактами под ИМС и другие элементы.

Межсоединения этих элементов организуются таким образом: каждая контактная площадка для вывода ИМС и других элементов соединена на плате с двумя или тремя ближайшими свободными контактными площадками. Припаивая провода последовательно от одной контактной площадки к другой, вы производите необходимый монтаж схемы. На такой плате, кроме того, обычно имеется несколько дополнительных шин, которые подключаются к источникам питания и земле.

Такие платы выпускаются фирмами Douglas Electronics, Atronics, Vector, Triad, Radio Shack и др. Они имеют печатный разъем с контактами-ламелями по краю — в виде медных полосок с позолоченными краями с фиксатором для установки ПС в гнездо разъема.

Конфигурации разъемов в некоторой степени стандартизированы. Чаще других распространены платы с 22 контактами на каждой стороне с шагом 3,9 мм (бывают также и 3,2 и 2,5 мм). Разъем, соответствующий такой плате, называется двусторонним 44-контактным печатным разъемом. Платы-макеты могут быть различных размеров и вмещают от 12 до 36 и более ИМС. Несколько большей совместимостью с конструкциями компьютеров обладают платы, рассчитанные на 100 или более ИМС. Такие платы могут непосредственно использоваться в головном образце небольшой вычислительной машины. Некоторые из этих плат — с односторонней печатью, другие — с двусторонней, со сквозными отверстиями. Этот вопрос еще будет обсуждаться ниже в связи с обычно используемыми ПС. На рис. 12.1 приведена фотография небольшой платы-макета печатной схемы (Douglas Electronics 11-DE-3), вставляемой в 44-контактное двустороннее гнездо и встраиваемой в рамку с направляющими (Elco 6022), поддерживающими платы ПС.

Рис. 12.1. Плата «самолет» для макетирования пайкой, широко используемая при монтаже небольших схем, особенно содержащих как дискретные элементы, так и ИМС. Такая плата приспособлена для монтажа 12 ИМС в двухрядных (DIP) корпусах. Она имеет шины разводки заземления и питания. Металлизированный печатный разъем стандартизован, поэтому плата может вставляться в общий каркас или разъем с обоймой, как показано на рисунке. В данной схеме помимо транзистора и ИМС содержатся различные компоненты: одно- и многооборотные подстроечные индуктивности, потенциометры, кварцевый резонатор, размещенные в корпусе DIP ключи, миниатюрные реле и световой индикатор логических состояний.

Для разработки прототипов ПС широко используется и другая форма экспериментальных плат — так называемые платы с перфорацией. Это тонкий лист из слоистого изоляционного материала с отверстиями, сделанными через равные промежутки (чаще всего ~ 5 мм) под маленькие металлические штырьки. При разводке схемы вы вставляете дюжину маленьких штырьков, куда найдете нужным, укрепляете на них компоненты и по завершении монтажа припаиваете провода от штырька к штырьку. Платы с перфорацией очень хороши для работы, но они становятся неудобными в случаях плотного расположения ИМС, когда расстояние между штырьками получается меньше 2,5 мм. Пример платы с перфорацией приведен на рис. 12.2.

Рис. 12.2. Плата типа перфокарты. Удобная для построения макетов на дискретных компонентах, но для ИМС она не очень хороша. Штырьки плотно вставлены в отверстия (или развальцованы специальным инструментом), а разводка делается снизу.

12.03. Платы под монтаж накруткой.

Разновидностью плат ПС являются платы под монтаж накруткой (Gardner-Denver). Они представляют собой схемные карты с цепочками гнезд (или контактных площадок) под ИМС со штырьками, соединенными с каждым из контактных гнезд и имеющими длину от 7,5 до 15 мм (рис. 12.3).

Рис. 12.3. Большая панель с монтажем «накруткой» и ее нижняя сторона (вид в зеркале). Проволочный монтаж микрокомпьютерной схемы выполнен машинным способом (см. разд. 12.08. «САПР/АСУП»). На этой универсальной панели размещены чипы разных размеров, переходники-держатели элементов, а также участки для подсоединения внешних плат с помощью ленточных кабелей с двухрядными 14 штырьковыми разъемами.

Штырьки в поперечном сечении представляют собой обычно квадраты со стороной 0,625 мм и сделаны из твердого металла с острыми кромками, покрытого золотом или оловом. Провод не припаивается к этим штырькам, а плотно накручивается на них с помощью электрического пистолета для накрутки (существует недорогой вариант его, известный как «ручной инструмент для накрутки проволоки»). Накрутка — очень быстрый способ. Вы просто вставляете зачищенный конец провода в инструмент, устанавливаете инструмент на штырек — свистящий звук и работа готова. Для этих целей используется стандартная посеребренная медная проволока калибра 26 или 30[3] с кайнаровой изоляцией. Существует специальный инструмент и для зачистки без зазубрин тонких проводов от изоляции. В процессе накрутки проволока плотно натягивается на острые углы, образуя несколько дюжин швов холодной сварки, непроницаемых для газов. В результате соединение накруткой получается таким же надежным, как и соединение пайкой, причем делается оно очень легко и быстро. Для логических схем, содержащих немного дискретных компонентов, монтаж накруткой, вероятно, лучший способ монтажа при изготовлении одной или двух схем средней сложности. Так как панели с контактами накруткой выпускаются в первую очередь для корпусов с ИМС, такой монтаж меньше подходит для схем с множеством резисторов, конденсаторов и других дискретных элементов. Для таких схем монтаж пайкой предпочтительнее.

Для установки на платы с накруткой дискретных компонентов используются специальные переходники, которые вставляются в гнезда ИМС, и затем производится накрутка проводов с использованием соединительных штырьков. Некоторые панели с накруткой имеют сверхлегкоплавкие контактные площадки (а не гнезда для ИМС), очень удобные для установки дискретных компонентов. Особенно приятный вид имеют платы с накруткой, в которых штырьки располагаются на той же стороне, что и компоненты (обычно штырьки выводятся на другую сторону). Хотя на этом типе плат плотность монтажа (т. е. число ИМС на единицу площади) меньше, они удобны для работы с дискретными компонентами, так как компоненты можно видеть в процессе накрутки. Кроме того, имеется возможность уменьшить промежутки между соседними платами, поскольку и компоненты, и штырьки располагаются на одной и той же стороне. Этот тип плат без гнезд практически полностью подходит для конструирования и линейных, и цифровых схем. Пример такой платы приведен на рис. 12.4.

Рис. 12.4. Платы с соединениями накруткой обеспечивают точный и быстрый монтаж, особенно они хороши для схем с цифровыми ИМС. Эта плата сделана по образцу печатной схемы, штырьки для соединения накруткой вынесены на компонентную сторону в отличие от обычного расположения штырьков на нижней стороне. Такая специфическая компоновка платы диктуется внутренними габаритами океанографического датчика давления, для которого она предназначена.

На рис. 12.5 для сравнения показаны монтаж макета схемы на плате с накруткой и окончательный вариант печатной схемы, используемой в производстве.

Рис. 12.5. Плата-прототип с контактами накруткой и печатная схема — ее преемник. В печатной плате отсутствуют перекрестные помехи, и она гораздо проще для изготовления большими партиями. Кроме того, в ней исключены ошибки при монтаже проводов.

Печатные схемы удобнее в массовом производстве: у них превосходные электрические параметры и они имеют не такой запутанный вид, как панели с монтажом накруткой. О платах ПС мы будем говорить в следующем разделе.

Печатные платы.

12.04. Изготовление плат печатного монтажа.

При серийном производстве любой электрической схемы лучше пользоваться печатным монтажом. Печатная плата представляет собой твердую пластину из непроводящего материала с тонкими медными линиями, являющимися схемными проводниками. Хотя ранние печатные схемы считались малонадежными (вспомните рекламу телевизоров, высокие качества которых обеспечивались тем, что в них не использовались печатные схемы, а применялся навесной монтаж с ручной сборкой), технологические процессы создания материалов для ПС и производства законченных плат достигли такого уровня, что сейчас изготовление печатных схем практически не представляет проблемы. И действительно, платы ПС являют собой самую надежную технику монтажа. Печатные схемы, как правило, используются в компьютерах, в космической аппаратуре, в военной, электронной технике, где, как известно, высокая надежность имеет особое значение.

«Майлар» или фоточертеж. Изготовление платы ПС начинают с того, что имея комплект плакатов рабочего размера, вычерчивают непрозрачный рисунок из треков и контактных площадок, требуемых по схеме (рис. 12.6).

Рис 12.6. Чертеж металлизации для простой односторонней платы ПС. Этот «позитивный слой» выполнен фотографическим уменьшением майларового рисунка, сделанного вручную в масштабе 2:1. Схемная плата размером 82,15x87,5 мм содержит 4 ИМС, 24 резистора, 11 конденсаторов, 5 диодов, 1 триммер и 1 пьезозуммер.

На этой стадии работы существует тьма правил и хитрых уловок, но основное — это сообразить, как сделать все нужные межсоединения с помощью линий, протянутых по панели. Как будет коротко описано в разд. 12.08, эти плакаты обычно выполняют непосредственно на пленке, используя фотографопостроитель, управляемый ЭВМ, или лазерный графопостроитель, работающие по описанию схемы, разработанной с помощью САПР (системы автоматизированного проектирования). Однако для простых схем нанесение рисунка можно выполнять вручную, наклеивая непрозрачные полоски и шаблоны на чистую майларовую пленку. В этом случае ленточный майларовый шаблон делают в удвоенном масштабе, с которого фотографическим путем получают плакат рабочего размера.

В любом случае вы получаете окончательный плакат в масштабе 1:1 в виде пленки с нанесенным рисунком из проводников. Для самых простых схем используют односторонние платы, в которых все дорожки делаются на нижней стороне, а на верхней («компонентной») располагают схемные элементы. В таких платах вы сами можете сделать все необходимые межсоединения (допускается наличие нескольких проволочных перемычек в качестве вспомогательных). Более часто, однако, дорожки нужны на обоих сторонах платы. В двусторонних платах всегда используют металлизированные насквозь отверстия, которые являются чистыми проводниками между соответствующими контактными площадками, расположенными по разные стороны панели. При проведении линий вы всегда можете с помощью этих отверстий перейти на другую сторону, что особенно важно, когда линия соединений обрывается. Работая с односторонними платами, вы в этих случаях часто оказываетесь беспомощными. Для соединений с выводами компонентов лучше всего использовать легкоплавкий припой, затекающий вглубь отверстия.

При изготовлении сложных цифровых схем часто используют многослойные платы ПС. Внутренние слои служат для подведения земли или напряжения от источника питания, а иногда их используют и как сигнальную линию. Четырех- и шестислойные платы на сегодняшний день довольно обычны. В исключительных случаях используют и больше слоев (вплоть до 40!).

Изготовление. Обе стороны платы ПС (обычно это пластина толщиной 1,55 мм из так называемого FR-4, огнеупорного стекловолокна, пропитанного эпоксидной смолой) покрываются медью (стандарт — «две унции», т. е. слой меди толщиной 0,0675 мм). На первой стадии сверлятся отверстия либо про трафарету, либо на автоматическом сверлильном станке, настроенном точно по размерам фотопозитива, полученного с помощью фотоплоттера, или по размерам майларового плаката. Отверстия затем металлизируются насквозь путем комбинированного многослойного осаждения меди, благодаря чему создаются непрерывные проводящие соединения с одной стороны платы на другую.

Следующая стадия заключается в создании слоя твердого «резиста», наносимого на обе стороны платы всюду, кроме тех участков, где согласно схеме фольга должна остаться. При этом поступают так: (а) плату покрывают светочувствительным слоем (обычно это тонкая клейкая «сухая пленка»), затем (б) экспонируют светом через полноразмерный фотопозитив, положенный сверху, и (в) химически «проявляют» пленку (как в обычной фотографии), чтобы закрепить экспонированные участки. Этот этап аналогичен фотографическому процессу «фиксирования» с последующим удалением неэкспонированных участков, которые в точности соответствуют линиям плаката. Эти линии в конечном счете должны стать схемными дорожками.

Затем плату с рисунком из резиста, теперь защищающего участки, с которых медную фольгу нужно будет удалить, погружают в ванну с расплавленным припоем (сплав олово/свинец). В итоге все нужные участки рисунка из фольги, включая внутреннюю поверхность отверстий, оказываются покрытыми слоем припоя. Затем резист снимается химическим способом, оголяя удаляемую медную фольгу, и плату обрабатывают составом, травящим медь, после чего остается требуемый рисунок из меди и металлизированные отверстия, покрытые припоем. Здесь очень важно выполнить одну процедуру, называемую «оплавление припоя». Она состоит в том, что плата нагревается до температуры плавления тонкого слоя металла покрытия, что уничтожает крошечные металлические волоски — «усики» (остающиеся после подрезающего действия травления). В противном случае эти волоски могут образовывать проводящие мостики. Оплавление припоя кроме этого позволяет улучшить способность к пайке законченной панели. Платы, прошедшие оплавление припоя, превосходны и с точки зрения «набивки» компонентами.

Затем ламели разъемных контактов покрываются золотом гальваническим методом. Конечный процесс изготовления платы заключается в нанесении «паяльной маски». Маска наносится сплошным слоем на всю плату и закрывает все участки с фольгой, кроме контактных площадок. В процессе последующей распайки это сильно снижает тенденцию к растеканию припоя и образованию мостиков между близко расположенными проводящими дорожками. Это также делает плату устойчивой к влажности и механическим повреждениям. Материалы для паяльной маски могут применяться в трафаретной печати («жидкая маска») или в вышеупомянутом методе с фоторезистом, используемым для создания схемного рисунка из фольги («сухая маска»). Распознать паяльную маску можно по темно-зеленому цвету и по тому факту, что ее практически невозможно снять. При промышленном изготовлении платы могут затем заполняться компонентами автоматически, причем с помощью устройства для пайки волной все соединения паяются за несколько секунд. Но можно паять и компоновать панели вручную.

Существует и более простой способ изготовления плат, которым иногда пользуются, особенно в случае небольших или односторонних плат, когда не требуется сквозная металлизация отверстий. По этой методике плату первоначально покрывают фоторезистом, который подвергают воздействию света через негатив (а не позитив), на котором с точными размерами повторен желаемый рисунок. Негатив прозрачен в тех участках, где нужно, чтобы фольга не удалялась. Резист «проявляется», и неподтвержденные засветке участки растворяются и удаляются. После этого на плате остается слой твердого резиста, покрывающего неудаляемую медь, и вы спокойно можете сразу подвергать плату травлению (опуская стадию нанесения припоя, как выше). После травления удаляются излишки меди, а оставшийся резист вымывается растворителем, и на плате остается требуемый рисунок меди. На этом этапе лучше всего опустить плату в ванну с оловом, чтобы «безэлектродно» нанести на медь слой металла, не подвергающегося коррозии. Как и в других случаях, площадки разъемных контактов (ламелей) должны покрываться золотом. Последняя стадия процесса изготовления платы заключается в сверлении отверстий вручную в соответствии с рабочим рисунком (каждая круглая контактная площадка имеет небольшое отверстие в центре, облегчающее сверление в законченной панели).

12.05. Проектирование плат с печатным монтажом.

В процессе конструирования плат ПС, заполнения компонентами, и, наконец, при использовании плат в приборе возникает несколько вопросов, требующих своего разрешения. В этом разделе мы коснемся наиболее важных из них.

Чертеж платы ПС. Чтобы изготовить плату ПС, вы должны принципиальную электрическую схему преобразовать в соответствующий рисунок требуемых линий соединений из медной фольги, которые составят конечный вариант платы. Это можно сделать двумя способами: (а) Работая с эскизом схемы, нарисованной от руки, вы выделяете требуемые межсоединения («трассы»), пользуясь карандашом, бумагой (и комплектом ластиков!); затем на чистую полиэстерную пленку аккуратно накладываете непрозрачные полоски, заранее изготовленные шаблоны соединений и получаете окончательный эталонный майларовый плакат. (б) Вы составляете для схемы, нарисованной вручную, таблицу соединений ("netlist"), а затем, используя программу САПР для вычерчивания трасс, вы сразу получаете комплект точных «фотоплакатов» в машинном исполнении. Еще лучше, если можно вместо ручного изготовления эскиза схемы использовать пакет программ САПР для ввода описания. При этом с помощью графического планшета или «мышки» вы создаете схему непосредственно на графическом автоматизированном рабочем месте (АРМ).

Создание электрической и монтажной схем с помощью САПР (см. выше п. б) имеет много преимуществ, в том числе: автоматическая выдача таблицы соединений, простота в составлении документации, отыскание ошибок конструирования и норм размещения, относительная легкость внесения изменений и возможность изготовлять сложные многослойные платы с точной подгонкой контактных площадок и проводящих дорожек. При изготовлении почти всех сложных и высокоплотных плат ПС пользуются системой автоматического проектирования. Однако начнем с простого. Мы кратко дадим описание ручных способов составления чертежа плат ПС (см. выше п. а).

Зная, как создается плата ПС вручную, вы с пониманием будете выполнять эту работу, используя сложный пакет программ САПР. К тому же при простых работах всегда могут понадобиться ручные приемы, так как они дешевые (а иногда и более быстрые). На практике ручные способы применимы при изготовлении плат, имеющих невысокую плотность элементов, а также при изготовлении плат в небольшом количестве для лабораторного использования, так как для этого вы можете пользоваться самыми простыми инструментами. Ручные способы хороши при изготовлении плат, содержащих нестандартные трассы соединений и размеры между выводами. Позже, в разд. 12.08, мы будем описывать возможности САПР, без которой не обойтись при изготовлении цифровых многослойных плат, имеющих высокую плотность элементов и предназначенных для серийного производства.

От принципиальной схемы до получения законченной монтажной ПС проходит несколько стадий. Имея вначале только принципиальную схему, вы обычно разрабатываете пробный карандашный эскиз размещения компонентов и межсоединений. В конце концов получается карандашный рисунок, на котором все вместе — компоненты и межсоединения - располагаются в рабочем виде. На его основе вы изготавливаете плакат, на котором показаны точно выстроенные в ряды контактные площадки и полоски межсоединений. Для выводов ИМС и транзисторов, а также межсоединений и контактов разъемов используются предварительно разрезанные шаблоны, так как они имеют стандартные местоположения и размеры.

Карандашный эскиз и плакаты делаются в масштабе 2:1, что позволяет повысить точность (а также уменьшить усталость ваших глаз). Когда плакат завершен (а для двусторонних плат - два плаката), его фотографически уменьшают до рабочего размера негатива, с которого изготавливается по описанной выше методике пробная плата. Образец платы «заполняется» элементами, подводится питание, и затем отыскиваются ошибки. Это позволяет скорректировать разводку плакатов и изготовить окончательный вариант платы. В следующих подразделах даются дополнительные подробности и рекомендации.

Предварительный эскиз. Первоначальный чертеж схемы расположения лучше делать карандашом на специальной бумаге для плакатов с нанесенной сеткой (2 лин./см) двумя цветами, чтобы различить верхнюю и нижнюю стороны платы (это касается, естественно, только двусторонних плат). Мы обычно пользуемся черным карандашом для вычерчивания линий на нижней стороне и красным или зеленым - для верхней стороны (компонентной). Очевидно, что вам придется делать множество подтирок, поэтому лучше пользоваться специальной веленевой разграфленной бумагой. Расстояние между линиями в 5 мм соответствует основному шагу 2,5 мм — принятому стандарту для расстояний между ножками ИМС, выводами транзисторов, контактами разъемов и т. д. Ваш рисунок должен соответствовать виду компонентной стороны (вид сверху), т. е. эскиз плаката фольги компонентной стороны должен смотреться так же, как и законченный плакат. Эскиз нижнего плаката должен быть таким, будто вы разглядываете его сквозь законченную плату с помощью рентгеновских лучей. Когда вы рисуете расположение компонентов, контуры их обозначайте карандашом третьего цвета. В процессе всей этой работы вы должны обладать свободой действий. Не тратьте время на вычерчивание по линейке: пользуйтесь линиями сетки при вычерчивании межсоединений и выводов ИМС и элементов схемы.

Некоторые пробные эскизы лучше выполнять на отдельных листках разграфленной бумаги. Особенно это касается тех частей схемы, где предъявляются специальные требования к монтажу, например в случаях, когда длина линии и межъемкостные связи должны быть минимальны. Чтобы достичь лучшей расстановки элементов, можно сделать несколько эскизов. Эти эскизы должны содержать части схемы, включающие, скажем, два или три операционных усилителя или входной или выходной узел схемы. Эти блоки следует затем включить в полную монтажную схему, перенеся на большой лист специальной веленевой бумаги для плакатов с нанесенной сеткой и корректируя их по ходу дела. Не стесняйтесь делать подтирки!

Размеры плаката и некоторые рекомендации. Старайтесь расположить все ИМС в одном направлении, лучше по прямой. Точно так же резисторы должны быть расположены ровными рядами, а не криво. Для сигнальных линий мы пользуемся черной лентой 0,75 или 1 мм, для шин питания линии шире (1,25 или 1,55) и очень широкие для земляных шин (2,5–5,0 мм или даже шире: общепринято для уширения земляной шины использовать многожильные ленты). Обязательно надо включать в схему множество шунтирующих конденсаторов емкостью 0,1 мкФ по одному на каждые два или четыре ИМС. Пытаясь справиться с запутанной сетью межсоединений, не забывайте, что элементы можно использовать как «перемычки» — они могут располагаться над линиями на плате.

Размеры и пространственное расположение: на плате ПС, имеющей рабочие размеры, мы советуем отверстия под пайку резисторов сверлить на расстоянии 10 мм (для 0,25 Вт), а расстояние между резисторами должно быть 2,5 или 3,75 мм (при расстоянии 3,75 мм вы можете провести проводник между соседними контактными площадками). Мы предпочитаем керамические конденсаторы типа СКО5 и СКО6 с расстоянием между выводами, равным 5 мм или 7,5 мм, как в корпусе "DIP" (AVX типа MD01 и Kemet C630C104M5U); они также могут располагаться на расстоянии 2,5 мм от других конденсаторов или резисторов. Оставьте некоторое пространство вокруг ИМС для логических соединений: минимум 5 мм до контактных площадок соседней ИМС и минимум 3,75 мм до ближайших контактных площадок резистора или конденсатора. Между ленточными проводниками следует оставлять 0,75 мм, и все линии должны отстоять от края платы на расстояние не меньше, чем 6,25 мм. Это пространство отводится на крепление ручки для установки платы, для направляющих, для креплений и т. д. Если нет особой необходимости, то избегайте прокладывать проводники в промежутках 2,5 мм между контактными площадками ИМС. Вы можете поместить 6 ленточных проводников между рядами контактных площадок плаката стандартного двухрядного корпуса ИМС (DIP) (они разнесены на 7,5 мм).

Для современных плат ПС обычно предпочитают более высокую плотность линий (за счет их утоньшения и более тесного расположения), чем рекомендуется выше; позже мы будем называть это нормой проектирования «15–15», обозначающей, что минимальная ширина линии 0,375 мм (0,015 дюйма) и минимальное расстояние между проводниками 0,375 мм (0,015 дюйма). В промышленных платах ПС норма «15–15» считается довольно слабой по сравнению с более часто встречающейся нормой 12–12 (0,3 мм ширина линии и 0,3 мм зазор). При проектировании по норме 12–12 можно провести один трек между соседними контактными площадками ИМС, расстояние между центрами которых 2,5 мм (для себя вы должны помнить, что это допускается, если диаметр самой площадки не более 1,6 мм). В высокоплотных платах часто пользуются нормой 10–10 или 8–8. В таких платах можно вместить две дорожки между соседними контактными площадками ИМС (максимальный диаметр площадок 1,25 или 1,5 мм соответственно). В исключительных случаях можно встретить платы с шириной дорожек 0,15 мм и еще тоньше. Разработчикам таких плат ради высокой плотности (три дорожки между контактными площадками, 20 — между центральными каналами!) приходится идти на некоторые уступки, например уменьшать размеры металлизированных отверстий. В результате производственный выход таких плат невелик и они недостаточно надежны.

Подсоединения к плате. Для большинства плат, вероятно, все внешние соединения лучше всего осуществить через печатные разъемы, непосредственно вставляемые в гнезда, у которых расположение контактов может варьироваться. Чаще используются разъемы с промежутками между контактными ламелями, равными 3,8, 3,125 и 2,5 мм. Печатный разъем обычно располагается с одного конца карты. Через него подаются напряжение питания и сигналы. Плата закрепляется механически, когда вставляется этим концом (более короткой частью) в гнездо.

Очень часто можно встретить шаблон печатного разъема и на другом конце карты, используемого для плоского ленточного жгута и служащего для подачи некоторых внешних сигналов на плату или передачи их на другую плату. Для снятия сигнала можно использовать плоский ленточный кабель, заканчивающийся во вставке DIP; такой кабель вставляется непосредственно в гнездо ИМС на плате. Эти кабели выпускаются различной длины, или же их можно сделать самим с помощью комплекта, в который входят плоский кабель, неприсоединенная вставка DIP и инструмент для навивки. Плоский кабель можно также подсоединять к плате через входную шину или многоконтактный разъем, в котором один или два ряда штырьков расположены через 2,5 мм.

Простые платы лучше всего соединять с помощью разъемов, в которых используются штампованные клеммы или печатные полоски с покрытием и винтовыми зажимами. Старайтесь не пользоваться одиночными большими контактными площадками для подсоединения внешних проводов к плате ПС. На рис. 12.7 показаны варианты соединений ПС-плат.

Рис. 12.7. Печатная плата цифрового магнитного регистратора, на которой осуществлено несколько видов внешних соединений. Магнитная головка присоединена через однорядный разъем (который соответствует ряду штырьков для накрутки), а другие цепи — с помощью многоконтактных разъемов и разъема с двухрядной вставкой DIP (впаивается на место ИМС). Щуп показан подсоединенным к выводу контрольной точки. На примере этой платы можно видеть установку элемента с теплоотводом (слева вверху), индикатора логических состояний (справа вверху), миниатюрных однооборотных потенциометров и монтаж резисторов «в линию».

Дополнительные замечания. На платах со сквозной металлизацией некоторые отверстия используются для проведения земляной шины на противоположную сторону платы. Избегайте многократных переходов сквозь плату, поскольку соединения через сквозную металлизацию могут создавать помехи даже там, где элементы отсутствуют. На двусторонних платах ленточные проводники, как правило, ведите горизонтально по одной стороне и вертикально по другой.

Основные правила: при нанесении на чертеж ленточных дорожек делайте плавные закругления или повороты на 45°, а не прямоугольные. Проводники, ведущие к контактным площадкам, должны идти прямо по направлению к центру контакта, а не под косым углом. Не монтируйте на плате тяжелые элементы (вес не должен превышать 60 г); предположите, что прибор будет периодически в течение работы сбрасываться с высоты ~2 м на твердую поверхность! На компонентной стороне указывайте полярность диодов и электролитических конденсаторов, а также номера ИМС и локализацию 1-го штырька (если есть место). Всегда удобно, когда обозначены контрольные точки, функции подстроечных элементов (например, «ОРЕГ»), входы и выходы, функции световой индикации, если, конечно, позволяет место.

Нанесение линий на майлар. Основной совет: пользуйтесь специальным столом с подсветкой, работая с майларовой пленкой с прецизионной сеткой. Не путайте майлар с дешевой пластиковой пленкой с нанесенной сеткой, которая не обладает ни точностью, ни стабильными размерами; кусок прецизионной пленки остановит вас, во всяком случае, ценой (около 20 долларов!). Положите майлар чистой стороной кверху и точно нанесите на него контактные площадки ИМС. Используйте карандашный эскиз в качестве руководства при разводке схемы. Тщательно вымойте руки, чтобы на майларе не оставить жирных пятен, или, если они возникли, воспользуйтесь спиртом для их удаления. Для разрезания лент и контуров пользуйтесь ножом с кривым лезвием и научитесь не делать сквозные порезы на майларе. После установки клейкой ленты крепко придавите ее, иначе она в конце концов начнет скручиваться. Обеспечьте хорошее перекрытие на участках, где проводник должен пройти через контактную площадку или через что-либо другое. В процессе разводки ленты держите в свободном, а не натянутом состоянии, иначе лента будет отскакивать и тянуться назад от контакта. Используйте предварительно нарезанные колена и кружки для увеличения ширины ленты (1,55 мм или шире), когда при проведении приходится делать крутые повороты. После того, как нанесение линий на майлар закончено, оно сверяется со схемой, при этом красным карандашом отмечайте каждое пройденное соединение на принципиальной схеме. Если все окажется в порядке, замазываются возможные щели на майларе несмываемым черным фламастером.

Предварительно разрезанные шаблоны для ПС поставляют несколько фирм. В табл. 12.1 приведены некоторые рекомендуемые типы. Каталог Bishop Graphics (5388 Sterling Center Drive, Westiake Village, CA 91359) содержит обширную информацию о платах ПС.

Таблица 12.1. Некоторые шаблоны для проектирования ПС.

Шаблоны¹⁾ · Bishop · Datak. ^{____________________________}  Малые контактные площадки (3,75 мм) · D203 · JD-145. Средние контактные площадки (4,675 мм) · D104 · JD-146. Большие контактные площадки (6,25 мм) · D108 · JD-150. «Гигантские» контактные площадки · D293 · JD-343. Терморельефы — позитив. (3,75 мм) · 5272 · JDS-532. Терморельефы — негатив. (3,75 мм) · 5278 · - Терморельефы — позитив. (4,675 мм) · 5232 · - Терморельефы — негатив. (4,675 мм) · 5238 · - 16-штырьковый DIP · 6109 · JD-64. 16-штырьковый DIP с внутренними зазорами · 6946 · JD-179. 20-штырьковый DIP · 6999 · JD-575. 20-штырьковый DIP с внутренними зазорами · — · JD-585. 28-штырьковый DIP · 6904 · JDS-398. 28-штырьковый DIP с внутренними зазорами · — · JDS-591. Транзистор ТО-5 · 6077 · — Транзистор ТО-18 · 6274 · JD-88. Транзистор ТО-92 · — · JD-91. Впаиваемый разъем с контактными площадками через 2,5 мм · 5004 · JD-145. Печатный разъем с шагом между ламелями 2,5 мм · 6714 · JD-123. Печатный разъем с шагом между ламелями 3,9 мм · 6722 · JD-121. Черная лента 0,8 мм · 201-031-11 · - Черная лента 1,0 мм · 201-040-11 · - Черная лента 1,2 мм · 201-050-11 · - Черная лента 1,5 мм · 201-062-11 · - Черная лента 2,5 мм · 201-100-11 · - Черная лента 5,0 мм · 201-200-11 · - Универсальные уголки 1,5 мм · CU601 · - Универсальные уголки 2,5 мм · CU607 · - Универсальные уголки 5,0 мм · CU609 · - ^{___________ 1)} _{В масштабе 2:1 к оригиналу.}

12.06. Монтаж плат ПС.

С получением законченной платы ваши заботы не кончаются. Перед вами встанут вопросы - например, как пользоваться разъемами для ИМС, как удалить флюс или подготовить выводы к монтажу и т. п. Предлагаем вам некоторые соображения по этому поводу.

Гнезда. Имеется большой соблазн: для облегчения аварийного ремонта использовать гнезда для ИМС повсюду. Однако если вы будете невнимательны, то гнездо скорее может вызвать неисправность, чем предотвратить ее. Нужно учитывать устройство гнезда еще на стадии макета. Тогда при необходимости можно заменить ИМС, чтобы убедиться, что имеющееся нарушение работы вызвано неисправностью именно в конструкции гнезда, а не плохим компонентом. Гнезда могут использоваться и для дорогих ИМС (например, ЦАП, микропроцессоры или др.), ИМС, которые по желанию можно менять время от времени (например, программируемые ПЗУ), а также для ИМС, рано или поздно выходящих из строя (например, кристаллы, которые служат для восприятия входных или выдачи выходных сигналов, т. е. связанные с внешними цепями аппаратуры).

Проблема заключается в том, что плохо сконструированное гнездо по прошествии некоторого времени теряет надежность. Непаянные соединения должны иметь газонепроницаемую защитную оболочку, аналогичную возникающей при механическом действии удара металла о металл, причем герметизация в дальнейшем уже не должна разрушаться. Например, теряют надежность печатные разъемы ПС, бывшие в употреблении. Чтобы этого избежать, контакты стали делать расщепленными (два или более независимых пружинящих контакта для каждой ламели), поверхности гнезда и ламе лей покрывают золотом, а механическую конструкцию улучшают с точки зрения надежности контакта при ударах и после них. Можно ожидать, что негерметизированные соединения через некоторое время, возможно через год, а то и меньше, выйдут из строя. Иногда допускается небрежность, например, компонент вставляется в плату ПС, а припаять забывают. Такие соединения обладают раздражающим свойством, а именно: вначале контакт хороший, а спустя месяцы или даже годы он становится прерывающимся из-за коррозии. Могут возникнуть проблемы и со вставленными в гнезда тяжелыми ИМС (24 штырька и более). Их можно вытащить только после нескольких покачиваний и толчков.

Мы считаем, что гнездо для ИМС с коническими штырьками (предлагаемое Augat серии 5xx-AG) обладает хорошими показателями надежности, но оно дороже по сравнению с другими типами гнезд.

Пайка и очистка от флюса. Обычная процедура монтажа заключается в том, что несколько компонентов вставляют, затем опрокидывают плату и загибают выводы с другой стороны, чтобы удержать компоненты в этом положении. После этого производят пайку, пользуясь термостатированным паяльником и тонким припоем. Интегральные схемы легко вставляются с помощью специального инструмента для их установки (очень рекомендуем), а для загибания выводов резисторов и других элементов также имеется приспособление, использование которого предотвращает образование задиров, «выстругиваемых» во время установки элементов. Мы также советуем приобрести держатель специально для опрокидывания плат (поставляется фирмой ОК Industries), в котором элементы во время пайки фиксируются с помощью губчатого материала. После пайки лишние кусочки выводов должны обрезаться кусачками или ножницами.

Теперь приступаем к очень важному этапу: паяльная жидкость (флюс) должна быть удалена с поверхности платы. Если этого не сделать, плата через несколько лет примет ужасный вид, конечно, если вы специально не позаботитесь о ее защите.

Не забывайте основные законы: 1) удалить флюс; 2) сделать это сразу же. После установки всех элементов это будет намного сложнее; 3) используйте обычные растворители, такие, как фреон, спирт, или некоторые другие органические растворители, рекомендуемые для этих целей. Небольшая щетка поможет вам выбить прилепившиеся шарики флюса.

Изготовители коммерческих панелей очищают свои платы с помощью установки для обезжиривания паром, в которой горячий пар от ванны с кипящим растворителем конденсируется на плату (подвешенную над ванной), растворяет флюс и капает обратно в ванну. Этот метод работает хорошо главным образом потому, что благодаря процессу дистилляции, происходит непрерывное омывание платы чистым (и горячим) растворителем. Поскольку органические растворители достаточно вредны для здоровья, были проведены опыты по использованию для очистки растворителей на основе воды. В одном из таких методов применяют воднорастворимые «омылители», переводящие канифоль в эмульсионное состояние, после чего ее можно смыть. В другом используют флюс, растворимый в воде (в отличие от обычного флюса, который изготовляется из нерастворимой древесной канифоли). Эти методы приятны и надежны и не требуют особого умения. Но очистку нужно проводить тщательно, иначе могут иметь место коррозийные остатки, что приведет со временем к разрушению платы. Чтобы обезопасить себя от этого, мы рекомендуем очистку органическим растворителем; только старайтесь не вдыхать его пары и беречь руки.

Очищая плату от флюса, имейте в виду, что недостаточно просто удалить остатки канифоли. Вы должны избавиться также от «ионных активаторов». Некачественная очистка может принести больше вреда, чем пользы, поскольку это способствует высвобождению активаторов из области паяных соединений и разнесению их по всей плате. Заметим также, что поступающая в продажу паяльная жидкость до некоторой степени агрессивна. Мы, как правило, пользуемся маркой RA (канифоль активированная), которая является наиболее активным флюсом, и поэтому паяные соединения получаются очень хорошими даже, если имеет место поверхностное окисление. Остатки флюса RA нужно тщательно удалять после пайки. Другой флюс — RMA (канифоль среднеактивированная) — менее активен и часто указывается при выполнении правительственных заказов и для применения там, где очистка от флюса невозможна.

12.07. Несколько дополнительных соображений по поводу плат ПС.

Из-за образования окисной пленки платы с печатным монтажом со временем становится труднее паять. Поэтому монтировать их лучше сразу после изготовления. В противном случае вы должны хранить незаполненную плату в пластиковом мешочке подальше от коррозирующих испарений. Хорошие платы получаются на основе материала типа FR-4 толщиной 1,6 мм (иногда подходит «эпоксидное стекловолокно») с покрытием ~0,05 г/см² меди. Помните, что печатная схема в основном смонтирована на куске проклеенного наполнителя; плата может поглощать влагу, что приводит к появлению электрических утечек. Другой патологией Материала плат ПС являются «крючки», или «усики», изменение диэлектрических констант с частотой; вызываемое последним изменение паразитной емкости может стать очень существенным при построении, например усилителя с плоской частотной характеристикой. Изготовители осциллоскопов очень хорошо знают этот причудливый эффект.

Проводники печатной схемы, через которые проходит большой ток, должны быть шире, чтобы предотвратить перегрев и падение напряжения. Как грубое руководство приводим здесь таблицу приблизительной ширины (в мм) проводников платы ПС с покрытием 0,0675 мм, при которых температура повышается на 10–30 °C для различных токов. Для фольги другой толщины ширина изменяется соответственно.

Для проводников ПС, находящихся под высоким напряжением, следует отводить большее пространство — надлежащая норма: 5 В на 0,025 мм. Следует также избегать острых углов и мест, предпочитая закругленные контуры.

Инструменты. Для начала назовем наиболее часто используемые в нашей практике инструменты и расположим их в порядке значимости:

Утконосы — Егет II d, Utica 321-4 1/2, С. К. 3772Н, 2 Xcelite 72CG. Ножницы-кусачки — Erem 90Е, С. К. 3786HF. Паяльник — Weller WCTP-N, Ungar "Ungarmatic". Припой — Ersin Multicore 22ga, сплав Sn63, флюс RA. Приспособление для установки ИМС — Solder Removal 880. Устройство для загибания выводов — Production Device PD801. Дозатор растворителя — Menda 613.

Приспособление для отсасывания припоя - Edsyn Soldapullt DS017.

Для более эффективного демонтажа плат ПС стоит приобрести демонтирующую установку с контролируемым вакуумом. Она хорошо себя проявляет даже на металлизированных отверстиях, заполненных припоем. При этом не разрушается тонкая фольга контактных площадок (в отличие от действия простых пружинных плунжеров). Однако на практике эти демонтирующие установки имеют тенденцию засоряться припоем. Изготавливают их несколько фирм, а именно, Edsyn, OK, Расе, Ungar и Weller. Очень много полезных приспособлений для сборки ПС указано в каталоге Contact East (335 Willow Street South, N. Andover, MA 01845) и в каталоге Marschall Claude Michael (9674 Telstar Avenue, El Monte, CA 91731).

12.08. Передовая техника.

Карандашный эскиз схемы, вручную преобразованный сначала в монтажную схему платы ПС и затем в ленточный майларовый транспарант - традиционная техника конструирования плат ПС, которая применялась почти повсеместно в середине 70-х годов. При изготовлении простых плат этот путь пока еще определяющий и, в частности, если вы не делаете попыток устанавливать новые рекорды по плотности компонентов на плате. Имея небольшой набор шаблонов для двусторонних плат, несколько непрозрачных полосок, координатный стол с нанесенной сеткой и несколько чистых майларов, вы можете приступать к делу. И вам не нужно покупать дорогостоящее программное обеспечение САПР (и учиться им пользоваться!), затрачивать средства на графопостроитель и т. п.

Однако как только вы пожелаете конструировать высокоплотные платы и начнете размещать вплотную друг к другу 50 или 100 ИМС, для чего вам потребуется выстилать 4 или 6 слоев с нормой проектирования 10–10, хорошая жизнь для вас закончится. Даже приложив невероятные усилия и четырехкратное увеличение размера майлара, вам трудно будет достичь требуемой точности в межслойной подгонке. К тому же, вам необходим будет месячный отпуск, чтобы восстановить силы, затраченные при выполнении трассировки. Первая же изготовленная плата наверняка будет содержать ошибки, а любое изменение в ленточном майларе — сущий ад. Оно часто требует большого количества операций по установке и снятию проволочных соединений (что обычно приводит к новым ошибкам). Мы в этом не сомневаемся.

САПР/АСУП. Решением проблемы является САПР/АСУП (система автоматизированного проектирования и производства). Пакеты программного обеспечения этих систем мощны, а с появлением настольных терминалов, подключенных к главной ЭВМ, с памятью несколько мегабайт, с блестящей графикой и быстродействием десятки миллионов операций в секунду, вы можете работать и без специальных аппаратных средств. До некоторой степени популярны системы автоматизированного проектирования ПС, поставляемые фирмами Valid Logic, Mentor Graphic и Daisy System. Они недешевы, но и не становятся более дорогими. Здесь мы кратко ознакомим вас с конструированием плат с помощью САПР/АСУП.

Ввод описания схемы. Работа начинается с ввода описания вашей схемы непосредственно на графическую рабочую станцию. Вы можете чертить и редактировать схему, используя стандартные электронные символы из «библиотеки». Также, как и в текстовом редакторе, вы можете привлечь старые работы, выделить в них фрагменты, которые вам нужно воспроизвести (например, схема управления динамического ОЗУ, активный фильтр и т. п.). Используя «мышь» (или другие дистанционные манипуляторы такие как джойстик, трэкбол или графический планшет), можно перемещать фрагменты вместе с линиями соединений, которые тянутся вслед за движущимся фрагментом (не всегда успешно!). Вы присваиваете имена сигналам, нумеруете части ИС и т. д. Хорошие САПР иерархичны: например, вы можете сделать высший уровень, в котором основные узлы схемы указываются в виде больших блоков, каждый блок открывается для показа его субблоков и, наконец, низший (элементный) уровень описания. На любом этапе можно получить на руки копии, отпечатанные с помощью лазерного принтера. Смотрите Приложение Д, в котором приводятся некоторые дополнительные соображения.

Контроль и моделирование. По окончании ввода описания схемы вы будете иметь комплект чертежей (рис. 12.8) и таблицу соединений, в которой просто перечислены сигналы в узловых точках («кодах») с указанием всех выводов компонентов, соединенных с ними.

Рис. 12.8. Часть сложной схемы, по которой сделана плата ПС, изображенная на рис. 12.11 а — выполнено вручную чернилами на чертежном столе; б — машинный чертеж, выполненный с использованием программ ввода описания принципиальной схемы в фирме Case Technologies.

На этой стадии проектирования безусловно много времени тратится на наладку схемы и приведение ее в вид, согласующийся с вашими требованиями. В хороших САПР предусмотрена помощь — сигнализация при наличии грубых ошибок, например, выход соединен с землей или с другим выходом. САПР может по вашему запросу смоделировать работу цифровой схемы, но при этом вы должны обеспечить ее тестовыми «векторами», описывающими машинные состояния, и должны описать функцию каждого чипа в вашей схеме, так как они не всегда имеются в библиотеке. Поскольку для сложных чипов, таких как микропроцессор, требуется много описаний, некоторые САПР имеют гнездо, в которое можно вставить такой чип; сам чип можно потом использовать для аппаратного моделирования.

Можно также запросить САПР выдать всю обширную документацию, в которой указываются а) для каждого названного сигнала все ноды, к которым он поступает, и б) для каждого вывода любого компонента все ноды, с которыми он соединен. Хорошие системы даже могут информировать вас, если будут нарушены нормы нагрузки цифровых выходов и т. д.

Размещение и трассировка. На этом этапе вы устанавливаете компоненты и формируете разводку соединений. Одним из самых больших достоинств комплексной САПР/АСУП является то, что она автоматически выделяет таблицу соединений в соответствии с представлением вашей схемы — и, если схема правильна, то конечная плата также будет верной. Хотя с помощью некоторых САПР можно добиться почти идеального размещения компонентов, все же лучше это делать вручную. Также, как и при вводе описания схемы здесь используют мышь, джойстик или графический планшет. Сначала устанавливаются контуры платы, в пределах которых вы теперь располагаете части схемы. Поскольку в библиотеке компонентов содержится информация о контурах и выводах, вы подбираете характеристики ИМС и форму компонентов. Если вы допустили ошибки в нормах проектирования, то в хороших САПР они высвечиваются, и вы можете видеть, например, что части расположены слишком близко друг к другу и т. п.

Когда размещение закончено, переходят к формированию разводки. Обычно сначала выводят на экран дисплея так называемое «мышиное гнездо», т. е. плата изображается со всеми соединениями, показанными в виде прямых линий, соединяющих соответствующие выводы. Это выглядит как запутанное месиво. Творчески используя цвет, вы можете выборочно выделить, например, только линии соединения с питанием и с землей.

В ранних САПР трассировка была трудоемким процессом, так как осуществлялась практически вручную лишь с небольшой помощью компьютера. Выпускаемые в настоящее время САПР обеспечены программами автоматической трассировки. Система отыскивает пути соединения, следит за соблюдением норм проектирования, касающихся не только ширин линий и зазоров между ними, но и таких параметров, как максимальное число межслойных переходов (металлизированные сквозные отверстия, используемые не для компонентных выводов, а только для сигнальных дорожек). Лучшие машины САПР могут осуществлять маршрутизацию на 100 % автоматически, хотя результат при этом не обладает той элегантностью линий, которая присуща ручному исполнению. Например, соединительную дорожку можно проложить на таком расстоянии от контактной площадки, которое вам больше нравится. Даже, если трассировка выполнена в соответствии с нормами проектирования, вы можете творчески подойти к изготовлению платы и сделать ее более удобной для монтажа и распайки, сместив положение межслойного перехода подальше от контактной площадки. Обычно, чтобы таким образом выправить машинную трассировку, требуется несколько часов (рис. 12.9).

Рис. 12.9. Фотография системы проектирования платы ПС (Racal-Redac), показывающая ручную «правку» треков маршрутизации. Курсор, управляемый через иголки графического планшета, указывает схемный трек, который следует модифицировать. Дисплей цветной, изменяя цвет и интенсивность, обозначают различные слои, контуры элементов, надписи и т. п.

В сложных цифровых схемах вы можете значительно упростить трассировку, придавая новое назначение вентилям или секциям внутри чипов и даже заменяя вентили между корпусами ИМС. Например, у вас шина данных в 1 байт связана с восьмеричным регистром D. Исходное назначение битов шин и битов соответствующего регистра таково, что каждая линия должна перескакивать через соседнюю, в то время как при обращении в регистре порядка битов пересечений не должно быть. САПР делает это автоматически (библиотечная спецификация каждого чипа идентифицирует дублированные функции) и даже сообщает об изменениях в схематике («обратное аннотирование») модифицируя таблицу соединений. Конечный этап заключается в проверке предложенной трассировки на нарушение норм проектирования, а также на точность соответствия схеме. Это важно, так как вы можете сами внести изменения в таблицу соединений в соответствии с переделанной схемой. На этой стадии все САПР выдают выполненный на бумаге чертеж маршрутизации, на котором конструкционные сочетания компонентов, проволочные соединения, обозначения и т. п., сделаны ошеломляющей гаммой цветов.

Фоточертеж: и «лента сверлений». Если все прошло хорошо, то в заключение составляется описание платы на машинном языке специально для изготовителя ПС. Для этого необходимы две вещи: лента с инструкцией фотоплоттеру как чертить точный «оригинал» (отдельно рисунок металлизированных дорожек для каждого слоя, рисунок для паяльной маски, рисунок маскирующих экранов для печатных обозначений и пояснений) и лента сверлений, в которой указывается размер каждого отверстия и его точное местоположение. Лента оригинала обычно записана в «Gerber формате». Название формата соответствует марке фотоплоттера, в котором экспонирование пленки осуществляется под неподвижным проектором, а оригиналодержатель перемещается в соответствии с командами, записанными на ленте. (В новейших фотоплоттерах используется лазерное сканирование, благодаря чему за минуту получают большее количество чертежей, чем за час работы машины Gerber.) Некоторые изготовители плат ПС просят поставлять конечные фоточертежи (рис. 12.10), в то время как другие запрашивают саму ленту для Gerber. Как это ни странно, но некоторые фирмы отказываются от лент сверлений и предпочитают собственноручную разметку отверстий, оцифровывая оригинал фотошаблона. Они при этом утверждают, что поставляемые заказчиком ленты сверлений содержат иногда такие невероятные сбои в командах, что в сверлах разрушаются режущие кромки. Ленты сверлений — это не магнитные, а бумажные ленты!

Рис. 12.10. Фоточертеж для двусторонней платы, изображенной на рис. 12.11. Фотография сделана, как это принято, с компонентной стороны, но чертеж нижнего слоя также виден.

Производство плат. Во всем мире пользователи не сами изготовляют платы, а обращаются к фирмам, выпускающим платы ПС. Их много и они с удовольствием выполнят ваш заказ (рис. 12.11), конечно, за плату.

Рис. 12.11. Законченная двусторонняя плата микропроцессора. При проектировании следовали норме 12–12. Более высокую плотность элементов можно достичь, только ужесточая норму проектирования или, лучше, увеличивая число слоев.

Некоторые фирмы специализируются на изготовлении малых партий, быстро изменяющихся прототипов, а другие могут делать только производственные количества. Ваша первая задача выяснить, какие фирмы выпускают высококачественные изделия. Это не так-то легко, как кажется. Телефонные переговоры здесь не помогут, так как можно знать как изготовить хорошую плату и при этом сделать плохую. Предлагаем вам некоторые приемы, которые можно испробовать, (а) Рассмотрите маркировку на хороших платах, имеющихся у вас в наличии (например, такие платы можно найти в устройствах или в компьютерах ведущих фирм, которые подобно вам, обычно приобретают платы для себя у внешних изготовителей) — компании такие, как IBM и Apple весьма осторожны в выборе поставщика плат, (б) Опросите знакомых - кто обычно делает для них платы? (в) Поезжайте, нанесите визит в фирму, изготовляющую платы. Будучи там, обратите внимание на работников, на их уровень опрятности, нравственности, природной интеллигентности, тщательности исполнения и гордости мастера. Попросите посмотреть несколько плат, (г) И наконец, если вы знаете кого- нибудь из работающих в отделе испытаний еще не закрытых плат, уговорите его подсказать вам, кто делает хорошие платы. Работающие там - неплохие ребята и реально знают все, что вам нужно, но совсем необязательно, что они будут разговаривать с вами!

Далее, вы должны договориться о цене и сроках. Будьте готовы ответить на следующие вопросы, которые каждая фирма, изготовляющая платы, поставит перед вами:

1. Размеры платы?

2. Число слоев (сторон)?

3. Нормы проектирования (минимальные ширина проводящих дорожек и зазор между ними)?

4. Каковы печатные разъемы с позолоченными ламелями?

5. Какие форму и внешний вид платы вы предпочитаете?

6. Паяльная маска? Жидкая или сухая? Закрывать межслойные переходы или нет?

7. Толщина платы и медной металлизации?

8. Число отверстий?

9. Размеры отверстий?

10. Маскирующие экраны для 2-х сторон, 1-й стороны или без них?

11. Какие нестандартные операции, например, «сухая маска по открытой меди»?

В соответствии с договоренностью, вы должны предоставить фирме следующее:

1) шаблоны рисунков в рабочем масштабе с фотопозитивным слоем (т. е. непрозрачное = медь);

2) рисунок(ки) паяльной маски;

3) рисунок(ки) маскирующих экранов;

4) чертеж сверления (рисунок отверстий, кодированных по размерам);

5) механический чертеж (точный контур, подогнанный под специальные отверстия);

6) лента сверлений (бумажная лента; часто необязательно);

7) дополнительные спецификации и замечания.

Последний пункт важен. Вы должны точно указать минимальную ширину дорожек (перетравленные платы имеют очень тонкие дорожки), минимальный зазор между проводниками (недотравленные платы), минимальное кольцеобразование (вызываемое плохой подгонкой отверстий или слоев), допуски на конечные размеры отверстий, минимальную толщину покрытия из меди (или припоя), максимальное число разрешенных исправлений на плате и т. д. В индустрии плат обычно придерживаются некоторых типичных величин (например, стандарты IPC-600), но лучше иметь их четко сформулированными на случай, если вы получите неудовлетворяющую вас плату. Кроме того, плата может иметь нестандартные требования. Например, если используются необычайно малые контактные площадки под межслойные переходы, то указываемые для них допуски на кольце — образование желательно делать более жесткими, чем обычно.

Испытания. Для любой вновь проектируемой платы ПС всегда сначала делают несколько прототипов. Их устанавливают в гнезда и проверяют выходные параметры схемы. Можно ожидать дефекты нескольких сортов, а именно: а) ваша схема имеет ошибки проектирования; б) схема была верной, но вы допустили ошибку при вводе описания (которую вы должны были заметить раньше); в) имеют место ошибки в размещении проводящих дорожек, допущенные в процессе трассировки (они также должны быть замеченными ранее); г) дефекты в плате, обычно, короткое замыкание или обрывы, вызванные порчей, плохой подгонкой или другими причинами во время изготовления (см. ниже); и, наконец, д) имеются некоторые плохие компоненты или паяные соединения.

При необходимости устранить дефекты допускается вносить некоторые изменения в схему. Обычная процедура при этом сводится к разрезанию маленьким ножиком существующей фольговой дорожки и впаиванию проволоки, чтобы сделать новое соединение. Однако в многослойных платах с закрытым сигнальным слоем эта процедура практически неосуществима. Тогда вы можете изменить конечный пункт соединительной дорожки-выводы ИМС или компонентов. Хороший прием для этого — расположить одно над другим два гнезда ИС и удалить штырек из верхнего.

Во время испытаний отмечайте на вашем чертеже все изменения в электрической схеме для последующего учета их при вводе описания (или при черчении схемы от руки). Повторное испытание на САПР проходит уже легко и быстро; но нужно быть очень внимательным, поскольку вы, вероятно, перейдете непосредственно к рабочему прогону и любые неисправленные ошибки должны быть зафиксированы на каждом блоке. При необходимости можно использовать ту же процедуру разрезания и изготовления навесных перемычек, как и выше. При этом надо побеспокоиться о защите проволочного соединения (по-видимому, хороший эффект обеспечит пистолет с горячим воском). Эти дополнительные проволочные включения иногда называют «тараканьими проводниками»; официальный термин — ECO (Engineering Change Order).

Для возникновения дефектов при производстве плат имеется много причин (см. прекрасный справочник Coombs, в котором они представлены со всеми подробностями). В платах с высокой плотностью компонентов (рис. 12.12) даже незначительное повреждение может кое-где привести к короткому замыканию или к обрыву в схеме. А металлизированные насквозь отверстия сами по себе содержат все виды дефектов, которые могут привести к обрывам в схеме.

Рис. 12.12. Часть 4-слойной платы, выполненной в соответствии с нормой проектирования 10–10. Устройства с поверхностным монтажем. Расстояние между контактными площадками — 1,25 мм, что позволяет сделать плотность элементов высокой. Видны также компоненты со сквозь-платным монтажем. В разъеме расстояние между центрами контактов равно 2,5 мм.

Аксиома в электронике — издержки на ремонт брака умножаются с каждым этапом производства. Так, плохое соединение легко устраняется в цеху на стадии изготовления. В процессе отладки его исправление требует много времени, а если плата уже пущена в работу, то ремонт ее сопровождается значительными расходами. Лучше всего платы проверять в незакрытом виде на фирме, изготовляющей их. Там они это делают с помощью изящного маленького устройства, имеющего набор штырьков, соответствующих контактным площадкам (набор этот составляется по вашей ленте сверлений). Как это ни кажется странным, но никто не проверяет незакрытые платы на соответствие с таблицей соединений. Вместо этого просто проверяют пачку плат и считают, что если они одинаковы, то и исправны. Хотя внимательный читатель и найдет здесь нарушение логики, но уверяем вас, что такой путь вполне себя оправдывает.

Монтаж накруткой с помощью САПР. Таблица соединений, составляемая в конце ввода описания схемы, содержит в себе все необходимое для создания схемы. Многие САПР предлагают выходные форматы, совместимые с устройством автоматического проведения монтажа накруткой. Вы начинаете с выбора местоположений компонентов на стандартной плате под монтаж накруткой (см. каталог образцов Augat), после чего САПР составляет специальную форму таблицы соединений, называемую "From-To" — список. В каждом входном сообщении содержатся координаты двух выводов, соединяемых проводами, и уровень накрутки (высота над платой) в законченном виде. По вашим лентам платы с машинной накруткой изготавливают такие фирмы, как DataCon и др. Обычно это занимает несколько недель и стоит около 6 центов за одно проволочное соединение плюс стоимость самой платы под монтаж накруткой (около 2 долл. за каждую позицию ИС). Как и в платах печатного монтажа, в платах под монтаж накруткой могут иметь место дефекты. По нашему опыту почти в каждой плате обнаруживается один или два случая, обычно в виде оборванного провода, который отлично просматривается со стороны.

Серьезные проблемы возникают с прототипом плат с монтажом накруткой. Если ваша цель-изготовить плату ПС, то вы в конечном счете обязательно сделаете на ней трассировку. Так почему бы не использовать их в качестве прототипов для плат с монтажом накруткой. К тому же платы с накруткой ведут себя в работе не так, как платы ПС, вследствие индуктивности выводов, различий в длине соединения с земляным выводом и индуктивности земляного слоя. Это сильнее проявляется в быстродействующих логических схемах, таких, как 74F, 74AS или 74АС (Т), или в матрицах элементов памяти с широкими сигнальными шинами. Обычно хорошие многослойные платы ПС имеют гораздо лучшие показатели, чем сравнимые с ними платы с монтажом накруткой. Поэтому для вас предпочтительнее создавать прототип с помощью платы ПС.

Конечно, если вы заказываете небольшое количество плат, то можно уклониться от одноразовых расходов на изготовление платы ПС и сразу строить платы с накруткой как конечный продукт. В этом случае рациональнее выбрать платы с машинной накруткой. Однако, не упустите из виду и одну из следующих альтернатив.

Многопроводный монтаж с помощью САПР. Многопроводный монтаж - продукт фирмы Kollmorgen Corporation, которая изготавливает искусные гибридные схемы на платах ПС с заказной маршрутизацией. Базовые платы имеют контактные площадки (как стандартные, так и заказные), которые служат для фиксации ваших ИМС и подводки питания и земли. Сигнальные межсоединения делаются, однако, не из дорожек печатного монтажа, а из тонких изолированных проводов (34 или 38), которые машинным способом укладываются в липкий слой на плате. Концы проводов присоединяются к контактным площадкам ИС в процессе металлизации отверстий.

Многопроводный монтаж обладает хорошими сигнальными характеристиками благодаря полноте плоскости заземления и тому, что такой монтаж позволяет относительно безболезненно вносить изменения при последующих рабочих прогонах. Поскольку для проводов (изолированных) нет запрета на пересечение друг друга, можно достичь очень высокой степени интеграции, сравнимой с 10-ти слойными платами печатных схем. Kollmorgen утверждает, что многопроводный монтаж является таким образом более дешевым решением, чем заказные многослойные платы ПС, особенно при немногочисленных рабочих прогонах и если ваши схемы только разрабатываются.

САПР для ИС специального назначения (ИС СИ). Мы заканчиваем повествование о САПР и полагаем, что теперь у вас и в мыслях не появится конструировать заказные или полузаказные (матрицы вентилей) ИС вручную (рис. 12.13). Они входят в общий класс «интегральных схем специального назначения» (ASIC-Application-Specific IС).

Рис. 12.13. При таком уровне проектирования чипов системы САПР/АСУП — не роскошь, а необходимость.

_{(С любезного разрешения Performance Semiconductor Corporation, Sunnyvale, California.).}

И снова САПР приходят на помощь. Благодаря программному обеспечению ввода описания и моделирования, вы можете до некоторой степени быть уверенными, что ваши чипы будут работающими. ASIC особенно целесообразно использовать в контексте реальных рабочих прогонов и мы полагаем, что эта ситуация со временем будет только улучшаться. Ко времени следующего переиздания этой книги станет общераспространенным конструировать заказные ASIC. Ваша местная кремниевая мастерская быстро обеспечит вас специальными ИС, предназначенными для именно такого сорта схем, для которых вы в данное время конструируете плату ПС, заполняемую стандартными ИМС.

Конструирование приборов.

12.09. Установка схемных плат в приборы.

Схемные платы (будь то печатная схема, панель с монтажом накруткой или же электромонтажная карта) должны помещаться в соответствующий корпус и соединяться с источником питания, панелью управления, с разъемом или с другими электрическими схемами. В этом разделе рассматриваются некоторые распространенные способы компоновки приборов, обеспечивающих хорошую установку схем и их доступность для проверки и ремонта. Начнем со способа крепления самой схемной карты, а затем обсудим устройство корпусов, организацию управления на лицевой и задней панелях, монтаж источника питания и т. п.

Установка печатной платы. В простом приборе может быть только одна схемная плата: либо печатная, либо с монтажом накруткой, либо же просто макетная плата. В этом случае по углам ее просверливаются отверстия и плата крепится винтами (с упорными втулками) на плоской поверхности компонентной стороной вверх. Соединения могут осуществляться через гнездо печатного разъема (если сама плата имеет ламели с покрытием) с помощью плоского кабеля с разъемом на конце, соответствующим вставке на плате, или с помощью отдельных паяных соединений с развальцованными лепестками. При любом типе разъема плата достаточно прочно будет удерживать этот разъем, и внешние крепления для него, как правило, не нужны. Независимо от способа соединения следует предусматривать такую организацию проводки, при которой плату можно было бы приподнять и наклонить так, чтобы стала доступной для переделок и ремонта ее нижняя сторона.

Если в системе несколько схемных плат, то лучше всего вставить их в какого-либо рода блок-каркасы для ПС в виде жестких комплектов с направляющими для каждой платы, по которым они вставляются и выравниваются по тыльной стороне так, что обеспечивается попадание печатных разъемов в гнезда. Ширина, пространственное расположение, количество плат, которые. можно вместить в блок-каркас, — в этом нет никаких особых ограничений. Больше всего подходят платы шириной 112,5 мм, имеющие 44-штырьковый двусторонний (22 штырька на каждой стороне) печатный разъем с шагом печатных ламелей, равным 3,9 мм. Имеется множество других форматов, часто с более плотным расположением штырьков (шаг 2,5 мм), с большим числом разъемов на одной плате или с более надежным разъемом, состоящим из двух сопрягающихся частей, одна из которых припаивается к плате как компонент. Из последних широко распространены так называемые VME-разъемы с 64 или 96 штырьками. Промежутки между платами можно сделать равными 12,5 мм, если необходимо, но расстояние в 15 мм удобнее. Если пространственный фактор для промежутка между платами не играет особой роли, то расстояние в 18,75 мм предоставляет тот запас, который нужен для схем с соединениями накруткой или с громоздкими компонентами. Лучше просмотреть несколько каталогов и подобрать каркас из имеющихся в наличии. Вы можете приобрести варианты с пластиковыми направляющими для плат или просто сделать в металлических стенках углубления для их выравнивания. Имеются также различные ручки, монтируемые непосредственно на платах ПС, с помощью которых платы вынимаются из каркаса.

Выпускаются и обоймы для печатных плат, по бокам которых установлены просто сплошные стенки (параллельно платам); в этих конструкциях процедура замены плат достаточно хорошо отработана. Можно использовать и сменные кожухи, включающие в себя блок-каркас целиком, в которых предусмотрено место для установки источников питания, панелей управления и т. д.

Предостережение: приборы, в которых единая схема спроектирована на нескольких вставленных платах, имеют прекрасную модульность и удобны для ремонта. Но этот способ конструирования может вызвать трудности в схемах с низким уровнем сигналов (меньше милливольта) и в схемах с высокочастотными сигналами (выше нескольких мегагерц). В этих случаях основная проблема заключается в невозможности обеспечить удовлетворительную стабильность и низкую индуктивность заземляющих систем, подключаемых к комплекту плат через разъемы на их концах. Особо опасно сочетание низкоуровневых аналоговых цепей с цифровыми сигналами переключения. Эта проблема усугубляется из-за задней панели с ручной проводкой, в которой распределение земли зависит от нескольких проводов, пролегающих между разъемами. Типичные симптомы - низкоуровневая (60 или 120 Гц) наводка, смешение ("fuzz") при уровне в доли милливольта, взаимодействие радиочастотных сигналов между контурами, которые должны быть изолированными. Если в плате земляной слой открыт и она вставляется в металлический блок-каркас, то симптомы часто изменяются в зависимости от силы, с которой вы давите на плату при ее вставлении, так как появляются неконтролируемые контакты с землей.

Мы сталкивались с такими проблемами не один раз и предлагаем некоторые советы. Первое — лучше полностью избегать связанных между собой небольших плат и строить все критические схемы на одной большой плате с общим земляным слоем. В этих платах для соединений между отдельными частями схемы следует использовать коаксиальные линии или кабель в виде витой пары проводов. Второе — если вы должны использовать соединенные между собой платы, то более хорошее распределение земли можно получить, если взять материнскую плату ПС, в которой земляные шины более широкие, чем на задней панели с ручной проводкой. В радиочастотных системах можно встретить металлические столбики на пружинах, располагаемые вдоль направляющих, по которым движется карта. Эти столбики обеспечивают непрерывное и стабильное соединение с землей. Третье - использование коаксиальной линии или витой пары в сочетании с дифференциальными входами (или «псевдодифференциальными» входами с заземленным экраном, см. рис. 7.70) часто является лучшим способом управлять микровольтными сигналами, которые иначе реагируют на паразитный контур с замыканием через землю и на помеху. И наконец, за исключением «псевдо дифференциального» варианта, мы предлагаем делать как можно больше дополнительных соединений с землей (множественные соединения с шасси, сдвоенный соединитель штырьков и проводов и т. п.), чтобы уменьшить индуктивность, из-за которой могут возникнуть токи утечки на землю. Не тревожьтесь о паразитных контурах с замыканием на землю в цифровых и ВЧ-схемах; они выпускаются как микровольтные аудио-схемы. Отсылаем вас в разд. 7.24, где изложены дополнительные сведения о заземлении.

Монтаж задней панели блок-каркаса. Гнезда «печатных» разъемов бывают либо с лепестками под пайку, либо со штырьками для монтажа накруткой, либо же с небольшими штырьками для установки на плату ПС. Во многих случаях разводку межплатных соединений лучше делать пайкой от точки к точке, используя лепестки разъемов. Чтобы работа была качественной, нужно объединить провода в несколько жгутов, прокладываемых по прямой вдоль блок-каркаса. Иногда предпочтение отдают соединениям накруткой, особенно если между штырьками разъемов на задней панели требуется много соединений, а количество проводов, идущих к другим точкам прибора, сравнительно мало и нет необходимости использовать при монтаже экранированные кабели.

Третьей возможностью является использование в качестве задней панели материнской платы — печатной платы, на которой монтируются гнезда печатных разъемов. Материнские платы широко применяются в системах с передачей сигналов по шинам (почти всегда в компьютерах), — и в любом случае нельзя забывать о возможности их использования, если прибор предназначен для серийного производства. Двусторонние материнские платы обладают тем преимуществом, что дают возможность иметь земляную плоскость (пониженная индуктивность и связь сигнальных шин) или использовать обе стороны как сигнальные, если межплатный монтаж достаточно сложен. В «шинных» системах монтаж между платами обычно упрощается благодаря наличию сквозных соединении между соответствующими «шинными» выводами на всех платах. Задние панели в компьютерах иногда выполняются в виде материнских плат со сквозными выступающими штырьками для соединений накруткой. Это очень удобно, особенно если вам нужна материнская плата, чтобы по ней провести все шины и подводку питания, а нешинные штырьки оставить свободными для монтажа требуемой схемы накруткой. На рис. 12.14 изображена фотография простой материнской печатной платы.

Рис. 12.14. Использование материнской платы позволяет удобно осуществлять межплатные соединения. Значительно уменьшается объем ручной работы и вероятность ошибок при монтаже, при этом обеспечивается высокое качество исполнения. В больших схемах материнская плата и ее разъемы должны, очевидно, жестко монтироваться сзади блок-каркаса для плат.

12.10. Оформление.

В зависимости от назначения электронная аппаратура размещается в настольных корпусах (комплектуемых с резиновыми опорами и имеющих откидную лицевую панель на петлях) и в корпусах или панелях, вставляющихся в стандартную «релейную стойку» шириной 475 мм (блоки либо привинчиваются непосредственно к боковым стенкам стойки, идущим вертикально от пола, либо монтируются на шарикоподшипниках, скользящих по полозьям стойки для облегчения доступа). Модули приборов конструируются так, чтобы они могли вставляться в более крупные монтажные единицы — «бункер», «обойму» или «крейт» (в последнем случае подключение к источнику питания обычно осуществляется сзади через стандартный разъем). Возможны и другие виды корпусов приборов, например, такие, как передвижные (в том числе по вертикали) подставки-лафеты.

Как при настольном оформлении, так и при использовании напольных стоек имеется возможность разнообразить формы корпусов. Наиболее распространены корпуса шириной 425 мм различной высоты (всегда кратной 43,75 мм) и глубины. При этом можно подобрать наиболее удобные размеры фланцев и полозьев монтажных стоек (в стойках шириной 475 мм расстояние между фланцами составляет примерно 437,5 мм). Таким образом, путем небольших изменений в механической конструкции прибора вы можете переделать корпус из монтируемого на стойках в настольный вариант или наоборот. Следует отметить, что для некоторых корпусов при переделке требуется удалять внешний кожух, для других можно оставить его без изменений.

Что касается модульных приборов, то NIM-бункеры распространены в ядерной и атомной измерительной аппаратуре, а крейт КАМАС используется для компьютерных интерфейсов. Несколько фирм ограничиваются выпуском модулей и бункеров, например Tektronix-серий ТМ500, Vector-серией пустых модулей EFP. В каждом типе оформления имеются пустые шасси в комплекте с задними разъемами, согласующимися с розетками источника постоянного тока материнского бункера.

12.11. Замечания по конструкции.

Чем пытаться перечислять многообразные выпускаемые корпуса по названиям или стилям, нам проще сделать некоторые замечания о конструкции приборов. Эти замечания вместе с рисунками этой главы помогут вам выбрать корпуса для электронной аппаратуры и заполнить их схемами наилучшим образом.

Обычно на переднюю панель выводятся индикаторы, измерительные и показывающие приборы, кнопки и т. п., а также ручки управления и часто используемые разъемы. Приспособления и разъемы, к которым не требуется частый доступ, обычно выносятся на заднюю стенку, как и большие разъемы, соединительные провода, предохранители и т. п. (рис. 12.15).

Рис. 12.15. В этом приборе задняя панель служит теплоотводом для мощных транзисторов. На ней крепятся ручки управления, которыми редко пользуются, и разъемы. Чтобы обеспечить доступ к девяти схемным платам, размещенным в блок-каркасе, передняя панель сделана съемной.

Традиционным является придавать профессиональный вид фронтальной панели путем трафаретного экранирования надписей под окраску или анодирование алюминием поверхности. Результат смотрится неплохо, но тенденция к корродированию при частом грубом обращении остается (хотя прозрачное защитное покрытие значительно улучшит ситуацию). Если вы посмотрите на последние приборы Fluke, Tektronix или Hewlett-Packard, вы увидите новый вариант — панель с приклеенной пленкой Lexan, обладающей приятным внешним видом и невероятной прочностью. Надписи делаются методом трафаретного экранирования на обратной стороне матово-текстурированной пленки Lexan толщиной 0,25 мм, на которую затем наносится клей, обеспечивающий прочное сцепление. Можно применить тиснение или рисование несколькими цветами, а также использовать специальные цветные пластиковые окошки или вырезы. Есть много мест, где вы можете заказать панели кожухов с прессованными оттисками: вы должны для этого предоставить точный шаблон оригинала (обычно позитив или негатив рабочего размера). Оригинал можно изготовить с помощью сухого переноса при натирании тиснения или, еще лучше, используя некоторые настольные издательские пакеты программ и лазерный принтер.

По-видимому, наиболее важно при размещении прибора помнить о необходимости обеспечения хорошего доступа к схемным платам и ручкам управления. Добивайтесь, чтобы вставлять компоненты в прибор можно было без больших усилий. Это значит, что нужно очень хорошо развести кабельные соединения, чтобы модульные блоки извлекались без применения паяльника. Кроме того, нужна точная планировка, чтобы можно было в процессе работы прибора проверять схемные платы. Например, если в блок-каркасе платы смонтированы вертикально, то для того, чтобы добраться до платы, надо снять крышку корпуса, а затем вставить переходник для работы с выдвинутой платой. Только тогда схема будет доступна. Если платы смонтированы горизонтально, то можно обеспечить доступ, сделав переднюю панель съемной или откидной. Вообще, следует сопротивляться соблазну укладывать схемы слоями, когда одна схема полностью закрыта другой. На рис. 12.16 показан образец удобной съемной передней панели, связанной с корпусом кабелем.

Рис. 12.16. Один из способов обеспечения удобного доступа к монтажу панели управления. Все провода выносятся на один конец так, чтобы панель могла откидываться на петлях или отделяться от прибора. Здесь панель с салазками вставляется по направляющим прибора. Отметим использование кабельных жгутов и самосцепляющихся держателей, благодаря которым проводка выглядит опрятной.

12.12. Охлаждение.

Приборы, потребляющие более нескольких ватт, обычно нуждаются в принудительном воздушном охлаждении. По приближенным подсчетам небольшие приборы, выделяющие более 10 Вт, или более крупные узлы, расходующие более чем 25 Вт, работают, вероятно, лучше, если их обдувать вентилятором. Важно помнить, что в корпусе, заполненном схемами, будет прекрасный температурный режим, если корпус установлен на стенде, а его крышка снята. Но если схема помещена в стойке вместе с тепловыделяющими приборами (когда окружающая температура может достигать 50 °C) и закрыта крышкой, то она будет сильно перегреваться. Это приводит не только к быстрому разрушению компонентов, сколько главным образом к неудовлетворительной работе.

Для приборов, работающих при умеренно низких мощностях, например, показанных выше на рисунках, часто бывает достаточно простого охлаждения конвекцией. В этих случаях вы должны просверлить в основании верхней крышки отверстия, учитывая расположение основных сильно нагревающихся деталей (мощных резисторов и транзисторов). Возможно, что лучше устанавливать мощные компоненты на задней панели, используя радиаторы с вертикальными ребрами (разд. 6.04). Схемные платы будут лучше вентилироваться, если их устанавливать вертикально, хотя рассеяние тепла в схемах чаще всего незначительное. Если конвективного охлаждения недостаточно, то следует воспользоваться вентилятором.

Обычный вытяжной вентилятор со скоростью потока в открытом пространстве 3 куб. м/мин будет вполне удовлетворительно охлаждать приборы, потребляющие 100 Вт и больше. Здесь мы проводим соответствующую формулу:

Возрастание температуры воздуха, °С = 1,6·Р (Вт)/Поток воздуха (куб. м/мин).

Если вас удовлетворит небольшой воздушный поток, то у большинства изготовителей имеются бесшумно работающие вытяжные вентиляторы. В табл. 12.2 приведены некоторые их типы и параметры. У этих вентиляторов поток воздуха сильно уменьшается, если при работе на нем появляется обратный перепад давления. На рис. 12.17 это показано графически.

Рис. 12.17. Поток воздуха в зависимости от обратного перепада давления для вытяжных вентиляторов, перечисленных в табл. 12.2.

_{1 — стандартный, сечение 112,5 мм; 2 — мини-вентилятор сечением 75 мм; 3 — бесшумный, сечение 112,5 мм; 4 — особо тихий сечением 112,5 мм.}

Кроме традиционных вентиляторов, работающих от сети переменного тока, все изготовители теперь выпускают и бесщеточные вентиляторы, рассчитанные на постоянное напряжение. Работа вентиляторов от низкого постоянного напряжения (обычно 12 или 24 В) делает их удобными для электронного управления скоростью вращения в зависимости от рабочей температуры внутри прибора. Вы можете либо осуществить считывание температуры и собственную обратную связь управления скоростью (возможно использование внеплатного модуля типа регуляторов "SmartFan", изготовляемых фирмой Control Resources) или приобрести вентилятор с встроенным терморегулятором скорости (например серии "Therma-Pro-V" Rotron). Другой путь, который хорошо себя зарекомендовал, это использование вентиляторов с изменяющейся скоростью вращения лопастей, так как чаще бывают такие условия, когда шум вентилятора может быть гораздо меньше, чем в наихудших условиях (максимальные обороты), которые возникают только при максимальной для прибора температуре окружающей среды.

При размещении приборов, требующих принудительного воздушного охлаждения, попытайтесь так расположить компоненты, чтобы воздух поступал в корпус с одного края, обтекал компоненты и выходил из противоположного края. Например, в приборах с горизонтальным расположением шасси вы должны просверлить несколько впускных отверстий в нижней части панели, а также на внутренних шасси вблизи лицевой панели и установить вытяжной вентилятор в верхней части задней панели. Таким образом воздушный поток принудительно будет проходить через все детали прибора. Не забывайте, что схемная плата является преградой для воздушного потока, — при планировке прибора следует это учитывать. Если сопротивление потоку значительное (высокое обратное давление), то центрифужный обдув будет работать лучше, чем пропеллерный. Лопасти пропеллерного вентилятора, если обратное давление превышает 7,5 мм вод. ст., переходят в состояние «срыв потока», делая тем самым вентилятор полностью неэффективным.

В общем при любом охлаждении главным при конструировании является охрана прибора; разрушаемость электронных приборов резко возрастает, если оборудование работает с перегревом. На рис. 12.18 изображен прибор, хорошо сконструированный с точки зрения охлаждения и доступа к элементам.

Рис. 12.18. Внешний вид законченного прибора (устройство считывания цифровых сигналов с магнитофонных кассет), в котором применено несколько способов крепления и межсоединений. Большая часть электронных схем размещается в блок-каркасе для печатных плат (к которому подсоединяются задняя панель и многоконтактный разъем), а схемы управления приводом ленты смонтированы на двух панелях вблизи мотора (связь осуществляется либо через многоконтактный разъем, либо жгутом, либо через соединение вставкой DIP).

Регулировка и контрольные точки вынесены на края схемных плат. Проследите, как здесь проходит поток охлаждающего воздуха. Воздух засасывается сзади со стороны блок-каркаса для плат; он протекает между платами, затем вокруг центральной части, возвращаясь, обдувает источники питания и высасывается вентилятором, расположенным в правой части задней панели.

12.13. Полезные советы.

Ненадежные компоненты. В любой электронной системе наиболее ненадежными компонентами являются следующие (хуже всего первые): 1) разъемы и кабели; 2) переключатели; 3) потенциометры и триммеры. Не забывайте об этом и не давайте вашим идеям разрастаться так, чтобы их воплощение стало слишком сложным делом.

Радиочастотные линейные фильтры. Как мы упоминали выше, на входах питания от сети переменного тока очень полезно ставить высокочастотные фильтры. Они изготовляются рядом фирм, среди которых можно отметить Corcom, Cornell-Dubilier, а также Sprague. Фильтры выпускаются в виде простых модулей, имеющих клеммы с ламелями для пайки, или же включаются в общий блок с вилкой для включения в сеть переменного тока, соединяемый со стандартным кордовым шнуром IEC. Такие фильтры обеспечивают превосходную фильтрацию напряжения питания от ВЧ-сигналов (а также предотвращают излучение их самим прибором), и, кроме того, они довольно эффективно подавляют переходные процессы сетевого напряжения. Так, например, фильтр 3R-1 Corcom (рассчитан на 3 А, 115 В) имеет ослабление 50 дБ для сигналов частоты 200 кГц и более 70 дБ для сигналов с частотой, превышающей 0,5 МГц (разд. 6.11 и табл. 6.3).

Подавление переходных процессов. В любых приборах, чтобы предотвратить сбой в работе (или даже выход из строя), вызываемый случайными выбросами напряжения сети от 1 до 5 кВ, которые имеют место практически на всех линиях переменного тока, полезно ставить устройство для подавления переходных процессов. Эти устройства можно просто подключать параллельно зажимам сетевого питания после предохранителя; они действуют как двунаправленные стабилитроны и обладают способностью выдерживать огромные пиковые значения тока. Выпускаются они в корпусах, аналогичных дисковым конденсаторам или мощным диодам. Небольшие и дешевые GE V130LA10A (стоят около 1 долл.), например переходят в проводящее состояние при напряжении 185 В и могут пропускать импульсные токи с максимальной амплитудой 4000 А (подробнее см. разд. 6.11 и табл. 6.2).

Предохранители. В каждой без исключения силовой шине электронного прибора наличие плавкого предохранителя обязательно. Как мы указывали в разд. 6.11, настенный предохранитель плавится при токах 15–20 А, тем самым предотвращая опасность воспламенения стенной проводки. Если не предусмотреть такие возможные неисправности, как, например, пробой конденсатора источника питания, то от сети в прибор пойдет ток 10 А (т. е. в силовом трансформаторе будет рассеиваться мощность более 1 кВт). Важное замечание (момент, к сожалению, не сразу понятый авторами): сетевой конец должен присоединяться к внутренней клемме держателя предохранителя, чтобы при смене предохранителя вы не могли коснуться пальцами «горячей» клеммы. Используйте легкоплавкие предохранители, выбирая их на ток в 1,5–2 раза больший, чем наибольший ток потребления прибора.

Принцип «холодного управления». Всегда, когда только возможно, полезно избегать прохождения логического или аналогового сигнала через панель управления; это нужно, чтобы предотвратить возникновение перекрестных связей и затухание сигнала, которые в противном случае могут иметь место. Взамен выведения сигналов на переднюю панель, можно подать в схему управляющие сигналы постоянного тока от потенциометров, переключателей и т. п. оборудования, расположенного на передней панели. Это особенно важно при шумах, высокоскоростных сигналах или сигналах низкого уровня, поскольку сигналы управления постоянного тока могут быть отфильтрованы шунтирующими конденсаторами, в то время как для быстроменяющихся сигналов это недопустимо. Например, лучше использовать дополнительные вентили (мультиплексор), чем прогонять логический сигнал через переключатель, или для управления частотой с лицевой панели лучше использовать генератор, управляемый напряжением, чем перестраиваемый RC-генератор. Чтобы осуществить такое «холодное управление», понадобится незначительное дополнительное высококачественное оборудование, но будут обеспечены повышенная надежность и простота монтажа (не нужен будет, например, экранированный кабель).

12.14. Где доставать компоненты.

Поиск деталей, необходимых для сборки электронной аппаратуры, может оказаться сложным делом. Большинство крупных поставщиков имеют плохо организованную торговую сеть, и это делает почти невозможным приобретение малых партий компонентов мелким покупателем. К счастью, крупные известные фирмы дают справки, где могут быть куплены нужные детали за наличный расчет. Занимаясь поисками, необходимо точно знать, чего вы хотите, количество деталей и изготовителя (для ИМС вы должны знать полное обозначение схемы, а не только изготовителя и тип).

Многие поставщики неохотно продают малые партии, поэтому покупатель тратит много сил на приобретение компонентов в количестве 5—10 штук. Добавим к этому, что поставщики обычно имеют только часть нужного вам ассортимента, и вы сталкиваетесь с необходимостью иметь дело с множеством кустарных поделок. На складах электронного оборудования (Radio Shack и др.) организована продажа небольшими партиями, но там имеется в наличии очень ограниченная номенклатура. Система оптовой торговли ориентирована в основном на крупных промышленных потребителей. Фирмы-изготовители предпочитают иметь дело с оптовиками, которые тесно с ними связаны, дают им расширенные каталоги и справочники и могут оказать влияние на цены.

Особая осторожность необходима при покупке ИМС. Многие типы ИМС выпускаются без 100 %-ной проверки. Вместо этого проверяется один образец из каждой партии, и вся партия бракуется, если образец не отвечает стандарту. В результате вы можете случайно приобрести неисправный кристалл, выпущенный фирмой с хорошей репутацией. Как правило, следует ожидать, что примерно 0,1 % новых ИМС окажется непригодным. Это не очень страшно, так как в случае необходимости для обеспечения большей надежности вы всегда можете проверить все ИМС. Все изготовители испытывают свои ИМС, а некоторые (AMD, например) проводят 100 %-ную проверку всех ИМС.

Более серьезная проблема возникает, когда забракованные партии попадают в руки мелких торговцев. Очень часто встречаются подделки, так как машины, выпускающие ярлыки, стоят недорого. По нашему опыту, крупные поставщики (такие, как Arrow, Hamilton/Avnet, Newark, Schweber и Wyle) надежны, по крайней мере если судить по изделиям, действительно ими поставленным. Большинство торговых точек, по-видимому распространяют хорошие товары, но здесь есть элемент риска. Будьте подозрительны по отношению к ИМС без даты выпуска. Поскольку отыскание неисправных ИМС в схеме требует много сил и времени, рекомендуем вам покупать все ИМС у одного и того же поставщика, даже если цены будут относительно высоки. Тем не менее, две ведущие фирмы, чьими изделиями мы с успехом пользуемся, — то Digi-Кеу (богатый каталог; Thief River Falles, MN) и Microprocessors UnUmited (компьютерные чипы; Beggs, OK).

Глава 13. ВЫСОКОЧАСТОТНЫЕ И БЫСТРОДЕЙСТВУЮЩИЕ ПРИБОРЫ.

Высокочастотные усилители.

Перевод И. И. Короткевич.

В этой главе обсуждаются важные особенности техники высоких и радиочастот, в том числе эквивалентные схемы для высоких частот и быстродействующие ключи. Высокочастотные приборы находят широкое применение в области связи и радиовещания, а также в лабораторных установках для проведения радиочастотных измерений (резонансные явления, плазма, ускорители частиц и т. п.). Быстродействующие ключи являются неотъемлемыми элементами вычислительных машин и других цифровых устройств. Высокочастотные и быстродействующие приборы — это линейные и цифровые устройства, работающие в той области частот, где работа схем начинает определяться эффектами межэлектродных емкостей, индуктивностями проводов, накоплением зарядов и длинами волн. Благодаря таким причудливым конструкциям, как полосковые выводы, волноводы или приборы вроде диодов Ганна, клистронов и ламп бегущей волны, схемотехника в этой области частот существенно отличается от техники низких частот. Чтобы представить уровень наших возможностей, скажем, что промышленностью выпускаются цифровые ИМС (счетчики и т. п.), которые работают с импульсами частотой 3 ГГц и выше, а также элементы линейных схем (усилители и т. п.), которые работают на частотах выше 100 ГГц.

Мы начнем с обсуждения высокочастотных транзисторных усилителей как на биполярных, так и на полевых транзисторах и приведем несколько примеров. Затем перейдем к радиочастотным приборам, дадим общее представление о линиях связи и методах модуляции и детектирования. В конце мы более подробно рассмотрим быстродействующие ключи. В силу того, что эти вопросы носят узкоспециальный характер, эту главу при первом прочтении можно пропустить.

13.01. Транзисторный усилитель на высоких частотах в первом приближении.

В усилителях, которые мы обсуждали выше (такие, как усилители с общим эмиттером и с резисторной коллекторной нагрузкой), коэффициент усиления снижается с ростом частоты сигнала, как правило, из-за действия паразитных емкостей нагрузки и соединительных проводов. На рис. 13.1 это показано пока в упрощенном виде.

Рис. 13.1.

Эффективная емкость между коллектором и землей С_н в сочетании с коллекторной нагрузкой R_н образует фильтр низких частот с постоянной времени R_нС_н. Эта эквивалентная схема приведена с учетом того, что для сигнала U₊ то же самое, что и земля. В С_н входят емкости между коллектором и эмиттером, между коллектором и базой, а также емкость нагрузки: На частотах, приближающихся к f = 1/R_нС_н, усиление начинает быстро падать.

Уменьшение влияния емкости нагрузки. Простейшие методы уменьшения емкостной нагрузки заключаются в учете и уменьшении произведения R_нС_н, например:

1. Выбираются биполярные или полевые транзисторы с малой емкостью между электродами (как самих p-n-переходов, так и между внешними выводами); такие транзисторы обычно обозначаются как радиочастотные или ключевые транзисторы.

2. Нагрузка отделяется эмиттерным повторителем, что способствует уменьшению емкостной нагрузки на коллектор.

3. Уменьшается R_н. Если при этом I_к поддерживать постоянным, то коэффициент усиления падает из-за уменьшения g_mR_н. Вспомним, что для транзисторов g_m =1/r_э или I_к (мА)/25 для усилителей с заземленным эмиттером. Чтобы сохранить коэффициент усиления постоянным при уменьшении R_н, необходимо увеличить ток коллектора, сохраняя U₊ постоянным. Таким образом, f_макс ~= 1/R_нС_н и прямо пропорционально I_к/С_н, что вполне справедливо для больших токов, часто используемых в высокочастотных схемах.

13.02. Высокочастотные усилители: модели для переменного тока.

Емкость нагрузки не только уменьшает коэффициент усиления усилителя на высоких частотах. Как мы упоминали выше (см. обсуждение эффекта Миллера в гл. 2), емкость обратной связи (С_кб), будучи включенной между выходом и входом, может доминировать в спаде усиления на высоких частотах, особенно если полное сопротивление источника входного сигнала высоко. Чтобы определить, на каких частотах усиление начнет падать и как этого избежать, можно использовать относительно простую модель транзистора или ПТ. Как это делается, покажем на примере высокочастотного усилителя.

Эквивалентная схема для переменного тока. Приведенные на рис. 13.2 эквивалентные схемы каскадов с общим эмиттером (или истоком) представляют собой простейший вариант; их не без оснований используют при оценке характеристик быстродействующих устройств. Обе модели очевидны. В схеме биполярного транзистора С_вх.э (обозначается также С_{вх. б} или С_бэ; заметим, что название относится либо к емкости входа, либо к емкости выхода) есть входная емкость, r_б — импеданс цепи базы, С_кб - емкость обратной связи (Миллера) и С_кэ - емкость между коллектором и эмиттером. Модели с источником тока определяют усиление транзистора на частотах сигнала. Схема полевого транзистора аналогична, но емкости имеют другие обозначения и она значительно проще из-за бесконечного входного сопротивления.

Рис. 13.2. Эквивалентные схемы для ВЧ биполярного (а) и полевого (б) транзисторов.

Влияние коллекторного тока и напряжения на емкости транзистора. Емкости обратной связи и выходной цепи (С_кб , С_сз, С_кэ и т. д.) включают в себя небольшие емкости транзисторных выводов и относительно большие емкости полупроводниковых переходов. Последние ведут себя подобно обратносмещенным диодам, у которых емкость постепенно снижается с увеличением обратного смещения, как показано на рис. 13.3 (этот эффект используется в конденсаторах, управляемых напряжением, известных под названием «варикапы», или «варакторы»).

Рис. 13.3. Зависимость емкости коллектор — база от напряжения для нескольких распространенных биполярных транзисторов.

Емкость изменяется с напряжением приблизительно как С = k(U — U₀)ⁿ, где n лежит в диапазоне от —1/2 до —1/3 для транзисторов, a U₀ — постоянное напряжение, равное ~ 0,6 В.

Входная емкость С_вх.э имеет другой характер, поскольку вы имеете дело с прямосмещенным переходом. В этом случае эффективная емкость резко растет с увеличением тока базы, так как U близко U₀ и имеет мало общего с указанным в паспорте транзистора значением С_вх.э. Однако оказывается, что эффективная емкость С_вх.э увеличивается с ростом I_э (и, следовательно, с уменьшением r_э), так что произведение RC(r_бС_вх.э) остается почти постоянным. В результате усиление транзистора на определенных частотах зависит в первую очередь от соотношения между током, «теряемым» на С_вх.э, и током, который «действительно» идет в базу и несильно зависит от тока коллектора. Поэтому вместо того, чтобы задавать значение С_вх.э, изготовители транзисторов обычно указывают f_T — частоту, при которой усиление тока (h_21э) падает до 1. Легко показать, что f_T определяется выражением.

F_T = 1/2πС_вх.эr_э, или С_вх.э = 1/2π/f_Tr_э.

Для значений С_вх.э и r_э, данных при некотором токе коллектора. Транзисторы, предназначенные для работы в диапазоне высоких частот, имеют f_T от 500 МГц до 10 ГГц, в то время как у транзисторов общего назначения f_T бывает от 50 до 250 МГц. На рис. 13.4 приведены кривые изменения f_T в зависимости от тока коллектора для типичных транзисторов.

Рис. 13.4. Зависимость произведения усиления на ширину полосы (граничную частоту) f_T от коллекторного тока для нескольких распространенных биполярных транзисторов.

13.03. Пример высокочастотных расчетов.

Применим нашу простую модель для конструирования высокочастотного широкополосного усилительного каскада. При этом будем учитывать влияние предварительного каскада, считая, что его выходное сопротивление известно. Покажем, что рассматриваемый усилитель сильно нагружает этот каскад и имеет плохие характеристики. Далее будут рассмотрены те параметры, которые определяют характеристики схемы, и показаны методы улучшения параметров путем изменений конфигурации схемы и ее рабочих точек. На рис. 13.5 показан фрагмент схемы.

Рис. 13.5.

Предполагается, что он является частью целой усилительной схемы с обратной связью по постоянному току, обеспечивающей стабилизацию точки покоя на уровне 1/2U_КК; показанное на рисунке смещение не обеспечивает само по себе стабилизации. Поскольку нас интересуют высокочастотные характеристики, мы не будем в дальнейшем беспокоиться о том, как осуществляется смещение на самом деле. Заметим, что дифференциальный каскад имеет небольшую допустимую величину синфазного входного сигнала — приблизительно от +0,25 В до отрицательного напряжения, ограниченного рабочим диапазоном источника эмиттерного тока.

Анализ факторов, вызывающих снижение усиления на высоких частотах. Для дифференциального каскада коэффициент усиления и выходное сопротивление поддаются расчету, что дает возможность подробно проанализировать снижение усиления в выходном каскаде. Анализ коэффициента усиления усилительного каскада на Т₃ будет состоять в следующем:

1. Находим усиление на низких частотах при нулевом сопротивлении источника. Затем определяем частоту, при которой усиление падает на 3 дБ (т. е. сопрягающую частоту), причем это снижение связано с влиянием входной емкости, емкости обратной связи и сопротивления нагрузки:

F_{-3 дБ} = 1/2πR_н(С_н + С_кб).

2. Определяем входной импеданс как сочетание полного входного сопротивления базы (r_б и С_вх.э) и эффективной емкости обратной связи (К_UС_кб).

3. Рассчитываем сопрягающую частоту, при которой падение усиления на 3 дБ связано с нагружением источника входным импедансом; сравнивая ее с «выходной частотой 3 дБ», вычисленной в п. 1, находим «узкое место» с точки зрения высоких частот.

4. Если необходимо, попробуем улучшить характеристики путем снижения требований к тем параметрам, которые вызывают спад усиления на высоких частотах.

Заметим, что емкость обратной связи С_кб влияет на частотные характеристики как выходного, так и входного каскадов, причем в последнем случае она умножается на коэффициент усиления по напряжению (эффект Миллера).

Рассмотрим в соответствии со сказанным эквивалентную схему включения транзистора 2N4124 с параметрами С_кб = 2,4 пФ при 2,5 В, h_21э ~= 250 и f_T = 300 МГц (рис. 13.6).

Рис. 13.6.

1. Предположим, что Т₃ работает от источника напряжения, его коэффициент усиления по напряжению на низкой частоте равен 100, поскольку r_э = 10 Ом при токе коллектора 2,5 мА. Частота —3 дБ, вычисленная по выходной емкости, приблизительно равна 40 МГц (2,4 пФ параллельно 2 пФ шунтируют 1,0 кОм). Заметим, что в этом простом расчете мы не учитываем емкость нагрузки и паразитную емкость проводов.

2. Входное сопротивление, параллельное емкости Миллера (240 пФ) и С_вх.э, приблизительно равно 2,5 кОм (h_21эr_э); емкость С_вх.э находится по формуле, приведенной выше, и равна ~ 53 пФ.

3. Верхняя сопрягающая частота, связанная с входной емкостью, при грубом расчете получается равной 280 кГц (R = 8,2 кОм параллельно 2,5 кОм; С = 240 пФ + 53 пФ) и определяется емкостью эффекта Миллера К_UС_кб в комбинации с относительно высоким сопротивлением цепи базы. Заметим, что усиление фактически на низкой частоте меньше 100, если считать, что входной сигнал равен сигналу на ненагруженном выходе дифференциального каскада, так как предварительный каскад работает на низкое входное сопротивление; с учетом этого эффекта усиление на низких частотах фактически получается равным 100·2,5/(2,5 + 8,2), т. е. приблизительно 23.

Чрезмерная нагрузка предварительного каскада и низкая сопрягающая частота указывают на то, что схема построена плохо, но рассмотрение ее дает возможность увидеть практические трудности конструирования высокочастотных усилителей. Чтобы улучшить характеристики, надо либо значительно уменьшить полное сопротивление в цепи коллектора, либо использовать иную конфигурацию усилителя. В следующем разделе мы обсудим несколько наиболее популярных схем высокочастотных усилителей, в которых эффекты, связанные с емкостью входа (f_T) и емкостью обратной связи (К_UС_кб, эффект Миллера), уменьшены или полностью отсутствуют.

13.04. Примеры высокочастотных усилителей.

Как видно из сказанного выше, в высокочастотных усилителях, работающих от источника с умеренно высоким импедансом, доминировать может эффект Миллера. В этих случаях частота f_T = 300 МГц и вычисленная для выходного каскада постоянная времени, соответствующая сопрягающей частоте 40 МГц, не влияют на характеристики схемы, которые определяются постоянной времени входной цепи, соответствующей сопрягающей частоте 280 кГц.

Три способа подавления эффекта Миллера. Помимо грубого подхода, заключающегося в том, чтобы просто сильно уменьшить сопротивление в цепи коллектора, имеется несколько интересных конфигураций, в которых обеспечено уменьшение выходного сопротивления каскада — источника сигнала или емкости обратной связи или обоих вместе. На рис. 13.7 приведены эти конфигурации, изображенные в самой простой форме, без цепей смещения и питания (т. е. показаны только цепи, определяющие сигнально-частотные характеристики).

Рис. 13.7. Упрощенные схемы высокочастотных усилителей, а — повторитель плюс усилитель с общим эмиттером; б — усилитель с общим эмиттером плюс усилитель с общей базой (каскодная схема); в — повторитель плюс усилитель с общей базой (дифференциальный усилитель).

В схеме а эмиттерный повторитель снижает выходное сопротивление источника, подключенного ко входу усилителя с общим эмиттером. Это значительно ослабляет отрицательное действие f_T и К_UС_кб. В схеме б, известной как каскодное включение, каскад с общим эмиттером управляет каскадом с общей базой, тем самым сводя на нет эффект Миллера К_UС_кб (эмиттер Т₄ имеет потенциал, фиксированный напряжением базы; он просто передает ток коллектора Т₃ на R_н). В схеме в повторитель управляет каскадом с общей базой, причем эффект Миллера полностью отсутствует, и в то же время уменьшается выходное сопротивление управляющей цепи; это, по существу, обычная схема дифференциального усилителя с несбалансированными коллекторными резисторами и одним заземленным входом.

Другие приемы. Кроме этих схемных конфигураций имеются два других подхода к проблеме входной емкости и емкости обратной связи, а именно: а) использование одного простого усилителя с заземленной базой, если полное выходное сопротивление источника сигнала достаточно низко, и б) использование «настраиваемых» цепей на входе и выходе усилителя с общим эмиттером (или другой схемы) для «расстройки» эффектов межэлектродных емкостей. Заметим, что такие настраиваемые усилители не бывают широкополосными, а усиливают сигналы только в узкой области частот (что может быть весьма выгодно для некоторых применений). Кроме того, в таком усилителе может быть необходима нейтрализация. Узкополосные настраиваемые усилители будут обсуждаться в последних разделах этой главы. В качестве компромиссного «среднего» решения может использоваться корректирующая «пиковая» индуктивность в несколько микрогенри, включенная последовательно сопротивлению нагрузки коллектора для подавления емкостных эффектов и подъема усиления на частотах, несколько превышающих «естественную» частоту высокочастотного спада (рис. 13.8).

Рис. 13.8.

Чтобы можно было оценить высокочастотные характеристики схем на повторителях и каскадах с заземленной базой, следует построить простые эквивалентные схемы транзисторов по переменному току для этих конфигураций (рис. 13.9).

Рис. 13.9. Эквивалентные схемы, а — каскад с общей базой, б — эмиттерный повторитель.

Заметим, что в эквивалентной схеме эмиттерного повторителя сопротивления зависят от сопротивлений источника сигнала и нагрузки (как реактивных, так и омических). Мы применим эти модели в следующих примерах.

13.05. Пример проектирования широкополосной схемы.

В качестве примера улучшенной модификации широкополосного усилителя рассмотрим схему на рис. 13.10, построенную так, чтобы снижение усиления, вызываемое эффектом Миллера, было полностью устранено. В ней используются эмиттерные повторители на входах (высокий входной импеданс) дифференциального усилителя; выходная нагрузка изолирована эмиттерным повторителем от каскадного выходного узла дифференциального усилителя. Схемное решение основано на использовании хорошего высокочастотного транзистора 2N5179 с f_T = 1000 МГц (по паспорту h_21э = 10 при 100 МГц) и С_кб = 0,5 пФ при 2 В.

Рис. 13.10. Широкополосный дифференциальный усилитель.

Приближенная эквивалентная схема усилителя с обозначением p-n-переходов и паразитных емкостей приведена на рис. 13.11.

Рис. 13.11. Эквивалентная схема по переменному току для усилителя, изображенного на рис. 13.10. Низкая частота: Z_вх ~= 40 кОм, К_U = 300/10 = 30, Z_вых = 8 Ом; для 2N5179: h_21э ~= 70, Скб (2 В) = 0,5 пФ, С_кэ = 0,2 пФ, h_21э (100 МГц, 5 мА) = 10, С_пар = 0,3 пФ.

Чтобы определить точку начала высокочастотного спада, надо рассмотреть каждый каскад, анализируя различные RC, используя соответствующие эквивалентные схемы. Обычно имеется один каскад, который имеет самую низкую граничную частоту, и часто интуитивно можно правильно угадать, какой именно. В данной схеме ограничивающим фактором является конечное полное сопротивление цепи базы каскада на Т₇ (300 Ом) в сочетании с собственной емкостью Т₇ и емкостью нагрузки С_н, частично шунтирующей базу Т₇ (помните, что h_21э изменяется приблизительно как 1/f, так что при высоких частотах развязывающее действие эмиттерного повторителя всерьез ослабляется).

Упрощенный метод расчета точки спада —3 дБ, который мы применим, будет состоять в следующем. Взяв эквивалентную схему эмиттерного повторителя на Т₇, определим импеданс цепи базы при известных емкостях нагрузки, переходов и проводов (полагаем, что С_кб = 0,5 пФ, С_кэ = 0,2 пФ и С_п = 0,3 пФ).

Поскольку полное сопротивление цепи базы при известных емкостях нагрузки зависит от h_21э, следовало бы рассчитать его как функцию частоты (положив h_21э ~= 1/f на высоких частотах); но вместо этого оценим его при нескольких значениях частоты, предполагая, что точка — 3 дБ должна лежать где-то вблизи нескольких сот мегагерц. На рис. 13.12 дан итог этого процесса.

Рис. 13.12. Эквивалентные схемы для расчета верхней сопрягающей частоты схемы рис. 13.10.

Полное сопротивление нагрузки было рассчитано на частотах 100, 200 и 400 МГц, далее умножено на коэффициент усиления транзистора по току (учитывается, что h_21э ~= 1/f), скомбинировано с другими импедансами, которые всегда имеются в цепи базы, а затем определялось результирующее значение импеданса, чтобы получить относительные значения выхода в функции частоты. Как можно видеть, выходное напряжение снижается на —3 дБ на частоте, равной приблизительно 180 МГц.

Теперь, используя эту оценку граничной частоты, следует посмотреть, будут ли другие RС-цепи давать значительное ослабление на этой частоте. Например, для каскада на Т₄ коллекторная цепь должна вызывать снижение усиления на — 3 дБ вблизи 1000 МГц, если в качестве расчетного значения h_21э принять усиление транзистора на 180 МГц (h_21э ~= 5). Другими словами, каскадная часть схемы не ухудшает общую характеристику.

Этим простым способом можно непосредственно удостовериться, что другие цепи схемы не вносят более низких частот ослабления —3 дБ. При рассмотрении входного каскада следует задаться определенным значением сопротивления источника сигнала. При Z_н = 1000 Ом (довольно высокое сопротивление для видеосхем, подобных этой) окажется, что сочетание сопротивления источника и входной емкости (1,0 кОм, 0,8 пФ) даст точку ослабления — 3 дБ вблизи 200 МГц. Таким образом, характеристика этой схемы значительно лучше, чем у рассмотренной выше.

13.06. Уточненные модели схем по переменному току.

Объемное («распределенное») сопротивление базы. Стоит отметить, что модели, которыми мы пользовались, в некотором смысле упрощены, в них не учитываются некоторые важные эффекты, как, например, конечное сопротивление базы r'_Б. Для высокочастотных транзисторов указывается параметр r'_БС_кб — постоянная времени коллектор-база. Для 2N5179 она равна 3,5 пс (ном.), эта величина определяется объемным сопротивлением базы, равным приблизительно 7 Ом. При анализе характеристик на очень высоких частотах такие эффекты необходимо включать в расчет; в этом примере они отсутствуют и не влияют на выводы, сделанные нами ранее.

Расщепление полюсов. Другим упрощением в предыдущих рассуждениях было допущение, что каждое RС-звено вызывает спад усиления независимо от других. То, что здесь должно быть некоторое взаимодействие, легко видеть по следующим соображениям: эффект Миллера сам по себе является формой высокочастотной отрицательной обратной связи. Поскольку он определяется выходным напряжением, то он должен снижать полное сопротивление выходной цепи транзисторного каскада, в особенности на высоких частотах, где его «петлевое усиление» велико (конечно, при этом он вызывает уменьшение усиления по напряжению, которое является проблемой в целом). В результате уменьшение сопротивления цепи коллектора сдвигает спад, связанный с R_нС_н, в область более высоких частот, поскольку выходное сопротивление цепи коллектора параллельно R_н. Таким образом, снижение сопрягающей частоты, связанной с эффектом Миллера (за счет возрастания K_U или С_кб), вызывает подъем сопрягающей частоты, связанной с емкостью коллектора и нагрузки. Это явление известно как «расщепление полюса».

13.07.Последовательно-параллельные пары.

В широкополосных усилителях с низким коэффициентом усиления распространены схемы на последовательно-параллельных парах транзисторов (рис. 13.13).

Рис. 13.13. Последовательно-параллельные пары.

Идея заключается в создании усилителей с низким коэффициентом усиления (возможно, около 10 дБ) и с плоской характеристикой в широкой области частот. В этих схемах удачно применяется отрицательная обратная связь для расширения полосы пропускания. Однако отрицательная обратная связь сама по себе может быть источником неприятностей на высоких частотах из-за неконтролируемого сдвига фазы, если петлевое усиление в контуре будет велико. В последовательно-параллельных парах эти трудности преодолеваются за счет введения нескольких контуров обратной связи, в каждом из которых петлевое усиление невелико.

В схеме рис. 13.13 оба каскада, T₁ и Т₂, работают как усилители с низким коэффициентом усиления по напряжению, так как их эмиттерные резисторы не зашунтированы. R₆ обеспечивает обратную связь, охватывающую только T₁, так как T₂ работает как повторитель в этой цепи. Благодаря тому, что полное усиление по напряжению для каскада на T₁ определяется отношением (R₆/R₁), R₄ может подбираться в соответствии с необходимым усилением (R₄/R₅) незамкнутого контура Т₂. И наконец, обратная связь к эмиттеру Т₁ добавляется для уменьшения усиления до его расчетной величины.

Последовательно-параллельные пары удобны для блочного построения усилителей, так как они чрезвычайно стабильны и просты по конструкции. С их использованием легко строить усилители с шириной полосы до 300 МГц или более. Коэффициент усиления на одну пару составляет обычно от 10 до 20 дБ, а при необходимости получить большее усиление ставят несколько каскадов.

В разд. 13.11 будут обсуждаться вопросы построения резонансных узкополосных усилителей в противоположность широкополосным устройствам, о которых мы говорили до сих пор. Поскольку усиливаемые сигналы часто имеют узкую полосу частот, при работе в радиодиапазоне очень полезны также резонансные усилители.

13.08. Модульные усилители.

Из предыдущего рассмотрения усилителей высоких частот можно видеть, что разработка качественного высокочастотного усилителя очень трудоемка, связана с очень грубыми расчетами и требует проведения многочисленных испытаний конструкции. К счастью, более дюжины поставщиков выпускают усилительные модули в законченном виде, заключенные в корпусе, причем разнообразие их конфигураций таково, что может удовлетворить практически любым требованиям. Действительно, в виде законченного модуля можно получить почти каждый ВЧ-узел, включая генераторы колебаний, смесители, модуляторы, аттенюаторы, управляемые напряжением, накопители и делители мощности, циркуляторы, гибридные волноводные соединители, направленные ответвители мощности и т. д. Некоторые из этих схемных элементов мы будем рассматривать в разд. 13.12.

В большинстве случаев ВЧ-усилители выпускаются в виде тонкопленочных гибридных интегральных схем с коэффициентом усиления, заданным в широкой полосе частот; они встроены в 4-штырьковый транзисторный корпус и выполнены поверхностным монтажом (рис. 13.14).

Рис. 13.14. а — Усилительный каскад для области 10-200 МГц. б — Гибридная схема на керамической подложке.

_{Видны чипы конденсаторов, тонкопленочные индуктивности и резисторы, транзисторы и проволочные соединения (Watkins-Johnson Соmр.).}

Два штырька являются выводами входной и выходной цепей с общепринятым полным сопротивлением 50 Ом, а остальные штырьки предназначены для заземления и соединения с источником постоянного тока. В продажу поступают различные усилители: одни из них отличаются низким уровнем шумов, другие — большой мощностью или большим динамическим диапазоном. Усилители могут предназначаться либо для работы в очень широкой области частот, либо для определенной полосы частот, используемой в связи. Например, UTO-514 фирмы Avantek имеет усиление 15 дБ в полосе частот от 30 до 200 МГц, коэффициент шума 2 дБ (максимум) и неравномерность усиления в полосе частот ±0,75 дБ. Устройство размещается в 4-штырьковом корпусе транзистора ТО-8.

Серии Avantek UTO и А-серии Watkins-Johnson модульных усилителей, состоящие каждая из почти сотни моделей, обладают высокими эксплуатационными характеристиками в полосе частот до 2 ГГц. Модули GPD-серий Avantek (или ЕА-серий Watkins-Johnson) менее дорогие, удобные и более доступны. Например, приборы GPD-201 работают в области 5-200 МГц с коэффициентом усиления 30 дБ (минимум) и коэффициентом шума 3,5 дБ (тип.) и стоят 29 долларов.

Гибридные усилители могут использоваться как сами по себе, так и в качестве каскада усиления, обычно их включают в полосковые линии (разд. 13.21). Чтобы еще больше облегчить жизнь, изготовители решили выпускать усилители в блочном исполнении в виде специальных модулей. Эти «зверюшки» обычно представляют собой небольшие металлические коробочки размером 5x5x2,5 см с высокочастотными коаксиальными разъемами типа SMA на входе и выходе. Вы можете выбрать из списка стандартный усилитель с разъемами или же заказать каскад усиления с указанными вами параметрами. Avantek пришлет вам маленькие коробочки и платы ПС, на которые можно установить до 4-х модульных усилителей (если вы пожелаете сделать это сами) (рис. 13.15).

Рис. 13.15. Плата-«микрополоска» (полосковая линия) для модульных ВЧ-элементов.

_{(Avantek, Inc.)}

Чтобы дать вам представление о том, что вы можете приобрести, мы пролистали весь каталог фирмы Avantek и пришли к следующему выводу: AMG-1020 — прекрасный малошумящий усилитель, с усилением 34 дБ и коэффициентом шума 2,7 дБ в полосе частот от 50 до 1000 МГц. Более широкую полосу имеет UTC20-211, который работает в полосе от 10 до 2000 МГц с коэффициентом шума 5 дБ и усилением 26 дБ. Выпускаемые широкополосные усилители перекрывают область частот до 18 ГГц и выше, и при их построении использовались полевые транзисторы на GaAs (а также транзисторы с высокой электронной подвижностью, ВЭПТ).

Усилители, работающие в узкой полосе частот, могут быть оптимизированы с целью снизить уровень шума; имеются высокочастотные усилители такого рода, предназначенные для систем связи. Например, приемник сигналов от спутников Avantek АМ-4285 с усилением 50 дБ (±0,5 дБ) в полосе 3,7–4,2 ГГц с феноменальным коэффициентом шума 1,5 дБ (Т_ш = 120 К) или АМ-7724, работающий в полосе 7,25-7,75 ГГц, имеющий усиление 35 дБ (±0,25 дБ) при коэффициенте шума 1,8 дБ.

Заказная сборка и настройка позволили значительно улучшить эксплуатационные характеристики этих удивительных коммерческих усилителей. Например, радиоастрономы, как правило, добиваются снижения уровня шумов до 0,7 дБ для заказных усилителей в диапазоне L (1–2 ГГц), построенных с использованием полевых транзисторов на GaAs, и до 0,15 дБ, работая при температуре жидкого азота, (соответствующие шумовые температуры -50 К и 10 К; см. разд. 7.12). Новейшие разработки, использующие полевые транзисторы с высокой подвижностью электронов, достигают при 8,5 ГГц уровня шума, соответствующего 8 К. Наиболее знаменитым производителем этих удивительных устройств является Sandy Weinreb при National Radio Astronomy Observatory (Charlottesville, VA). Есть и небольшие фирмы такие, как Berkshire Thechnologies (Oakland, СА), которые изготовят для вас заказные усилители с такими ошеломляющими характеристиками; как правило, их охлаждаемые усилители имеют уровень шума, соответствующий температуре 5 К в L-диапазоне и 15 К при 8,5 ГГц. Для измерения уровня шума (шумовой температуры) усилителей, работающих в микроволновой области, неизменно используйте метод горячей/холодной нагрузки. Чтобы вспомнить, как это делается, вернитесь назад и просмотрите разд. 7.19.

Коммерческая конкуренция в отношении усилительных модулей столь же сильна, как и для других ВЧ-модульных компонентов. Законченные усилительные модули выпускают Aertech/TRW, Avantek, Aydin Vector, Hewlett-Packard, Narda, Scientific Communications и Watkins-Johnson. Если требуется построить ВЧ-систему, вы должны хорошо проштудировать каталог и выбрать модули для компоновки системы (рис. 13.16). Потом остается лишь закрепить их все на плате и соединить между собой коаксиальным кабелем.

Рис. 13.16. Высокочастотные модули различного исполнения: с разъемами, с выводами для сквозь-платного монтажа, с контактными площадками для поверхностного монтажа.

_{(Avantek, Inc.)}

Широкополосные операционные усилители. Обычно считают, что операционные усилители — низкочастотные устройства, и они недостаточно хороши для работы в области выше 100 кГц или даже 1 МГц. Это в основном верно для того многообразия выпускаемых ОУ, у которых типичная величина f_T лежит в области от 1 до 5 МГц (см. табл. 4.1). Однако как видно из табл. 7.3, имеется класс точных ОУ, у которых произведение усиления на ширину полосы достигает значения 100 МГц или около того. Реально, если допускается смещение напряжения на входе порядка 10 мВ, то можно получить ОУ с величиной f_T, достигающей 1 ГГц.

Несколько отличаются ИМС «видеоусилителя», у которых вход и выход заземлены, а усиление постоянно. Это правильные операционные усилители (для определения конфигурации и усиления вы используете внешнюю обратную связь), и их можно использовать как усилители с замкнутым контуром для работы при частоте 100 МГц и более. Для получения хороших характеристик при построении многих таких широкополосных усилителей использовалась технология вертикальных pnp-процессов. В отличие от нормальных ОУ, часто встречаются усилители с несимметричным входным импедансом, вызываемым током обратной связи. В табл. 13.2 приведены некоторые из таких быстродействующих устройств.

Элементы высокочастотных схем.

13.09. Соединительные линии.

Прежде чем приступать к рассмотрению соединений между схемами, необходимо кратко коснуться вопросов линий передач. Ранее, в главе 9, обсуждались волновое сопротивление и проблема концов линии в связи с передачей цифровых сигналов. Линии передач играют важную роль и в радиочастотных схемах, где они используются как путепровод для сигналов от одного участка к другому внутри схемы и часто к антенному комплексу. Линии передачи представляют собой одно из важных исключений по отношению к основному принципу (см. гл. 1), согласно которому полное сопротивление источника сигналов в идеале должно быть малым по сравнению с сопротивлением нагрузки, создаваемым возбуждаемой цепью, а нагрузка должна иметь входное сопротивление, большее по сравнению с сопротивлением источника, на нее включенного. Эквивалентное правило для линий передач заключается в том, что нагрузка (и, возможно, источник) должна иметь сопротивление, равное волновому сопротивлению линии. Линия в этом случае «согласована».

Линии передач для сигналов не слишком высоких частот (скажем, до 1000 МГц) бывают в основном двух типов: параллельные проводники и коаксиальные линии. Первые обычно представляют собой недорогой облитый «двужильный» провод с волновым сопротивлением 300 Ом, используемый для передачи сигнала от телевизионной антенны к приемнику, а вторые широко используются в виде коротких отрезков с разъемами BNC для передачи сигналов между приборами (рис. 13.17).

Рис. 13.17.

В схемах СВЧ-диапазона применяется техника полосковых линий, при которой параллельные проводники линий передачи являются частью рабочей цепи, а на более высоких «микроволновых» частотах (скажем, свыше 2 ГГц) обычные элементы схем и линии передач заменяются резонаторами и волноводами, соответственно. За исключением этих экстремальных частот, в большинстве радиочастотных схем, вероятно, лучше всего выбрать хорошо знакомые коаксиальные кабели. По сравнению с линией из параллельных проводников согласованные коаксиальные линии, будучи целиком экранированными, обладают некоторым преимуществом, поскольку исключают влияние излучения и наводок от внешних сигналов.

Волновое сопротивление и согласование. Линия передачи, в любой своей форме, имеет «волновое сопротивление» Z₀, означающее, что волна, бегущая вдоль линии, имеет соотношение напряжение/ток, равное Z₀. В линиях без потерь Z₀ чисто активное и равно √(L/C), где L — индуктивность, а С — емкость на единицу длины. Полное сопротивление типичной коаксиальной линии лежит в пределах 50-100 Ом, в то время как линии с параллельными проводниками имеют диапазон сопротивлений 300-1000 Ом.

При работе с сигналами высокой частоты (или с короткими временами нарастания) важно «согласовать» нагрузку с волновым сопротивлением линии. Основными моментами являются следующие: а) линия передачи, заканчивающаяся нагрузкой, имеющей сопротивление, равное волновому сопротивлению линии, будет передавать импульс в оконечное устройство без искажений; б) сопротивление такой линии конечной длины на любой частоте с любого ее конца равно ее волновому сопротивлению (рис. 13.18).

Рис. 13.18.

Это является неожиданным, во-первых, потому, что на низких частотах вы привыкли думать о длинном коаксиальном кабеле как о небольшой емкостной нагрузке, в основном с достаточно высоким (емкостным) импедансом. Кроме того, на низких частотах (длина волны много больше длины кабеля) отсутствует необходимость в согласовании сопротивления линии при условии, что вы можете обеспечить перезаряд ее емкости (обычно 100 пФ на метр длины). Во-вторых, если кабель заканчивается резистором, то он вдруг непонятным образом становится чисто активным сопротивлением при всех частотах.

Несогласованные линии передач. Некоторый интерес представляют несогласованные линии, свойства которых иногда бывает полезно использовать. В линиях, закороченных на конце, образуется отраженная волна противоположной полярности, причем время задержки отраженной волны определяется электрической длиной линии (скорость распространения волны в коаксиальном кабеле составляет примерно 2/3 скорости света в вакууме, так как волна проходит по твердому диэлектрику). Это связано с тем, что в закороченном контуре на конце имеется точка нулевого потенциала и соблюдение этого граничного условия в кабеле требует возникновения волны противоположной фазы на короткозамкнутом конце. Точно так же для разомкнутого кабеля (граничные условия нулевого тока на конце) получается неинвертированное отражение с амплитудой, равной амплитуде подаваемого сигнала.

Эти свойства закороченного кабеля иногда используют для генерации коротких импульсов ступенчатой формы. Ступенька напряжения подается на вход кабеля через сопротивление, равное Z₀, причем с другого конца кабель закорочен. На входе кабеля образуется прямоугольный импульс, так как отраженная ступенька гасит входной сигнал; при этом длительность импульса равна времени прохода ступеньки туда и обратно (рис. 13.19).

Рис. 13.19. Генерация импульсов с помощью короткозамкнутой линии передач (инвертированное отражение).

В кабелях конечной длины с сопротивлением R не равно Z₀ также формируется отраженная волна, хотя и меньшей амплитуды. Если R < Z₀, то отраженная волна инвертируется, если R > Z₀, то не инвертируется. Отношение амплитуды отраженной волны к амплитуде падающей волны определяется выражением.

A_отр/A_пад = (R — Z₀)/(R + Z₀).

Линии передач в частотной области. В частотной области согласованная линия передачи с удаленным концом рассматривается как нагрузка, имеющая импеданс Z₀, т. е. если потери в линии незначительны, то линия передачи - чисто активная нагрузка. Физический смысл этого утверждения состоит в том, что раз линия восприняла любую вашу волну, то вся мощность выделится на согласующем резисторе. Это правило независимости от длины кабеля или длины волны. Но когда вы имеете дело с несогласованными линиями, приходится рассматривать поведение линии в частотной области. Так как при данной длине линии навстречу входному сигналу возникает отраженная волна, фаза которой (по отношению к сигналу) зависит от частоты, полное сопротивление со стороны входа зависит от степени несогласования и электрической длины, измеренной в длинах волн.

Так, например, входной импеданс линии, длина которой равна нечетному числу λ/4 и которая заканчивается на дальнем конце нагрузкой с импедансом Z_н, равен Z_вх = Z²₀/Z_н. Если нагрузка активная, то и входной импеданс будет активным. С другой стороны, линия, длина которой равна целому числу полуволн, имеет входное сопротивление, равное сопротивлению на ее конце (рис. 13.20).

Рис. 13.20.

Наличие в линии передачи отраженной волны не всегда плохо. При работе на одной частоте несогласованной линией можно управлять (с помощью линейного тюнера) путем согласования ее результирующего входного сопротивления, причем потери в линии будут весьма незначительно превышать потери в линии с согласованной нагрузкой (благодаря увеличению напряжения и тока при той же первичной мощности). Но у несогласованных линий свойства меняются на различных частотах (известная «схема Смита» может быть использована для определения полного сопротивления линии передачи и коэффициента стоячей волны (КСВ) — меры амплитуды отраженных волн), что нежелательно для широкополосных и многочастотных применений. В общем следует нагружать линию передач волновым сопротивлением, по крайней мере со стороны приемного конца.

13.10. Отрезки линий, согласующие устройства и трансформаторы.

Есть несколько интересных применений линий передач, в которых либо используются свойства несогласованных отрезков, либо необычным образом используются секции линий общего пользования. Например, четвертьволновые согласующие отрезки, для которых выполняется соотношение Z_вх = Z²₀/Z_н. Это выражение можно представить как Z₀ = √(Z_вхZ_н). Другими словами, с помощью четвертьволновых отрезков можно согласовать любые два импеданса путем подбора согласующей секции с подходящим волновым сопротивлением.

Аналогично короткие линии передач («отрезки») можно использовать для «настройки» несогласованной нагрузки, располагая «отрезки» поперек или последовательно по отношению к несогласованной линии, точно подбирая при этом длину отрезка, тип его окончания (замкнутый или разомкнутый) и его положение непосредственно вдоль несогласованной линии. В этом случае отрезки работают фактически как схемные элементы, а не как линии передач. При очень коротких волнах использование секций линий передач в качестве элементов схемы — обычное явление (рис. 13.21).

Рис. 13.21. а — четвертьволновая согласующая секция; б — согласующие отрезки.

Секции линии передач (или трансформатор из нескольких соединенных между собой обмоток) можно использовать для построения "baluns"-устройств, согласующих несбалансированную линию (коаксиальную) со сбалансированной нагрузкой (например, антенной). Есть простые конфигурации, которые создают согласование одновременно с фиксированным преобразованием импеданса (обычно 1:1 или 4:1). Вероятно, самыми удачными схемными элементами, построенными из линий, являются широкополосные преобразователи. Эти устройства представляют собой либо просто несколько витков миниатюрного коаксиального кабеля, либо это пара скрученных проводов, намотанная на ферритовый стержень с соответствующими соединениями. В них отсутствуют высокочастотные ограничения, присущие обычным трансформаторам (вызываемые резонансным сочетанием паразитной емкости и индуктивности обмотки), так как катушка устроена таким образом, что емкость и индуктивность обмотки образуют линию передач, свободную от резонансов. Они могут обеспечивать различные коэффициенты преобразования полного сопротивления с поражающими широкополосными характеристиками (например, от 0,1 до 500 МГц потери составляют меньше 1 дБ) — свойство, не присущее преобразователям, сконструированным на основе простой катушки с индуктивной связью.

Преобразователи на отрезках линий в виде модулей выпускаются Vari-L Co., Mini-Circuits Laboratory и многими другими изготовителями. На рис. 13.22 показано несколько примеров преобразователей и трансформаторов, используемых в линиях.

Рис. 13.22. Трансформаторы на линиях передач. а — резонансный волновод; б — резонансная петля; в — трансформатор.

13.11. Резонансные усилители.

В высокочастотных схемах, предназначенных для связи или других применений, где рабочая частота ограничена узкой областью, принято использовать настроенные LC-цепи в качестве нагрузки коллектора или стока. Это дает несколько преимуществ: а) большее усиление в одном каскаде, поскольку нагрузка представляет собой высокое полное сопротивление на частоте сигнала (К_U = g_mZ_н) и в то же время допускается произвольный ток покоя; б) исключаются нежелательные эффекты емкостной нагрузки, так как контур LC «встраивает» любую емкость, — она становится частью настраиваемой емкости схемы; в) упрощается межкаскадная связь, поскольку от LC-цепи можно делать ответвления или организовывать трансформаторную связь и даже строить резонансные согласованные цепи, как, например, П-образные четырехполюсные фильтры, чтобы получить любое желаемое согласование сопротивлений; г) благодаря частотной селективности настраиваемого контура отсутствуют шумы и сигналы с частотами, не входящими в полосу.

Примеры настраиваемых схем ВЧ. При обсуждении схем связи мы рассмотрим.

Резонансный ВЧ-усилитель в его «естественном окружении». Здесь же мы просто приведем несколько примеров применения настраиваемых контуров в генераторах и усилителях. На рис. 13.23 изображена схема классического резонансного усилителя.

Рис. 13.23. Резонансный усилитель (каскодный) на полевом МОП-транзисторе с двумя затворами.

Полевой транзистор с двумя затворами обедненного типа позволяет избавиться от эффекта Миллера благодаря использованию нижнего затвора в качестве входного. Когда нижний затвор заземлен по постоянному току, через каскад идет ток I_co. Параллельный LC-контур настраивается на центральную частоту усиления, причем выход отделен от нагрузки с помощью повторителя на Т₂. Поскольку на стоке +10 В, выходной повторитель требует большего коллекторного напряжения. Этот тип схемы имеет очень большое усиление в резонансе, ограничиваемое добротностью Q LC-контура и нагрузкой в виде повторителя.

В схеме, приведенной на рис. 13.24, частота генератора устанавливается с помощью тщательно сконструированного перестраиваемого LC-контура.

Рис. 13.24. LC-генератор на полевом транзисторе с p-n-переходом.

Эта схема ГПЧ (генератора переменной частоты) применяется в качестве настроечного элемента в некоторых передатчиках и приемниках, а также как источник радиочастотных сигналов изменяемой частоты. В этом генераторе ПТ с p-n-переходом обеспечивает необходимое усиление мощности благодаря положительной обратной связи от истока через L₁. L₁ имеет несколько меньшее число витков во вторичной обмотке, обеспечивая усиление по напряжению и, следовательно, генерацию. Добавив варикапный диод, который работает как конденсатор с управляемой напряжением емкостью (см. рис. 5.44), вы можете создать такой генератор перестраиваемой частоты. Отметим, что использование на выводах источника питания проходного конденсатора и развязывающего ВЧ-дросселя практикуется почти во всех радиочастотных схемах.

На рис. 13.25 приведена схема усилительного каскада на 200 МГц на транзисторе с общим эмиттером.

Рис. 13.25. Резонансный ВЧ-усилитель на 200 МГц с нейтрализацией. L₁ — 3 витка на каркасе № 18; внутренний диаметр 6 мм; длина 5 мм; L₂ — 5 1/2 витка на каркасе № 16; внутренний диаметр 8 мм, длина 12 мм.

В этой схеме осуществлена нейтрализация проходной емкости путем задания на вход тока противоположной фазы, компенсирующего ток емкостной связи, протекающий с выхода на вход. С_нейтр — нейтрализующий конденсатор, подключенный к части коллекторной обмотки, в которой фаза противоположна по отношению к коллекторному напряжению. В этой схеме согласование выходного импеданса с линией также осуществляется автотрансформаторным отводом от коллекторного LC-контура, что является простым, но грубым методом.

Последняя схема (рис. 13.26) представляет собой ВЧ-усилитель на 25 кВт, в котором используется триод с нулевым смещением на заземленной сетке.

Рис. 13.26. Мощный ВЧ-усилитель (25 кВт на выходе) на триоде с заземленной сеткой.

До сих пор в высокомощных радиочастотных усилителях используются вакуумные лампы, так как полупроводниковые приборы не обладают необходимыми характеристиками (например, триод 8973 имеет выходную мощность 1,5 МВт при 50 МГц!). Конфигурация с заземленной сеткой не требует компенсации. Выходная цепь представляет собой известный П-образный четырехполюсник, подключенный через блокирующий конденсатор С₈, С₉, L₄ и С₁₀ образуют четырехполюсник, причем их значения определяются желаемой резонансной частотой, необходимой трансформацией полного сопротивления и добротностью Q нагрузки (Q, или добротность, является мерой остроты резонанса, см. разд. 1.22). ВЧ-дроссель в анодной цепи используется для задания анодного напряжения в соответствии с амплитудой сигнала на рабочей частоте.

13.12. Элементы ВЧ-схем.

В радиочастотных (ВЧ) схемах используются специализированные модули нескольких видов, которые не имеют эквивалентов в низкочастотных схемах. Прежде чем описывать ВЧ-схемы, предназначенные для связи, рассмотрим некоторые элементы, широко используемые для генерации и детектирования радиочастотных сигналов.

Генераторы. Если высокая стабильность не важна, то простой LC-генератор, о котором только что говорилось, можно успешно применить для получения радиочастотных сигналов с регулировкой частоты в диапазоне октавы и более путем варьирования либо С, либо L (в последнем случае его иногда называют генератором с изменяемой индуктивностью). Если тщательно спроектировать генератор и внимательно отнестись к деталям конструкции, можно создать генераторы переменной частоты (ГПЧ), у которых дрейф за несколько часов составит менее нескольких миллионных. Такие генераторы полностью удовлетворяют всем требованиям при использовании в приемниках и некритичных передатчиках. LC-генераторы могут работать в диапазоне от звуковых частот до сотен мегагерц.

Так же как и усилительные модули, о которых говорилось в разд. 13.08, легкодоступны герметизированные модули генераторов с прекрасными параметрами. В модулях настраиваемых генераторов для управления рабочей частотой от внешнего постоянного напряжения используются варикапы (диоды с емкостью, зависящей от напряжения). В любительском варианте перестраиваемого генератора для частот в области гигагерц в качестве магнитно настраиваемой в резонанс полости используется сфера из железоиттриевого граната (YIG-ЖИГ); ЖИГ — перестраиваемые генераторы обеспечивают высокую спектральную чистоту и линейность настройки. В последнее время при изготовлении недорогих генераторов, обладающих хорошей стабильностью в области гигагерц, используют резонатор в виде диэлектрического шарика, который служит элементом обратной связи для генераторов на полевых транзисторах из GaAs (или биполярных транзисторах). Генераторы с такой «диэлектрической» стабилизацией просты, стабильны и имеют низкий уровень шума.

Высокой стабильностью обладают генераторы, в которых для установки рабочей частоты используются кристаллы кварца. Различные кристаллические резонаторы, свойства которых определяются условиями выращивания, могут обеспечить стабильность порядка 10^-6 с температурным коэффициентом около 10^-6 град^-1. Температурностабильный кварцевый генератор (ТСКГ), в котором для компенсации сдвига частоты колебаний кристалла используется конденсатор с известным температурным коэффициентом, обеспечивает стабильность частоты порядка 10^-6 в области температур от 0 до +50 °C и больше. Предельными параметрами обладают генераторы, у которых кристалл термостатируется. Стабильность по времени и температуре у них достигает приблизительно 10^-12. Даже в так называемых атомных стандартах частоты (цезий, рубидий) фактически используют кварц в качестве основного осциллирующего элемента, причем его частота при необходимости регулируется для совмещения с собственными частотами атомных переходов.

Генераторы на кристаллических резонаторах, выпускаемые промышленностью, охватывают область частот от 10 кГц до 100 МГц, т. е. весь диапазон, о котором здесь упоминалось. Имеются даже генераторы в малых корпусах DIP (двухрядные корпуса ИМС) и в корпусах транзисторов типа ТО-5 с логическими выходами. Для кварцованных генераторов возможна лишь незначительная электрическая перестройка, поэтому при заказе генератора или кристаллического резонатора необходимо указывать частоту.

Если требуется одновременно и возможность перестройки, и высокая стабильность, то лучше использовать синтезатор частот. Если приложить некоторые усилия, то он будет генерировать любую нужную частоту при единственном опорном источнике стабильной частоты, обычно кварцевом резонаторе на 10 МГц. Синтезатор, управляемый от рубидиевого эталонного элемента (стабильностью ~= 10^-12), является превосходным источником сигналов.

Смесители/модуляторы. Схемы, которые формируют на своем выходе произведение двух входных аналоговых сигналов, широко используются в радиотехнике и называются модулятором, смесителем, синхронным детектором или фазовым детектором. Простейшей формой модуляции, как вы скоро увидите, является амплитудная модуляция (AM), при которой несущий сигнал высокой частоты изменяется по амплитуде в соответствии с медленно меняющимся модулирующим сигналом. Перемножитель сигналов, очевидно, выполняет при этом свою прямую функцию. С помощью таких схем можно и управлять коэффициентом усиления, если на один из входов подавать управляющее постоянное напряжение. Для этой цели применимы некоторые ИМС, например МС1495 и МС1496.

Смесители — это схемы, которые, имея на входах два сигнала, формируют на выходе сигнал суммы или разности частот этих сигналов. Из тригонометрического уравнения.

Cos ω₁t cos ω₂t = 0,5·(cos ω₁ + cos ω₂)t + 0,5·(cos ω₁ — cos ω₂)t.

Видно, что четырехквадратный перемножитель — устройство, выполняющее функцию умножения двух входных сигналов любой полярности, — фактически является смесителем. Если подать на его вход два сигнала с частотами f₁ и f₂, то на выходе появятся сигналы с частотами, равными f₂ + f₂, и f₂ — f₂. Смеситель, на один вход которого подается сигнал частотой f₀, а на другой — сигнал с полосой, расположенной вблизи нулевой частоты (полоса, ограниченная частотой f_макс), будет формировать на выходе сигналы с полосой частот, симметричной относительно f₀, меняющиеся от f₀ — f_макс до f₀ + f_макс (спектр амплитудной модуляции см. в разд. 13.15).

Нет необходимости формировать точное аналоговое произведение для смешения двух сигналов. Фактически при любой нелинейной комбинации двух сигналов будет получаться сумма и разность частот. Возьмем, например, квадратичное нелинейное преобразование суммы двух сигналов:

(cos ω₁t + cos ω₂t)² = 1 + 0,5·cos 2ω₁t + 0,5·cos 2ω₂t + cos (ω₁ + ω₂)t + cos (ω₁ — ω₂)t.

Этот вид нелинейности можно получить (грубо), если два небольших сигнала подавать на прямосмещенный диод. Заметим, что при этом вы наряду с суммой и разностью частот получите и высшие гармоники отдельных сигналов. «Балансным смесителем» называют схему, у которой на выходе формируются только сумма и разность частот, а входные сигналы и их гармоники на выход не проходят. Четырехквадратный перемножитель является балансным смесителем, а нелинейный диод — нет.

Для построения смесителей используют: а) просто нелинейные свойства транзисторов или диодов, обычно диодов Шоттки; б) полевые транзисторы с двумя затворами, причем на каждый затвор подается один сигнал; в) ИМС аналоговых перемножителей типа МС1495, МС1496, SL640 или AD630; г) балансные смесители на трансформаторах и диодных матрицах (выпускаются обычно в виде герметизированных модулей под названием «смесители с двойной балансировкой»). Типичными примерами последних являются распространенные смесители с двойной балансировкой серий MI фирмы Watkins-Johnson, работающие в области частот до 4000 МГц с разделением сигнала от 20 до 50 дБ, или дешевый смеситель (1-500 МГц) SBL-1 Mini-Circuits Lab. Смесители широко используются для генерации радиочастотных сигналов с произвольной частотой; в них допускается сдвиг сигнала вверх или вниз по частоте без изменения его спектра. Кратко опишем их работу.

Из уравнений, приведенных выше, видно, что простой квадратичный смеситель формирует на выходе сигналы одинаковой амплитуды как для суммы, так и для разности частот. В связи (т. е. супергетеродинный радиоприемник), где смесители часто используют для сдвига частотной полосы, иногда требуется подавить один из этих выходных сигналов смесителя. В разд. 13.16 мы видим, как изготовляются смесители с подавлением зеркальной частоты.

Умножители частоты. Для генерации сигналов с частотой, кратной входному сигналу, часто применяют нелинейные схемы. Это особенно удобно, если требуется получить очень стабильный высокочастотный сигнал с частотой, превышающей область хороших кварцевых генераторов. Самый распространенный метод — сместить усилительный каскад в область сильной нелинейности, а затем использовать на выходе LC-контур, настраиваемый на частоту, кратную входному сигналу. Это можно осуществить, применив биполярные транзисторы, ПТ и даже туннельные диоды. Перемножители типа 1496 на низких частотах могут использоваться как эффективные удвоители, если подать входной сигнал на оба входа и таким образом получить квадрат входного напряжения. Квадрат синусоидальной волны содержит только частоту второй гармоники. Выпускаются и модули удвоителей частоты, в которых использованы балансные смесители; они весьма широкополосны (например, FD25 фирмы Watkins-Johnson принимают сигналы с частотами от 5 до 2400 МГц), так как хорошо подавляют как входную частоту («основную»), так и нежелательные гармоники (обычно 30 дБ). В качестве умножителей используются и такие экзотические приборы, как SNAP-диоды и варикапы. Схемы умножителей частоты должны иметь на выходе настраиваемый контур или же после них должны следовать резонансные усилители, так как обычно в нелинейных схемах генерируется много гармоник входного сигнала.

Аттенюаторы, волноводные тройники, циркуляторы. Существует несколько весьма полезных пассивных устройств, служащих для управления амплитудой и направлением сигналов ВЧ, проходящих между схемными модулями. Все они являются компонентами широкополосных линий передач (или волноводов) и должны вставляться в линии с постоянным сопротивлением, обычно равным 50 Ом. Эти устройства в большом количестве выпускаются в виде модулей.

Простейшим из них является аттенюатор — прибор, предназначенный уменьшать амплитуду сигнала. Аттенюаторы изготовляются либо с большой ручкой управления и точно калиброванными ступеньками ослабления, либо управляемые напряжением. Последние представляют собой просто балансный смеситель, у которого ток управления подается на один из перемножаемых входов. Фиксированные аттенюаторы (рис. 13.27) удобны для снижения уровня сигналов между элементами, смонтированными в виде модулей радиочастотной системы с 50-омным трактом; они также уменьшают любое возможное рассогласование сопротивления.

Рис. 13.27. Фиксированные аттенюаторы. (С разр. Merrimac Industries. Inc.) A — BNC. Б — mN. В — SMA.

Волноводные тройники (также известные как «разгоны», магические Т, 3-дБ ответвители, равносторонние или ИЗО-Т) — искусно построенная линия передачи с 4 портами (входами-выходами). Сигнал, подаваемый на любой порт, на двух ближайших портах имеет определенный сдвиг фаз (обычно 0 или 180°). Ответвитель, у которого один порт нагружен на волновое сопротивление, называется 3-портовым «разветвителем (собирателем) мощности».

Чтобы сделать разветвитель/собиратель многопортовым, его строят каскадами. Ближайшим родственником ответвителей является устройство связи направленного действия — трехпортовый прибор, в котором небольшая часть проходящей на выход волны ответвляется в третий порт. В идеальном случае на третьем порту нет выхода для волны, идущей в противоположном направлении.

Самыми волшебными свойствами в этой главной группе устройств обладают циркуляторы и вентили-разделители. Благодаря использованию экзотических ферритовых материалов и магнитных полей в них достигается невозможное: передача волны только в одном направлении. Вентиль-разделитель имеет два порта и допускает передачу только в одном направлении. Циркуляторы имеют три или более портов, и они передают входящий на каком-либо порту сигнал только к следующему в ряду порту.

Фильтры. Как будет видно из дальнейшего, при конструировании радиочастотных схем часто бывает необходима частотная избирательность. Хорошим примером избирательной системы может служить простой настраиваемый LC-усилитель, у которого острота пика характеристики определяется добротностью Q контура LC. Эта добротность зависит от потерь в индуктивности и конденсаторе, а также от нагрузки, образуемой присоединенной схемой. Сравнительно высокую добротность, достигающую нескольких сотен, получить довольно легко. На высоких частотах обычные LC-цепи заменяются полосковыми линиями, в области микроволн используются полые резонаторы, но основная идея остается той же. При необходимости резонансные схемы можно также использовать для подавления определенных частот.

Если необходимо иметь фильтр, пропускающий очень узкую полосу частот без ослабления сигнала с резкими спадами на границах полосы, то такой полосовой фильтр с превосходными свойствами можно создать, используя пьезоэлектрический (керамический или на кристалле кварца) или механический резонатор. Промышленностью выпускаются 8- и 16-полюсные кристаллические фильтры с центральной частотой в пределах от 1 до 50 МГц и шириной полосы от самой маленькой, в несколько сотен герц, до нескольких килогерц. Эти фильтры чрезвычайно полезны для получения высокой избирательности приемников и для высококачественной генерации модулированных сигналов. Фильтры с поверхностными акустическими волнами (ПАВ) стали популярными и дешевыми недавно. Они тоже могут иметь плоскую характеристику пропускания с очень крутыми краями. Этот очень важный параметр обычно выражается в виде «фактора формы»; например, отношение ширины полосы для —3 дБ к ширине полосы для —40 дБ может достигать величины 1,1. Чаще всего фильтры ПАВ используются в телевизионных приемниках и кабельных системах для ограничения полосы пропускания приемника.

Конечно, если не требуется такая узкая полоса пропускания, можно строить фильтры с увеличенным числом резонансных LC-секций. В приложении 3 приведены примеры некоторых LC-фильтров верхних и нижних частот.

Детекторы. Извлечение информации из модулированного радиочастотного сигнала основано на детектировании — процессе выделения модулирующего сигнала на фоне «несущей». В зависимости от вида модуляции (AM, ЧМ, на одной боковой полосе и др.) имеется несколько методов детектирования. Обсуждение этой важной темы мы будем проводить вместе с вопросами организации связи.

13.13. Измерение амплитуды и мощности.

Как мы скоро увидим, детектирование АМ-сигнала является просто генерацией напряжения, пропорционального мгновенной амплитуде модулируемого ВЧ-сигнала. Во многих других применениях (радиоастрономия, лабораторные ВЧ-измерения, «нивелировка» сигналов генератора, проектирование фильтров, наблюдения и т. д.), очень важно бывает иметь возможность измерять амплитуду и мощность ВЧ-сигналов. Поэтому, прежде чем переходить к обсуждению организации связи, рассмотрим некоторые касающиеся этого вопроса схемы и методы.

Выпрямление сигналов. В разд. 1.30 мы показали, как использовать простой диод для получения выходного напряжения пропорционального амплитуде сигнала. Мы показали, как компенсировать падение напряжения на диоде с помощью второго диода, обеспечивающего смещение порядка 0,6 В, если характеристика диода еще не имеет резкого изменения. В разд. 4.18 показано, как обойти диодную нелинейность и обеспечить смещение путем включения диода в цепь обратной связи операционного усилителя и формируя таким образом схему точного выпрямления (или выделения абсолютного значения сигнала).

Каждая из таких схем не лишена проблем. Преимуществом простых диодных детекторов является работа в аномально широкой области частот (до ГГц, если правильно подобрать диоды), но они нелинейны при низких уровнях сигналов. Использование диодов Шоттки (основные носители) в некоторой степени помогает, так как прямое напряжение для них ниже. Вы можете значительно улучшить ситуацию, если перед выпрямлением пропустите сигнал через предусилитель (это используется, например, в «детекторе уровня» усилитель/диод UTD-1000 Avantek); однако этот путь ограничивает динамическую область из-за насыщения усилителя (UTD-1000 имеет область 30 дБ и работает на частотах от 10 до 1000 МГц). Активный выпрямитель, наоборот, высоко линеен; но он хорошо работает только в области относительно низких частот и совместно со схемами операционных усилителей. Можно, конечно, использовать быстродействующие ОУ, но все равно вы будете ограничены частотой 10 МГц или около этого.

Синхронное (гомодин) детектирование. Интересным методом, в котором сочетаются динамическая область, точность и быстродействие, является синхронное детектирование, также называемое «гомодинным детектированием». В этом методе (рис. 13.28) выходной сигнал выпрямляется путем инвертирования во время какой-либо половины цикла. Это, очевидно, требует чистого сигнала той же частоты, что и детектируемый сигнал, который либо подают извне, либо вырабатывают внутри с помощью системы фазовой автоматической подстройки частоты (ФАПЧ) (разд. 9.27). Наконец, синхронное детектирование хорошо работает вплоть до нескольких мегагерц; большой недостаток — это нужда в когерентном опорном сигнале. Можно видеть, что это та же схема, что и в разд. 15.15, где она выступает в роли фазового детектора (форма, которой мы кратко касались также в разд. 9.27).

Рис. 13.28. Синхронный («гомодинный») детектор.

Схема с источником тока. Другим решением проблемы диодной нелинейности является переход к управлению выпрямительной схемой с помощью тока, а не напряжения; выход в таком случае нагружается резистивно для получения пропорционального выходного напряжения (рис. 13.29).

Рис. 13.29.

Хорошее осуществление этой идеи с помощью источника тока на транзисторе, управляемом напряжением, показано на рис. 13.30; характеристики этой схемы приведены на рис. 13.31.

Рис. 13.30. Широкополосный линейный детектор с источником тока.

_{[Proc. IEE, 122. 3, 249 (1975).].}

Рис. 13.31. Характеристики широкополосного детектора.

Работу ее можно истолковать и так: в отсутствии входного сигнала выход усилителя развязывается от выпрямительной цепи, имеющей очень высокое усиление по напряжению (из-за его нагрузки, потребляющей ток); таким образом, чтобы открыть диод, достаточно очень небольшого входного сигнала. Здесь, усиление по напряжению падает до величины K_U = R_н/(R_Э + r_э) (в данном случае, K_U ~= 3), предотвращая насыщение. Благодаря широкополосному усилителю и быстродействующему диоду, эта схема будет работать в области до 100 МГц и выше.

Диодная компенсация пост-детектированием. Фирма Hewlett-Packard (HP Journal, 10/80) поставляет схемы, показанные на рис. 13.32, в которых так умно используют согласованные диоды Шоттки, что на каждый диод поступает один и тот же сигнал. Поскольку операционные усилители работают на выпрямленных (низкочастотных) сигналах, ширина полосы ограничивается только диодной цепью. Проектировщики этой схемы заслуживают высокой похвалы (они, можно сказать, «трижды молодцы»).

Рис. 13.32. Диодный детектор с самокомпенсацией; указаны падения напряжения и потенциалы в контрольных точках.

Детекторы с амплитудным слежением. На рис. 13.33 продемонстрирована другая хорошая идея. Чтобы свести на нет неизвестный ток, устранение диодных нелинейностей и смещений осуществляют, используя локально генерируемый сигнал, выпрямленный в симметричной схеме. Обратная связь регулирует амплитуду локального низкочастотного сигнала, делая сбалансированными выпрямленные выходы. Частота сигнала, формирующего нуль, достаточно низка так, что его амплитуда может быть точно измерена с помощью прецизионного выпрямителя на ОУ. При хорошем исполнении эти схемы будут работать линейно с сигналами в несколько милливольт и при частоте вплоть до гигагерц.

Рис. 13.33. Детектор с амплитудным слежением.

Детектирование мощности. Все вышеописанные методы касаются измерений амплитуды высокочастотного сигнала. Но часто бывает, когда нужно реально знать величину мощности. Конечно, для синусоидальной волны имеется простое соотношение, связывающее две величины, Р = U²_ср.кв/R_н, т. е. по измеренной амплитуде вы можете рассчитать мощность. Однако, для волны несинусоидальной формы правильное измерение мощности может быть сделано только усреднением квадрата фактической формы сигнала напряжения. В языке радиочастотных измерений это означает, что вам необходим «квадратичный детектор».

Существуют некоторые пригодные для этого цифровые методы. Для сигналов с частотой ниже средних хорошо использовать «функциональные модули», например, монолитный преобразователь среднеквадратичного напряжения в постоянное AD637 Analog Devices. В этих устройствах экспоненциальная характеристика диода в цепи обратной связи используется для формирования квадрата входного сигнала, который затем проходит через низкочастотный фильтр и поступает на аналоговую схему, извлекающую квадратный корень. Схема характеризуется прекрасной линейностью, динамической областью и хорошей шириной полосы. Например, AD637 имеет полную ширину полосы 8 МГц, нелинейность 0,02 % и динамическую область 60 дБ; у него даже есть логарифмический (дБ) выход.

При частотах выше нескольких мегагерц методы «квадрат/квадратный корень» преобразования среднеквадратичного сигнала не работают из-за неадекватности полосы в цепи операционного усилителя. Однако можно использовать другие методы. На рис. 13.34 представлена простая схема квадратичного детектора с обращенным диодом, который есть не что иное, как туннельный диод (разд. 1.06), используемый в нетуннельном направлении (где он имеет нулевое прямое падение напряжения).

Рис. 13.34. Квадратичный детектор на обращенном диоде.

_{(С разр. Alan Rogers, Haystack Observatory.)}

Мы получили эту схему от радиоастрономов Haystack Observatory и были поражены ее экстраординарной линейностью по мощности (рис. 13.35).

Рис. 13.35. Характеристика квадратичного детектора.

В значительной мере эта квадратичная техника произошла от болометрических методов, где входной сигнал (предварительно усиленный) подается на мощный омический нагреватель, температура которого затем измеряется. Поскольку мощность нагревателя точно пропорциональна U², этот метод является чисто квадратичным. Примером болометрического модуля может служить LT1088 Linear Technology. В нем согласованная пара омических нагревателей связана с согласованной парой диодов, измеряющих температуру. Входной сигнал подается на один из нагревателей, а обратная связь подключается к опорному нагревателю, диод которого находится при той же температуре. Управляющее напряжение опорного нагревателя является выходным напряжением (рис. 13.36).

Рис. 13.36. Точный среднеквадратичный детектор LT1088. U_вых - пропорциональное точному среднеквадратичному входному напряжению.

Болометрической технике присущи широкополосность и точная квадратичность. Однако динамическая область у болометров ограничена, так как микроскопические количества тепла трудно измерить, а большие нагревы приводят к перегоранию устройства! Например, типовой LT1088 работает от постоянного тока до 300 МГц, но имеет динамическую область всего 25 дБ. Тщательное проектирование болометра дает возможность расширить полосу до СВЧ и увеличить динамическую область. Серии 432–438 болометрических измерителей мощности Hewlett-Packard с использованием набора взаимозаменяемых болометрических датчиков перекрывают область частот от 100 кГц до 50 ГГц. Динамическая область составляет 114 дБ (фактор мощности 2,5·10¹¹), от +44 дБ (25 Вт) до -70 дБ (100 пВт), хотя любой отдельный болометр в большинстве случаев имеет область 50 дБ.

Радиосвязь: AM.

Поскольку ВЧ-диапазон наибольшее применение находит в технике связи, важно разобраться в процессах модуляции и демодуляции сигналов, т. е. как используются радиочастоты при переносе информации от одного места в пространстве к другому. Кроме того, как вы будете себя чувствовать, если не сможете ответить на вопрос, как работает радио, и это после изучения курса электроники?

13.14. Некоторые принципы связи.

В теории связи мы говорим о «каналах» связи, т. е. о способе передачи информации от А к Б. Например, каналы могут быть кабельными или в виде линий из оптического волокна. Радиочастотный канал связи охватывает спектр электромагнитных колебаний, который, грубо говоря, начинается с очень низких частот (НЧ) в несколько килогерц, проходит область коротких волн от нескольких мегагерц до нескольких десятков мегагерц (ВЧ), область очень высоких частот (СВЧ) и сверхвысоких (ультравысоких) частот (УВЧ), доходящих до нескольких сотен мегагерц, и микроволновую область, начинающуюся около 1 ГГц.

Сигнал, содержащий речь, переносится радиочастотным каналом благодаря тому, что он модулирует несущую частоту радиодиапазона. Важно понять, почему вообще это делается так, а не осуществляется прямая передача речи. Для этого имеются две основные причины. Во-первых, если бы информация передавалась в ее естественной полосе радиоволнами очень низких частот (НЧ), то любые два сигнала стали бы перекрываться и служить помехой друг другу; т. е. кодируя информацию несущими частотами, находящимися в разных частях спектра, мы получаем сигналы на многих частотах и, таким образом, устанавливаем одновременно много каналов связи. Во-вторых, одни длины волн более пригодны для генерации и распространения, другие менее. Например, в области от 5 до 30 МГц сигналы обходят Землю вокруг за счет многократных отражений от ионосферы, а в микроволновой области узкие направленные пучки можно формировать с помощью антенн умеренных размеров. Поэтому область ВЧ (коротких волн) используется для связи за линией горизонта, в то время как микроволновая область используется с ретрансляторами в пределах прямой видимости и в радиолокации.

Модуляцию несущего сигнала можно осуществить несколькими путями. Грубо говоря, все методы имеют общее свойство, а именно модулированный сигнал занимает полосу частот, по крайней мере сравнимую с полосой модулирующего сигнала, т. е. полосой посылаемой информации. Таким образом, высокая точность воспроизведения при передаче звука получается при полосе не менее 20–40 кГц безотносительно к несущей частоте. Совершенно смодулированный сигнал имеет нулевую ширину полосы и не передает информацию. Передача низкоинформатированного содержания, как, например, телеграфная связь, занимает относительно узкую часть спектра (возможно, 50-100 Гц), в то время как передача телевизионного изображения требует уже нескольких мегагерц. Следует отметить, что большая информация может переноситься каналом с данной шириной полосы, если отношение сигнал/шум (С/Ш) достаточно высоко. Такое «частотное сжатие» основывается на том, что «емкость канала» равна ширине полосы, умноженной на log₂ (С/Ш).

13.15. Амплитудная модуляция.

Начнем с простейшей формы модуляции (AM), обращая внимание на ее частотный спектр и способы детектирования. Представим простой несущий сигнал, cos ω_н, изменяемый по амплитуде под действием модулирующего сигнала более низкой частоты, cos ω_м, в следующем виде:

Сигнал = (1 + m·cos ω_мt)·cos ω_нt,

Где p-n-индекс модуляции», меньший или равный 1. Раскрыв произведение, вы получите.

Сигнал = cos ω_н + 0,5·m·cos (ω_н + ω_м)t + 0,5·m·cos (ω_н - ω_м)t.

Т. е. энергия модулированного несущего сигнала сосредоточена на частоте ω_н и на частотах, отстоящих по обе стороны от ω_н и ω_м. На рис. 13.37 изображены такой сигнал и его спектр. Здесь глубина (или индекс) модуляции m равна 50 %, а две боковые частоты несут каждая по 1/16 доли от энергии, содержащейся в несущем сигнале.

Рис. 13.37. Амплитудная модуляция.

Если моделирующий сигнал имеет сложную форму волны [f(t)], как, например, речь, то амплитудно-модулированная волна определяется выражением сигнал = [А + f(t)]cos ω_нt,

Где постоянная величина А должна быть настолько большой, чтобы A + f(t) всегда было положительным. Тогда спектр будет просто симметричной функцией относительно несущей частоты (рис. 13.38).

Рис. 13.38. Спектр AM и полоса частот модуляции (речь). а — модулирующий сигнал. б — несущая после AM.

АМ-генерация и детектирование. Генерация амплитудно-модулированных сигналов радиодиапазона легко осуществляется любым методом, при котором амплитуда сигнала управляется напряжением по линейному закону. Обычно изменяют напряжение питания ВЧ-усилителя (если модуляция осуществляется в выходном каскаде) или используют ИМС переумножителя, например 1496. Если модуляция происходит на каскаде с низшим уровнем сигнала, то все последующие каскады должны быть линейными. Заметим, что при амплитудной модуляции модулирующий сигнал должен иметь постоянное смещение, чтобы он никогда не принимал отрицательное значение. Графически это показано на рис. 13.39.

Рис. 13.39. а — 50 %-ная модуляция; б — 100 %-ная модуляция; в — перемодуляция.

Простейший приемник AM (прямого усиления) состоит из нескольких перестраиваемых резонансных ВЧ-каскадов усиления, за которыми следует диодный детектор (рис. 13.40).

Рис. 13.40.

Усилительные каскады обеспечивают избирательность по отношению к сигналам, отличающимся по частоте, и усиливают входные сигналы (уровень которых бывает порядка микровольт) до уровня, необходимого для детектора. Последний просто выпрямляет ВЧ-сигнал, а затем восстанавливает плавную «огибающую» с помощью фильтра низких частот. Фильтр низких частот должен подавлять радиочастоты, в то время как звуковые частоты проходят неослабленными. Эта простая схема, как вы увидите, оставляет желать много лучшего. Фактически она представляет собой простой набор известных элементов.

13.16. Супергетеродинный приемник.

Приемники, состоящие из последовательно включенных ВЧ-усилителей, неудобны по нескольким причинам. Во-первых, отдельные каскады должны быть настроены на одну и ту же частоту, что требует либо очень большой координированности в работе с большим количеством ручек или же чрезвычайно точного согласования набора одновременно настраиваемых LC-контуров. Во-вторых, поскольку общая частотная избирательность определяется характеристиками всех усилителей в совокупности, форма полосы пропускания будет зависеть от точности настройки каждого усилителя; отдельные усилители не могут иметь столь узкополосную характеристику, как это хотелось бы, так как настройка в этом случае была бы практически невозможна. И поскольку принимаемый сигнал может быть любой частоты в пределах области настройки усилителей, нельзя использовать пьезофильтры для получения плоской полосы пропускания с резкими спадами по краям (крутые «фронты»), что обычно очень нежелательно.

Прекрасное решение этих проблем дает применение супергетеродинного приемника («супергетеродина»), показанного на рис. 13.41.

Рис. 13.41. Супергетеродинный приемник.

Поступающий сигнал усиливается одним каскадом ВЧ-усилителя, смешивается с сигналом локального генератора (ЛГ), и при этом получается сигнал фиксированной промежуточной частоты (ПЧ), в данном случае равной 455 кГц. После этого следует набор резонансных усилителей с фиксированной настройкой на ПЧ, в которые входят селективные элементы, такие, как пьезокристаллические или механические фильтры. Схема заканчивается детектором и усилителем звуковых частот. Приемник настраивают, изменяя частоту ЛГ, так как любая входная частота смешивается с ней и преобразуется в промежуточную частоту (с точностью до полосы пропускания ПЧ). Вход ВЧ-усилителя должен настраиваться в соответствии и одновременно с ЛГ, но точность настройки не очень существенна. Это делается с целью а) улучшить чувствительность путем усиления на ВЧ с малыми шумами перед смешением и б) отсечь сигналы «зеркальной» частоты. В данном случае зеркальный — это входной сигнал с частотой на 455 кГц выше частоты Л Г (вспомним, что смеситель вырабатывает сумму и разность частот). Другими словами, в супергетеродинном приемнике смеситель и локальный генератор (гетеродин) используются для сдвига входной (перестраиваемой) частоты сигнала в область фиксированной промежуточной частоты, где усиление и чувствительность максимальны.

Замечания о супергетеродинах. Супергетеродинные приемники имеют еще некоторые особенности. В приведенной схеме показан еще один генератор-гетеродин; его используют при детектировании некоторых неамплитудно-модулированных сигналов (телеграфных, подавление несущей частоты в телефонии, при частотной манипуляции и т. д.). Дополнительные гетеродины используются даже для AM-детектирования в «гомодинных», или «синхронных», детекторах.

Часто приемники имеют не один смеситель (их называют приемниками с «множественным преобразованием»). Использование первой высокой ПЧ улучшает подавление зеркального канала (он сдвинут относительно фактически принимаемого сигнала на удвоенную промежуточную частоту). Более низкая вторая ПЧ облегчает использование фильтров на кристаллических резонаторах с резким спадом характеристик вне полосы пропускания, а третья ПЧ позволяет применять заграждающие фильтры, подобные фильтрам звуковых частот, низкочастотные керамические или механические, фильтры, а также «умножающий детектор».

Недавно стало популярным использовать непосредственно преобразование частоты вверх на включенных прямо на вход балансных смесителях (т. е. использовать ПЧ выше частоты входного сигнала), а также фильтры на пьезокристаллах на частоте ~ 40 МГц ПЧ с последующим детектированием уже без смещения. Такие схемы с однократным преобразованием обладают еще лучшими параметрами при наличии сильно интерферирующих сигналов, и они входят в употребление наряду с выпускаемыми промышленностью очень хорошими кристаллическими СВЧ-фильтрами и смесителями с малыми искажениями, сбалансированными в широкой области и имеющими хорошие шумовые характеристики.

Смесители с подавлением зеркальной частоты. В супергетеродинных приемниках резонансный ВЧ-усилитель служит для подавления сигналов «зеркальной» частоты, которые отделены от нужных сигналов входной ВЧ-полосы удвоением промежуточной частоты (ПЧ). ВЧ-усилитель должен достаточно селективно подавлять зеркальную полосу (т. е. чувствительность его к сигналам этой полосы должна быть много меньше, чем к сигналам входной полосы). Он должен быть настроен, чтобы его полоса пропускания постоянной ПЧ поддерживалась на удалении от полосы ЛГ, поскольку последний служит для настройки приемника.

Есть и другие способы подавления чувствительности к зеркальным частотам, без использования резонансных ВЧ-усилителей. На рис. 13.42 показан смеситель с подавлением зеркальной частоты.

Рис. 13.42. Смеситель с подавлением зеркальной частоты.

Сначала сигнал поступает на пару смесителей, управляемых квадратурными ЛГ («квадратурные» означает, что они сдвигают фазу на 90°); затем сочетание выходных сигналов ПЧ вновь подвергают фазовому сдвигу на 90° в том же направлении. Двойной сдвиг на 90° приводит к сложению для одной стороны полосы и к вычитанию для другой, и таким образом, к аннулированию зеркальной полосы. Изменение полярности на противоположную в результате последнего сдвига фазы на 90° приводит к взаимной замене зеркальной и сигнальной полос. На практике обычно для сдвига фазы и резистивного нагружения неиспользуемого выхода в каждом случае используют «4-портовые квадратурные волноводные тройники».

Если скомплектовать смеситель с подавлением зеркальной частоты из стандартных широкополосных элементов, то можно ожидать подавления зеркальной стороны полосы примерно на 20 дБ, если работать через одну или две октавы по частоте. Иногда важно иметь возможность быстрого продвижения по частоте (так называемое «частотное сканирование») без настройки ВЧ-усилителя со слежением; в этом случае смеситель с подавлением сигналов зеркальной частоты получается как раз таким, как нужно.

Интересная тонкость: как мы отмечали в разд. 13.12, смеситель может быть выполнен как модулятор и наоборот. Это зависит от того, используете ли вы устройство для преобразования низкочастотной полосы модулирующих сигналов, несущих информацию, в высокие частоты (в этом случае его называют «модулятором») или для перевода модулированной ВЧ-полосы вниз к полосе частот модулирующих сигналов (или по пути предварительно к ПЧ-полосе), где вы демодулируете ее, чтобы выделить исходный модулирующий сигнал (в этом случае называют «смеситель»). Когда осуществляется полный оборот по этому пути, то мы говорим, что сигналы зеркальной полосы приходят с другого бока полосы. Наши два метода подавления зеркальной частоты (ВЧ-фильтр и смеситель с подавлением) становятся двумя классическими методами модуляции одной боковой полосы, называемыми методами «фильтра» и «фазировки». Это может стать более ясным, после прочтения вами следующего раздела (не беспокойтесь, если вы и не сделаете этого, но мы не можем отказаться от попытки разъяснить эту объединяющую идею).

Передовые методы модуляции.

13.17. Метод одной боковой полосы (SSB).

Из рассмотрения спектра АМ-сигнала с очевидностью вытекает, что можно добиться некоторого улучшения параметров. Большая часть энергии (67 % при 100 %-ной модуляции) содержится в несущей частоте, не участвующей в переносе информации. Эффективность AM достигает 33 % и то только, если индекс модуляции равен 100 %. Поскольку форма импульса голоса обычно имеет большое отношение максимальной амплитуды к средней амплитуде, индекс модуляции АМ-сигнала, передающего речь, чаще всего значительно меньше 100 %, хотя можно использовать «компрессию» речевого сигнала для увеличения энергии в боковых полосах). Кроме того, при симметричном расположении боковых полос перенос идентичной информации приводит к возникновению сигнала, занимающего полосу, в два раза превышающую практически необходимую.

Путем небольших ухищрений можно исключить несущую частоту [используем балансный смеситель; напоминаем, что.

Cos A cos B = 0.5·cos(А + В) + 0,5·cos(А — В)

И получить так называемый «сигнал с двумя боковыми полосами и подавленной несущей», или DSBSC. (То же самое получите, если звуковой сигнал умножить непосредственно на несущую частоту, не задавая начального смещения, обеспечивающего постоянное присутствие несущей, как в обычной AM). Далее, использовав либо пьезокристаллический фильтр с крутыми спадами, либо метод, известный как «фазировка», одну боковую полосу спектра сигнала можно подавить. В «однобоковой» полосе (SSB) сигнал эффективно повторяет спектр речи, сдвинутый в область высоких частот, и этот метод связи широко используется радиолюбителями и промышленными потребителями для создания высокочастотных радиотелефонных каналов. Когда нет речи, то передача сигнала не осуществляется. Чтобы принимать SSB, вам нужны гетеродин и «умножающий детектор», как показано на последней блок-схеме, чтобы вновь получить исчезнувшую несущую частоту.

Спектры модуляции. На рис. 13.43 приведен типичный спектр речевого сигнала при модуляции AM, DSBSC и SSB.

Рис. 13.43. Спектры, при различных типах AM.

При передаче по типу SSB можно использовать любую боковую полосу сигнала. Отметим, что SSB представляет собой просто звуковой спектр, сдвинутый вверх по частоте на f_н. При приеме SSB гетеродин и смеситель комбинируют так, чтобы сдвинуть спектр вниз снова к звуковой частоте. Если гетеродин настроен не совсем точно, все звуковые частоты сдвинутся на величину расстройки. Поэтому от ЛГ и гетеродина в приемниках SSB требуется хорошая стабильность.

Следует отметить, что смеситель (модулятор) всегда рассматривается как схема сдвига частоты, особенно когда он сочетается с соответствующим фильтром для подавления нежелательных выходных сигналов. Когда он используется в качестве модулятора, полоса низкочастотного сигнала сдвигается вверх на частоту несущего сигнала и образуется полоса, симметричная к f_н. Если он используется как смеситель, то частотная зона вокруг f_н сдвигается под действием высокой частоты ЛГ вниз до звуковых частот («основной полосы») или до зоны, симметричной к промежуточной частоте (ПЧ).

13.18. Частотная модуляция.

Вместо модуляции по амплитуде, как в AM, DSBSC и SSB, можно передавать информацию, модулируя частоту или фазу несущего сигнала:

Сигнал = cos [ω_н + kf(t)]t — частотная модуляция (ЧМ),

Сигнал = cos [ω_нt + kf(t)] — фазовая модуляция (ФМ).

ЧМ и ФМ тесно связаны и иногда их вместе относят к так называемой «угловой модуляции». ЧМ хорошо известна как тип модуляции, используемый в СВЧ радиовещательном диапазоне 88-108 МГц (диапазон УКВ), тогда как AM используют в полосе 0,06–30 МГц радиовещательного диапазона. Тот, у кого есть настраиваемый ЧМ-приемник, вероятно, обратил внимание на «успокоение» фонового шума при ЧМ-приеме. Это свойство (возрастание отношения С/Ш или увеличение С/Ш канала) и делает широкополосную ЧМ предпочтительнее AM для высококачественных передач.

Еще о ЧМ: если девиация частоты kf(t)/2π велика по сравнению с модулирующей частотой (в f(t) сохранены самые верхние частоты), вы имеете «широкополосную ЧМ», как в УКВ радиовещательном диапазоне. Индекс модуляции m/f равный отношению девиации частоты к модулирующей частоте, в этом случае больше единицы. Широкополосная ЧМ предпочтительнее, так как при правильных условиях приема С/Ш возрастает на 6 дБ при каждом удвоении девиации ЧМ. Правда, при этом увеличивается ширина полосы канала, поскольку сигнал при широкополосной ЧМ занимает приблизительно 2f_дев, где f_дев — максимальное отклонение несущей частоты. ЧМ-радиовещание в полосе 88-108 МГц использует максимальное отклонение f_дев = ± 75 кГц, т. е. каждая станция занимает полосу около 150 кГц. Этим объясняется, почему широкополосная ЧМ не используется, например в АМ-диапазоне средних волн (0,06–30 МГц): в этом случае во всем диапазоне могли бы работать только шесть станций данной радиовещательной зоны.

Спектр ЧМ. Спектр несущего колебания, частотно-модулированного синусоидальной волной, подобен приведенному на рис. 13.44.

Рис. 13.44. Спектр широкополосной ЧМ.

Многочисленные боковые частоты отстоят от несущей частоты на расстояниях, кратных модулирующей частоте, а их амплитуды определяются функциями Бесселя. Число значащих боковых полос, грубо говоря, соответствует индексу модуляции. Для узкополосной ЧМ (индекс модуляции m < 1) имеется только по одной боковой с каждой стороны от несущей частоты. Внешне это похоже на спектр AM, но если учесть фазу боковых полос, то окажется, что эти волны имеют постоянную амплитуду и переменную частоту, а не постоянную частоту и переменную амплитуду (AM). При широкополосной ЧМ амплитуда несущей может быть очень малой, что обусловливает высокую эффективность ЧМ; это значит, что большая часть передаваемой энергии содержится в боковых частотах, несущих информацию.

Генерация и детектирование. ЧМ легко получается при изменении параметров элементов настраиваемого контура генератора; варикап (диод, используемый как емкость, управляемая напряжением, (разд. 5.18)) здесь идеален. Другие методы включают в себя интегрирование модулирующего сигнала с последующей фазовой модуляцией. В каждом случае лучше вести модуляцию при малых отклонениях, а затем применить умножение частоты, чтобы увеличить индекс модуляции. Это основано на том, что скорость отклонения частоты не меняется при умножении частоты, в то время как значение самого отклонения умножается вместе с несущей частотой.

Для детектирования используют обычный супергетеродинный приемник с двумя особенностями. Первая — это наличие ограничителя в оконечном каскаде усиления ПЧ, на этом этапе амплитуда постоянна (насыщение). Вторая — следующий за ограничителем детектор (называемый дискриминатором) должен преобразовывать отклонения частоты в амплитуду. Приведем несколько распространенных методов детектирования.

1. «Детектор наклона» — это всего лишь параллельный контур LC, настроенный со сдвигом в одну сторону по отношению к промежуточной частоте; в результате у него получается нарастающая кривая чувствительности в зависимости от частоты во всей полосе ПЧ; при этом ЧМ преобразуется в AM, а обычный детектор преобразует потом AM в звуковые частоты. В улучшенных детекторах наклона используется сбалансированная пара LC-цепей, настроенных симметрично относительно центральной ПЧ.

2. Детектор Foster-Seely или его вариант «детектор отношений» состоит из одного резонансного контура, подключенного к дьявольски хитроумному диодному устройству для получения на выходе линейной зависимости амплитуды от частоты во всей полосе пропускания ПЧ. Такие дискриминаторы лучше простых детекторов наклона (рис. 13.45).

Рис. 13.45. ЧМ-дискриминаторы. а — дробный детектор; б — балансный квадратурный детектор.

3. Фазовая автоподстройка частоты (ФАПЧ). Это устройство изменяет частоту внутреннего генератора, управляемого напряжением, так, чтобы согласовать ее с частотой выходного сигнала; оно было описано в разд. 9.31. Если на входе его действует сигнал ПЧ, то управляющее генератором напряжение в контуре ФАПЧ линейно зависит от частоты входного сигнала, т. е. его можно использовать как выход звуковой частоты.

4. Усредняющая схема, в которой сигнал ПЧ преобразуется в последовательность идентичных импульсов, имеющих частоту входного сигнала. В результате усреднения этой последовательности импульсов на выходе вырабатывается сигнал, пропорциональный ПЧ, т. е. звуковому сигналу, сложенному с некоторой постоянной составляющей.

5. «Балансный квадратурный детектор» является комбинацией фазового детектора (см. разд. 9.27 и 9.31) и фазосдвигающей цепи. Сигнал ПЧ пропускается через контур, в котором сдвиг фазы меняется линейно с частотой в полосе пропускания ПЧ (LC-цепи прекрасно выполняют эти функции). Сдвинутый по фазе и первичный сигналы подаются на фазовый детектор, на выходе которого сигнал изменяется пропорционально относительному сдвигу фаз. Этот выход и является искомым звуковым сигналом (рис. 13.45).

Часто указывают, что ЧМ, если канал имеет достаточное отношение С/Ш, обеспечивает прием с существенно меньшими шумами по сравнению с AM, где помехи мало уменьшаются с ростом мощности сигнала. Напомним, что это становится ощутимым, если ЧМ-сигналы ограничиваются по амплитуде перед детектированием. В этом случае система становится относительно нечувствительной к интерферирующим сигналам и шумам, которые проявляются как изменения амплитуды, накладываемые на передаваемый сигнал.

13.19. Частотная манипуляция.

Передача цифровых сигналов (радиотелетайп, RTTY) обычно осуществляется посредством сдвига по частоте непрерывного несущего сигнала в промежутке между двумя близкорасположенными частотами, соответствующими передаваемым 1 и 0; сдвиг на 850 Гц является типичным значением. Применение частотной манипуляции, в отличие от модуляции типа включен — выключен, чрезвычайно эффективно при большом затухании сигнала, вызываемом изменением условий распространения (радиоволн). Для демодуляции при частотной манипуляции обычно используется дифференциальный усилитель, имеющий на выходах пару фильтров, настроенных на две детектируемые звуковые частоты. Частотную манипуляцию можно представить как цифровую ЧМ. Узкий сдвиг следует применять, чтобы не допустить селективное затухание между двумя частотами сигнала. Однако этот сдвиг не может быть меньше, чем информационная полоса пропускания, необходимая для самого переключаемого сигнала, т. е. меньше скорости передачи в бодах (число битов в секунду), или приблизительно 100 Гц для обычного радиотелетайпа.

13.20. Схемы импульсной модуляции.

Имеется несколько методов передачи аналогового сигнала в виде импульсов. Основной принцип, на котором основана дискретная передача аналогового сигнала, выражен в теореме о выборке Шеннона. Согласно этой теореме, форма сигнала с ограниченным спектром полностью описывается выборкой его амплитуд, производимой со скоростью, равной удвоенной максимальной частоте сигнала. Таким образом, можно передавать значения амплитуды сигнала (цифровым или другим способом) только в моменты времени, разделенные интервалами 0,5·f_макс непрерывной модуляции. Несколько методов импульсной модуляции показаны на рис. 13.46.

Рис. 13.46. Виды импульсной модуляции.

В амплитудно-импульсной модуляции (АИМ) последовательность импульсов с амплитудами, пропорциональными сигналу, передается через регулярные промежутки времени. Эта схема полезна для временного разделения нескольких сигналов при передаче их по одному каналу связи, так как время между выборками может быть использовано для передачи выборки другого сигнала (конечно, при увеличении полосы пропускания). При широтно-импульсной модуляции (ШИМ) ширина (длительность) импульса постоянной амплитуды пропорциональна мгновенной амплитуде сигнала. ШИМ легко декодируется простым усреднением.

В фазово-импульсной модуляции (ФИМ) импульсы постоянной длительности и амплитуды либо задерживаются, либо даются с опережением относительно регулярных меток в соответствии с амплитудой сигнала. Кодово-импульсная модуляция. И наконец, в кодово-импульсной модуляции (КИМ) мгновенная амплитуда сигнала преобразуется в двоичное число и передается как последовательность битов. На рисунке использован двоичный 4-битовый смещенный код, соответствующий 16-уровневому квантованию. КИМ превосходна, когда нужно осуществить передачу, свободную от ошибок, через каналы с шумами. Поскольку ряд единиц и нулей можно однозначно восстановить в виде правильного цифрового кода, то может быть восстановлена и реплика первичного сигнала. КИМ практически полезна в системах с ретрансляцией, как, например, в трансконтинентальных телефонных каналах, где сигнал должен проходить через большое число станций и усиливаться на своем пути. В любой схеме с линейной модуляцией (AM, ЧМ, SSB) нельзя избавиться от шумов, накапливаемых при прохождении, а в КИМ цифровой код можно восстанавливать на каждой станции. Таким образом, на каждой станции сигнал как бы посылается заново.

Имеются и другие варианты КИМ (известные как кодируемые КИМ), в которых для кодирования квантованных выборок используются другие методы в отличие от простой двоичной последовательности; например, в приведенном примере можно было использовать передачу одного из 16 тонов. Благодаря отсутствию искажений КИМ обычно используется в телеметрии для передачи изображений с космических кораблей. Их также используют для «компакт-дисков» с цифровой записью звука, где выборка каждого стереоканала и преобразование его в 16-разрядное число осуществляются со скоростью 44100 операций в секунду. В любом применении КИМ скорость передачи бита должна подбираться достаточно низкой, чтобы быть уверенным в малой вероятности ошибки при опознавании бита. Обычно это ограничивает скорость передачи по данному каналу по сравнению с прямой аналоговой модуляцией.

Специфические особенности радиочастотных схем.

В этом разделе сделана попытка лучше осветить некоторые принципы и методы ВЧ-схемотехники. Здесь нет возможности подробно рассматривать вопросы проектирования и конструирования схем, как это делалось в других главах, и это не является целью книги, представляющей собой лишь общее введение в электронику. Придерживаясь этой позиции, мы хотели бы рассказать о некоторых идеях, которыми обычно руководствуются при построении ВЧ-схем. Главным образом они направлены на уменьшение паразитных индуктивностей и емкостей и освоение схем, размеры которых сравнимы с длиной волны. Не будем пытаться слить эти идеи в связную методологию; рассмотрим лишь некоторые общие приемы.

13.21. Специальные методы конструирования.

ВЧ-«дроссели» (небольшие индуктивности — от микрогенри до миллигенри) широко используются в качестве элементов, блокирующих сигнал. Обычно напряжение питания должно подаваться на клеммы корпуса, в котором размещены экранированные «проходные конденсаторы» (параллельный отвод на землю в сочетании с механическими зажимами на противоположных концах), и на ВЧ-дроссель, соединенные последовательно. Отличие состоит в применении ферритовых шайб на выводах транзисторов, ПТ и пр. Их использование связано с тем, что ВЧ-схемы могут генерировать «паразитные» колебания, вызываемые «паразитными» резонансными контурами СВЧ-диапазона, образуемыми самой проводкой. Нанизывание в разных местах нескольких шайб на выводы базы или коллектора увеличивает индуктивность настолько, что можно предотвратить колебания (если вам, конечно, повезет). Индуктивности играют главную роль в ВЧ-устройствах, поэтому в них часто можно встретить множество открытых катушек и индуктивностей с «настраиваемым сердечником», а также трансформаторов (например, маленькие металлические трансформаторы ПЧ встречаются почти во всех приемных устройствах). Распространены также переменные конденсаторы небольшой емкости с воздушным зазором.

Как сказано выше, ВЧ-схемы устанавливаются в защищенных корпусах и часто имеют внутренние заземленные экраны между частями схемы, чтобы предотвратить их непредусмотренное взаимодействие. Чаще всего схемы строятся на двусторонних печатных платах, где одна сторона используется в качестве заземленной плоскости, или же схемы устанавливаются в непосредственной близости от экранов или других заземленных поверхностей. Землю в ВЧ-диапазоне нельзя делать слабой; вы должны пропаивать экран по всей длине и использовать множество винтов при установке перегородок или крышки.

При построении схем, рассчитанных на особо высокие частоты, абсолютно необходимо выводы компонентов делать как можно короче. Это значит, что выводы резисторов и конденсаторов должны обрезаться почти под самый корень и припаиваться так, чтобы они почти не были видны (компоненты при пайке сильно нагреваются, но они обычно это выдерживают). В области СВЧ и УВЧ часто пользуются керамическими «чипами» конденсаторов, припаиваемых прямо на полоски печатных схем и т. п. вообще без выводов. Если вы используете обычные конденсаторы, то их внутренняя индуктивность может вызывать саморезонансные явления даже при таких низких частотах, как мегагерцы. Для СВЧ вообще более предпочтительно пользоваться широкими проводящими полосами и металлическими лентами, а не обычными проводами, так как при этом уменьшается индуктивность соединений. В этом диапазоне используются полосковые линии и микрополоски, где каждый вывод является сам по себе линией передачи с согласованным импедансом. Действительно, полоски листового металла могут быть использованы как части настраиваемых контуров; для примера посмотрим описание индуктивностей в цепи на 440 МГц (ARRL handbook): «L₁ - L₃ включительно - полоска латуни 65x6 мм, припаиваемая одним концом к корпусу, а другим — к конденсатору. Отводы входа и выхода отстоят на 12,5 мм от заземленного конца». Конечно, все основные методы в микроволновой технике сводятся к использованию в схемах волноводов и полых цепей с такими экзотическими компонентами, как циркуляторы и «магические Т» (разветвители — см. рис. 13.47).

Рис. 13.47. Волноводный ответвитель «магическое Т».

Что может удивить новичка в ВЧ-устройствах, так это использование измерительных и испытательных приборов в сочетании с методикой «разрежь и попробуй». Широко распространены генераторы качающейся частоты или свип-генераторы (источники ВЧ-сигналов с периодической разверткой по всему диапазону частот), сеточные измерители (для измерения резонансов), мосты для измерения С/Ш и анализаторы спектра, и все это в сочетании с многочисленными экспериментами со схемами. На этих частотах ничего нельзя точно предсказать, поэтому, для того чтобы создать хорошо работающую схему, приходится проводить множество экспериментов по методу проб и ошибок.

13.22. Экзотические ВЧ-усилители и устройства.

Известные приборы, такие, как биполярные транзисторы и ПТ, используются и на СВЧ, хотя часто имеют до некоторой степени необычное воплощение. Например, транзисторы, предназначенные для работы в области очень высоких частот, имеют довольно странный корпус с плоскими выводами, служащими для соединения с неизолированными печатными проводниками на плате и исходящими радиально от центра (рис. 13.48). Мы перечислим и такие устройства и схемы, для которых нет аналогов в низкочастотной технике.

Рис. 13.48.

Параметрические усилители. В этих устройствах усиление осуществляется изменением параметра перестраиваемого контура. Это очень похоже на маятник с грузом, подвешенным на длинной веревке. Предположим, что движение груза представляет собой выходной сигнал. Вы можете создать колебания, мягко толкая груз с резонансной частотой; в обычных усилителях эти «толчки» производятся транзисторами или другими активными приборами. Но имеется другой, совершенно отличающийся метод раскачки, а именно путем подъема и опускания веревки (изменяется ее длина, параметр системы) с частотой, удвоенной по сравнению с естественной резонансной частотой. Попробуйте его (рис. 13.49).

Рис. 13.49. Маятник — аналог параметрического усилителя.

Маятник является точным аналогом параметрического усилителя Адлера. В параметрическом усилителе изменяют емкость настраиваемого контура, используя варикап (емкость, управляемую напряжением), который управляется сигналами «накачки». Эти усилители используются в схемах с низким уровнем шума.

Мазеры. Мазер — это аббревиатура: микроволновый усилитель с индуцированным испусканием излучения. В основном это квантовые или атомные или молекулярные усилители, очень сложные в изготовлении и использовании, но в этих усилителях обеспечивается самый низкий уровень шумов.

Полевые транзисторы на GaAs (арсенид галлия). Последнее слово в области микроволновых усилителей. Без особых усилий достигаются такие же характеристики, что и в параметрических усилителях. В настоящее время промышленные ПТ на GaAs выпускаются с усилением 28 дБ при 10 ГГц и с коэффициентом шума 2 дБ. В последнее время появились ПТ на GaAs с низким уровнем шумов — так называемые транзисторы с высокой подвижностью электронов (ВПЭТ). В экспериментальных охлаждаемых усилителях они имеют удивительную характеристику шума (например, 0,12 дБ (Т_ш = 8 К) при 8,5 ГГЦ).

Клистроны и лампы бегущей волны (ЛЕВ). Работа усилительных вакуумных ламп, используемых в микроволновой области частот, клистронов и ЛБВ, основана на эффектах, связанных с временем пролета электронов внутри лампы. Разновидность, называемая отражательным клистроном, работает обычно только в качестве генератора благодаря тому, что в нем электронный пучок отражается обратно в сторону источника электронов. Существуют клистроны с непрерывной мощностью 0,5 МВт на выходную частоту до 2000 МГц.

Магнетроны. Сердце радаров и индукционных печей. Это высокомощная генераторная лампа с маленькими резонансными полостями. При помещении магнетрона в сильное электромагнитное поле электроны внутри резонаторов движутся по спирали.

Диоды Ганна, лавинно-пролетные диоды (ЛПД или IMPATT) и p-i-n-диоды. Эти экзотические диоды весьма широко используются в СВЧ и микроволновой области. Диоды Ганна - маломощные генераторы частот в пределах 5-100 ГГц, дающие выходную мощность 100 МВт или около этого. ЛПД-диоды, аналогичные по назначению клистронам с мощностью до нескольких ватт при нескольких гигагерцах. Диоды p-i-n-типа ведут себя как сопротивления, зависящие от напряжения, и используются для включения и выключения микроволновых сигналов путем закорачивания волноводов.

Варикапы, диоды с накоплением заряда (SNAP-диоды). Варикап — это диод с отрицательным смещением, используемый в качестве переменной емкости для настройки или в параметрических усилителях. Нелинейность характеристики позволяет использовать варикапы и в генераторах гармоник, т. е. как умножители частоты. SNAP-диоды также широко используются для генерации гармоник, поскольку они обладают субпикосекундным временем нарастания.

Диоды Шоттки, обращенные диоды. О диодах Шоттки мы говорили и раньше как о быстродействующих диодах с низким прямым падением напряжения. Их часто используют в качестве смесителей, как и обращенные диоды - разновидность туннельных диодов. Посмотрите разд. 13.13 о применениях прекрасных обращенных диодов (квадратичный детектор).

Быстродействующие ключи.

Те же самые эффекты, которые ограничивают возможности линейных высокочастотных усилителей (ёмкости переходов, ёмкость обратной связи (проходная) с её эффектом Миллера, а также паразитные емкости в комбинации с конечными сопротивлениями источника и нагрузки), налагают ограничения по скорости и на быстродействующие цифровых схемы. Многие из этих проблем непосредственно конструктора не касаются, поскольку они удачно разрешены при построении самой цифровой ИМС. Трудности возникают при использовании схем ТТЛ, например, только если в конструкции требуются дискретные транзисторы. Тем не менее часто необходимо знать, как работают быстродействующие переключающие схемы. Например, при работе на внешнюю высоковольтную или сильноточную нагрузку (или нагрузку, требующую ток противоположной полярности) от логического выхода очень легко может ухудшиться быстродействие (например, раз в 100), если при конструировании допустить небрежность. Более того, бывают ситуации, когда используются бескорпусные цифровые логические схемы и вам приходится все делать самому.

Этот раздел мы начнем с рассмотрения простых моделей транзисторов, полезных при расчете схем переключения. На нескольких примерах покажем, как эти модели работают (и как важно правильно подобрать транзистор). В заключение рассмотрим построение транзисторных переключающих схем на примере одной быстродействующей схемы (фотоумножительный предусилитель — дикриминатор).

13.23. Модель транзистора и ее уравнения.

На рис. 13.50 изображена ключевая схема на насыщенном транзисторе, включенном инвертором, сигнал на которую подается от источника импульсов с чрезвычайно короткими временами нарастания и спада, ^-сопротивление источника, r'_б — относительно небольшое внутреннее распределенное сопротивление базы транзистора (около 5 Ом), С_кб — наиважнейшая емкость обратной связи (проходная) и R_K — сопротивление нагрузки, имеющей емкость С_н.

Рис. 13.50.

Эффекты, связанные с конечной величиной нагрузочного сопротивления, можно учесть, если считать, что R_K представляет собой суммарное сопротивление при соответствующем пересчете U_KK. Емкость между коллектором и эмиттером входит в С_н, а С_бэ не учитывается, поскольку благодаря эффекту Миллера С_кб всегда доминирует на входе.

На рис. 13.51 изображена типичная для этой схемы форма выходного импульса, если на вход ее подается хорошо сформированный отрицательный сигнал.

Рис. 13.51. Форма импульса на выходе транзисторного ключа.

Время нарастания t_нар определяется как промежуток между моментами времени, когда значение сигнала равно соответственно 10 и 90 % конечного значения. Так же определяется и время спада t_сп. Особо отметим относительно длительный период рассасывания неосновных носителей в базе t_расс, который требуется, чтобы транзистор из насыщения перешел в линейное состояние проводимости, по сравнению с соответствующим более коротким временем задержки t₃, требующимся для выхода из состояния отсечки. Эти параметры общепринято брать между 10 %- и 90 %-ными точками. В цифровой логике более полезно знать времена распространения t_р.нар и t_р.сп, определяемые как времена от момента изменения состояния входа до момента, когда выходной сигнал проходит через логический порог (соответственно на нарастающем и спадающем фронтах). Для этих величин обычно пользуются другими обозначениями, например, t^1.0_з.др и t^0,1_з.др.

Попробуем применить модель схемы для определения времени нарастания и спада в данной цепи. В процессе расчета станет понятным, почему нарастающий фронт выходного сигнала иногда заканчивается по экспоненциальному закону.

Определение времени нарастания. После перехода входного сигнала в состояние низкого уровня и окончания — времени t_расс  напряжение на коллекторе начинает возрастать. Два эффекта ограничивают скорость нарастания: a) R_K в сочетании с С_кб и С_н дают постоянную времени, определяющую экспоненциальный рост напряжения до U_KK, но б) если скорость этого роста достаточно велика, получающийся в результате ток через С_кб, выделяясь на сопротивлении источника (R_и + r'_б), вызывает прямое смещение базы, и оно может возбуждать базу, что тормозит рост коллекторного напряжения (отрицательная обратная связь). Если это происходит, то схема оказывается интегратором, а сигнал на коллекторе — линейно нарастающим. В целом (в зависимости от параметров схемы и самого транзистора) импульс на коллекторе сначала имеет линейное нарастание, переходящее затем в экспоненту, как показано на рис. 13.51.

На рис. 13.52 приведены осциллограммы этих эффектов.

Рис. 13.52. Импульсы переключения напряжений затвора и стока. а — сопротивление стока 10 кОм; б — сопротивление стока 200 кОм. Видно, как с источником, имеющим преувеличенное сопротивление 100 кОм, динамический эффект Миллера способствует фиксации уровня. Цена деления по вертикали 2 В/дел.; частота сигнала 6 кГц.

Вместо n-p-n-транзистора мы воспользовались n-канальным полевым МОП-транзистором, работающим в режиме обогащения. Он ведет себя также, но большее напряжение отпирания затвора существенно улучшает форму импульсов. Кроме того, полевые МОП-транзисторы не имеют эффектов, связанных с временами рассасывания носителей и задержки, и у них отсутствует постоянный входной ток, при котором все упрощается. На рис. 13.53 приведена схема, в которой импеданс источника сигналов нами намеренно сделан преувеличенным.

Рис. 13.53.

Заметьте, как емкость обратной связи поддерживает напряжение затвора на уровне порога отпирания во время переключения стока. Обратите внимание также на то, что нарастание сигнала стока изменяется экспоненциально, если R_c велико.

Простой способ расчета поведения схемы состоит в следующем:

1. Рассчитывается скорость нарастания напряжения на коллекторе для «ограничения вследствие интегрирования» с использованием уравнения.

Где U_вх.н.у — низкий уровень входного напряжения.

2. Определяется коллекторное напряжение U_x, при котором выходное напряжение переходит от линейного нарастания к экспоненте из уравнения.

С помощью этих двух уравнений можно вычислить форму переднего фронта коллекторного импульса и время нарастания. Если U_x окажется отрицательным, то это означает, что нарастание коллекторного напряжения носит чисто экспоненциальный характер: емкостная нагрузка преобладает и ток через емкость обратной связи вообще не возбуждает базу. Величина r'_б обычно незначительна.

_{Упражнение 13.1. Выведите две предшествующие формулы. Указание: для вывода второй формулы приравняйте ток обратной связи, текущий в базу, к току коллекторного резистора за вычетом тока, ответвляющегося в емкостную нагрузку.}

Определение времени спада. По истечении короткого времени задержки t₃ после перехода входного сигнала в состояние высокого уровня U_{вх.н. у} коллекторное напряжение начинает падать к уровню насыщения транзистора. Произведя несложные расчеты, легко увидеть, что ток коллектора определяется выражением.

Где первое выражение — это ток базы, умноженной на h_21э, а второе — ток коллектора, определяемый как ток через R_K минус ток, отбираемый зарядом емкости, подключенной к коллектору.

Напоминаем, что dU_K/dt отрицательно. После преобразования получим.

Где первый член в скобках соответствует току управления в цепи базы, умноженному на h_21э, а второй — току через коллекторный резистор. Теперь вы можете попробовать рассчитать некоторые схемы; вы сможете определить времена нарастания и спада, а также какая емкость доминирует. Сначала, однако, рассмотрим времена рассасывания носителей и задержки.

Времена задержки и рассасывания носителей в базе. Обычно времена задержки очень малы. Главную роль играет постоянная времени, которая определяет снижение заряда емкости базы до U_бэ и равна в общем.

Т ~ (R_и + r'_б)(С_кб + С_бэ).

При очень высоком быстродействии влияние постоянных времени транзисторных переходов может оказаться важным. Гораздо большую роль играет время рассасывания. У транзистора в насыщении заряд накапливается в области базы, и после того, как управляющий сигнал на базе становится близким к потенциалу земли (или даже отрицательным), требуется относительно длительное время, чтобы ранее инжектированные из эмиттера избыточные неосновные носители ушли из базы под действием тока коллектора. Транзисторы сильно отличаются друг от друга по времени рассасывания; это время можно сделать короче, если уменьшить ток базы во время насыщенного состояния и если при запирании подавать обратное смещение на базу, чтобы обеспечить обратный ток базы, когда транзистор переключается в состояние отсечки. Эти моменты отражены в уравнении для времени рассасывания t_расс:

Где обратный ток базы I_{б. выкл} отрицателен при токах базы, обеспечивающих «разряд» заряда в базе. Коэффициент К определяется «временем жизни неосновных носителей», которое сильно уменьшается при легировании золотом. Однако такое легирование уменьшает h_21э и увеличивает ток утечки. Этим объясняется высокое быстродействие ТТЛ, а также их низкое напряжение пробоя (порядка 7 В). Времена рассасывания могут быть очень большими и составлять несколько сотен наносекунд, что примерно на порядок превышает времена задержки при включении. Так, например, распространенный прибор общего назначения 2N3904 имеет максимальное время задержки 35 нс, а время рассасывания 200 нс при стандартных условиях проверки, когда на базу подается отрицательное смещение, равное падению напряжения на двух прямосмещенных диодах. Поскольку времена рассасывания существенно ограничивают быстродействие переключательных схем, приходится применять меры для решения проблемы насыщения.

Один из способов заключается в том, чтобы исключить вовсе состояние насыщения у транзистора. Включенный в обратную связь диод Шоттки («связь Вакег'а») между базой и коллектором прекрасно выполнит эту задачу, отбирая избыточный ток базы, когда транзистор близок к насыщению и потенциал коллектора ниже, чем у базы. Это предотвращает насыщение транзистора, так как напряжение прямосмещенного диода Шоттки меньше напряжения прямосмещенного перехода коллектор-база. Этот метод использован в ТТЛ-логических схемах с диодами Шоттки (ТТЛ-Ш). Часто небольшой «ускоряющий» конденсатор (25-100 пФ), параллельный резистору в цепи базы, хорошо дополняет этот прием, поскольку способствует уменьшению времени рассасывания, обеспечивая дополнительные импульсы тока, способствующие «разряду» базы, когда транзистор насыщен, а также быстрому нарастанию тока базы, когда транзистор включается. Эти схемы показаны на рис. 13.54.

Рис. 13.54. Схемы ключей с повышенным быстродействием. а — с диодом Шоттки; б — с ускоряющим конденсатором.

13.24. Устройства аналогового моделирования.

Очевидно, что проектирование как высокочастотных усилителей, так и быстродействующих ключей, сложная тема, особенно при полном наборе эффектов, вызываемых присущими им паразитными емкостями и индуктивностями. Наши упрощенные модели дают возможность хорошо прочувствовать схему, но они часто могут быть неадекватными, если вы попытаетесь выжать максимально удовлетворительные характеристики из усилителей, например, в области ГГц. Традиционное приближение состоит из сочетания более сложного моделирования (подкрепленное значительными расчетами!) и большого количества макетных плат.

Приятные разработки получаются с использованием уже развитых систем автоматического аналогового моделирования, в частности программы, называемой "SPICE" и ее некоторых коммерческих расширений. SPICE (автор L. W. Nagel) моделирует работу вашего опытного варианта схемы (используя библиотеку усложненных моделей элементов), предсказывает коэффициент усиления, искажения, шумы, частотный отклик и т. д. Вы можете попросить систему показать форму сигнала (напряжения и тока) в любой точке схемы — компьютерный осциллограф! Таким образом, вы можете проигрывать различные варианты вашей гипотетической схемы, увеличить быстродействие конденсаторов, проводить испытания элементов, делать замены в схеме и т. д. Фактически, при хорошем моделировании можно исследовать влияние допустимых отклонений параметров элементов путем либо обычного анализа сбоев, либо проводя более сложную статистическую обработку методом «Монте-Карло». Некоторые программы моделирования выполняют также анализ «чувствительности», который указывает вам элементы, в наибольшей степени определяющие характеристики схемы.

Программы автоматического моделирования недороги и приспособлены для настольных компьютеров так же как и для любой большой вычислительной системы (например, IsSpice фирмы Intusoft или PSpice Microsim). Наибольшее признание получили таблицы соединений ("netlist") — продукт программ создания чертежа схемы ("Schematic capture") (разд. 12.08). Программы моделирования не ограничены проектированием высокочастотных схем. Они применимы и к моделям операционных усилителей, цифровых схем и внутренностей самой ИМС. Хотя SPICE пока доминирует, но уже появилось около дюжины программ моделирования, оптимизированных под конкретные применения.

Несколько примеров бустродействующих переключательных схем.

В этом разделе мы проанализируем работу нескольких простых схем, в основе которых лежат только что обсуждаемые методы.

13.25. Высоковольтный усилитель.

Начнем со схемы, изображенной на рис. 13.55.

Это простой инвертирующий каскад, предназначенный для возбуждения пьезоэлектрического кристалла импульсами 100 В, первоначально генерируемыми ТТЛ-логикой. Параметры выхода ТТЛ и, следовательно, сигнала, подаваемого на базу, приблизительно равны указанным на рисунке величинам. В этих расчетах мы не будем учитывать r'_б, которое мало по сравнению с сопротивлением источника.

Время нарастания. Начнем с определения скорости роста коллекторного напряжения на выходе из-за «интегрирования»:

Теперь найдем напряжение на коллекторе, при котором процесс напряжения на выходе из линейного переходит к экспоненте:

Это означает, что нарастание коллекторного импульса происходит только экспоненциально, так как ток обратной связи (C_кбdU_К/dt) недостаточен, чтобы задержать переход базы в состояние проводимости, задаваемое состоянием источника. Постоянная времени для коллекторной цепи равна R_К(С_н + С_кб), или 0,33 мкс, а время нарастания (по уровню от 10 до 90 %) равно 2,2 постоянной времени, т. е. 0,73 мкс. Отсюда ясно, что преобладающим в нарастании оказывается влияние коллекторного сопротивления и ёмкости нагрузки.

Время спада. Для анализа спада используем формулу, полученную ранее, и найдем:

Последний член зависит от U_K, но он незначителен по сравнению с первым членом в скобках. Если это не так, то вам придется оценивать эту величину при нескольких значениях коллекторного напряжения, чтобы получить правильную картину формы спада. Здесь следует отметить, что рассчитанное время спада соответствует частоте около 3 МГц и, следовательно, используемая нами величина h_21э = 100 вполне реальна (f_T = 300 МГц).

Если рассчитанное время нарастания или время спада соответствует частоте более высокой, чем предполагалось первоначально, то необходимо вернуться и пересчитать время переходного процесса с новым h_21э, полученным из первой оценки времени переключения. Этот метод последовательных приближений обычно дает удовлетворительный ответ уже на втором этапе.

Форма выходного импульса. Для этой схемы форма коллекторного сигнала соответствует приведенной на рис. 13.56.

Рис. 13.56.

На положительном фронте преобладает влияние постоянной времени ёмкости нагрузки и коллекторного сопротивления, в то время как на спаде больше сказывается ёмкость обратной связи в сочетании с сопротивлением источника. Другими словами, напряжение на коллекторе падает с такой скоростью, что ток через ёмкость обратной связи почти достаточен, чтобы подавить отпирающий ток базы и вывести базу из состояния проводимости.

В наших допущениях мы всюду считали, что фронты импульса на выходе ТТЛ много короче, чем на выходе нашей схемы. Обычно времена нарастания и спада ТТЛ равны ~ 5 нс, что соответствует нашему предположению.

13.26. Усилитель с «открытым коллектором» при работе на шину.

Предположим, мы хотим организовать с помощью схем с открытым коллектором управление шиной ТТЛ с выхода nМОП-схемы. Это можно осуществить, используя n-p-n-инвертирующий каскад, как показано на рис. 13.57.

NМОП-прибор, работающий от 4–5 В (см. разд. 9.09), имеет малую нагрузочную способность, поэтому необходимо, чтобы резистор базы был велик. Для того, чтобы подчеркнуть эффекты, связанные с наличием параметров, подобных С_кб, мы выбрали два очень распространенных транзистора.

Время нарастания рассчитывается по приведенной выше методике. Для линейного нарастания вследствие интегрирования имеем:

Выбор транзистора. Ситуация видна из рис. 13.58.

Рис. 13.58.

Параметры, полученные для 2N5137, полностью определяются действием емкости обратной связи, усиливающимся из-за относительно высокого сопротивления источника сигнала. Переходные процессы для 2N4124, вероятно, оценены чуть-чуть оптимистично, поскольку они соответствуют частоте около 10 МГц, при которой h_21э, скорее всего, несколько ниже предполагаемого значения.

Интересно измерить время достижения напряжения порога ТТЛ (~1,3 В) как основной параметр системы с запуском вентилей ТТЛ шинными сигналами. Если не учитывать времена рассасывания и задержки, то времена достижения порогов ТТЛ будут следующие:

Времена нарастания и спада, измеренные нами, находятся в разумном согласии с предсказанными по нашей несколько упрощенной модели, за исключением, пожалуй, лишь времени нарастания для 2N4124. Имеется несколько возможных объяснений, почему рассчитанное время нарастания в этом случае получилось слишком малым. В расчетах значение h_21э бралось при 10 МГц, в то время как время нарастания 17 нс не соответствует более высоким частотам и, следовательно, более низким значениям h_21э. Кроме того, практические измерения для этого транзистора дают С_кб = 2,2 нФ при 10 В и С_кб = 3 пФ при 2 В. Любопытно, что использовавшийся нами 2N5137 имел реально гораздо меньшее значение С_кб (~5 пФ), чем указанное в паспорте, и поэтому нам пришлось добавить небольшой конденсатор в схему, чтобы «довести» С_кб до «паспортной величины». Это, скорее всего, означает, что технологический процесс изменился уже после публикации данных о параметрах транзистора.

_{Упражнение 13.2 Проверьте результаты расчётов для dU/dt (нарастание и спад) и Uк.}

Снижение питания до +3 В. Заметим, что время достижения порога ТТЛ при переходе из состояния ВЫСОКОГО уровня к НИЗКОМУ гораздо больше, чем при обратном переходе, даже если скорости нарастания и спада выходного сигнала (в случае схемы на 2N4124) почти одинаковы. Это связано с тем, что пороговое напряжение ТТЛ расположено несимметрично между +5 В и землей, и поэтому коллекторное напряжение на спаде для достижения порога должно измениться на большую величину. По этой причине шины ТТЛ часто подключаются к источнику +3 В (для этого иногда используют пару последовательно соединённых диодов, подключенных к +5 В), или каждая линия шины может быть подключена к делителю напряжения, как показано на рис. 13.59.

Рис. 13.59.

_{Упражнение 13.3. Рассчитайте время нарастания и спада и время задержки распространения для 2N4124, управляющего описанной выше шиной с Сн = 100 пФ. Результат изобразите графически.}

13.27. Пример схемы: предусилитель для фотоумножителя.

В гл. 15 будут рассмотрены так называемые фотоэлектронные умножители (ФЭУ), устройства, широко используемые в качестве детекторов света, сочетающих высокую чувствительность с высоким быстродействием. Фотоумножители находят применение и там, где измеряется не собственно световое излучение, как, например, в качестве детекторов частиц высоких энергий, в которых кристалл сцинтиллятора при бомбардировке его частицами дает световые вспышки. Чтобы полностью использовать все возможности фотоумножителей, необходим зарядово-чувствительный быстродействующий дискриминатор — схема, которая генерирует выходной импульс при условии, что импульс заряда на входе превышает некоторый порог, соответствующий детектируемым световым фотонам.

На рис. 13.60 приведена схема быстродействующего предусилителя для фотоумножителя и дискриминатора, в которую входит ряд высокочастотных и переключательных устройств, обсуждаемых в этой главе.

Рис. 13.60. Быстродействующий зарядный усилитель для счета фотонов на фотоумножителе. Входная цепь должна иметь внешнюю «паразитную» емкость по крайней мере 10 пФ; для низкоемкостных входов (< 20 пФ) используют C_t = 0,5 пФ; при емкостях источника, достигающих 100 пФ, используют для С, от 1,0 до 1,5 пФ. Фотонный дискриминатор (используется для ФЭУ с высоким усилением); выход для ТТЛ: импульсы 20 нс; 50 Ом; порог 0,1–1,5 пКл, регулируемый; задержка 10 нс, разрешение двух импульсов 30 нс, 100 нс при перегрузке.

На выходе фотоумножитель выдает отрицательные импульсы зарядов (электроны отрицательны), причем длительность каждого импульса равна 10–20 нс. Импульсы большой амплитуды соответствуют детектируемым фотонам (квантам света), но имеется также и множество малых импульсов, которые возникают из-за шумов в самой фотоумножительной трубке и которые возникают должны отсекаться дискриминатором.

Описание схемы. Схема начинается с инвертирующего выходного усилителя (Т_А—Т_С), у которого обратная связь по току (и заряду) осуществляется через R₁ и С₁. Входной повторитель имеет малое выходное сопротивление и возбуждает Т_В (каскад усиления по напряжению), тем самым снижается влияние емкости обратной связи Т_В (С_кб). Повторитель на выходе блока усиления Т_С обеспечивает низкое выходное сопротивление, а Т_В — достаточное значение коэффициента усиления. Небольшой положительный импульс на эмиттере Т_С соответствует отрицательному заряду, поступившему на вход с ФЭУ; обратная связь по постоянному току стабилизирует выход Т_С примерно на уровне 2U_бэ. Т₁ смещен как эмиттерный повторитель класса А и обеспечивает низкоомный «мониторный» выход для наблюдения усиленных импульсов с фотоумножителя, поступающих на дискриминатор.

Дифференциальный усилитель на Т₂ и Т₃ образует дискриминатор: порог сравнения устанавливается потенциометром R₂₂, подключенным к источнику опорного напряжения (Т_е, работающий в режиме «диодного стабилизатора»), которое изменяется одинаково с входным напряжением покоя 2U_бэ усилителя. Такое «слежение» за диодным падением напряжения обеспечивается за счет того, что транзисторы Т_А—Т_E представляют собой монолитную транзисторную матрицу (САЗ046) и все находятся при одной температуре. Транзистор Т₄ вместе с Т₃ образуют инверсную каскодную схему, обеспечивающую необходимые быстродействие и сдвиг уровня. Два каскада выходных повторителей, построенные на транзисторах с противоположной полярностью Т₅ и Т₆, чтобы компенсировать смещение U_бэ, завершают схему.

В этой схеме следует отметить некоторые интересные особенности. Чтобы получить хорошие характеристики по быстродействию, статические токи транзисторов выбираются сравнительно большими (дифференциальная пара Т₂, Т₃ имеет эмиттерный ток 11 мА, ток покоя Т₅ равен 20 мА, а выходной транзистор потребляет 120 мА, чтобы обеспечить возбуждение нагрузки в 50 Ом). Заметим, что база каскодного каскада (Т₄) шунтирована на U₊, а не на землю, так как его входной сигнал связан с U₊ через R₁₇.

В дифференциальном каскаде в качестве источника эмиттерного тока используется токовое зеркало, «отражающее» ток опорного источника, что позволяет согласовать эти параметры схемы. Для снятия перегрузок используются Д₁ и Д₂. Хотя это и усложнит схему, ограничивающий диод Д₁ можно подключить к коллектору T_E (вместо земли), чтобы уменьшить отрицательные выбросы на входе.

Характеристики. На рис. 13.61 показана форма выходных импульсов и зависимость их длительности от величины входных импульсов (измеряемой как количество заряда). Эти выходные импульсы растягиваются при больших перегрузках, но общие характеристики достаточно хороши по сравнению с обычными предусилителями для фотоумножителей.

Рис. 13.61. Характеристика импульсов усилителя на рис. 13.60.

СХЕМЫ, НЕ ТРЕБУЮЩИЕ ПОЯСНЕНИЙ.

13.28. Удачные схемы.

Несколько удачных широкополосных схем изображены на рис. 13.62.

Рис. 13.62. Удачные схемы. а — широкополосный повторитель: высокое Z, малая входная емкость; б — усилитель: высокое Z, малая входная С; в — малошумящий видеоусилитель с малой входной емкостью (инвертирующий каскод).

Дополнительные упражнения. (1) Проработайте детально высокочастотный режим схемы (рис. 13.10), которая кратко описана в разд. 13.05. (а) Начните с повторения расчета частотных характеристик стыка предварительного усилителя и выходного каскада, эквивалентная схема которого изображена на рис. 13.12. Будьте внимательны при определении эквивалентных комплексных сопротивлений. Напишите одному из авторов, если вы обнаружите ошибку! (б) Теперь обратите внимание на то, что высокочастотный спад предварительного каскада начинается на существенно более высокой частоте, чем сопрягающая частота 180 МГц выходного каскада и его возбудителя. Особенно проверьте следующие точки: выходное (эмиттерное) сопротивление каскада T₁, подключенное к емкостной нагрузке (см. рис. 13.11); выход Т₂, работающий на почти такую же емкостную нагрузку (поскольку коллектор Т₄ не заземлен); эмиттеры Т₃ и Т₄ и их емкостную нагрузку; коллектор Т₄ с его емкостной нагрузкой. (2) Чему равно сопротивление на входе отрезка коаксиального кабеля, когда (а) на дальнем конце цепь разомкнута и длина составляет 1/4 длины волны при заданной частоте, (б) на дальнем конце цепь короткозамкнута и длина та же при заданной частоте, (в) то же, что и в п. (а), но длина составляет 1/2 длины волны, (г) то же, как и в п. (б), но длина составляет 1/2 длины волны? На результатах, полученных в п. (г), основана так называемая «заглушка», используемая в волноводах. (3) Подробно решите задачу определения времен нарастания и спада для высоковольтной переключательной схемы (рис. 13.55), которая описывалась в разд. 13.24. Примите для U_бэ величину 0,7 В. (4) Нарастание и спад в шинном возбудителе: рассчитайте времена нарастания и спада для ТТЛ-схемы шинного возбудителя на рис. 13.57, как описывалось в разд. 13.25. Примите U_бэ = 0,7 В. (5) Постройте видеоусилитель с коэффициентом усиления +5 и спадом частотной характеристики на 20 МГц или выше. Входное сопротивление должно быть 75 Ом, а выходное должно обеспечивать работу на нагрузку 75 Ом при размахе напряжения 1 В от пика к пику. Здесь хорошо для построения неинвертирующего усилителя использовать на входе каскад с общей базой и эмиттерный повторитель на выходе, как предлагается на рис. 13.63. Если ваша схема подобна этой, то закончите построение схемы выбором рабочих токов, номиналов резисторов и элементов цепей смещения. Конечно, можно использовать, если вы хотите, нечто подобное комбинации дифференциального усилителя с каскодной схемой и повторителем. Помните, что усиление должно быть неинвертирующим, иначе изображение будет обратным.

Рис. 13.63.

Глава 14. ПРОЕКТИРОВАНИЕ МАЛОМОЩНЫХ УСТРОЙСТВ.

Введение.

Перевод М.Н. Микшиса.

Переносные компактные контрольно-измерительные приборы, регистраторы данных, которые производят измерения на океанском дне, цифровые модемы, использующие для своего питания «ток удержания» телефонной линии — это только несколько примеров прикладных задач, где желательно (или необходимо) использование технических приемов проектирования маломощных электронных устройств. Среди таких приборов вы часто можете встретить примеры из всех уже рассмотренных разделов этой книги, а именно стабилизированные источники питания, линейные схемы (как на дискретных элементах, так и на ОУ), цифровые схемы (почти неизменно КМОП) и связанные с ними методы преобразования и все в большей и большей степени микропроцессорные схемы значительной сложности. Хотя время от времени мы и рассматривали вопросы потребления мощности и выбирали решения, обеспечивающие компромисс между быстродействием и мощностью (например, при сравнении серий логических микросхем), при проектировании микромощных электронных устройств применяются специальные технические приемы и имеются определенные ограничения. Во всех отношениях для этого требуется специальная глава.

Начнем же мы с рассмотрения такого класса прикладных задач, где желательно или жизненно важно обеспечить малое потребление мощности. Трудно описать все те разнообразные экзотические случаи, где имеется изобилие мощности питания в сети переменного тока, а при этом батарейное питание приборов дает лучшие результаты и более приемлемо. Далее предлагается обзор источников питания, которые имеет смысл применять в маломощных электронных устройствах, начнем же с повсеместно применяемых «гальванических» (неподзаряжаемых) элементов (щелочные, ртутные, серебряные, литиевые) и тесно с ними связанных «аккумуляторных» (подзаряжаемых) элементов (никель-кадмиевые, свинцово-кислотные, «желатиновые» элементы). Мы безжалостно преследовали представителей фирм-изготовителей батарей с целью добывания у них последних новинок технической литературы и, таким образом, мы предлагаем вам действительно очень полезные данные, где дано сравнение батарей по содержанию энергии, характеристикам разряда, влиянию температуры окружающей среды, скорости разряда, условиям хранения и т. д. Наша цель — помочь вам в правильном выборе батареи для вашей прикладной задачи.

Батареи — это не единственные источники питания, которые мы будем рассматривать, далее перейдем к изучению тех «включаемых в розетку» небольших черных пластмассовых модулей, которые поставляются совместно с покупаемыми электронными изделиями. Эти включаемые в розетку блоки замечательны своей дешевизной и представляют собой простые трансформаторы или нестабилизированные источники постоянного тока (трансформатор — выпрямитель — конденсатор) или могут быть полностью законченными стабилизированными источниками постоянного тока; они также могут иметь два или три номинала выходного напряжения. Солнечные элементы полезны в некоторых необычных прикладных задачах, так что мы их также рассмотрим. Наконец, следует упомянуть и об использовании сигнальных токов; для примера укажем протекающий в телефонной линии постоянный ток или переменный ток через реле, обеспечивающее подключение термостата или дверного звонка, от которых можно питать микромощное оборудование.

Затем мы приступим к рассмотрению вопросов разработки маломощных устройств при той же глубине проработки, как и в остальных частях этой книги, сохраняя сходный порядок изучения предмета, а именно, стабилизаторы и эталонные источники, затем линейная схемотехника (на дискретных элементах и ОУ), цифровые схемы и методы преобразования, и наконец, микропроцессоры и память. Известны, кроме того, технические приемы, которые не применяются при типовом проектировании, как, например, «переключение мощности», когда обычная схема выводится из микромощного режима при подаче постоянного тока в течение крайне коротких интервалов времени; например, на регистратор данных с микропроцессора должно подаваться питание в течение 20 мс через интервалы в 60 с. Мы рассмотрим некоторые из таких приемов и укажем странные ловушки, которые ожидают непосвященных.

Наконец, мы расскажем о конструктивном оформлении разработок, а именно, опишем те небольшие пластмассовые корпуса для приборов, которые наиболее широко применяются и заканчиваются черной крышкой для доступа к батареям. Приборы с малым потреблением мощности, как правило, более просты в конструировании, чем обычные приборы, поскольку они более легкие, не выделяют тепло и отсутствуют такие мелочи, как мощные провода питания, линейные фильтры и плавкие предохранители. Микромощное проектирование является особой областью и доставляет много удовольствий изнуренным конструкторам электронной техники. Больше читайте и изучайте разработки по этой интересной теме (хотя часто этим и пренебрегают)!

Нам неприятно говорить об этом, но при первом чтении главу можно опустить.

14.01. Прикладные задачи с малым потреблением мощности.

Мы свели вместе большинство аргументов, которые должны побудить вас использовать приемы проектирования схем с малым потреблением мощности. Они указаны здесь в произвольном порядке.

Портативность. Вы не сможете переносить прибор, если он подключен мощным проводом к прикрепленной к стене розетке. «Он» может быть таким коммерческим изделием, как калькулятор, наручные часы, слуховой аппарат, магнитофон или приемник для туристских походов, радиостанция системы поискового вызова или цифровой универсальный измерительный прибор. Или он представляет собой заказной переносной прибор, например небольшой передатчик, используемый для изучения миграций стад животных или их физиологии. Поскольку сами батареи питания имеют ограниченное содержание энергии, необходимо поддерживать ее расход на низком уровне, с тем чтобы обеспечивались разумный срок службы батареи и приемлемый ее вес.

Универсальный измерительный прибор, который функционирует 1000 ч при питании от единственной батареи с напряжением 9 В, будет продаваться лучше, чем конкурирующий прибор, для которого требуются четыре гальванических D-элемента со сроком службы всего 100 ч.

Переносной передатчик для изучения миграций животных бесполезен, если он работает всего два дня на свежем наборе батарей. Следовательно, идеи маломощной схемотехники пользуются наибольшим спросом при проектировании предназначенных для переноски приборов. В специальных случаях, а именно для очень маленьких устройств (например, наручных часов), крошечное содержание энергии в автономных батареях предопределяет необходимость применения приемов микромощного проектирования, так как общие токи потребления составляют всего несколько микроампер.

Изоляция. Приборы, питание которых производится от сети переменного тока, не пригодны для некоторых видов «плавающих» измерений при высоких потенциалах. В качестве примера можно привести следующее: вы хотите измерить микроамперные токи пучка заряженных частиц на зажиме + 100 кВ ускорителя частиц. Считайте, что вам повезло, если вы не сможете провести это измерение при обрыве низковольтового конца от земли (как на рис. 4.79), поскольку сетевой трансформатор высоковольтного источника питания является причиной существенного тока частоты 60 Гц, который с этого трансформатора через емкостную связь попадает в источник высоковольтного напряжения (или возможно из-за коронного разряда или других высоковольтовых эффектов утечки, которые добавляют ложный ток, измеряемый на возвратной шине земли). Если вы попытаетесь создать прибор для измерения тока, питание которого осуществляется от сети переменного тока, скажем, на базе дифференциального усилителя, подсоединяемого через прецизионный резистор в высоковольтный проводник, то сам источник питания вашего прибора должен будет иметь специальный сетевой трансформатор питания с номинальным напряжением пробоя изоляционного материала 100 кВ, так что измерительная схема (ОУ, выводы считывания) может находиться под взвешенным потенциалом 100 кВ. Поскольку такой трансформатор практически невозможно найти, то в этом случае хорошо применить прибор, питание которого производится от батареи (или от солнечных элементов, облучаемых потоком света через зазор) и по сути изолированного и от сети питания, и от шины заземления.

В приведенном примере при питании прибора от сети переменного тока возникла и другая проблема, а именно, при проведении измерений в самой схеме наводятся некоторые пульсации с частотой 60 Гц, что происходит вследствие емкостной связи и просачивания токов частоты 60 Гц через сетевой трансформатор питания. Значит этот сетевой трансформатор питания должен бы быть сконструирован специальным образом, с тем чтобы гарантировать малую межвитковую емкость и малые токи утечки. Эта проблема наведенной пульсации 60 Гц может также неожиданно возникнуть и в обычных схемах, где обрабатываются сигналы очень низких уровней, например слабые звуковые сигналы. Хотя такие проблемы можно обычно решить и путем тщательного конструирования, но развязка с помощью питаемого от батареи предусилителя может дать в таких ситуациях реальное преимущество.

Использование маломощных источников. Наборные устройства, модемы, дистанционные системы сбора данных, которые пересылаются через телефонную линию — это примеры конструкций приборов, которые могут получать питание от тока удержания самой телефонной линии (это постоянное напряжение приблизительно 50 В для режима холостого хода, подаваемое через полное сопротивление 600 Ом; при этом вы должны нагрузить линию таким образом, чтобы постоянное напряжение стало ниже 6 В, а телефонная компания подумала, что вы «подняли трубку» и, следовательно, поддерживала соединение). Подобным же образом в «умных» термостатах систем нагревания часто используют NiCd подзаряжаемые элементы для обеспечения их мощностью постоянного тока, заряд же элементов проводится в течение интервалов времени, когда само реле не активированно имеющимся тогда малым переменным током (обычно трансформатор на переменное напряжение 24 В включается последовательно с катушкой реле с сопротивлением в несколько сотен ом). Тот же самый трюк питания вашей схемы от сигнальных переменных токов можно также использовать в схемах включения дверного звонка и вообще в любом другом случае, где применяются низковольтовые реле переменного тока. Другой пример отбора мощности из сигнального тока представляет использование «тока контура промышленных систем сигнализации», в которых постоянный ток в диапазоне от 4 до 20 мА (или иногда от 10 до 50 мА) применяется как носитель измерений аналогового датчика в двухпроводной системе. Модули, использующие такой стандарт, в типовом случае допускают падение напряжения от 5 до 10 В; следовательно, это удобный способ питания удаленной контрольно-измерительной аппаратуры от самого сигнального тока.

В этих прикладных задачах в распоряжении имеется источник питания, который вырабатывает токи порядка несколько миллиампер и напряжение несколько вольт, что вполне достаточно для питания относительно сложных маломощных схем. Это, конечно, привлекательно попробовать такие приемы проектирования маломощных устройств с питанием от сигнальных токов, предлагая альтернативу громоздким индивидуальным источникам питания от сети переменного тока.

Последним примером источника питания, который предлагает вам мощность в несколько милливатт, являются солнечные элементы, предназначенные для питания приборов и(или) заряда их батарей. Имеются построенные таким образом наручные часы и дешевые карманные калькуляторы, которые имеют следующие преимущества: а) остаются герметичными и б) соответственно недороги.

Отсутствие в распоряжение мощности. Применение батарейного питания действительно становится насущной необходимостью, когда в распоряжении вообще ничего нет. Примером этого может служить физическая океанография, где вам потребуется развернуть набор датчиков на океанском дне и в течение шести месяцев спокойно регистрировать океанские потоки, осадки, процентное содержание соли, температуру и давление и вдобавок изучать особенности воздействия окружающей среды, когда вынесенные приборы регистрации загрязнений расположены в недоступных местах. При этом обычно желательно обеспечить продолжительное функционирование набора батарей, иногда вплоть до года или больше; следовательно, здесь требуется провести тщательное проектирование микромощных устройств.

Существуют и многие другие ситуации, где в распоряжении имеется мощность переменного тока, но использовать ее неудобно. Примерами подобных ситуаций в быту могут служить детекторы задымления и настенные часы.

Минимизация выделения тепла. Схемы, построенные на цифровых элементах серий с технологией ЭСЛ или Шоттки, могут легко рассеивать 10 или более ватт на плату, и аппаратура, состоящая из нескольких таких плат, требует интенсивного воздушного охлаждения. Но с другой стороны, более современные высокоскоростные семейства логических КМОП-схем (с такими названиями, как 14АСхх и 74АСТхх) предлагают рабочие характеристики, сравнимые с их продвинутыми аналогами по Шоттки — технологии, но при незначительном потреблении мощности в статическом режиме и значительно пониженной мощностью потребления в динамическом режиме (рис. 8.19 и 9.2). Это означает возможность применения источников питания меньшего размера, герметичных корпусов, свободных от грязи (так как нет вентилятора), а также большую долговременную надежность. Те же самые соображения применимы и при проектировании линейных схем, при этом малое потребление мощности всегда желательно и об этом помнят почти в любой прикладной задаче, даже когда в распоряжении имеется достаточно мощности.

Непрерываемость. Мгновенное прерывание в подаче питающей мощности часто вызывает начальный перезапуск построенных на микропроцессорах приборов, повреждение компьютеров и др. Чудесным решением этой задачи является использование непрерываемых источников питания (НИП), обычно в виде питаемого от батареи инвертора постоянного тока в переменный с выходным напряжением 115 В и частотой 60 Гц, который способен автоматически подключаться на те несколько миллисекунд прерывания мощности. Имеются в наличии непрерываемые источники питания с номинальными значениями мощности много киловатт. Большие источники дороги и объемисты; однако имеются и компактные блоки, питаемые от небольшой батареи свинцово-кислотных гельных элементов (см. разд. 14.02), предназначенные для систем, которые используют меньше киловатта мощности переменного тока. Для действительно маломощных систем небольшой НИП, который инвертирует или непосредственно использует резервную батарею постоянного тока (как на рис. 1.83), является обычным и хорошим подспорьем при практическом проектировании маломощных устройств.

Источники питания.

14.02. Типы батарей.

Обширное руководство по батареям ("Comprehensive Battery Guide") фирмы Duracell дает перечень из 133 батарей с описаниями таких их типов, как цинко-угольные, щелочно-марганцевые, литиевые, ртутные, серебряные, воздушно-цинковые и никель-кадмиевые. Включены даже их подклассы, как, например, Li/FeS2, Li/Mn02, LiS02, LiSOCl2 и «литиевые полупроводниковые». Другие фирмы-изготовители предлагают герметизированные свинцово-кислотные батареи и батареи гельного типа. Для действительно экзотической прикладной задачи вы могли бы даже принять во внимание топливные элементы или радиоактивные термальные формирователи. Что представляют собой все эти батареи? Как вам выбрать оптимальную для вашей портативной штуковины?

Предлагаемый перечень делится на так называемые гальванические элементы и аккумуляторы. Гальванические элементы спроектированы только для единственного цикла разряда, т. е. они неперезаряжаемые. Аккумуляторы (NiCd, свинцово-кислотные и гельного типа в вышеприведенном перечне) сконструированы так, чтобы быть подзаряжаемыми, в типовом случае от 200 до 1000 раз. Выбор гальванических элементов вы обычно делаете исходя из их химического состава и компромисса между такими параметрами, как цена, плотность энергии, долговечность при хранении, постоянство напряжения в течение разряда, производительность по пиковому току, температурный диапазон и популярность. Поскольку вы уже выбрали правильно батарею по химическому составу, то теперь надо вычислить какая батарея (или последовательное включение батарей) содержит достаточное количество энергии для вашего прибора.

К счастью, достаточно легко исключить из рассмотрения большинство из приведенных в этом каталоге батарей, если придерживаться нашего первого правила, а именно исключить дефицитные батареи. Кроме того, что их трудно достать, они обычно не свежие. Итак, как правило, лучше придерживаться того ассортимента элементов, которые имеются в продаже в любом аптекарском магазине (торгующем лекарствами, косметикой, журналами, мороженным и др.) или, возможно, универсальном магазине фотопринадлежностей даже, если в результате этого получите несколько худшие характеристики, чем при оптимальном выборе. Мы практически рекомендуем использовать широко употребимые батареи при проектировании любого потребительского электронного прибора; к тому же как потребители мы сами стараемся избегать тех недорогих чудес, в которых используются экзотические или дорогие батареи. (Вспоминаете те ранние детекторы задымления, для которых требовалась ртутная батарея с напряжением 11,2 В?).

Гальванические элементы. Теперь подробности. В табл. 14.1 сравниваются характеристики различных гальванических элементов, а в табл. 14.2 и на рис. 14.1 даны реальные параметры наиболее популярных элементов. Старомодный «сухой гальванический элемент» с эмблемой в виде кошки — это элемент LeClanche. Внутренняя его конструкция, как это можно предположить, является достаточно примитивной, а именно состоит из угольного стержня, вставленного в катодную смесь из двуокиси марганца, угля, аммония и хлористо-цинкового электролита. Имеется цилиндрическая прокладка, сделанная из пасты на основе порошкового крахмала, затем цинковый анод, отдаленный от жестяной банки. Верхняя его часть замазана парафином и битумным уплотнителем и сконструирована таким образом, чтобы давать выход газам, если слишком повышается их давление. Эти элементы являются наиболее дешевыми из тех, которые можно купить, но вы не сможете получить многого за ваши деньги. В частности, их напряжение падает, а полное сопротивление постоянно возрастает по мере Проектирование маломощных устройств 187 использования батареи; кроме того, емкость батареи резко снижается, если необходимо обеспечить высокие токи.

Таблица 14.1. Гальванические элементы.

Тип · Достоинства · Недостатки. ^{_____________________________________} Т: Цинко-угольный (LeClanche) (стандартный «сухой гальванический элемент»). Д: Самый дешевый; широко выпускается. Н: Наименьшая плотность энергии (1–2 Вт·ч/дюйм³); спадающая кривая разряда; плох при работе с высоким током; при разряде увеличивается полное сопротивление; плохие рабочие характеристики на низкой температуре. * * * Т: Цинко-угольный (хлорид цинка) («мощный» сухой гальванический элемент). Д: Менее дорогой, чем щелочной); лучше LeClanche при высоком токе и низкой температуре. Н: Малая плотность энергии; спадающая кривая разряда. * * * Т: Щелочно-марганцевый («щелочной» сухой гальванический элемент). Д: Средняя стоимость; лучше, чем хлористо-цинковый при большом токе и низкой температуре; при разряде сохраняет низкое значение полного сопротивления; среднее значение плотности энергии (3,5 Вт·ч/дюйм³); широко выпускается. Н: Спадающая кривая разряда. * * * Т: Ртутный. Д: Высокая плотность энергии (7 Вт·ч/дюйм³); плоская кривая разряда; хорош при высоких температурах; большая длительность хранения; низкое и постоянное значение полного сопротивления; напряжение холостого хода 1,35 В + 1 % Н: Дорогой; плох при низкой температуре (0 °C). * * * Т: Оксид серебра. Д: Высокая плотность энергии (6 Вт·ч/дюйм³); плоская кривая разряда; хорош при высоких и низких температурах (до —20 °C); превосходная длительность хранения. Н: Дорогой. * * * Т: Оксигалогенид лития. Д: Высокая плотность энергии (8 Вт·ч/дюйм³); наивысшая плотность энергии на единицу веса: плоская кривая разряда, превосходен при высоких и низких температурах (до —55 °C); чрезвычайно длительное время хранения (5-10 лет при 70 °C); легкий; высокое напряжение элемента (3 В). Н: Дорогой. * * * Т: Литиевый полупроводниковый. Д: Высокая плотность энергии (5–8 Вт·ч/дюйм³); превосходен при высоких и низких температурах (от —40 до 120 °C); невероятно длительный срок хранения (20 лет при 70 °C); легкий. Н: Дорогой; только для малого тока питания.

«Мощные» сухие элементы построены аналогичным образом, но при более высоком процентном содержании хлористого цинка и соответственно различными механическими приспособлениями для еще большего выделения газа. Хотя у них общее содержание энергии лишь немного меньше, чем у элементов LeClanche, эти элементы значительно лучше по номинальной производительности даже при работе с высокими токами. Например, D-элемент LeClanche вырабатывает 4,2 ампер-часа (А·ч) на нагрузке 150 Ом, 1,2 А ч — на нагрузке 15 Ом и 0,15 А·ч — на нагрузке 1,5 Ом; аналогичный хлористо-цинковый элемент вырабатывает соответственно 5,6, 5,4 и 1,4 А·ч. Сам хлористо-цинковый элемент также демонстрирует меньшее падение емкости при низких температурах.

Щелочно-марганцевый элемент, как правило именуемый как просто «щелочной», при высоких токах разряда и на низких температурах работает еще лучше. Вывернутый наизнанку, для сравнения с угольно-цинковым элементом, он имеет в середине отрицательный анод из порошкового цинка и электролит из гидроокиси калия, окруженные отдаленным положительным катодом из двуокиси марганца и угля. Для сравнения с вышеприведенными параметрами можно указать, что щелочной D-элемент вырабатывает 10 А·ч на нагрузке 150 Ом, 8 А·ч — на нагрузке 15 Ом и 4 Ач — на нагрузке 1,5 Ом. Вследствие своего особого химического состава, щелочные батареи при разряде обеспечивают малое и медленно увеличивающееся внутреннее сопротивление по сравнению с быстро возрастающим внутренним сопротивлением обоих типов цинко-угольных элементов. Они также лучше работают при низких температурах.

Щелочные батареи имеют большую долговечность при хранении, чем элементы LeClanche или хлористо-цинковые. Как следует из рис. 14.1, кривая зависимости напряжения от степени разряда для всех трех типов батарей дает вам их простую сравнительную оценку. На рис. 14.2 представлены в сравнении рабочие характеристики этих трех типов «сухих гальванических элементов».

Рис. 14.1. Кривые разряда гальванических элементов.

_{(Эти и последующие рисунки в этой главе взяты из технической литературы по электрическим батареям следующих фирм: Агсо Solar, Duracell, Electrochem Industries, Evercady, Gates, Kodak. PowerSonio, Solavolt и Yuasa.)}

Рис. 14.2. Сравнение рабочих характеристик цинковых «сухих гальванических элементов», а — зависимость емкости D-элемента от тока нагрузки; б — изменение напряжения и внутреннего сопротивления D-элемента в процессе разряда; в — зависимость емкости D-элемента от параметров рабочего цикла; г — зависимость емкости от температуры; д — зависимость длительности хранения (10 % потери емкости) от температуры.

Ртутные, окись-серебряные, литиевые — это пользующиеся подлинно большим спросом элементы с особенно высококачественными параметрами по сравнению с щелочными и цинко-угольными. В ртутном элементе используются амальгамированный цинковый анод, катод, состоящий из окиси двухвалентной ртути плюс уголь, и электролит из гидроокиси натрия или калия. Он превосходен с точки зрения стабильности напряжения холостого хода (1,35 В, стабильность порядка 1 %), а также постоянства напряжения в процессе разряда («плоская кривая разряда»); см. рис. 14.1. Он хорошо работает при температуре вплоть до 60 °C, но его рабочие параметры серьезно ухудшаются при температуре ниже —10 °C. Элемент на окиси серебра аналогичен ртутному элементу, но при замене окиси двухвалентной ртути на окись серебра. Он также обладает очень плоской кривой разряда, но обеспечивает более высокое напряжение холостого хода (1,6 В) и обладает улучшенными рабочими характеристиками на низких температурах (до -20 °C).

Литиевые элементы представляют собой новейшую разработку в ряду имеющихся на рынке гальванических элементов, но с несколько отличным химическим составом. Они обладают наивысшей плотностью энергии на единицу веса. Они имеют лучшее исполнение с точки зрения работы на высоких и низких температурах, а также обладают исключительной долговечностью при хранении при всех температурах. Например, гальванический элемент D-типа с составом литийтионилхлорид (Li/SOCl₂) вырабатывает почти в три раза больше энергии (10 А·ч при напряжении на зажимах 3,5 В), чем щелочной D-элемент сравнимых размеров и веса. Литиевые батареи могут работать на температурах, достигающих —50 °C и 70 °C (см. рис. 14.3), при температуре —40 °C они сохраняют 50 % своих возможностей при нормальной температуре, а это температура, при которой другие гальванические батареи вообще прекращают работать.

Рис. 14.3. Зависимость плотности энергии гальванических элементов от температуры.

Литиевые батареи имеют время сохраняемости от 5 до 20 лет при комнатной температуре и могут храниться на складе в течение 1–2 лет при температуре 70 °C, что приводит к высыханию всех других батарей. Они обладают плоской монотонной кривой разряда. Их продолжительное время хранения и напряжение 3–3,5 В делают литиевые батареи идеальным элементом для батарейной поддержки (резервный элемент питания), расположенной на плате КМОП-памяти.

Каждый химический состав литиевой батареи имеет свои собственные специфические особенности. Например, батареи с составом типа литийтрионилхлорид имеют тенденцию развивать пассивацию электрода, которая чрезвычайно поднимает их внутреннее сопротивление, что может привести к «перегоранию» батареи при большом броске тока. Литиевый сернистый ангидрид был причиной взрывов некоторых батарей.

Предупреждение: были инциденты, причиной которых были взрывы литиевых батарей, в некоторых случаях они причинили серьезный персональный ущерб. Предупредив вас об этом, мы не будем отвечать теперь за любые бедствия, которые вам могут принести литиевые батареи.

Аккумуляторы. Для электронного оборудования рекомендуем применять следующие типы аккумуляторов: а) никель-кадмиевые (NiCd) или б) герметизированные свинцово-кислотные. Оба типа аккумуляторов имеют меньшее содержание энергии, чем гальванические элементы (табл. 14.2), но они являются перезаряжаемыми. Никель-кадмиевые элементы выдают напряжение 1,2 В и, как правило, имеют емкость в диапазоне от 100 мА·ч до 5 А·ч и работают при температурах до —20 °C (и вплоть до +45 °C); свинцово-кислотные батареи вырабатывают напряжение 2 В на элемент и, как правило, созданы для обеспечения от 1 до 20 А·ч и могут работать при температурах до -65 °C (и вплоть до +65 °C). Оба типа батарей обладают относительно плоскими характеристиками разряда. Свинцово-кислотные батареи имеют низкие скорости саморазряда и претендуют на сохранение двух третей от начального заряда после годичного хранения при комнатной температуре (хотя наш опыт позволяет быть более скептически настроенными); никель-кадмиевые батареи имеют относительно плохие характеристики по сохранению заряда, в типовом случае теряя половину имеющегося заряда за 4 мес. (вот в это мы верим!) (см. рис. 14.4).

Рис. 14.4. Сохранение заряда в батарее аккумулятора.

Никель-кадмиевый D-элемент обеспечивает 5 А·ч (при напряжении 1,2 В), в то время как свинцово-кислотный D-элемент дает 2,5 А ч (при напряжении 2 В); сравнимый щелочной элемент дает 10 А·ч при 1,5 В.

Как никель-кадмиевые, так и герметизированные свинцово-кислотные батареи претендуют быть хорошими при 250-1000 циклах заряд/разряд (большее значение, если они каждый раз разряжены только частично; и меньшее при полном разряде или быстром проведении цикла заряд/разряд). Никель-кадмиевые батареи имеют общую ожидаемую долговечность хранения 2–4 года, если хранить их при постоянном капельном токе заряда (смотри ниже); долговечность герметизированных свинцово-кислотных батарей поддерживается при постоянном «подзаряживающем» напряжении и составляет 5-10 лет.

Стоит подчеркнуть, что эти перезаряжаемые батареи действительно являются герметичными; они не будут капать или таинственно подтекать ужасными химикалиями. Хотя, как правило, наименование «свинцово-кислотные» вызывает в воображении картины шершавых автомобильных аккумуляторов с разъеденными зажимами и подтекающей кислотой, герметизированные же их разновидности в действительности являются чистыми батареями: вы можете ставить их в любом положении, они не капают и не подтекают и, как правило, ведут себя хорошо. На практике на их основе можно разработать реальные электронные приборы без опасения, что ваша печатная плата превратится в «белую чуму» или дно корпуса, вашего дорогого корпуса, будет покрыто отвратительно пахнущей жидкостью.

Аккумуляторы умирают молодыми, если их не заряжать надлежащим образом. Эти процедуры отличны для никель- кадмиевых и кислотно-свинцовых аккумуляторов. Традиционно определяют скорости заряда через емкость самой батареи в ампер-часах; например, заряд при «С/10» означает подачу тока заряда, равного одной десятой емкости полно заряженной батареи в ампер-часах. Для вышеупомянутого никель-кадмиевого D-элемента он составит 500 мА.

Никель-кадмиевые элементы спроектированы таким образом, что они заряжаются при постоянном токе и выдерживают длительную подзарядку при С/10. Вследствие неэффективностей в цикле заряд/разряд вы должны заряжать при этой скорости в течение 14 ч, с тем чтобы гарантировать полную зарядку; вы можете подумать об этом как о подзарядке самой батареи на 140 %.

Хотя это и хорошо перезаряжать никель-кадмиевые батареи бесконечно при токе С/10, но лучше переключиться на «капельный» заряд в типовом случае при токе от С/30 до С/50. Однако никель-кадмиевые аккумуляторы являются «забавными», а именно обладают эффектом «памяти», так что капельной скорости заряда может и не хватить для восстановления полностью разряженного аккумулятора; в этом случае рекомендуется ток С/20.

Имеются прикладные задачи, когда вы не можете ждать целый день, пока это никель-кадмиевые аккумуляторы подзарядятся. В литературе по таким аккумуляторам дается разрешение заряжать нормальные элементы с более «высокой скоростью» от С/30 до С/10, если вы не делаете это слишком долго. При токе С/3 этим пределом является срок приблизительно в три дня. При таких условиях заряда нужно предусмотреть некоторый отвод газов в отличие от «нормального» режима подзарядки при токе С/10, когда выделяющийся кислород рекомбинирует внутри самого элемента. Существуют специальные «быстро заряжаемые» никель-кадмиевые элементы, спроектированные для заряда при токах от С/1 до С/3 в специальных зарядных устройствах, которые чувствуют условия полного заряда, используя текущий контроль температуры элемента (они имеют такой внутренний химический состав, что при достижении требуемого заряда быстро нагреваются). В отличие от ситуации со свинцово-кислотными батареями вы не можете надежно определить, когда никель-кадмиевый аккумулятор полностью зарядится, используя текущий контроль за напряжением на зажимах, поскольку оно меняется при бесконечно повторяемых циклах, температуре и скорости. Никель-кадмиевые аккумуляторы не должны заряжаться при постоянном напряжении, ни сохраняться «подзаряжаемыми» при фиксированном напряжении.

Вы можете приобрести удобные маленькие зарядные устройства никель-кадмиевых аккумуляторов у нескольких компаний, включая также и самих производителей батарей. Они, как правило, используются для заряда аккумуляторов всех популярных типов (D, С, АА и 9 В). Все никель-кадмиевые аккумуляторы имеют свои собственные патологии. Если вы похожи на нас, то, вероятно, возьмете с собой зарядное устройство для подстраховки от того, что ваш подзаряжаемый калькулятор неожиданно умрет при проведении, скажем, ревизии уплаты налогов. Как показывают графики (рис. 14.5), никель-кадмиевые аккумуляторы имеют эффекты «памяти», так что первый разряд после длительного периода подзарядки может быть плохим. Они являются критичными к подаче напряжения обратной полярности; таким образом, первый элемент, который заряжается, страшно страдает, если их последовательность полностью разряжена. Также никель-кадмиевые аккумуляторы не должны соединяться параллельно. Вы должны найти людей, помогающих различными «змеиными снадобьями», такими, как периодический «глубокий разряд» или ударная терапия в виде электролитического конденсатора большой емкости, разряжающегося через умирающий никель-кадмиевый аккумулятор. Хотя мы и скептически относимся к последнему средству, но периодический глубокий разряд полезен для здоровья никель-кадмиевого аккумулятора.

Рис. 14.5. «Глубокий разряд» восстанавливает «хорошее здоровье» никель-кадмиевой батареи.

Свинцово-кислотные. Эти многоцелевые батареи могут быть заряжены при приложении постоянного напряжения, при условии ограничения тока, постоянным током или используя что-нибудь среднее. При подзарядке ограниченным током и при постоянном напряжении вы подаете фиксированное напряжение (в типовом случае от 2,3 до 2,6 В на элемент); сама батарея первоначально получает высокий ток (вплоть до 2С), который затем падает, по мере того как она заряжается, окончательно достигая значения капельного тока, который и поддерживает саму батарею в полностью заряженном состоянии. Более высокое приложенное напряжение дает вам более быстрый заряд, но ценой большего зарядного тока и уменьшения общего времени жизни батареи. В наиболее простой реализации этого процесса можно использовать 3-контактный стабилизатор, такой, как 317, который обеспечивает питание ограниченным током при фиксированном напряжении. Заряд батареи можно поддерживать бесконечно при сохранении фиксированного «подзаряжающего» напряжения между 2,3 и 2,4 В на элемент (что соответствует капельному току от С/1000 до С/500). На рис. 14.6 показаны характеристики этих режимов. Эти заряжающие и подзаряжающие напряжения имеют мягкую температурную зависимость, которая должна быть отрегулирована на значение — 4 мВ/°С при работе на краях температурного диапазона.

Рис. 14.6. Избыточное подзаряжающее напряжение уменьшает срок службы батарей свинцово-кислотных аккумуляторов.

При подзарядке постоянным током (который не так часто используется) вы подаете фиксированный ток, как правило, от С/5 до С/20; напряжение на батарее по мере ее заряда постепенно возрастает, затем при достижении полного заряда наблюдается резкий его рост. В этой точке (соответствующей напряжению на зажимах 2,5 В/элемент) необходимо уменьшить ток, в типовом случае до фиксированного значения С/500, при котором будет поддерживаться полный заряд батареи бесконечно долго. Герметизированные свинцово-кислотные батареи будут иметь срок службы в течение 8-10 лет, когда их заряд производится при скорости С/500.

Прекрасный метод подзарядки свинцово-кислотных аккумуляторов предлагает так называемая двухшаговая процедура (рис. 14.7).

Рис. 14.7. Рекомендуемый цикл подзарядки батареи свинцово-кислотного аккумулятора («двухшаговый»).

После предварительного «капельного» заряда вы начинаете при высоком токе фазу «объемного заряда», при этом подавая высокий фиксированный ток I_макс до тех пор, пока напряжение на батарее не достигнет «избыточного» значения, U_изб. Затем это напряжение поддерживается на постоянном уровне U_изб при проведении текущего контроля (падающего) тока, до тех пор пока этот ток не достигнет значения «избыточного переходного тока» I_{изб-перех}. После этого вы поддерживаете постоянным «подзаряжающее напряжение» U_подзар, которое меньше, чем напряжение U_изб. Для 12-вольтовой свинцово-кислотной батареи с емкостью 2,5 А·ч типовые значения составляют: I_макс = 0,5 А, U_изб = 14,8 В, I_{изб-перех} = 0,05А и U = 14,0 В. Хотя смысл этой процедуры не очевиден, она приводит к быстрому и без повреждения подзаряду батареи. Фирма Unitrode изготавливает прекрасную ИС, а именно UC3906, которая имеет как раз все то, что необходимо для реализации этого процесса. Она даже включает в себя внутренний источник эталонного напряжения, который следит за температурными характеристиками, свинцово-кислотных элементов и требуется только внешний проходной р-n-р-транзистор и четыре устанавливающих параметры резистора.

Перспективность батарей и основные рекомендации. Как мы и утверждали вначале, это действительно хорошая идея проектировать прибор, используя популярную и легко доступную батарею. В верхней части перечня располагаются 9-вольтовые «транзисторные» батареи, известные под общим обозначением NEDA 1604 (1604 — LeClanche; 1604D — мощные; 1604А — щелочные; 1604М — ртутные; 1604LC — литиевые; 1604NC — никель-кадмиевые). Во всем мире вы можете купить 9-вольтовые щелочные батареи даже в любом отделе продуктового магазина (или открытого рынка).

Операционные усилители хорошо работают при напряжении питания +9 В; вы можете даже использовать ±4,5 В, если применить резистивный делитель и повторитель для формирования потенциала взвешенной «земли» (рис. 14.8; рассматривается дальше в разд. 14.08).

Рис. 14.8. Способ формирования с помощью единственной батареи источника питания с биполярным напряжением.

Существуют чудесные маленькие пластмассовые корпуса для приборов, которые заканчиваются внизу отделением для батареи на 9 В, поставку которых осуществляют многие фирмы-изготовители и по очень привлекательным ценам. Мы рекомендуем все-таки использовать щелочные элементы, а не цинко-угольные, поскольку они обладают улучшенными электрическими характеристиками, как это было показано ранее.

Новая литиевая батарея "Ultralife" фирмы Kodak с напряжением 9 В, которая выглядит как реальный победитель, имеет емкость 100 мА·ч, большую долговечность при хранении (сохраняя 80 % энергии после 10 лет хранения) и плоскую характеристику разряда (рис. 14.9). Разработчики в ней мудро используют 3 элемента, а не 2, так что напряжение на зажимах близко к 9 В, т. е. так же, как и у щелочной батареи. Наши предварительные измерения на ранних выборках показали, однако, в некоторой степени высокое внутреннее полное сопротивление.

Рис. 14.9. Кривые разряда 9-вольт батареи: «литиевая» — 3-элементная батарея "Ultralife" фирмы Kodak.

Семейство щелочных элементов типов АА, С и D имеет большую энергетическую емкость (и соответственно меньшее внутреннее полное сопротивление), чем 500 мА·ч батареи 1604А (в 3, 9 и 20 раз соответственно) и к тому же их легко получить. Но они отчасти менее удобны из-за проблем с хранением и с надежностью соединения при последовательном включении элементов. Каждый из нас замечал, что если потрясти тусклый карманный фонарь, то он обычно начинает светить ярче. Эта проблема связана с тенденцией некоторых разновидностей батарей (щелочных, ртутных) выращивать белый налет на своих зажимах (официально это называется «засаливание»).

Никель-кадмиевые батареи также продаются (хотя и не в каждой аптеке) в стандартных конфигурациях (АА, С, D и 9 В) для тех применений, где с точки здравого смысла обосновано использование аккумуляторов. Но при этом вы получите только около 25–50 % энергетической емкости и уменьшенное напряжение батареи (1,2 В против 1,5 В на элемент у щелочных).

Литиевые батареи имеются в наличии в тех же самых стандартных модификациях, хотя они обеспечивают 3 или более вольта на элемент. Большинство фирм-изготовителей также снабжает их залуженными выводами с целью обеспечения более надежного соединения; это имеет смысл, учитывая их продолжительный срок службы. Литиевые элементы также выпускаются в виде плоской «таблетки» с лужеными выводами, для использования в качестве батарейной поддержки КМОП-памяти или для питания календаря часов. Литиевая батарея на напряжение 9 В имеет прекрасную особенность, а именно позолоченные защелкивающиеся выводы, обеспечивающие более надежное соединение. Посмотрите наши предостережения о склонности литиевой батареи к взрывам.

В большинстве магазинов фототоваров даже маленьких городов вы можете найти широкий подбор ртутных, серебряных и литиевых элементов. Они используются в фотокамерах (и калькуляторах, и часах) и отличаются, как правило, разнообразием «таблеток». В качестве примера можно привести популярный ртутный элемент типа 625, едва ли больше, чем пуговица на куртке, при этом свежий элемент имеет емкость 250 мА·ч. Еще меньший по размеру элемент 76 на окиси серебра (а энергетически он эквивалентен ртутному элементу типа 675) имеет интересную особенность, а именно — это аналог литиевого 3-вольтового элемента (NEDA 5008L) того же диаметра и удвоенного веса, предназначенный для замены пары 1,5-вольтовых элементов. При этом напряжении можно непосредственно обеспечить работу КМОП логических схем, а также питать низковольтовые операционные усилители, такие, как LM10, серии ICL7610 и многофункциональные серии «Линейных КМОП» операционных усилителей фирмы TI (серии TLC251-254) и компараторы (TLC372/4, TLC339/393 и TLC3702/4).

Если же для вашей прикладной задачи требуется подзаряжаемость и высокий пиковый ток герметизированных свинцово-кислотных батарей или какой-либо экзотический вид гальванического элемента, вы должны, как правило, связаться с фирмами-изготовителями этих батарей или их дистрибьюторами. Что касается названий, то такие фирмы, как Gates, Powersonic и Yuasa специализируются по свинцово-кислотным аккумуляторам. Фирмы Duracell и Everyday доминируют на рынке гальванических элементов. Все эти компании предлагают полезные и обширные руководства по применению батарей.

В следующих разделах мы рассмотрим альтернативные источники питания маломощного оборудования, а именно, включаемые в розетку блоки питания, солнечные элементы и сигнальные токи. Важно напомнить, что каждый из этих источников питания можно использовать для зарядки аккумуляторов. Например, популярные «установленные сзади» термостаты, которые на ночь выключают свой нагреватель, используют высокоимпедансный сигнальный переменный ток через реле на напряжение 24 В для зарядки никель-кадмиевых батарей, которые поддерживают работу тактового генератора в течение того периода, когда реле включено (рис. 14.10).

Рис. 14.10. «Устанавливаемый сзади» термостат.

В табл. 14.3 подытоживается наша информация по сравнению параметров различных типов батарей гальванических элементов.

14.03. Включаемые в розетку блоки питания.

Калькуляторы, модемы, магнитофоны, телефонные наборные устройства, компактные измерительные приборы и еще множество маломощных устройств попадают к нам вместе с семейством черных квадратных включаемых в розетку блоков питания (рис. 14.11).

Рис. 14.11. Включаемые в розетку источники питания.

_{(С любезного разрешения фирмы Ault, Inc.)}

Хотя маркировка на них обычно предупреждает, что их можно включать только с теми приборами, для которых они предназначены, вы можете приобрести эти блоки (с разнообразными техническими характеристиками) как в крупных, так и в небольших партиях (дистрибьюторы типа фирмы Radio Shack и Digi-Key; каждая имеет на своих складах несколько типов). Лучшие новинки обладают невероятно низкой стоимостью: включаемый в розетку блок питания (9 В нестабилизированного постоянного напряжения, ток 500 мА) стоит в больших партиях приблизительно 2,5 долл.

Включаемые в розетку блоки представляют хороший выбор источника питания для небольших приборов, которые потребляют несколько больше энергии, чем могут обеспечить батареи или для поддержания их подзаряжаемых батарей в заряженном состоянии. Они дешевле, чем встраиваемые в прибор дискретные или модульные блоки питания, и использование их позволяет экономить объем и отводить тепло (и вынести высокое напряжение) за пределами самого прибора. Кроме того, они обычно удовлетворяют требованиям по безопасности UL и CSA, что особенно важно, если вы хотите продавать ваш прибор, не проводя растянутый по времени процесс сертификации.

Включаемые в розетку блоки питания выпускаются в трех разновидностях: простые понижающие трансформаторы, нестабилизированные источники постоянного тока с фильтрами и качественные стабилизированные источники питания (как линейного, так и импульсного типа). Все они выпускаются с широкой номенклатурой напряжений и токов, а стабилизированные источники питания имеют даже полезные сочетания выходных напряжений, например, +5В(1 А)и +15 В (250 мА). Они имеют, кроме того, и обычные свойства интегральных стабилизаторов, а именно ограничение тока и защиту от перегрева. Вы можете заказать их в виде включаемого в розетку блока с тремя штырями (один заземляющий) и различными выходными разъемами; многие из более крупных блоков также выпускаются в виде автономных настольных блоков с кабелем питания от сети переменного тока. Одно слово о предосторожности: имеются нестандартизированные типы разъемов и значения номинальных значений напряжений. Действительно не существует даже стандартизации полярности! Таким образом, без всяких усилий можно сжечь прибор при ошибочном подключении блока к нему. Берегитесь!

Большую серию таких высококачественных включаемых в розетку блоков питания выпускает фирма Ault (Minneapolis, MN). По недорогим блокам питания посмотрите каталоги Condor (Sunnyvale, СА) или Multi Products International (Cedar Grove, NJ). Отметьте галочкой EEM (см. библиографию) адреса и другие фирмы-изготовители.

14.04. Солнечные элементы.

Сочетание свинцово-кислотной или никель-кадмиевой батареи с кремниевыми солнечными элементами образует хороший источник питания для приборов с умеренным потреблением мощности, которые должны быть развернуты в удаленных местах и в течение продолжительного периода времени. Например, вы могли бы захотеть использовать бакен, который производит измерения в океане и периодически их передает. Если средняя мощность потребления составляет 1 Вт, то гальванические элементы становятся недопустимо громоздкими (вы должны иметь для употребления 500 щелочных D-элементов в течение года). Полный солнечный свет после прохождения атмосферы доставляет на землю приблизительно 1 кВт мощности на квадратный метр площади; после учета коэффициента полезного действия солнечных элементов (они имеют КПД приблизительно 10 % при работе на надлежащую нагрузку), длительности светового дня и цикличности погоды в средне-северных широтах (где среднее значение 100 Вт/м² зимой и 250 Вт/м² летом) вы можете получить среднюю мощность 25 Вт (в июле) или 10 Вт (в январе) на квадратный метр с высококачественных солнечных элементов, которые стоили в 1986 г. приблизительно 800 долл. При ярком солнечном свете такие солнечные модули вырабатывают до 100 Вт на согласованную нагрузку.

С блоком аккумуляторов для хранения энергии (свинцово-кислотные лучше, чем никель-кадмиевые, поскольку они имеют больший срок службы и рабочий диапазон температур) вы можете снимать среднюю мощность почти непрерывно; свинцово-цинковые элементы обладают в типовом случае КПД 70–80 %, и поскольку все факторы (включая погоду) учтены, то вы можете снимать мощность около 8 Вт на квадратный метр (зимой) и до 20 Вт на квадратный метр (летом), в среднем до 24 часов в сутки.

Для маломощных приборов, которые должны работать только при ярком свете, вы можете не включать батарею. Питаемые от солнечного света КМОП-калькуляторы с индикатором на жидких кристаллах являются преимуществом везде.

Вольт-амперные характеристики. Кремниевые солнечные элементы имеют простую и очень полезную вольт-амперную характеристику. Она показывает, что напряжение холостого хода практически не зависит от уровня света и в среднем составляет 0,5 В на элемент; сама же кривая UI — это просто перевернутая характеристика диода (рис. 14.12).

Рис. 14.12. Зависимость выходного напряжения солнечного элемента от тока нагрузки представляет собой просто перевернутую кривую U-I диода.

Типовые солнечные панели состоят из 36 последовательно соединенных элементов при напряжении холостого хода около 18 В. Напряжение на зажимах остается практически постоянным пока ток нагрузки увеличивается вплоть до своего максимального значения, при котором солнечный модуль становится источником постоянного тока, коим и остается при дальнейшем уменьшении полного сопротивления нагрузки. Этот максимальный ток изменяется в линейном масштабе пропорционально уровню света, давая набор характеристических кривых, как это изображено на рис. 14.13.

Рис. 14.13. Зависимость выходных параметров солнечного элемента от освещенности.

_{(MSVM4011 фирмы Solavolt)}

Солнечные элементы работают хорошо при пониженных температурах, поскольку напряжение холостого хода падает при увеличении температуры (рис. 14.14).

Рис. 14.14. Зависимость выходных параметров солнечного элемента от температуры.

_{(MSVM4011 фирмы Solavolt)}

При фиксированном уровне светового потока вырабатывается максимальная мощность, когда в рабочей точке обеспечивается максимальное произведение UI; другими словами, это точка, где кривая UI касается семейства гипербол (постоянное произведение UI), вычерченных на тех же осях. Проще говоря, это излом кривой UI. Поскольку полное сопротивление нагрузки, которое соответствует этому излому, быстро меняется в соответствии с уровнем светового потока, вы не можете надеяться сохранить оптимальное значение нагрузки (которое могло бы быть полным сопротивлением нагрузки, увеличивающимся обратно пропорционально уровню светового потока или другими словами нагрузка, которая отбирает ток пропорционально уровню светового потока при примерно постоянном напряжении). Однако в случае маломощных прикладных задач это не так существенно, что нагрузка отбирает максимальную мощность — собственно говоря это означает, что сама нагрузка записывается при нормальных условиях по световому потоку. Это, например, случай питаемых от солнечных батарей калькуляторов, в которых КМОП-схемы потребляют такой незначительный ток, что имеется резерв мощности, кроме случаев очень низких уровней светового потока. Из-за широкого диапазона напряжений питания «высоковольтной» КМОП ИС 740/4000В (от 3 до 18 В) и того факта, что солнечные элементы имеют напряжение холостого хода, которое относительно независимо от уровня светового потока, вам нет необходимости использовать любые стабилизаторы напряжения; питая КМОП-схему непосредственно от самого солнечного модуля, конечно через шунтирующий конденсатор. Типовой небольшой солнечный модуль, такой, как, например, Solarex SX-2, обеспечивает ток 290 мА при напряжении 8,5 В при солнечном свете и имеет напряжение холостого хода 11В; его можно использовать нестабилизированным для питания высоковольтных КМОП-схем или совместно со стабилизатором для любого семейства логических схем с напряжением питания +5 В.

В любом случае тогда используются аккумуляторы для хранения электрической энергии, при этом стоит отметить довольно хорошее согласование UI характеристик солнечного элемента с требованиями по заряду свинцово-кислотных элементов. Солнечный модуль обеспечивает примерно постоянный ток заряда в разряженной батарее, переходя к режиму постоянного «подзаряжающего» напряжения в конце цикла заряда батареи. Температурный коэффициент напряжения холостого хода (—0,5 %/°С) является приемлемо согласованным с рекомендованным температурным коэффициентом напряжения подзарядки свинцово-кислотных аккумуляторов (—0,18 %/°С). Итак, некоторые изготовители источников питания выпускают солнечные модули, которые предназначены непосредственно для подзарядки свинцово-кислотных аккумуляторов, например М65 фирмы Агсо (2,9 А, 14,5 В). Более же обычный путь — это согласовать солнечные модули с зарядами/подзарядными характеристиками свинцово-кислотных аккумуляторов с помощью схемы последовательного или параллельного стабилизатора, спроектированного специально для этих целей.

Многие солнечные модули и спроектированы для работы в таком режиме, с 20 В напряжения холостого хода и модулем согласующего стабилизатора для зарядки 12-вольтовых аккумуляторов. Стабилизатор переключает режим с зарядки на температурно-компенсированную подзарядку при автоматическом отключении нагрузки, если напряжение на батарее падает слишком низко. Эти системы выпускаются и на напряжения кратные 12 В (24 В, 36 В, 48 В и т. д.), и вы можете приобрести к ним дополнительные принадлежности, такие, как инверторы на 60 Гц (для получения переменного тока) или питаемые от постоянного тока криостаты, чердачные вентиляторы и др.

Некоторые из наиболее известных имен фирм — изготовителей солнечных модулей и систем на них — это Агсо Solar (Chatsworth, СА), Mobil Solar (Waltham, MA), Solarex (Rockville, MD) и Solavolt (Phoenix, AZ).

14.05. Сигнальные токи.

He следует забывать и о возможности применения сигнальных токов для питания микромощных приборов. Четыре из наиболее общих благоприятных возможностей осуществления этого (см. рис. 14.15): а) постоянный ток удержания, протекающий в телефонной цепи, т. е. в режиме «поднятой трубки» (ответ абонента), б) напряжение переменного или постоянного тока, поступающее с релейной схемы, когда она не потребляет энергию, в) постоянный ток 4-20 мА, используемый в промышленной системе сигнализации с токовым контуром и г) последовательный порт RS-232 с биполярными сигналами «квитирования установления связи» (RTS, DSR и др.).

Рис. 14.15. Питание прибора от сигнальных токов: четыре структурные схемы, а — ток удержания телефонной линии; б — ток через катушку реле; в — ток контура от 4 до 20 мА; г — сигналы интерфейса стыка RS-232.

В первых двух структурах ваш источник мощности присутствует только часть времени - мощность пропадает, когда телефонная трубка повешена (режим «опущенной трубки») или когда релейная схема питается от вашего прибора. Если же вам мощность требуется постоянно, необходимо использовать перезаряжаемые аккумуляторы, заряд которых происходит только в течение периода присутствия мощности; для очень маломощных по току нагрузок альтернативой является использование «двухслойного» конденсатора с высоким значением емкости (вплоть до 5 Ф), аналогичный тип конденсатора используется и для сохранения содержимого КМОП-памяти.

Каждый из этих источников мощности имеет довольно строгие ограничения по податливости напряжения или по максимальному току. Далее приводятся их характеристики и некоторые рекомендации по поводу такого паразитного использования этих источников питания.

Питание от телефонной линии. Существует несколько различных состояний, в которых телефонная линия может находиться в зависимости от того в каком положении находится ваш телефонный аппарат и какие мероприятия проводит телефонная компания. Центральная телефонная станция (или эквивалентная соседняя) прикладывает различные постоянные (и переменные) напряжения к контактам двухпроводной телефонной линии (обозначенные как «штырь» и «кольцо») в течение различных этапов установления соединения (рис. 14.16).

Рис. 14.16. Режимы функционирования и испытания телефонных систем.

В незанятом состоянии линии центральная станция телефонной компании прикладывает —48 (±6) В постоянного напряжения, подаваемого через последовательный резистор с сопротивлением от 500 до 2500 Ом в контакт «кольцо», и нагружает линию через контакт «штырь» на землю через резистор с сопротивлением от 0 до 710 Ом. Кроме того, в типовом случае имеется вплоть до 1300 Ом внешнего линейного сопротивления между центральной телефонной станцией и вами («абонентом»). Когда вы поднимаете трубку, центральная телефонная станция переходит в режим набора номера, при этом вырабатывается тональный сигнал готовности, прикладывается постоянное напряжение от —43 до —79 В через последовательно включенный резистор 200 ±50 Ом к контакту «кольцо» и производится замыкание контакта «штырь» на землю через такое же полное сопротивление. Аналогичные постоянное напряжение и полные сопротивления источника присутствуют и в разговорном режиме (т. е после того, как соединение установлено), хотя телефонная компания может, и это их право, изменить полярность прикладываемого к контакту «кольцо» постоянного напряжения. Естественно, в режиме переговоров в линии также присутствуют накладываемые на это постоянное напряжение звуковые сигналы, передача которых и является основной задачей телефонии!

Существуют два других состояния линии. Во время звонка (вызова) телефонная компания подает сигнал частотой 20 Гц и среднеквадратичным значением 86 ± 2 В, сверх обычных —48 В постоянного смещения. Как и это постоянное напряжение вызывающий сигнал переменного тока прикладывается к контакту «кольцо». Официальные требования по вызову следующие: тональные посылки длительностью 2 с с интервалами 6 с. Во время режима испытания телефонная компания подает различные сигналы постоянного и переменного тока, с тем чтобы иметь уверенность, что линия функционирует надлежащим образом. Они могут подавать постоянные напряжения в диапазоне —165 + +202 В и переменные напряжения вплоть до 45 В среднеквадратичного значения между любой парой жил (кольцо, штырь, земля) в режиме положенной трубки и вплоть до 54 В постоянного тока от источника с полным сопротивлением 10 Ом в режиме снятой трубки.

Телефонная компания также регламентирует диапазон наводимых грозовыми разрядами «высоковольтных выбросов напряжения», которые вы можете обнаружить на своих телефонных линиях. В типовом случае они достигают нескольких тысяч вольт при токе в несколько сотен ампер; оборудование, подключенное к телефонной линии, должно иметь устройства подавления этих переходных процессов, так чтобы пережить эти импульсы. Кроме того, телефонная компания точно обозначает и «очень высоковольтные выбросы напряжения», которые могут возникнуть при очень близком ударе молнии. При этом могут наводиться напряжения до 10 кВ и токи до 1000 А и идея защиты состоит в том, чтобы, даже если ваше оборудование поджарится, никто не должен пострадать. Таким образом, технические требования устанавливают, что само оборудование не должно разлетаться в куски, вызывать возгорание или убивать кого-нибудь током.

Допустимые нагрузки точно устанавливаются в терминах «индекса эквивалентности вызывного звонка» (REN). Обычные телефонные аппараты имеют REN порядка 1,0 А, что соответствует следующим параметрам: а) в режиме опущенной трубки сопротивление по постоянному току 50 МОм, а полное сопротивление по переменному току устанавливается выше заданной кривой зависимости полного сопротивления от частоты (соответствует поддержанию |Z| > 125 кОм в диапазоне частот от 4 Гц до 3,2 кГц, хотя оно и может быть существенно ниже на определенных частотах и напряжениях), б) в режиме поднятой трубки характеристике по постоянному току, которая задается внутри приемлемого диапазона, указанного на рис. 14.17 (или которое измеряется как 200 Ом или меньше), и в) импеданс в режиме поднятой трубки, который составляет приблизительно 600 Ом в диапазоне частот от 200 Гц до 3,2 кГц (что, как правило, определяется через коэффициент отражения, при условии подачи сигнала от источника с внутренним сопротивлением 600 Ом и составляет по крайней мере 3,5 дВ в диапазоне от 200 Гц до 3,2 кГц и 7 дБ — в диапазоне от 500 Гц до 2,5 кГц).

Рис. 14.17. Допустимые условия по нагрузке в телефонной линии в режиме «поднятой» трубки. Незаштрихованная область доступа, спустя 1 с после поднятия трубки.

_{(Из Bell System Tech. Ref., Pub. 47001.).}

Подключаемые к телефонной линии нагрузки должны быть по постоянному току изолированы от шины земли (50 МОм в режиме опущенной трубки и 250 кОм в режиме поднятой трубки). Общий REN допускается в пределах вплоть до 5,0 А, т. е. полное сопротивление нагрузки составляет 1/5 от выше приведенных значений. Сама телефонная компания требует уведомлять ее о вашем общем увеличении REN нагрузки. Из предварительно приведенных данных следует, что абонент не должен претендовать на получение тока в режиме опущенной трубки и минимальное мостовое сопротивление по постоянному току 50 МОм (для REN равного 1,0 А) является существенным техническим требованием по утечке - 50 МОм соответствуют току 1 мкА. Тем не менее при тщательном проектировании и подборе элементов вы можете поддержать КМОП-схемотехнику (цифровую или аналоговую) в состоянии покоя при токе в несколько микроампер, и иметь ее «проснувшейся» при снятии телефонной трубки. Используйте небольшой танталовый электролитический конденсатор (или «двухслойный» конденсатор энергетической поддержки памяти, имеющийся в крошечных корпусах и с емкостью до 5 Ф), для сохранения состояний, в течение набора номера или других переходных процессов. В разговорном режиме при поднятой трубке вам гарантируется постоянное напряжение 6 В (7,8 В спустя несколько секунд) при минимальном токе в 26 мА (см. рис. 14.17), который достаточен для функционирования большинства из микромощных схем; это вполне сравнимо с питания от батареи на 9 В.

С помощью микромощного стабилизатора с низким падением напряжения на нем, такой, как LP2950 (80 мкА ток покоя, 0,4 В падения напряжения при 100 мА тока в нагрузке), вы можете обеспечить питание цифровых схем от стабилизированного источника питания напряжением 5 В, как это показано на рис. 14.18. Если вы можете быть уверены в получении регулярных циклов функционирования в режиме поднятой трубки, то можно использовать имеющийся избыточный ток для поддержания подзаряжаемых батарей в заряженном состоянии. Например, если у вас имеется час режима поднятой трубки в течение дня, вы постоянно можете отбирать приблизительно миллиампер тока.

Рис. 14.18. Стабилизированный источник питания на сигнальном токе в режиме поднятой трубке (элементы защиты не показаны).

Предупреждение. Перед тем как приступить к проектированию любого прибора с непосредственным подключением к телефонной линии, будьте уверены в получении уместных технических характеристик. Вы должны удовлетворять требованиям устава ФКС (федеральная комиссия связи), который включает процедуры испытания и сертификации. Не принимайте на веру, что технические характеристики, предлагаемые в этой главе, являются корректными.

Релейные схемы. Те популярные «установленные сзади» термостаты, которые убавляют нагрев ночью и включают его снова за полчаса до вашего подъема, используют небольшую мощность переменного тока, которую можно отвести от релейной схемы без замыкания самого реле. Типовые механические реле управления потребляют ток в 100 мА или более при номинальном переменном напряжении на катушке 24 В и можно рассчитывать, что они останутся в разомкнутом состоянии при 10 % от этого нормального тока через катушку. Таким образом, вы можете получить 10 мА или около того при почти 24 В переменного напряжения для питания вашего прибора. Не забудьте включить подзаряжаемые элементы (или возможно конденсатор для сохранения содержимого памяти, если это все, что требуется), поскольку источник питания пропадает, когда замыкаются контакты подключения реле к источнику питания. На рис. 14.10 дана иллюстрация этой идеи.

Промышленные токовые контуры. В промышленных условиях существует стандарт для токовых контуров системы сигнализации, в которых удаленный датчик (скажем, термопара; см. разд. 15.01) передает свои измерения посредством преобразования их в аналоговый ток, который тогда протекает в контуре.

Постоянное смещение этого контура обычно обеспечивается на приемном конце (рис. 14.15, в). Существуют два стандарта, а именно полномасштабные диапазоны от 4 до 20 мА и от 10 до 50 мА. Стандарт 4-20 мА является более популярным и обычно использует постоянное смещение в 24 В (хотя иногда и выше). Для упрощения часто желательно использовать ток сигнализации для питания расположенных на удаленном конце электронных схем. С этой целью вы можете использовать напряжение смещения в контуре для организации системы питания.

Имеющиеся коммерческие модули для системы токовых контуров, как правило, требуют, чтобы получатель данных обеспечивал максимальное сопротивление нагрузки R и минимальное постоянное смещение U_см, такие чтобы (U_см — 12 B)/R_см было равно полномасштабному току. Другими словами, удаленный модуль может давать падение напряжения на себе вплоть до 12 В несмотря на то, что прикладывается полномасштабный ток контура. Конечно, сам модуль должен сохранять работоспособность, когда посылается в контур ток, соответствующий минимальному выходному сигналу. Итак, нижней границей является то, что вы уже имеете в наличии, т. е. по крайней мере напряжение 12 В при токе 4 мА для питания вашего оборудования; вы можете получить и больше, но не следует рассчитывать на это. Это избыток для даже более сложных схем, если вы тщательно проведете практическое микромощное проектирование.

Сигналы последовательного порта RS-232. Сам стандарт RS-232C/D определяет двухполярные сигналы данных и управления с существенной нагрузочной способностью (см. разд. 10.19); вы можете использовать один из сигналов управления (или даже сигнал данных) для питания маломощной схемы.

Официально выходной сигнал должен быть способен формировать уровни напряжения от ±5 до ±15 В на сопротивлении нагрузки от 3 до 7 кОм. Формирователи сигналов стыка RS-232 в общем случае, как правило, имеют выходное полное сопротивление в несколько сотен ом при ограничении по току в пределах от 5 до 15 мА. Для того чтобы подключить паразитное устройство к этому источнику питания, вы должны модифицировать свое программное обеспечение так, чтобы поддерживать заданную линию управления в известном (и стабильном) состоянии. Вы можете использовать даже пару управляющих линий, если они доступны, для получения двухполярного источника питания (+5 В, мин.). Напомним, что сигналы управления (RTS, DTR и др.) поддерживаются на ВЫСОКОМ уровне, который является обратным по отношению к сигналам данных.

Поскольку имеется обычно изобилие коммерческих источников переменного тока вокруг компьютера, вам по существу не следует делать любые сверхестественные ухищрения для высасывания «жизненных сил» из 25-контактного D разъема стыка. Однако для простой схемы последовательного порта — это элегантный источник питания. Вы можете приобрести коммерческие интерфейсы и модемы, которые работают таким образом.

Выключение источника питания и микромощные стабилизаторы.

14.06. Выключение источника питания.

Вы можете приспособить самые обычные микропроцессоры, стабилизаторы и другие энергопотребляющие компоненты для микромощного использования, если режим работы прибора допускает выключение его питания (или перевод схемы в состояние потребления малого опорного тока) большую часть времени и только время от времени он работает при полном токе. Например, регистратор океанографических данных должен производить 10-секундный залп наблюдений (температура, давление, соленость, океанские течения) единожды в каждый час за шестимесячный период. Только часы реального времени должны функционировать постоянно, при этом схемы согласования уровней аналоговых сигналов, микропроцессоры и средства записи данных выключены, кроме режима реальной регистрации данных.

Даже если вы и воспользуетесь техническими приемами микромощного проектирования, вы можете быть вынуждены использовать некоторые сильноточные приборы, например, если вам требуется задействовать высокоскоростные преобразователи или сильноточные исполнительные механизмы. Вам может потребоваться ввести в схему некоторые специализированные цифровые схемы на БИС, операционные усилители, фильтры или другие схемы, которых просто не существует в микромощном исполнении. Во всех этих случаях необходимо отключать источник питания от сильноточной части самой схемы, кроме того времени, когда она должна функционировать.

Такое «выключение источника питания» может представлять собой наиболее простую форму микромощного проектирования, поскольку традиционные технические приемы проектирования на обычных элементах можно использовать повсюду. Но вы должны быть уверенным, что ваша схема «проснется» элегантно (линейная схема должна быть спроектирована таким образом, чтобы исключались затруднительные кратковременные состояния, например переход выходных цепей в режим насыщения; полностью выключенная микропроцессорная схема обычно потребовала бы выполнения процедуры «холодной загрузки»). Естественно, сама схема должна быть спроектирована так, чтобы и выключение ее проводилось аккуратным способом.

Существует несколько приемов проведения такого выключения питания (рис. 14.19):

1. Если отключаемые элементы потребляют ток меньше чем 5 мА или около того, вы можете питать их непосредственно с выходов логических КМОП-схем. Серии НС/НСТ могут обеспечивать ток питания 5 мА, при этом падение напряжения составит только 0,5 В относительно положительного напряжения питания; для формирования более высоких токов можно включать несколько выходов параллельно. AC/ACT серии КМОП хороши при токах до 24 мА.

2. Используйте мощный транзистор, функционирующий как ключ с насыщением (а не повторитель), с целью минимизации прямого падения напряжения (следовательно, транзистор р-n-р-типа, в случае использования источника питания с положительным напряжением). Необходимое возбуждение на базе, выбираемое умеренно большим для обеспечения гарантированного насыщения, хотя и является недостатком, однако же будет, вероятно, меньшим злом, чем сам ток, потребляемый коммутируемой схемой.

3. Используйте мощный полевой МОП-транзистор. Как и в случае биполярных транзисторов, он используется в качестве ключа, а не повторителя (таким образом, при положительном напряжении питания это транзистор с p-каналом). Полевыми МОП-транзисторами легко управлять и в любом состоянии у них отсутствует ток затвора.

4. Большинство маломощных стабилизаторов имеют вход «выключения»; этот опорный режим характеризуется очень низким током покоя (см. разд. 14.07). Вы можете провести включение источника питания, переведя такой стабилизатор в активное состояние.

5. Используйте механическое реле, возможно, реле с механической фиксацией воздействия. Сейчас имеется много их разновидностей, как в DIP-корпусах, так и в крошечных металлических корпусах, и все они обеспечивают нулевое падение напряжения, высокую нагрузочную способность и возможность коммутировать двухполярные (или даже переменные) напряжения. Кроме того, для реле с механической фиксацией воздействия не требуется тока удержания. Для повышения надежности схемы используйте диод защиты управляющей цепи реле от индуктивных выбросов (рис. 1.95).

Рис. 14.19. Методы выключения источника питания.

Ограничение тока. Вследствие двух причин всегда важно ограничить пусковой ток в схеме с выключаемым источником питания: высокие пиковые токи, которые могут возникать в нагрузке (зашунтированной конденсатором) при переключении батареи (зашунтированной аналогичным образом), могут вывести из строя сам ключ; это верно даже и для небольших механических реле, контакты которого, вероятно, в большинстве случаев окажутся сваренными. Кроме того, мгновенное падение напряжения батареи в течение переходного процесса из-за переключения большого тока может привести к тому, что в энергозависимой памяти и других схемах, которые находятся в режиме резервирования, произойдет потеря информации (рис. 14.20).

Рис. 14.20. Пусковой ток может вызвать пропадание напряжения батареи в течение переходного процесса.

Некоторые подходы к решению этой проблемы показаны на рис. 14.21.

Рис. 14.21. Четыре способа борьбы с переходным процессом пускового тока.

На то время, пока сам ключ подвержен влиянию переходного процесса, включается выполненная на диоде развязка отрицательного провала в напряжении питания от стабилизаторов поддержки, как это сделано в варианте 1. С другой стороны, можно провести выключение перед стабилизатором с ограничением тока (сохраняя малое значение его входного шунтирующего конденсатора), как в варианте 2, или установить сам ключ после стабилизатора (вариант 3). Последний способ не совсем хорош вследствие ухудшения электрической жесткости источника питания, вызванного сопротивлением ключа R_вкл.

Другой способ заключается в использовании предварительного ограничения тока, т. е. до выключения (вариант 4), в этом случае при ограничении тока на уровне 150 мА предотвращается резкий спад напряжения U_бат.

14.07. Микромощные стабилизаторы.

Вплоть до последнего времени было трудно найти интегральный стабилизатор напряжения, который бы при токах покоя микроамперного диапазона обеспечивал существенные выходные токи. Была альтернатива: либо а) стабилизатор 7663/4 фирмы Intersil, либо б) строить свой собственный! К счастью, ситуация улучшается. Далее приводится обзор текущего состояния дел: ICL7663/4; МАХ663/4/6 (фирма Intersil; вторичные изготовители фирма Maxim и другие). Это — многополюсные стабилизаторы на положительное и отрицательное напряжения с рабочим диапазоном напряжений 1,5-16 В и максимальным током покоя 10 мкА. Неприятная их особенность — это то, что они медленно действующие (вследствие «заморенного» сервоусилителя и использования множества шунтирующих емкостей) и хороши только при токах в нагрузке порядка нескольких миллиампер (будучи КМОП-приборами, они плохо действуют при более высоком входном напряжении); например, при входном напряжении +9 В их выходное полное сопротивление составляет, как правило, 70 Ом.

LP2950/1 (фирма National). Это — стабилизаторы положительного напряжения, которые выпускаются в 3-контактном корпусе на напряжение +5 В (2950) и в 8-контактном корпусе с регулируемым напряжением (2951). Ток покоя составляет 80 мкА (при отсутствии тока в нагрузке) и возрастает до 80 мА — при токе нагрузки 100 мА. В этих стабилизаторах используются проходные p-n-p-транзисторы, которые обеспечивают низкий перепад напряжения (80 мВ макс, при токе 100 мкА; 450 мВ макс, при токе 100 мА) и спроектированы таким образом, что ток покоя не повышается стремительно, когда входное напряжение опускается ниже этого перепада напряжения (общая болезнь стабилизаторов на крутизне биполярного транзистора). Эта последняя их особенность, в частности, полезна для питаемых от батареи приборов, которые могут продолжать функционировать и при низком напряжении батареи. В стабилизаторе 2951 имеется вход выключения и выход детектора перепада напряжения.

LT1020 (фирма Linear Technology). Это — многополюсной стабилизатор положительного напряжения с током покоя 40 мкА, диапазоном выходного напряжения 2,5-35 В и максимальным током 125 мА. Проходной транзистор p-n-p-типа дает низкий перепад напряжения (20 мВ тип. при 100 мкА; 500 мВ тип. при 125 мА). Имеется вход выключения и выход детектора перепада напряжения.

TL58 °C (фирма Texas Instruments). Это — сдвоенный микромощный импульсный стабилизатор с диапазоном выходного напряжения 2,5-24 В и током покоя 140 мкА. Как и все импульсные стабилизаторы, он обладает высоким КПД (вплоть до 80 %) во всем диапазоне напряжений батарей и гибкостью, а именно возможностью формирования выходных напряжений, превышающих само нестабилизированное входное напряжение.

Серия МАХ630 (фирма Maxim). Это — микромощные импульсные стабилизаторы с прекрасными возможностями по выбору параметров. Стабилизатор МАХ630 представляет собой регулируемый (от 2 до 18 В) повышающий стабилизатор положительного напряжения (т. е. U_вых > U_вх), в то время как ИС МАХ634 является инвертирующим импульсным стабилизатором (т. е. положительное входное напряжение и отрицательное выходное напряжение). Стабилизаторы М АХ631-3 — это повышающие импульсные стабилизаторы на фиксированное положительное напряжение (5, 12 и 15 В), при этом стабилизаторы МАХ635-7 его инвертирующие эквиваленты. Стабилизатор МАХ638 представляет собой регулируемый понижающий импульсный стабилизатор на положительное напряжение (U_вых < U_вх). Все они способны обеспечивать выходные токи в несколько сотен миллиампер, токи покоя приблизительно 100 мкА и КПД приблизительно 80 %.

Серия МАХ644 (фирма Maxim). Эти микромощные импульсные стабилизаторы спроектированы для формирования выходного напряжения +5 В при питании от одно- или двухэлементной батареи. Его умные конструкторы используют как состоящий из двух частей импульсный повышающий преобразователь: одна секция функционирует непрерывно, обеспечивая выходное напряжение +5 В с малым значением тока (0,5 мА); он также вырабатывает постоянное напряжение +12 В, необходимое для переключения полевого МОП-транзистора, используемого для формирования выходного напряжения +5 В, но с высоким значением тока (вплоть до 50 мА). В опорном режиме (только низкий уровень выходного тока) ток покоя составляет 80 мкА. Сам стабилизатор МАХ644 спроектирован для работы при номинальном входном напряжении 1,5 В и функционирует при падении входных напряжений до 0,9 В.

Кроме того, существуют особые «маломощные» стабилизаторы (78L05, LM330, LM317L, LM2930/1), которые характеризуются токами покоя в несколько миллиампер. Они полезны для приборов с внешними источниками питания, такими, как, например, солнечные элементы или на токе удержания телефонной линии. Также нельзя не указать на возможность использования микромощного источника эталонного напряжения, а не стабилизатора, если его напряжения вас устраивают. Например, микросхема REF-43 фирмы PMI представляет собой трехконтактный источник эталонного напряжения 2,5 В с током покоя 250 мкА и прекрасными характеристиками.

Загляните в табл. 14.4 (в которую мы также включили вышеописанные стабилизаторы), где приведены характеристики большинства из имеющихся микромощных стабилизаторов.

Источники питания на отрицательное напряжение. За исключением стабилизаторов ICL7664/MAX664, все остальные линейные микромощные стабилизаторы рассчитаны только на напряжения положительной полярности (хотя стабилизатор LT1020 можно использовать для создания биполярного источника питания). Если же вам необходимы источники отрицательного напряжения, то существует (кроме хилого 7664) несколько возможностей, а именно: а) кристалл конвертера напряжения с «летающим конденсатором» типа 7662; б) дискретная реализация конвертера напряжения с летающим конденсатором, где используются комплементарные мощные МОП-транзисторы; в) конвертер напряжения, использующий кристалл КМОП-генератора типа 7555 (это КМОП 555) или выходной сигнал любого КМОП логического вентиля, на который подается прямоугольное колебание; г) импульсный источник питания, с индуктивным хранением энергии или д) использование единственного источника положительного напряжения, где с помощью операционного усилителя формируется опорное напряжение шины взвешенной земли между шиной земли и самим положительным напряжением питания. Давайте рассмотрим их по очереди:

1. Интегральная схема 7662 (и ее предшественник 7660) представляет собой КМОП-схему, выпускаемую фирмой Intersil и еще более широко вторичными фирмами-изготовителями (см. разд. 6.22). В ее состав входят генератор и КМОП-ключи (рис. 6.58) и с помощью нескольких внешних конденсаторов вы можете сформировать напряжения либо — U_пит, либо +2U_пит при питании от положительного напряжения U_пит. Подобно большинству КМОП-приборов, она имеет ограниченный диапазон напряжений питания; для схемы 7662 напряжение U_пит может лежать только в диапазоне от 4,5 до 20 В (от 1,5 до 10 В — схема 7660). Ее выходной сигнал нестабилизированный и он значительно падает при токах нагрузки больше чем несколько миллиампер.

Несмотря на эти недостатки, она может быть очень полезной в специальных условиях, например для организации на плате местного питания формирователей сигналов стыка RS-232C, которые в этом случае работают на единственном источнике питания 4–5 В. Схемы МАХ680 и LT1026 представляют собой биполярные источники питания, которые формируют напряжения ±10 В (вплоть до 10 мА) из напряжения +5 В (рис. 6.60). Существует также комбинация из конвертера напряжения и формирователей/приемников сигналов стыка RS-232, выполненная в виде единственной интегральной схемы, а именно серии LT1080 и МАХ-239. Если для вашей прикладной задачи требуется стык RS-232, то вы можете использовать для питания ваших аналоговых электронных приборов источник биполярных напряжений, формируемый одним из этих интегральных формирователей стыка RS-232.

2. Для формирования большего отрицательного напряжения вы можете применить дискретные МОП-транзисторы в схеме с летающим конденсатором (рис. 14.22). Этот частный пример характеризуется током холостого хода в несколько микроампер и максимальным током вплоть до 30 мА.

Рис. 14.22. Дискретный конвертер на отрицательное напряжение с летающим конденсатором.

3. На рис. 14.23 показан более простой метод, снова отчасти ограниченный по диапазону напряжений, основанный на использовании КМОП-кристалла таймера 7555. Вы можете питать схему 7555 от источника положительного напряжения в диапазоне от 2 до 18 В, таким образом формируя напряжения вплоть до —15 В или около того. С помощью умножителя напряжения (см. разд. 1.28) вы можете, конечно, формировать и более высокие напряжения с соответственно худшей стабилизацией. Если в вашей схеме имеется несколько логических КМОП-схем, то можно использовать выходной сигнал КМОП-вентиля, а не схему 7555. Однако если используются высококачественные семейства КМОП-схем, такие, как НС/НСТ или AC/ACT, то вы ограничены в размахе логического сигнала напряжением 5 В, в то время как более старые схемы серий 4000 или 74С допускают размах напряжений 15 В, хотя и при меньших токах.

4. Как мы объяснили в гл. 5, с помощью индуктивного накопления энергии, вы можете построить импульсные источники питания, у которых выходное напряжение больше входного или гораздо меньше, или даже может быть отрицательным, при этом обеспечивается КПД в 75 % или около того независимо от входного напряжения. Это очевидно полезно при проектировании микромощных устройств, где само нестабилизированное постоянное напряжение может сниматься с батарей, напряжение которых падает по мере их использования. Микромощные импульсные источники питания могут быть спроектированы таким образом, что они сохраняют высокий КПД даже при снятой нагрузке (в отличие от обычных импульсных источников с высокими значениями тока), при этом используется цепь, которая перекрывает генератор до тех пор, пока выходное напряжение не упадет, в этой точке он вырабатывает единственный заряжающий импульс, затем засыпает снова. На рис. 14.24 изображен источник питания с напряжением +5 В, сконструированный на маломощной интегральной схеме МАХ631.

Рис. 14.23. Формирователь отрицательного напряжения из положительного прямоугольного колебания.

5. Вам может и не потребоваться отдельный источник отрицательного напряжения, даже если вы и используете операционные усилители с биполярным размахом выходного сигнала и др. Например, вы могли бы сформировать опорное напряжение земли +4,5 В (используя резистивный делитель и микромощный повторитель на ОУ) для схемы, построенной на операционных усилителях при питании ее от единственной батареи 9 В. Давайте рассмотрим этот метод более подробно.

14.08. Опорное напряжение земли.

Для питания большинства из рассмотренных с гл. 3 схем на операционных усилителях обычно используются источники с симметричным напряжением 15 В, что связано с гибкостью обработки сигналов, близких к потенциалу земли. Однако, как мы уже установили в разд. 4.22, можно использовать только единственный источник питания, формируя некоторое опорное напряжение, которое подается вместо потенциала земли обычных биполярных источников питания схем на ОУ. Если же в качестве источника питания используется батарея, то появляется дополнительный стимул упрощения ситуации, когда предпочтительнее использовать единственную батарею с напряжением 9 В.

Наиболее легкий способ формирования аналоговой «общей» шины состоит в том, чтобы расщепить напряжение батареи с помощью резистивного делителя напряжения, а затем использовать микромощный повторитель на ОУ, который обеспечит низкое полное сопротивление этой общей шины. Для внешнего мира эта общая шина представляет собой «землю» с плавающими обоими концами самой батареи, см. рис. 14.8.

Для поясняющей эту идею схемы мы выбрали программируемый КМОП операционный усилитель 3440, работающий при токе покоя 5 мкА. Необычно большие номиналы резисторов в делителе дают малый вклад в ток потребления, емкостное шунтирование делителя позволяет поддерживать низкое значение полного сопротивления в средней точке, которая в противном случае была бы чувствительна к фону переменного тока и перекрестным помехам из-за частотной интерференции других сигналов. Схема 3440 — это хороший выбор для этой прикладной задачи, поскольку позволяет формировать значительные втекающие и вытекающие токи (вплоть до нескольких миллиампер), даже когда ее смещение составляет 1 мкА; это свойство присуще не всем программируемым ОУ, многие из которых имеют плохие характеристики по вытекающему току, когда они функционируют на микромощных уровнях. Например, интегральная схема LM346, функционирующая при токе 5 мкА, может выдавать ток только 0,1 мА, хотя втекающий ток может достигать 20 мА (посмотрите рис. 14.32).

Рис. 14.24. Маломощный импульсный стабилизатор на напряжение 5 В (КПД = 74 %).

_{(Из технических данных на ИС МАХ631 фирмы Maxim)}

Следует отметить, что само опорное напряжение не обязательно должно составлять половину напряжения батареи; может быть лучше расщепить напряжение питания несимметрично, с тем чтобы обеспечивался максимальный размах выходного сигнала. (Пример этого приводится в разд. 14.12.) В некоторых ситуациях может быть предпочтительнее сместить его на фиксированное значение от напряжения питания, возможно с помощью прецизионного микромощного источника эталонного напряжения. Тогда само напряжение питания относительно опорного напряжения общей шины будет стабилизированным.

Выходное полное сопротивление. Существует несколько ситуаций, в которых вам даже не требуется устанавливать ОУ для формирования опорного напряжения земли. Например, если это опорное напряжение подается только на входы ОУ (которые были бы подключены к шине земли в обычной конфигурации с биполярным источником питания), то в этом случае шунтированный высокоомный резистивный делитель, обеспечивающий низкое полное сопротивление в частотном диапазоне сигнала, будет обычно удовлетворительным решением. Однако, как правило, источник, формирующий потенциал шины земли, должен характеризоваться низким полным сопротивлением, как на постоянном токе, так и на частотах сигнала. Например, некоторые ИС могут использовать общую шину в качестве источника отрицательного напряжения питания; она может использоваться как общая точка подключения фильтров нижних частот, цепей смещения, нагрузок и др. Взгляните на любую нормальную схему с биполярным источником питания и вы найдете постоянные и сигнальные токи как втекающие в шину земли, так и вытекающие из нее. Как и в приведенном выше примере, надо быть уверенным в том, что ОУ, который вы выбрали для формирования опорного напряжения земли, обладает надлежащими характеристиками по формированию втекающего и вытекающего тока, как того требует сама схема. Для микромощных операционных усилителей характерно высокое выходное полное сопротивление при разомкнутой петле обратной связи (рис. 7.16), так что на высоких частотах (где отсутствует значительное петлевое усиление) полное сопротивление шины земли может возрастать до нескольких тысяч ом.

Очевидное средство избавиться от этого - шунтирование опорного напряжения земли (рис. 14.25, а), но это, вероятно, вызовет переходные процессы в виде «звона» или даже генерацию из-за запаздывающего фазового сдвига цепи, состоящей из самого шунтирующего конденсатора в сочетании с относительно высоким выходным полным сопротивлением операционного усилителя, которая входит в петлю обратной связи. На рис. 14.25, б показано еще одно средство, а именно развязывающий резистор в несколько сотен ом, который, однако, приводит к увеличению сопротивления на постоянном токе, поскольку он не входит в петлю обратной связи. Добавив еще два элемента, как на рис. 14.25, б, можно обеспечить обратную связь по постоянному току (через сопротивление R₂) и в то же самое время стабильность.

Рис. 14.25. Шунтированные формирователи расщепленного напряжения питания.

Какой бы из методов вы не выбрали, будьте уверены в нем, а для этого проведите испытания при различных условиях по нагрузке, т. е. для установившегося и переходного режима. Хороший способ испытания поведения в переходном режиме — это наблюдение формы напряжения при прикладывании нагрузки, величина которой изменяется низкочастотным «прямоугольным» образом. Некоторые ОУ (например, НА2725 и МСЗ476) могут выдавать сигнал непосредственно в большую емкостную нагрузку без проблем по стабильности; по-видимому, в этих случаях сам внешний конденсатор отображается на внутренний корректирующий конденсатор, опрокидывая доминирующий полюс в компенсации по типу «грубой силы». Однако во многих случаях более желательно свернуть пару соседних запаздывающих фазовых сдвигов, которые влекут за собой неприятности.

Следует отметить, что при выборе номинала шунтирующего конденсатора нужно учитывать некоторые тонкие моменты: для наведенных всплесков фиксированной инжекции заряда в узел опорного напряжения земли (т. е. фиксированное произведение ампер-секунда) большему номиналу шунтирующего конденсатора будет соответствовать переходной шумовой процесс в шине земли меньшего уровня, но с большим временем восстановления, чем при небольшом конденсаторе (рис. 14.26). Для низкоскоростной схемы с высоким коэффициентом передачи такое медленное экспоненциальное восстановление может быть хуже, чем появление в выходном сигнале безвредных маленьких пичков.

Рис. 14.26.

При проектировании схем формирования опорного напряжения земли нельзя не рассмотреть выходы источников эталонного напряжения, которые иногда присутствуют в других интегральных схемах. Например, таймер LM332 вырабатывает стабильный выходной сигнал напряжением 3,15 В. Другие кристаллы, которые имеют внешние контакты для подключения к источникам внутреннего эталонного напряжения, — это аналого-цифровые преобразователи, преобразователи напряжение-частота (например, схема 331 со своим эталонным напряжением 1,89 В) и кристаллы, подобные LM10, которые имеют источник эталонного напряжения 200 мВ, усилитель и к тому же неизрасходованный ОУ. На рис. 14.27 показаны некоторые схемы буферных источников эталонного напряжения.

Рис. 14.27. Буфферные источники эталонного напряжения.

14.09. Микромощные источники эталонного напряжения и датчики температуры.

Большинство источников эталонного напряжения на стабилитронах и на запрещенной зоне являются относительно мощными и не пригодны для использования в микромощных схемах. Как следует из табл. 6.7, большинство трехполюсных источников эталонного напряжения функционируют при токе порядка миллиампера и большинство двухвыводных источников эталонного напряжения на стабилитроне также ориентированы на аналогичные рабочие токи.

К счастью, имеются некоторые источники эталонного напряжения, предназначенные специально для микромощных прикладных задач. Серия LM385 состоит из программируемого двухполюсного источника эталонного напряжения на запрещенной зоне (LM385, 1,24-5,30 В) и двух источников фиксированного эталонного напряжения (LM385-1,2, 1,235 В и LM385-2,5, 2,5 W). Эти модели с фиксированным напряжением предназначены для функционирования при токах до 10 мкА с динамическими полными сопротивлениями в 1 Ом при токах соответственно 40 и 100 мкА. Минимальный ток программируемой версии лежит в пределах от 10 до 40 мкА в зависимости от напряжения. Все версии предлагаются с температурными коэффициентами до 3·10^-5 °С. Стабилизаторы ICL7663/4 (разд. 14.07) можно использовать в качестве трехполюсных эталонных источников с типовым значением тока покоя 4 мкА и динамическим выходным полным сопротивлением около 2 Ом. Схема ICL8069 представляет собой двухполюсный эталонный источник на запрещенной зоне, который функционирует при токе до 50 мкА (где динамическое полное сопротивление составляет 1 Ом) с температурным коэффициентом, доходящим до 5·10^-5 °С. Схема AD589 имеет аналогичные характеристики, но с улучшенным температурным коэффициентом (до 10^-5 °С). Схема LT1004 фирмы Linear Technology подобна схеме LM 385-1,2, в то время как LT1034 представляет собой сдвоенный двухполюсный эталонный источник (1,2 В и 7,0 В) с минимальными рабочими токами 20 мкА и температурным коэффициентом 2·10^-5 °С для источника с напряжением 1,2 В; эталонный источник с напряжением 7 В мог бы работать при токе 100 мкА (мин.), что скромнее, чем у эталонных источников на запрещенной зоне.

Трехполюсный источник эталонного напряжения при повышенных токах обеспечивает лучший температурный коэффициент и выпускается с напряжениями 5, 6,2 и 10 В (точность 0,05 %). Он потребляет ток 300 мкА, имеет низкое значение выходного полного сопротивления в диапазоне частот, и характеризуется температурными коэффициентами, достигающими 10^-5 °С. Даже еще лучше схема REF-43 — трехполюсный эталонный источник положительного напряжения 2,5 В, имеющий точность установки 0,05 % и температурный коэффициент 3·10^-6 °С (макс). Он имеет низкое значение Z_вых (0,1 Ом), прекрасный коэффициент стабилизации (2·10^-6/U_вх макс), выходной ток до 10 мА и ток покоя 250 мкА макс. В табл. 14.5 дан перечень имеющихся в настоящее время микромощных источников эталонного напряжения.

Наконец, существуют микромощные интегральные схемы, которые производят преобразование температуры в ток или напряжение. ИС AD590 и АБ592 — это двухполюсные источники тока, которые запускаются напряжениями от 4 до 30 В и вырабатывают ток в 1 мкА/°К (т. е. 298,2 мкА при 0 °C). Схема LM334 работает аналогичным образом, но у ней имеется вход программирования для установки коэффициента преобразования; ее рабочий диапазон от 1 мкА до 10 мА. Схемы LM34 (фирмы Fahrenheit) и LM35 (фирма Centigrade) представляют собой трехполюсные датчики температуры с выходом по напряжению (следовательно, 0 В при 0 °F или 0 °C и соответственно 10 мВ/°F или °С) и током покоя 100 мкА.

Схема LМЗ35 — это двухполюсная интегральная схема на стабилитроне с напряжением точки пробоя 10 мВ/°К (т. е. 2,982 В при температуре 0 °C), функционирующая при токах до 400 мкА. Для получения дополнительной информации по данному вопросу обратитесь к разд. 15.1.

Технические приемы проектирования микромощных линейных схем. Таким образом, мы уже рассмотрели источники питания, технические приемы выключения источника питания, стабилизаторы и эталонные источники, предназначенные для проектирования микромощных приборов. Сейчас, следуя дальше по темам, мы в оставшейся части книги рассмотрим вопросы проектирования линейных и цифровых схем. Начнем же с примера линейной схемы на дискретных элементах (микромощный усилитель звуковых частот с высоким коэффициентом усиления), затем перейдем к техническим приемам разработки на микромощных ОУ. Затем последуют разделы, посвященные проектированию цифровых и микропроцессорных схем, и наконец, некоторые соображения по компоновке маломощных приборов.

14.10. Проблемы проектирования микромощных линейных схем.

В основном проектирование маломощных линейных схем означает работу с малыми токами коллектора (стока) и соответственно с большими значениями коллекторных (стоковых) резисторов. Это приводит к тому, что доминирующим становится влияние емкостей, которое проявляется как в виде эффекта Миллера, так и в виде нормального спада частотной характеристики RС-цепи. Вы часто прибегаете к техническим приемам, которые обычно характерны только при конструировании радиочастотных устройств, например применение каскодных (разд. 2.19) эмиттерных повторителей и последовательно-параллельной пары (разд. 13.07). Транзисторы диапазона радиочастот (с частотой f_T порядка 1 ГГц или выше) могут быть хорошим выбором даже и на низких частотах вследствие их крайне малой емкости обратной связи С_ос; например, транзистор MRF931 имеет С_ос = 0,35 пФ при U_кэ = 1 В и предназначен для использования в диапазоне до 1 В и 0,1 мА (f_T = 3 ГГц при I = 1 мА и U_кэ = 1 В). Несмотря на такие параметры, как эти, он еще дает выигрыш при работе, когда это возможно, на низких рабочих частотах, например на частотах синхронизации микропроцессорных или других цифровых КМОП-систем.

Другие нежелательные эффекты при работе в режиме с малым потреблением мощности связаны с увеличением уровня шумовой перекрестной помехи (из-за относительно высокого полного сопротивления источников сигнала), уменьшением нагрузочной способности (малые значения рабочих токов, высокие полные сопротивления) и относительно высоким шумовым напряжением транзистора е_ш (тепловой шум в относительно высоком сопротивлении r_э; см. разд. 7.13). Эта последняя проблема также присуща микромощным источникам эталонного напряжения; будьте готовы проконтролировать их шумовые параметры. Даже при использовании эмиттерных повторителей выходные полные сопротивления могут быть чрезмерно большими (r_э = 25 кОм при I_к = 1 мкА).

Как правило, желательно обеспечить функционирование при низких значениях напряжения, поскольку при этом соответственно уменьшаются значения коллекторных резисторов при том же рабочем токе. Кроме того, при том же коллекторном токе мощность снижается пропорционально напряжению источника питания.

14.11. Пример проектирования линейной схемы на дискретных элементах.

Давайте представим себе, что необходим малошумящий усилитель звуковых частот с огромным коэффициентом усиления (по крайней мере 80 дБ) и малым током потребления в статическом режиме, предназначенный для работы в некотором удаленном устройстве с питанием от батареи.

Поскольку уровни сигнала могут меняться в очень широком диапазоне, было бы прекрасно ввести какой-нибудь блок, обеспечивающий переключение коэффициента передачи в диапазоне, скажем, 60 дБ. Для обеспечения долговечности щелочной батареи с напряжением 9 В (500 мА·ч) мы должны отбирать от нее общий ток не более 20 мкА (что соответствует 3 годам ее эксплуатации), и, поскольку другие схемы, вероятно, записываются от той же батареи, мы выделим из общего бюджета ток 10 мкА для питания самого усилителя.

Первая вещь, о которой следует упомянуть, — это то, что микромощный ОУ не сможет обеспечить требуемые рабочие характеристики. Образцовый «нановаттный» ОУ САЗ440, функционирующий при токе 10 мкА, имеет коэффициент передачи на постоянном токе 80 дБ (мин.) и произведение усиление — полоса пропускания 300 кГц, т. е. на частоте 20 кГц его коэффициент усиления составляет только 15 (24 дБ). Мы обсудим вопросы проектирования на микромощном ОУ и основные ограничения в следующем разделе. А сейчас все, что мы должны знать, — это то, что аспекты разработки на ОУ (связь по постоянному току, точность, компенсация единичного усиления) достаточно отличаются от того, что потребуется в данном примере, который можно сделать лучше при использовании дискретных элементов.

Давайте начнем с попытки применить «пару с последовательной обратной связью», рассмотренную в разд. 4.27. (Сверить название с приведенным в 4.27.) На рис. 14.28 показана наша первая попытка, где мы задействовали пару супербета малошумящих транзисторов при комбинированных коллекторных токах в 5 мкА с расчетным коэффициентом передачи (R₂/R₃), равным 200 (46 дБ).

Рис. 14.28.

Структура цепи смещения не показана. Ток покоя транзистора Т₁ устанавливается с помощью выбора падения напряжения U_БЭ на резисторе R₁, а резистор R₂ задает коллекторное напряжение транзистора Т₂, поскольку определяет его ток покоя. Сами внутренние эмиттерные сопротивления r_э достаточно большие и равны соответственно 12 кОм и 8 кОм, как плата за малые коллекторные токи.

Два таких каскада при их коэффициенте передачи 90 дБ и токе покоя 10 мкА, кажется, могли бы решить эту задачу, вероятно, потребовалось бы установить на выходе эмиттерный повторитель. Однако, как мы упомянули ранее, влияние емкости может быть разрушительным для схем с малыми токами и высокими значениями полного сопротивления. Давайте рассмотрим, что делает емкость с рабочими характеристиками этой схемы. Для оценки эффекта Миллера необходимо выяснить, как коэффициент усиления по напряжению распределяется между этими двумя транзисторами. Транзистор Т₂ имеет сопротивление r_э = 8 кОм, так что его коэффициент усиления по напряжению составит приблизительно 85; первый каскад с эмиттерной обратной связью дает коэффициент усиления приблизительно 2,4. Во втором каскаде с высоким коэффициентом усиления эффект Миллера может преобладать и определять спад частотной характеристики усилителя. Действительно, для нашего случая транзистор 2N5087 имеет С_кб = 6,5 пФ при напряжении (U_кб = 2 В, которая действует как входная емкость 550 пФ на землю в цепи базы. Реактивное сопротивление этой емкости Миллера равно значению сопротивления R₁ на частоте 1 кГц и может вызвать на этой частоте спад частотной характеристики в 3 дБ при отсутствии общей отрицательной обратной связи. С обратной же связью спад частотной характеристики начинается выше приблизительно с частоты 4,4 кГц, что неудовлетворительно для усилителя звуковых частот, в идеальном случае она должна быть плоской до частоты 20 кГц.

Решение этой проблемы основано на том, чтобы понять, что здесь «убийцей» является емкость С_кб (из-за эффекта Миллера) и использовать тогда транзистор с очень низким значением С_кб. Сам p-n-p-транзистор 2N4957 представляет собой удачный выбор, малошумящий ОВЧ-усилитель с высоким коэффициентом усиления и с С_кб = 0,6 пФ при напряжении 2 В. На рис. 14.29 показана итоговая схема с каскадным включением двух пар с последовательной обратной связью и выходным эмиттерным повторителем.

Рис. 14.29. Микромощный усилитель звуковых частот с высоким коэффициентом усиления. Ключи на полевых транзисторах позволяют вводить затухания, начиная с максимального усиления, как показано.

Вторая пара имеет большее значение резистора в цепи эмиттера для надлежащего смещения при связи по постоянному току с первым каскадом. Переключение коэффициента передачи сделано с помощью КМОП-матрицы ключей 4066В, которая имеет низкий уровень шума и хорошую внутреннюю изоляцию между ключами.

Развязка источника питания является хорошей идеей для схемы усилителя с высоким коэффициентом передачи, подобному этому. В том случае, когда все ключи замкнуты, этот усилитель имеет коэффициент передачи 90 дБ (переключаемый до 30 дБ при различных комбинациях в замыкании ключей), ширину полосы пропускания 27 кГц и приведенное ко входу напряжение шума 12 нВ/√Гц; при полном сопротивлении источника 50 кОм его шум-фактор составляет 1,1 дБ. Для сравнения стоит указать, что КМОП ОУ САЗ440, который мы рассматривали вначале, имеет на 20 дБ больший уровень шума (е_ш = 110 нВ/√Гц); даже прекрасный биполярный ОУ фирмы PMI ОР-90 имеет е_ш = 40 нВ/√Гц при токе питания 20 мкА и произведение усиление — полоса пропускания 25 кГц (что обеспечивает скудное усиление только 2 дБ на частоте 20 кГц). Для этой прикладной задачи технические приемы проектирования на дискретных элементах являются обязательными.

Может показаться парадоксальным применение ОВЧ-транзисторов в диапазоне звуковых частот, но наш пример продемонстрировал, что это дает хороший эффект. В справочных пособиях по РЧ можно найти несколько таких «драгоценностей». Например, транзистор MRF9331 имеет С_кб = 0,25 пФ при напряжении 0 В (!) и частоту f_T = 5 ГГц при токе 1 мА. Эти приборы ориентированы для работы при низких значениях напряжений и токов и предназначены для питаемых от батарей систем связи. Например, при реальных измерениях транзистор MRF9331, который функционирует при U_КЭ = 1,5 В, имеет h_21Э = 30 при токе 10 нА и 60 — при 1 мкА.

14.12. Микромощные операционные усилители.

Как и в обычных ситуациях, при разработке линейных устройств соблазнительно отказаться от дискретных маломощных транзисторов в пользу микромощных ОУ, предусматривая, что они могут обеспечить необходимые рабочие характеристики. Постоянный прогресс в технологии биполярных линейных ИС наряду с недавними улучшениями в производстве интегральных КМОП-схем привел к обоснованному выбору микромощных ОУ.

Имеется, однако, несколько серьезных компромиссов и конструкторских неудобств при использовании микромощных ОУ. Давайте рассмотрим некоторые из этих проблем. При всех остальных одинаковых характеристиках уменьшение рабочего тока ОУ вызывает соответствующее понижение частоты единичного усиления f_T и максимальной скорости нарастания выходного напряжения, увеличение выходного полного сопротивления Z_вых, появление искажений типа «ступенька» и возрастание входного шумового напряжения е_ш. В большинстве случаев имеется также тенденция к снижению имеющегося выходного тока возбуждения I_вых. Кроме этих нежелательных характеристик схемные ухищрения, необходимые при проектировании микромощных ОУ, могут привести к дополнительным патологиям, как например, вероятность низкочастотных возбуждений (рокот из-за самовозбуждения НЧ-каскадов), ключевой режим с фиксацией состояния или недостаточный диапазон схемы подстройки входного смещения.

Во многих случаях микромощное проектирование означает проектирование с батарейным питанием, зачастую с единственным (и вероятно, нестабилизированным) источником постоянного напряжения. Функционирование ОУ при наличии единственной низковольтной батареи приведет только к ограничению размаха выходного сигнала; для того чтобы сохранить хороший динамический диапазон и точность при этих малых сигналах, необходимо иметь меньшие значения U_сдв в сравнении с обычной схемой, использующей напряжения источников питания ±15 В. Например, ОУ, который может обеспечить размах выходного сигнала только на 2 В ниже максимальных перепадов источника питания, ограничен в обеспечении максимального двойного размаха напряжением 3 В, при питании его от единственной батареи с напряжением 9 В (которое падает до 7 В в конце срока службы), сравните с 26 В двойного размаха при запитывании от источника питания с напряжением +18 В. В этом примере вам потребовалось бы поддерживать входные смещения ОУ приблизительно в 10 раз меньше (при проектировании с батарейным питанием) с целью поддержания эквивалентной точности.

Программируемые и микромощные ОУ. Существуют две категории операционных усилителей, которые пригодны при проектировании микромощных устройств, а именно программируемые ОУ и маломощные ОУ.

Программируемые ОУ (разд. 4.13) аналогичны обычным ОУ, но имеют дополнительный контакт «программирования», который позволяет установить рабочие токи внутри самой ИС. Типично для программируемых ОУ использование токовых зеркал в различных модификациях с целью задания рабочих токов их внутренних каскадов таким образом, что сам общий рабочий ток покоя кратен этому программируемому току I_уст. Обычный способ задания тока I_п состоит в том, чтобы «прицепить» резистор между контактом программирования и одним из источников питания (обычно U_), поскольку контакт программирования непосредственно питает током токовое зеркало. Допустимы токи покоя, достигающие микроампера или меньше, хотя при соответствующем ухудшении динамических характеристик (например, при I_п = 1 мкА программируемый ОУ 4250 имеет SR = 0,005 В/мкс и f_T = 0,01 МГц). Некоторые наиболее популярные программируемые ОУ — это LM346 и 4250 (оба биполярные) и КМОП ОУ САЗ440.

Маломощные ОУ представляют собой просто ОУ, спроектированные с такой внутренней структурой, чтобы работать при низком токе покоя, но без контакта программирования. Примерами таких ОУ являются: прецизионные ОР-20 (45 мкА) и ОР-90 (12 мкА макс.) и «ЛинКМОП» TLC27L2 (20 мкА) фирмы TI. Вариации на эту тему связаны с выбором рабочего тока, согласно тому, куда подключен контакт выбора к U₊ или U_ или оставлен свободным. Как TLC271, так и ICL7612 работают таким образом, при этом допускается выбор рабочих токов 10 мкА, 100 мкА и 1 мА.

Пример разработки на ОУ: прибор для отыскания неисправностей типа узел прокола. Давайте начнем с простого примера, а именно посмотрим, как производится разработка устройства на микромощном ОУ. Мудреной проблемой отыскания повреждений является поиск так называемых узловых точек прокола, в которых имеется закоротка где-нибудь на печатной плате. Это может быть реальное короткое замыкание в самом монтаже или случай, когда выход какого-нибудь прибора (например, цифрового формирователя с третьим состоянием) находится в фиксированном состоянии. Это найти трудно, поскольку, где бы вы не измерили потенциал на этой линии связи, получается нулевое напряжение относительно шины земли.

Однако в устройстве, которое обеспечивает разрешение этой проблемы, должен использоваться чувствительный вольтметр для измерения падения напряжения вдоль проводника с проколом. Типовой сигнальный проводник на печатной плате может быть шириной 0,012 дюйма и толщиной 0,0013 дюйма (1 унция на квадратный фут) и иметь сопротивление вдоль этого проводника 44 мОм на дюйм. Итак, если имеется прибор, блокирующий где-нибудь линию на землю, а вы вводите диагностирующий постоянный ток в 10 мА где-нибудь еще, то будет падение напряжения 440 мкВ на дюйм в направлении к узлу прокола.

Давайте спроектируем прибор для поиска неисправности типа узел прокола. Его питание должно осуществляться от батареи, так чтобы он мог при испытании быть взвешенным относительно находящейся под питанием схемы. Он должен быть достаточно чувствительным с тем, чтобы отображать такое малое падение напряжения, как +100 мкВ, на измерительном приборе с центральной нулевой точкой. В идеальном случае хорошо было бы иметь нелинейную шкалу с тем, чтобы даже при падениях напряжения в десятки милливольт показания прибора не выходили за пределы шкалы. При микромощном проектировании можно было бы исключить выключатель питания, поскольку 9-вольтовые батареи или элементы АА-типа обеспечивают почти полное время жизни (соответственно 500 мА·ч и 1400 мА·ч) при токах потребления меньше 20 мкА.

При использовании взвешенного батарейного питания наиболее простая схема содержит неинвертирующий усилитель с высоким коэффициентом усиления, который работает на измерительный прибор с нулевой центральной точкой шкалы (рис. 14.30).

Рис. 14.30. Прибор для поиска неисправностей: плавающий усилитель постоянного тока с высоким коэффициентом усиления и ограничивающими выходной сигнал диодами.

Поскольку вход и выход являются по сути биполярными, вероятно, будет лучше использовать пару АА-элементов, обеспечивающих питание ОУ от нестабилизированных источников питания +1,5 В. Обратно включенные диоды Шоттки уменьшают коэффициент усиления при больших размахах сигнала и предотвращают зашкаливание прибора; на рис. 14.31 представлены его результирующие характеристики, т. е. в зависимости от напряжения U_вх.

Рис. 14.31. Прибор для поиска неисправностей обеспечивает большой динамический диапазон с помощью нелинейной обратной связи.

Следует отметить, что входной резистор цепи защиты в случае превышения напряжениями значений +1,5 В подключается поперек входов. Резистор с номиналом 10 кОм поперек входа поддерживает нулевое напряжение на выходе, когда прибор не подключен к испытываемой схеме. Главная трудность при таком проектировании состоит в обеспечении выходного смещения не более 100 мкВ, в то время как сохраняется микромощный ток потребления, и все это должно быть при напряжениях источника питания как раз ±1,5 В. ОУ типа TLC251A предназначен для работы в условиях, когда общее напряжение источника питания достигает 1 В, а его КМОП выходной каскад дает размах сигнала, соответствующий полному перепаду напряжений питания. Он имеет выбираемые рабочие токи, а именно 10 мкА, 150 мкА и 1 мА; как и следовало ожидать, мы выбираем ток 10 мкА (подключая контакт 8 к U₊). При таком выборе уменьшается скорость нарастания и ширина полосы пропускания, что нам безразлично, но реально улучшается дрейф входного смещения (0,7 мкВ/°С).

Неподстроенное входное смещение составляет 5 мВ и его, очевидно, придется скомпенсировать. Однако вот краткая выдержка из технических условий, а именно: «величина нулевого диапазона меняется в соответствии с выбором напряжения смещения… При малом смещении или когда ОУ TLC251 используется при напряжении питания ниже 4 В общее приведение к нулю может не обеспечиваться на всех экземплярах». Если же при подстройке напряжения смещения обычным образом схема все же не работает, то спроектируйте свою собственную. Здесь мы обращаемся к предлагаемой схеме. Она гарантирует работу, поскольку можно подавать больше 5 мВ на инвертирующий вход. И это увеличит ток потребления только на 3 мкА. Но это компромиссное решение, поскольку сама подстройка зависит от напряжения нестабилизированной батареи. Ток подстройки пропорционален напряжению батареи так, что в худшем случае (начальная входная погрешность полные 5 мВ) дрейф напряжения смещения составит 50 мкВ на процент изменения напряжения батареи.

До последнего времени не было четкого решения этой проблемы. Однако ОУ типа ОР-90 фирмы PMI счастливо обеспечивает здесь прекрасное решение. Он представляет собой микромощный ОУ с током питания 12 мкА и может работать при напряжениях источников питания вплоть до +0,8 В. В своей лучшей модификации (ОР-90Е) он имеет U_см = 150 мкВ (макс), неподстраиваемое. Хотя это и биполярный ОУ, размах его выходного напряжения в целом достигает отрицательного перепада и падение напряжения на диоде ниже положительного перепада, что в данном случае достаточно хорошо. Для этой прикладной задачи было бы, вероятно, более разумно купить дешевый образец (OP-90G, 0,5 мВ) и подстроить его напряжение смещения с помощью внешней цепи. Одним из преимуществ от использования микромощного ОУ с фиксированным смещением по сравнению с программируемым ОУ является то, что подстройка напряжения смещения гарантирует работу.

Многоцелевые микромощные ОУ. Первым программируемым ОУ (в действительности первый маломощный ОУ) был биполярный ОУ типа 4520, выпущенный в 1967 г. фирмой Union Carbide, которая впоследствии продала свою поточную линию по выпуску линейных схем фирме Solitron. В 1970 г. ОУ 4250 стоил 42,5 долл. Они сразу стали популярными (и еще остаются) и широко выпускаются вторичными фирмами-изготовителями. ОУ 4520 пригоден для работы вплоть до микроамперных токов или около того и будет работать с общим напряжением источника питания 2 В. Он дешев и обеспечивает приличные рабочие характеристики.

ОУ 4250 обладает одной характерной конструктивной особенностью, которая может привести к проблемам, когда он работает на малом токе. Он имеет забавную цепь смещения, которая обеспечивает дополнительный ток в каскадах выходных формирователей, если выходной ток через нагрузку на землю является большим (по сравнению с током I_уст, умноженным на пару h_21э). При этом предполагалось обеспечить помощь в запитывании чрезмерных нагрузок, но тогда сама схема может получить обратный пробой, если вы переборщите с этим, т. е. с формирователями, отбирающими ток питания от остальной части ОУ. Сам ОУ тогда выключается, происходит разряд через корректирующий конденсатор, затем напряжение снова быстро возрастает и т. д., что приводит к низкочастотным колебаниям с частотой в несколько сотен герц. Этот недостаток был устранен в счетверенном биполярном ОУ LM346, который не «моторная лодка», но который из-за этого, следовательно, имеет жалкую производительность по выходному вытекающему, току при низких токах питания (рис. 14.32).

Рис. 14.32. Зависимость выходного возбуждения (вытекающий и втекающий ток) различных программируемых ОУ от тока источника питания.

ОУ 346 представляет собой в других отношениях чудесный ОУ, организованный как один ОУ плюс строенный ОУ с соответствующей парой входов программирования. Одна проблема, характерная для биполярных программируемых ОУ, которые функционируют при очень низких токах, связана с тем, что входной ток смещения не падает так же быстро, как ток потребления от источника питания (т. е. коэффициент передачи бета входного каскада уменьшается при малом токе коллектора); например, ОУ LM346 имеет относительно большое значение тока I_б (макс.) порядка 100 нА при функционировании при токе 35 мкА на один ОУ. Эта проблема часто становится серьезной, поскольку в большинстве программируемых ОУ во входных каскадах не используется схема Дарлингтона или супер-бета-транзисторы. При проектировании более современных программируемых ОУ особое внимание уделяется полевым МОП-транзисторам, в качестве примера можно привести следующие серии: ICL761x фирмы Intersil, «ЛинКМОП» TLC250/270 фирмы TI и САЗ440 фирмы RCA. Все они имеют токи смещения в пикоамперном диапазоне, все допускают подачу синфазного сигнала в диапазоне вплоть до отрицательного перепада напряжения питания. ОУ типа ICL7612 имеет дополнительную полезную особенность, а именно возможность функционирования при размахе входного синфазного сигнала выше обоих перепадов питания. Выходные каскады на полевых МОП-транзисторах могут обеспечивать размах сигнала до уровней напряжения питания; выходные каскады ОУ серии 761x все могут достигать насыщения на уровне обоих напряжений питания, в то время как ОУ серии TLC250/270 достигают насыщения только при отрицательном напряжении питания. Только ОУ типа 3440 является полностью программируемым (другие предлагают выбор в виде трех токов питания) и считается неоспоримым чемпионом при работе на крайне низких токах. Вы можете запустить его при токах питания в несколько наноампер, хотя при этом не будут обеспечиваться характеристики по скорости: при токе питания 100 нА ОУ 3440 имеет скорость нарастания 0,0004 В/мкс, а его f_T = 200 Гц! Однако вследствие своей МОП-структуры он еще обеспечивает хорошую производительность по выходу (1 мА при общем перепаде напряжения питания 2 В). ОУ 3440 представляет собой хороший выбор для микромощного проектирования. (Предупреждение: отметим, что на рис. 7 и 8 в технических условиях должно быть указано нА, а не мкА.).

Семейство ЛинКМОП ОУ фирмы TI (серии TLC250/270) имеет некоторые очень привлекательные особенности, включая (аналогично 3440) хорошую производительность по выходу при низком токе питания. В нем используется технология легирования фосфором поликремниевого затвора с тем, чтобы получить крайне низкий временной дрейф напряжения смещения (0,1 мкВ/мес) и избежать традиционной хилости ОУ и компараторов на МОП-транзисторах с металлическим затвором. Фирма TI выпускает реальный победитель по этим параметрам, но неудачно и скудно представленный в их традиционно малоинформативных технических данных по линейным устройствам.

Для большинства ОУ по КМОП-технологии (включая и все упомянутые выше) характерна проблема, связанная с ограничением общего напряжения питания (см. разд. 4.22), в типовом случае 16 В (например, +8 В макс). Это плохие новости; хорошей же новостью является то, что они могут работать при очень низких общих напряжениях источника питания (2 В — для 761x, 1 В - для TLC250, 4 В — для 3440).

Мы собрали в табл. 14.6 и 14.7 данные о маломощных и программируемых ОУ, по которым у нас имеется информация. Если вы сравните их с табл. 3.1, то увидите, что микромощное проектирование представляет собой специальный предмет.

Пример микромощного проектирования: интегрирующий метроном. На рис. 14.33 показана микромощная схема, которая формирует внятное тикание со скоростью, пропорциональной интенсивности светового потока от лампы фотоувеличителя. Таким образом, если вы зададите время экспозиции вашего фотоувеличителя, то отпечатки будут экспонированы одинаково, даже если яркость лампы меняется (возможно, вследствие изменений напряжений в сети питания, прогрева флуоресцентной лампы и т. д.).

Рис. 14.33. Микромощный светоинтегрирующий таймер для фотолаборатории.

Целью проектирования была также возможность функционирования при батарейном питании с напряжением 9 В (простая, дешевая) и отсутствие выключателя сети (пользователи забывают выключать его). Так же должна быть сигнализация (на светодиоде) хорошего состояния батареи. Поскольку ток питания от батареи должен поддерживаться на уровне ниже 20 мкА с тем, чтобы 9-вольтовая батарея имела срок службы 2 г. (500 мА·ч, см. табл. 14.2), и поскольку светодиод и пьезоэлектрический звуковой индикатор потребляют ток по несколько миллиампер каждый, то единственным способом исключить выключатель питания состоит в том, чтобы использовать методы отключения источника питания (см. разд. 14.17), включая мощные схемы только на время, когда обнаруживается свет от лампы. Это прекрасная возможность использовать программируемые ОУ, которые можно отключать через их контакт программирования. Давайте рассмотрим саму схему.

Нам необходимо биполярное питание, но нет желания использовать две батареи, и тогда мы начали с применения микромощного повторителя U₂ для формирования потенциала «земли» на уровне +6 В (обозначение "REF6"). Через делитель (пока пренебрегаем резистором R₆) протекает ток 1 мкА, а сам ОУ 3440 имеет такое смещение через резистор R₈, что его рабочий ток составляет 2,5 мкА (U_п = 10/I_уст). ОУ 3440 представляет для этой задачи хороший выбор, поскольку он сделан по КМОП-технологии, которая обеспечивает пренебрежимо малый входной ток (50 пА, макс.) и обладает производительностью по выходному току в несколько миллиампер (как втекающему, так и вытекающему), даже при микроамперных токах покоя. В действительности мы могли бы его запустить и при меньшем токе; мы выбрали номинал резистора 22 МОм, поскольку это максимально возможный номинал стандартного резистора, а результирующий ток лежит в пределах нашего бюджета! Следует отметить шунтирование цепи делителя с целью подавления «мусора» из-за емкостной связи (с мегаомными полными сопротивлениями следует обращаться осторожно). Подключенный к выходу конденсатор с номиналом 2,2 мкФ поддерживает низким полное сопротивление этой шины даже на высоких частотах, где у ОУ U₂ нет усиления (f_T = 0,01 МГц при токе I_п = 2,5 мкА), резистор развязки R₉ предотвращает возбуждение усилителя U₂ при емкостной нагрузке (см. разд. 7.07). На усилитель U₂ всегда подается питание.

Детектор освещенности представляет собой фотодиод, который вырабатывает ток (номинальное значение 100 мкА, но пропорциональное интенсивности света от излучателя) в короткозамкнутой нагрузке, а именно, в виртуальную землю (точку кажущейся земли) усилителя U_1а. Нам требуется сформировать частоту колебаний в точности пропорционально этому току, что подразумевает наличие конденсатора и релаксационного генератора. Эта схема не будет работать, поскольку фотодиод, действующий как источник тока, имеет очень маленькую податливость (0,1 В или меньше). Кроме того, необходимо выбрать способ откалибровать сам прибор, т. е. провести регулировку, которая обеспечит тикание метронома через интервалы в 1 с, когда конкретная лампа имеет нормальную яркость (что может соответствовать току 50 мкА или 200 мкА, а не номинальному 100 мкА). Наконец, необходимо выбрать способ включения источника питания при обнаружении света.

Вследствие этих причин мы начали с разработки каскада с транссопротивлением (преобразование тока в напряжение), коэффициент усиления которого регулируется с помощью резистора R₃ в диапазоне, большем, чем 15:1. Конденсатор С₁ добавлен в схему с целью некоторого сглаживания пульсаций флуоресцентных источников света, которые мерцают с частотой 120 Гц. Фотодиод подключен к точке REF6, с тем чтобы поддерживать его в рабочем диапазоне усилителя U₁ по синфазному сигналу. Это приводит к тому, что напряжение на выходе усилителя U_1а ниже потенциала точки REF6 на величину, пропорциональную световому потоку, в номинальном режиме она составляет 0,66 В (для тикания с интервалом 1 с), когда уже проведена калибровка. Выходной сигнал с усилителя U_1а поступает на две схемы: компаратор (U_1c), который управляет выключением источника питания, и источник тока (U_1В), который обеспечивает возбуждение релаксационного генератора, поделенная частота которого и будет выходным параметром метронома.

Компаратор (U_1c) представляет собой одно из трех звеньев усилителя U₁ (а, b и с), которые функционируют постоянно, его смещение проводится через резистор R₁₀ при общем токе приблизительно 9 мкА. Мы хотим включать источник питания, когда напряжение выходного сигнала усилителя U_1a становится чуть ниже потенциала шины RFE6, при этом мы снимаем эталонное напряжение с резистора R₆ делителя на входе усилителя U₂, которое на 0,1 В ниже потенциала шины REF6. Выходной сигнал компаратора U_1c переводит транзистор T₁ в насыщение, что приводит к подключению источника питания +9 В, который обозначен как "+ 9SW" и который, следовательно, появляется всякий раз, когда включается лампа фотоувеличителя.

Источник тока (U_1b) работает постоянно. Он реализован в виде стандартной структуры (см. разд. 4.07), состоящей из ОУ и p-n-p-транзистора, и выдает в конденсатор С₅ ток 3,2 мкА, когда на его вход подается номинальное напряжение, которое на 0,66 В ниже потенциала шины REF6. Следует отметить, что одна из выгод от того, что сам фототок не используется непосредственно, связана с возможностью его масштабирования к удобному значению; в нашем случае при токе 3,2 мкА в конденсаторе с номиналом 0,1 мкФ (т. е. dU/dt = I/C = 32 В/с) в микросхеме 332 (в которой используется прецизионный источник эталонного напряжения для установки напряжения его точки запуска в 2 В) вырабатывается сигнал с частотой 16 Гц. «Шведский» стол из резисторов, конденсаторов и диодов, которые окружают схему 332, является неудачным, но «он» требуется для образования релаксационного генератора из этого не совсем удачного кристалла.

Состоящая из резистора 3,3 кОм и конденсатора 100 пФ цепь, подключенная к выходу схемы 332, это то, что мы посчитали необходимым сделать для лечения его генетических предрасположенностей, связанных с удвоением частоты переключений (сама схема 555 часто предлагает ту же самую проблему, с тем же методом лечения). Его выходной сигнал поступает на КМОП-делитель на 16, выходной сигнал которого — тикание с длительностью 1/16 с через 1-секундные интервалы — вызывает насыщение транзистора Т₃  возбуждения пьезоэлектрической звуковой головки А₁. Цепь R₁₉-C₈ обнуляет сам делитель в начале каждой экспозиции, так что первый сигнал появляется в конце первой «псевдосекунды».

Последняя секция (U_1d) счетверенной схемы 346 используется в режиме компаратора как комбинированный индикатор «включения лампы» и «исправности батареи». Его ток покоя программируется отдельным резистором R₂₄, следовательно, его напряжение питания появляется только после включения напряжения +9SW. Д₄ - это высококачественный светодиод, который работает при токе 2 мА, и, таким образом светится, когда включается световая головка, при условии, что напряжение с делителя R₂₂-R₂₃ по крайней мере на 3,15 В (стабильное эталонное напряжение, обычно выдаваемое схемой 322) превышает отрицательный перепад напряжения питания. Это условие будет выполняться, если напряжение батареи составляет по крайней мере 7 В, т. е. она работоспособна.

Вследствие того, что производится выключение источника питания, только U_1a-с и U₂ работают постоянно, обеспечивая комбинированный ток потребления около 12 мкА. Когда элемент U_1c ощущает фототок от световой головки, он включает напряжение +9SW, обеспечивая питанием схему 322 (2,5 мА), светодиод (2 мА) и пьезоэлектрическую звуковую головку (1/16 x 8 мА, т. е. средний ток 0,5 мА). Вычисленное время службы самой батареи составляет приблизительно 5 лет (или «долговечность») в состоянии покоя и 100 ч при функционировании. При среднем времени экспозиции 15 с — это обеспечит получение 24000 снимков.

При проектировании выбор ОУ 3440 был обусловлен его хорошей нагрузочной способностью и низким входным током при малом значении I_п. Мы выбрали ОУ 346 из-за его хороших общих характеристик в сочетании с низкой стоимостью при обычном счетверенном корпусе. Использование схемы 322 связано с наличием в ней внутреннего источника эталонного напряжения, что позволяет обойтись без стабилизированных источников питания (что потребовалось бы при использовании схем, аналогичных 555), когда его времязадающий конденсатор запитывается от внешнего тока, не зависящего от источника питания. Выход его источника эталонного напряжения дает прекрасную возможность реализовать индикацию состояния «батарея-разряжена».

Потенциал шины «земли» был выбран (несимметрично и максимально возможным) +6 В для обеспечения максимального динамического диапазона по яркости световой головки: поскольку конденсатор С₅ заряжается на 2 В выше отрицательного напряжения питания, сама же схема перестанет работать, когда программируемое током напряжение на резисторе R₁₃ достигает приблизительно 4 В (в 6 раз превышающий номинальное значение), поскольку сам источник тока тогда станет неподатливым. На нижнем крае динамического диапазона напряжения смещения в усилителях U_1a и U_1b начнут давать ошибки приблизительно при освещенности в 1/6 от номинальной. Таким образом, комбинируя выбором напряжения шины земли (+6 В) и номинального программирующего напряжения (0,66 В), удалось получить динамический диапазон от 1/6 до 6 от номинального значения, что существенно выше того, к чему могут привести флуктуации светового потока любого источника света. Например, флуоресцентная лампа исходно при комнатной температуре производит 1/3 от своей полной яркости при полном прогреве. Мы выбрали частоту 16 Гц, поскольку тогда единственный делитель на 16 может обеспечить сигнал возбуждения пьезоэлектрической звуковой головки без одновибраторов.

Замечание по схеме защиты: резистор R₁ предотвращает повреждение самого фотодиода при пиковых токах, которые могут в необычных условиях возникать при заряде конденсатора С₁. Фиксаторы уровней Д₁ и Д₂ предохраняют от повреждения усилитель U_1a при подаче чего-нибудь безумного во входную цепь. Резистор R₁₈ предохраняет конденсатор С₈ от перезаряда, т. е. от перевода схемы U₄ в тиристорный ключевой режим с фиксацией состояния, когда выключается напряжение питания + 9SW. Хотя эти предосторожности могут быть в большинстве случаев излишними, они были использованы на всякий случай, поскольку этот прибор является коммерческим изделием, где умеренная интенсивность отказов может уничтожить весь ваш доход (а также и вашу репутацию!).

Разнообразные идеи: микромощные ОУ. Контакт программирования можно использовать в качестве удобного управления выключением питания, как это показано на рис. 14.34.

Рис. 14.34. Использование контакта программирования для управления отключением питания.

Это проще, чем коммутировать напряжения источников питания ОУ, как мы вынуждены были сделать для других, больших по току нагрузок, как пример с метрономом. Большинство программируемых ОУ (3440, 4250) работает на втекающем токе I_уст, как это показано на рисунке, так что вы можете использовать эту простую цепь. Это может быть хорошей идеей; подключить высокоомный поддерживающий резистор на положительный источник питания ОУ для обеспечения шунтирования токов утечки и, следовательно, гарантированного полного выключения.

Некоторые ОУ являются «квазипрограммируемыми» в том смысле, что они допускают выбор нескольких фиксированных рабочих токов (в типовом случае 10 мкА, 100 мкА и 1 мА). Примерами этого могут служить ОУ ILC7612 и TLC251/271. Серия TLC250/270 к тому же имеет в корпусе несколько ОУ с «низким» (10 мкА на секцию), «средним» (150 мкА на секцию) и «высоким» (1 мА на секцию) значением тока покоя, которые определяются по части цифрового обозначения, а именно TLC27L2, TLC27M4 и TLC274 (соответственно низкий ток, сдвоенный; средний ток, счетверенный; высокий ток, счетверенный).

При использовании КМОП-ОУ в режиме компаратора следует остерегаться больших временных дрейфов напряжения U_см, они вызываются миграцией ионов натрия в области затвора при долговременной подаче входного дифференциального напряжения, это не будет оказывать влияния на их работу в качестве ОУ, где обратная связь приводит к нулю дифференциальное входное напряжение. ЛинКМОП — серия TLC270 не страдает этой болезнью из-за ее легированного фосфором поликремниевого затвора.

Некоторые КМОП-ОУ характеризуются драматическим увеличением входного тока (утечки), когда работают при высоком напряжении питания и ненулевом входном напряжении; например, семейство ЛинКМОП ОУ фирмы TI может иметь ток I_вх порядка 20 нА при напряжении U_вх = +2 В и U_пит = ±9 В. Напомним также, что всем ОУ на полевых транзисторах (как на полевых с p-n-переходом, так и на полевых МОП) присуще катастрофическое возрастание входного тока при повышении температуры, в типовом случае удваиваясь каждые 10 °C. При высоких температурах ОУ на полевых транзисторах часто имеют более высокие входные токи, чем хорошие биполярные типы; см. рис. 3.30.

Это неприятный факт, что большинство микромощных ОУ имеют внутреннюю коррекцию для обеспечения единичного усиления. При низких токах покоя вам необходимы вся скорость нарастания и полоса пропускания, какие только можно получить, так что было бы чудесно приобрести декомпенсированные или некомпенсированные микромощные ОУ для использования в прикладных задачах с большим коэффициентом усиления. Имеется один такой ОУ, а именно, ОР-32 фирмы PMI, но его скорость нарастания и частота f_T лишь слегка лучше, чем у единично-компенсированных ОУ, таких, как 4250 и 346.

14.13. Микромощные компараторы.

Те же самые компромиссы между скоростью и мощностью, которые ограничивают эксплуатационные данные микромощного ОУ, также применимы и к компараторам. Однако что касается сравнения обычных компараторов и ОУ, всегда можно получить лучшие характеристики по быстродействию у компаратора, а не у ОУ, эквивалентной мощности; это происходит вследствие того, что интегральные компараторы не предназначены для использования в режиме с отрицательной обратной связью и в них отсутствует снижающая быстродействие частотная коррекция. Конечно, если вы не беспокоитесь о быстродействии, то ОУ будет зачастую решать эту задачу лучшим образом, как в выше приведенной схеме метронома.

Аналогично ОУ микромощные компараторы выпускаются в двух разновидностях, а именно, с программируемым и фиксированным током I_п. Примером первого может служить LP365-счетверенный программируемый биполярный компаратор, который характеризуется общим током потребления от источника питания 10 мкА; он может работать при общем напряжении источника питания от 4 до 36 В и имеет отдельный выходной эмиттерный контакт (как 311), так что можно сравнивать отрицательные напряжения и в то же время вырабатывать сигнал на логическую схему. Примером второго может служить LP339 — микромощная версия (15 мкА на секцию) популярного маломощного (200 мкА на секцию) счетверенного компаратора LM339. Фирма TI выпускает КМОП-аналоги схемы 339/393 (TLC339/393) даже с еще меньшим током покоя и прекрасными рабочими характеристиками по быстродействию и мощности; они также поставляют их с активными привязками (TLC3 702/4), так что вы можете не тратить впустую драгоценный ток (и быстродействие) на внешнюю резистивную привязку.

Необычный микромощный компаратор — это LT1040, в который введено выключение питания, что позволяет достичь среднего значения тока покоя в 0,1 мкА при внешнем стробировании раз в секунду. В противоположность этому вы можете использовать внутренний стробируемый генератор, который потребляет дополнительно 0,5 мкА. Времени ожидания в 1 с совершенно достаточно, если вы контролируете медленно меняющиеся величины, например уровень топлива в баке. ИС LT1040 представляет собой счетверенный компаратор, выполненный по КМОП-технологии, и он имеет выходные ключевые схемы с фиксацией состояния.

Кроме того, он имеет выходной контакт «импульсного питания», который находится в активном состоянии около 80 мкс в течение времени преобразования, так что вы можете запитать резистивную цепь (например, мостовую цепь с термистором в одной из ветвей) на входе также от выключаемого источника питания. Этот кристалл (или его ближайший аналог LT1041) был бы хорошим выбором просто в качестве низкочастотного микромощного генератора (см. следующий раздел), поскольку микроамперные генераторы не так-то просто разработать. Однако следует отметить, что это, в частности, нестабильный генератор.

Вы можете применить выключаемый источник и для питания обычных (т. е. быстродействующих) компараторов, если хотите провести редкие сравнения в известные моменты времени. Например, вам необходимо выполнить акустическое измерение дальности путем подачи коротких звуковых посылок, а затем измерить двойное время прохождения сигнала в прямом и обратном направлении по приходящему эху. При измерении разности между временами прихода начала и конца посылок мы сможем даже измерить скорость. Здесь важно быстродействие и с помощью логических КМОП-схем можно решить эту задачу, но вы, вероятно, захотите иметь рабочие характеристики полномощного компаратора (см. табл. 9.3). Выключение источника питания вполне естественно здесь, поскольку вы знаете, когда необходимо проводить само измерение. В табл. 14.8 представлены имеющиеся в настоящее время маломощные компараторы.

14.14. Микромощные таймеры и генераторы.

В инструментальных средствах, питание которых производится от батареи, часто требуется формировать интервалы времени в час или около того. Вам может потребоваться провести редкие измерения с помощью различных датчиков, микропроцессора с выключаемым источником питания и системы связи (или регистрации данных) с выключаемым источником питания. Вся эта система должна «просыпаться» в заранее определенные моменты времени. Час — это достаточно большое время для установки выдержки времени с помощью RC-цепи; итак, вам потребуется более высокочастотный генератор и делитель (возможно, программируемый для задания интервала до следующего «просыпания»). Поскольку сам таймер — это только часть системы, которая функционирует постоянно, необходимо обеспечить его работу при низком значении тока. Какой же имеется выбор?

КМОП-релаксационные генераторы. Первая вещь, которую следует отметить, это то, что обычный КМОП-релаксационный генератор серии 4000 (см. рис. 8.90), работающий при нормальных напряжениях, отбирает довольно большой ток в режиме класса А, главным образом вследствие электропроводности между шинами питания, когда входной сигнал достигает порогового для КМОП-схем значения во время каждой половины цикла. Этот средний ток лежит где-то в пределах 50 мкА, когда напряжение питания составляет 5 В (быстро повышаясь при более высоком напряжении питания), и, как правило, не зависит от частоты колебаний. Решению самой проблемы не поможет установка быстродействующих серий 74НС или 74АС. Однако если сам генератор работает при напряжении 3 В, например от литиевой батареи, то его ток питания будет лежать в микроамперном диапазоне. На рис. 14.35 изображен такой микромощный генератор и указан ток потребления при различных напряжениях источника питания. При установке логических схем серии 74НС вы получите генератор с очень маленьким джиттером, хотя стабильность по напряжению схемы этого типа плохая (в типовом случае изменение частоты на 10 % при изменении напряжения от 1 В до 1,6 В).

Рис. 14.35. Микромощный КМОП релаксационный генератор.

Интегральные генераторы. IСМ7242 фирмы Intersil. Он представляет собой КМОП RС-генератор плюс 8-бит делитель, который работает при напряжении питания от 2 до 16 В и потребляет ток приблизительно 100 мкА при напряжении 5 В. Неприятен тот факт, что ток потребления не снижается значительно при низком напряжении источника питания. Типовой температурный коэффициент частоты составляет 2,5·10^-4/°С.

ICM7240/50/60 фирмы Intersil/Maxim. Они аналогичны ICM7242, но имеют программируемые цифровые делители. Они потребляют такой же ток от источника питания.

ICM7207/A фирмы Intersil. Это КМОП кварцевые генераторы с делителями, предназначенные для обеспечения частот выходного сигнала соответственно 100 Гц/10 Гц и 10 Гц/1 Гц; для получения этих частот вы должны использовать кварцевые резонаторы с частотами 6,5536 и 5,24288 МГц. Эти кристаллы потребляют ток 260 мкА при напряжении 5 В, который падает до 80 мкА при напряжении 3 В. В их технических характеристиках записано, что они будут работать при снижении напряжения до 1 В на более низких частотах, токи потребления составят несколько микроампер.

ICM7555/6 фирмы Intersil и другие. Это КМОП-аналоги схемы 555, как правило, с улучшенными характеристиками (более низкий ток питания, более высокая максимальная частота, гораздо меньшие переходные процессы в токе питания). Ток покоя составляет 60 мкА при напряжении 5 В, который также почти равен рабочему току в режиме генератора, если используется большое значение времязадающего резистора. Типовое значение температурного коэффициента составляет 1,5·10^-4/°С ИС 7556 — это сдвоенный 7555. Аналогичная схема LMC555 фирмы National потребляет ток 100 мкА и имеет температурный коэффициент 7,5·10^-5/°С. Посмотрите в табл. 5.3 параметры других схем 555, выпускаемых фирмами TI, Advanced Linear Devices и Exar.

Операционные усилители. Релаксационный генератор на ОУ (рис. 5.29), построенный на микромощном ОУ, представляет собой хороший низкочастотный генератор. Используйте ОУ с подлинным КМОП выходным каскадом для обеспечения удвоенного размаха выходного сигнала между напряжениями питания, в особенности при низких напряжениях источника питания, с тем чтобы получить малое значение температурного коэффициента и надежную генерацию. В этом смысле хороши ОУ типа 7611/2.

LTI040. Это компаратор с выключаемым питанием выпускается фирмой Linear Technology и, как было указано выше, имеет внутренний микромощный генератор (ток 0,3 мкА на низкой частоте). Ток питания меняется линейно с частотой и определяется следующим образом: I (мкА) = f (Гц)/10. Генератор, в частности, нестабилен (0,2 %/°С, 10 %/В), но он определенно является микромощным на низких частотах.

COPS-таймер. ИС СОРЧ98 фирмы National является представителем их COPS-серии микроконтроллеров с последовательным интерфейсом "MICROWIRE". В состав ИС COPS498 входит схема кварцевого генератора с частотой 32,768 кГц, который функционирует при токе 20 мкА (макс.) при напряжении питания 2,4 В. Он должен программироваться через последовательную шину, но тогда он может формировать запускающие импульсы с частотой 1 или 16 Гц. Стабильность несколько единиц x 10^-6/°С является типовой для кристаллов «камертонного» типа.

Тактовая синхронизация календаря. Схемы ММ58174/274 фирмы NSC служат типичным примером кристаллов хронометрирования микропроцессоров. Они запускаются от схем батарейной поддержки, когда выключается питание компьютера, и они сохраняют рабочее время и информацию о дате, которые считываются (и устанавливаются) через шину данных компьютера как порт ввода/вывода. Схема 58174 фунционирует (работающий генератор) при токе 10 мкА (макс.) при напряжении питания 2,2 В. Аналогично кристаллу COPS его можно прерывать на периодические интервалы, но только в режиме потребления полной мощности и при напряжении питания 5 В (ток потребления 1 мА); а также подобно кристаллу COPS он должен программироваться через шину для установки интервала прерывания. Другие популярные кристаллы тактовой синхронизации календаря — это DP8570 (фирма National), ICM7170 (фирма Intersil), МС146818 (фирма Motorola) и MSM5832 (фирма Oki). Некоторые из них позволяют использовать высокочастотные (1 МГц или выше) кварцевые резонаторы для обеспечения лучшей температурной стабильности. Фирма Epson выпускает кристалл тактовой синхронизации календаря с внутренним кварцевым резонатором (RTC58321).

Схемы для наручных часов. Имеются в наличии низковольтные КМОП-кристаллы, спроектированные для запуска шаговых двигателей в наручных часах с аналоговым отображением времени. Например, для останавливаемой схемы ICM7245 требовался кварцевый резонатор с частотой 32,768 кГц, который работает от напряжения питания 1,5 В (одноэлементная батарея) и потребляет ток только 0,4 мкА; различные его разновидности вырабатывают выходные сигналы с частотами 1, 0,1 или 0,05 Гц. Поскольку он был спроектирован для хронометрирования, то обладает очень хорошей стабильностью, в типовом случае 10^-7 во всем диапазоне напряжения питания. Фирма National предлагает схему ММ5368, выпускаемый в мини-DIP-корпусе генератор с частотой 32 кГц, который потребляет ток 50 мкА (макс.) при напряжении 3 В и обеспечивает частоты выходного сигнала 1, 10 и 50/60 Гц. Их ИС ММ53107 потребляет ток 75 мкА при напряжении 3 В и при использовании кварцевого резонатора с частотой 1 МГц обеспечивает частоту выходного сигнала ~= 30 Гц.

Программируемый однопереходный транзистор. Однопереходный транзистор (ОПТ) представляет собой трехконтактный (эмиттер, база 1, база 2) прибор с отрицательным сопротивлением, который пользовался определенной популярностью в 60-х годах в триггерных схемах и несинхронизируемых генераторах. Этот прибор переходит в „тяжелый" режим от эмиттера к базе, когда контакт эмиттера становится более положительным, чем критическое напряжение триггера U_тр = ηU_ББ + 0,6, т. е. на падение напряжения на диоде выше фиксированной доли г| (это «отношение входного сопротивления к межбазовому сопротивлению» и в типовом случае составляет около 0,6) межбазового напряжения, он продолжает проводить до тех пор пока эмиттерный ток не упадет ниже некоторого минимального («ток впадины») значения. Схема классического генератора на ОПТ представлена на рис. 14.36, а с положительными импульсами в цепи базы 1, которые используются для переключения n-p-n-транзистора с целью формирования логических уровней.

Вы едва ли еще найдете ОПТ в каких-либо других схемах, поскольку и ОУ, и ИС типа 7555 могут выполнить эту задачу лучше. Однако существует необычная серия ОПТ, известная как программируемые ОПТ, в которых триггерные параметры (η, ток вершины и ток впадины) можно устанавливать с помощью внешнего делителя. Прибор 2N6028 в частности предназначен для пиковых токов порядка 0,1 мкА и может, следовательно, работать в режиме генератора с током, не превышающем микроампер. На рис. 14.36, б изображен генератор на частоте 10 Гц с выходными КМОП-логическими уровнями и рабочим током 1 мкА, посмотрите также рис. 6.57, где мы использовали ОПТ в микромощном преобразователе.

Рис. 14.36. Релаксационные генераторы на однопереходном транзисторе.

Проектирование цифровых микромощных устройств.

На первый взгляд проектирование микромощных цифровых устройств достаточно тривиальная задача: просто использовать КМОП-технологию везде, включая микропроцессоры и память. Правда? Почти так. КМОП-серии — это конечно правильный выбор, хотя биполярные логические схемы можно использовать в режиме с выключаемым источником питания. Но сейчас имеются особые разновидности КМОП-приборов и много ловушек, которые могут неожиданно возникать, так что при проектировании на КМОП-приборах можно получить все, что угодно, только не микромощное устройство. В этом заключительном разделе главы мы проведем обзор семейств КМОП-схем и способов проектирования на них, так что вы действительно добьетесь малого потребления мощности, что необходимо при использовании в качестве источника питания батареи.

14.15. КМОП-семейства.

Как мы уже рассмотрели в гл. 9, имеется несколько КМОП-серий; выбор лучшей же серии зависит от вида конкретной прикладной задачи. Они представлены в табл. 9.1.

Серии 4000В/74С. Эта В - серия представляет собой модернизацию исходной КМОП-серии с металлическим затвором, в паспортных данных на которую указано, что она может функционировать при напряжениях источника питания от 3 до 15 В. Работа при предельном напряжении 3 В допустима, но, однако, сопряжена с высоким значением Z_вых, плохой помехозащищенностью и малым быстродействием. На практике минимальное напряжение питания составляет 5 В. На верхнем же краю диапазона напряжений источника питания при переключении возникает значительный ток режима класса А и отмечается большая склонность к внезапному выходу схемы из строя от всплесков напряжений в цепи источника питания. Эти КМОП-семейства являются довольно привлекательными в смысле производительности выходного каскада, а именно ток в 1 мА или меньше при напряжении питания 5 В. Серия 74С по электрическим параметрам эквивалентна серии 4000В, включая и диапазон напряжений источника питания, но с реализацией логических функций и расположением контактов, как у 74 серии ТТЛ. Фирма Fair-child предлагает улучшенную серию — «Изопланарную С» (более быстродействующая при том же самом диапазоне напряжений), что делает и фирма Philips/Signetics (называется «LOCMOS» — МОП-структура с использованием локального окисления). Это единственная КМОП-серия, которая может работать в широком диапазоне наряжений питания; она идеальна при организации питания непосредственно от батареи с напряжением 9 В.

Серии 74НС и 74АС. «Быстродействующая» КМОП-серия с поликремниевым затвором (по быстродействию АС = 74LS, АС = 74F/74AS) работает в диапазоне напряжений питания от 2 до 6 В (или от 1,5 до 5 В) и на самом деле точно ориентирована на этот диапазон. Эти приборы являются достаточно сильными с хорошей защитой входных цепей и кажущейся свободой от ключевого режима с фиксацией состояния (тиристорного эффекта). Они имеют КМОП-пороги (т. е. половина напряжения U_CC) и размах уровней выходного сигнала, равный напряжению питания. Сама АС-серия реализует большинство функций популярной серии 4000В (например, 74НСЧ046), а также функций обычной серии 74LS.

Серии 74НСТ и 74АСТ. Это варианты серий НС и АС, но с входными ТТЛ-порогами для обеспечения совместимости с ТТЛ-приборами, т. е. когда в одной схеме требуется взаимодействие ТТЛ- и МОП-приборов. Поскольку микромощные схемы, как правило, не имеют каких-либо биполярных ТТЛ-приборов, вы всегда можете выбрать серию НС/АС, учитывая ее большую помехозащищенность. Для НСТ- и АСТ-приборов требуется питание 5 В ± 10 %.

Схемы специального назначения с низким порогом. Как мы покажем ниже, мощность рассеивания КМОП-приборов в динамическом режиме пропорциональна корню из напряжения питания. Это мощный (!) стимул для работы при низком напряжении источника питания, что является основанием для использования в наручных часах субмикроваттных кристаллов (напряжение источника питания 1,5 В) с функцией генератор/делитель. Эти замечательные ИС могут быть очень полезны и не только из-за дешевизны вследствие их крупносерийного производства.

M²L (логика Микки Маус). Не будем проводить обзор возможностей по использованию нескольких дискретных элементов для формирования или инвертирования логического уровня; на рис. 14.37 эта идея представлена. Это может быть в особенности полезно в тех случаях, когда вам необходимо обеспечить интерфейс между схемами с различными напряжениями источника питания. Вы можете даже создать импровизированные вентили и пр., добавляя на выходах диоды или параллельные транзисторы.

Рис. 14.37.

Выбор семейства. Используйте серию 4000В/74С, если для вас безразличны быстродействие или высокий уровень выходного тока или если вы хотите использовать нестабилизированные или высоковольтные напряжения источника питания. Воспользуйтесь серией НС (или АС), если требуется быстродействие или производительность по выходу, но следует отметить ее более ограниченный диапазон напряжений питания. Семейства АС (и ACT) привносят больше проблем вследствие емкостной связи и отражения (эффекты длинной линии), а также переходных процессов в цепи источника питания (колы), что обусловлено крутыми фронтами сигналов и «здоровенной» нагрузочной способностью выходных формирователей. Их следует по возможности избегать, если только без них абсолютно нельзя обойтись. Как правило, избегайте приборов с порогами ТТЛ (НСТ, ACT), если только они не предназначены для обеспечения сопряжения с биполярными ТТЛ-схемами или схемами на n-МОП БИС с логическими ТТЛ-уровнями.

14.16. Обеспечение работы КМОП-схем в маломощном режиме.

Имеется несколько типовых рекомендаций, которых следует придерживаться для того, чтобы добиться работы КМОП-приборов в режиме с низким значением тока. Кроме того, стоит расширить вашу осведомленность о патологиях КМОП-технологии.

Типовая процедура проектирования.

1. Обеспечьте в схеме как молено меньше точек с высокочастотными сигналами. КМОП-схемы не имеют тока покоя (иная природа, чем у тока утечки), но при переключении требуется ток для заряда внутренних (и нагрузочных) емкостей. Поскольку энергия, запасенная в конденсаторе, определяется как 1/2 CU₂ и равна количеству энергии, рассеянной резистивной цепью заряда, то рассеянная мощность определяется следующим образом:

P = U²_CCfC,

Где f — частота переключений.

Следовательно, КМОП-приборы потребляют мощность пропорционально их частоте переключений, как показано на рис. 14.38 (сравните с рис. 8.18).

На их максимальной рабочей частоте они могут потреблять больше мощности, чем эквивалентные ТТЛ логические схемы. Эффективная емкость С зачастую приводится в паспортных данных и именуется как «емкость мощности рассеяния», к которой вы должны добавить и емкость нагрузки С_н, а уж затем пользоваться приведенной выше формулой.

Рис. 14.38. Динамическая мощность потребления КМОП-схем.

2. Внутри самой схемы поддерживайте все напряжения U_CC и U_ИИ одинаковыми. В противном случае вы можете иметь ток, протекающий через входные диоды защиты. Даже хуже, вы можете перевести кристалл в тиристорный ключевой режим с фиксацией состояния (см. приведенные ниже патологии).

3. Позаботьтесь о том, чтобы размахи логических сигналов достигали уровней напряжения питания (максимальный перепад напряжения).

Перепады выходных сигналов КМОП-схем имеют максимальное значение. Уровни же выходных сигналов других приборов — биполярных ТТЛ-схем, генераторов, n-МОП-кристаллов — могут находиться где-то посередине, что приводит к появлению тока режима класса А и снижению помехоустойчивости.

4. Не оставляйте свободными входные контакты. Неподключенные входы являются «врагами» микромощного режима работы, поскольку могут вызвать значительный ток режима класса А (и даже генерацию), как только плавающий потенциал на входе достигнет уровня логического порога. Привяжите неиспользуемые входные контакты к шине земли (или U_CC, если это не приведет к чему-нибудь нежелательному).

5. Приведите в порядок нагрузки с тем, чтобы сохранить в нормальном состоянии низкое значение тока потребления. Привязки к верхнему и нижнему уровням, светодиоды и выходные формирователи должны быть подключены так, чтобы в обычном состоянии ток был минимальным. Таким образом, например, используйте n-р-n- (а не р-n-р) транзистор для подключения высоковольтной нагрузки к узлу, который большую часть времени находится в низком состоянии.

6. Избегайте медленных переходов. Снова ток режима класса А является основным виновником. Входной сигнал синусоидальной формы, поступающий на КМОП-триггер Шмитта, может привести к большому потреблению тока от источника питания.

7. Введите токочувствительные резисторы в цепь питания U_CC. При отказах определенного вида (см. ниже), в частности, которые приводят к статическим повреждениям, КМОП-кристалл может потреблять чрезмерный ток покоя; с помощью 10-омного резистора, включенного на каждой плате последовательно в цепь U_CC (шунтированный со стороны нагрузки), можно легко выявить эту ситуацию. Подключение такого резистора к каждому кристаллу (обычно в этом случае нет необходимости в шунтировании) позволяет вам быстро обнаружить неисправный кристалл (рис. 14.39).

Рис. 14.39. Считывание тока питания («токовый шпион»).

8. Экранирование тока покоя. Типовой логический КМОП-кристалл серии НС или 4000В имеет точно определенный ток I_п, равный 0,04 мкА (тип.) и 5 мкА (макс). В большинстве случаев редко ток покоя имеет максимальное значение, но иногда это может произойти. Если вы работаете на низких частотах переключений (следовательно, низкий динамический ток) и требуется сравнительно низкий ток покоя, то вам может потребоваться экранирование входных кристаллов. Использование небольших последовательных резисторов, как рекомендовано выше, делает эту задачу гораздо более легкой. Мы отмечали, что в случае КМОП БИС (такие, как память большого объема) типовое значение тока покоя может быть близко к техническим требованиям фирм-изготовителей по максимальному току утечки — остерегайтесь!

9. Блокировка источника питания по превышению лимита времени. Вы можете сэкономить много мощности, если позаботитесь о том, чтобы прибор выключался, когда его никто не использует. На рис. 14.40 показана простая КМОП-схема блокировки по превышению лимита времени, которая отключает коммутируемый источник питания с напряжением +9 В через час после включения прибора.

Рис. 14.40. «Выключение источника питания через час».

Вы должны были бы предусмотреть это в переносном приборе (например, универсальном измерительном приборе). Он использует схему 4536-генератор/делитель/одновибратор для сброса триггера, который управляет источником питания прибора. Схема работает при напряжении +3 В, с тем чтобы поддерживать потребление тока на уровне ниже 5 мкА. Использование выхода одновибратора предотвращает логические гонки (фронтов сигнала) и импульсы, а цепь «8-шунтирование» используется для тестирования схемы с помощью укорачивания этой задержки до 15 с. КМОП-ключи при низком токе покоя обеспечивают легкое сопряжение с источником питания.

Патологии КМОП-технологии и виды отказов. КМОП-схемы странно ведут себя в некоторых обстоятельствах, они могут отказывать самыми сверхестественными способами. Один из видов отказа — это катастрофическое увеличение их мощности рассеяния. Далее дается их краткое изложение.

1. Тиристорный ключевой режим с фиксацией состояния. Это главная угроза для маломощного режима работы. Кремниевая подложка образует диодные переходы с элементами КМОП-схемы, образуя паразитную схему тиристорного типа (рис. 14.41), которая может включиться в тяжелых условиях. Она потребляет ток, как правило, 20-200 мА (большее значение для более новых КМОП-семейств) через входные (или выходные) диоды защиты (рис. 3.50), что обеспечивает включение паразитного тиристора.

Рис. 14.41. Паразитный 4-слойный однооперационный тринистор, образующийся в КМОП интегральных схемах.

_{(Из. Арр. Note 339. National Semiconductor Corp.).}

Раз он остается в тяжелых условиях по электропроводности цепи питания, с напряжением приблизительно 1 В (от источника питания на землю), то это часто приводит к разрушению самой ИС (или даже источника питания). Для предотвращения этого тиристорного ключевого режима с фиксацией состояния, спроектируйте ваши схемы с последовательными входными токоограничивающими резисторами, которые устанавливаются в таких местах, как внешние входы, входы, которые могут быть перегружены, выходы, с которых сигналы выходят за пределы платы или в другие части схемы, питание которых производится от отдельных источников. Неблагоприятные условия по нагрузкам, которые могут возбуждать токи в КМОП выходных цепях, являются потенциальными причинами ключевого режима. Например, использование токового выхода КМОП цифро-аналогового преобразователя (работающего от напряжения +5 В и земли) для запитывания контакта суммирования ОУ (питание которого осуществляется от биполярного источника) кажется достаточно «разумным» решением; но при включении питания вы можете получить мгновенный ток, втекающий в этот вход ОУ, что переводит ЦАП в ключевой режим. Решением здесь может быть добавление диода Шоттки, подключенного на землю. (Новейшие цифро-аналоговые преобразователи спроектированы с соответствующей защитой; поищите в их описаниях фразу типа «защита Шоттки не требуется».) Другое место, где можно наткнуться на ключевой режим с фиксацией состояния, это при переключении больших индуктивных нагрузок с помощью мощных полевых транзисторов с МОП-структурой, чьи большие емкости обратной связи приводят к появлению высоких динамических токов на вентиле — формирователе (т. е. КМОП логическом выходе) в течение переходных процессов. См. ниже разд. «Сигнальная связь», где описан другой сценарий возникновения ключевого режима с фиксацией состояния.

Очень просто получить ключевой режим с фиксацией состояния и при подсоединении печатной платы к находящемуся под питанием разъему, поскольку сигнальная шина может подключиться раньше шины источника питания. (Для схем любого вида это плохая привычка подсоединять или отсоединять платы или модули при включенном питании.) При проектировании на КМОП-приборах стоит изучить официальные технические руководства, где описан этот ключевой режим с фиксацией состояния. В более новых типах КМОП-схем с поликремниевым затвором применены очень эффективные схемы защиты и некоторые фирмы-изготовители (например, National) утверждают, что их серии НС/НСТ или AC/ACT не могут быть переведены в ключевой режим с фиксацией состояния.

2. Сигнальная связь. Вследствие своих высоких полных сопротивлений КМОП-схемы склонны к емкостной связи соседних сигналов с крутыми фронтами, что приводит к выбросам в логическом сигнале. Например, привязки к верхнему и нижнему уровням с высоким полным сопротивлением допускают связь выбросов через емкость монтажа с ближайшими шинами, по которым проходят сигналы с крутыми фронтами; для борьбы с этим эффектом используйте небольшой (0,001 мкФ) шунтирующий конденсатор. Как правило, подходящий к панелям монтаж может привести к неисправности из-за этого механизма. Относительно высокая емкость может даже привести к связи с выходной шиной в особенности у КМОП-серий 4000В/74С, работающих при напряжении питания 5 В. В крайних случаях (например, переключение высоких напряжений с помощью реле в том же самом жгуте, где и логические уровни) связь может быть достаточной для вызывания тиристорного ключевого режима с фиксацией состояния.

3. Фазовый сдвиг тактовых импульсов. Как мы уже упомянули в гл. 9, относительно высокое значение Z_вых КМОП-серий 4000В/74С может привести к неисправностям в синхронных системах в особенности, если шина тактовой синхронизации имеет тяжелую емкостную нагрузку, что приводит к задержке сигналов тактовой синхронизации относительно сигналов данных. Относительно большой разброс логических порогов КМОП-схем только отягощает эту ситуацию. В системах с нестабилизированным батарейным питанием важно проверить надежность функционирования схемы во всем диапазоне напряжения источника питания. Это неожиданно, но ситуация имеет тенденцию к ухудшению при более высоком напряжении U_CC, когда задержки сигналов данных и времена переходных процессов становятся короче. Это один из аргументов для применения стабилизированных источников питания в питаемых от батареи КМОП-системах.

4. Виды отказов. Неисправность на входе может вызвать входной ток утечки (или короткое замыкание) на U_ИИ или на U_CC. Повреждение выходного каскада часто является причиной существенного тока покоя. Это может привести к холостому ходу одного из формирователей, так что он не может быть ни источником, ни потребителем тока. В такой ситуации может быть ток покоя только в одном состоянии. Токочувствительные резисторы в цепях U_CC, как это рекомендовано выше, облегчат задачу «выследить» и «поймать» эти неисправности. При использовании этого метода отметим, что легко быть одураченным, поскольку симптомом поврежденного входа может быть ненулевой ток покоя в здоровом кристалле, который работает на поврежденный.

Поврежденный КМОП-кристалл может работать только при очень низких скоростях (повреждение формирователя) или только на очень высоких частотах (повреждение входного каскада, отсутствие связи по постоянному току, емкостная связь). Аналогичный симптом может иметь место, если вы забыли подключить входной контакт: сама схема может «работать» на высоких скоростях благодаря емкостной связи фронтов (рис. 14.42). Привязка к нижнему уровню будет выявлять эту проблему, предотвращая флуктуации входного потенциала к порогу срабатывания. Как было показано в разд. 8.35, забывчивость подключения напряжения U_СС приводит к сверхестественным симптомам, поскольку кристаллы могут получать питание через свои логические входы (через входные диоды защиты); хотя это питание пропадает, если все входы одновременно перевести в НИЗКОЕ состояние.

Рис. 14.42.

14.17. Микромощные микропроцессоры и периферийные устройства.

Многие стандартные микропроцессоры имеют КМОП-эквиваленты. Следовательно, на первый взгляд могло бы показаться, что легко проектировать на микропроцессорах маломощные схемы. В действительности же большинство из этих КМОП-микропроцессоров представляют собой просто аналоги — контакт в контакт — процессоров, первоначально разработанных по n-МОП-технологии, и в большинстве случаев они не ориентированы на работу при батарейном питании, например не способны работать при низкой частоте тактовой синхронизации. Некоторые даже и не маломощные — например, схема 68020, которая рассеивает мощность приблизительно 1 Вт.

Поскольку мощность рассеивания КМОП-приборов обычно пропорциональна частоте тактовой синхронизации, то первый вопрос, на который следует дать ответ, — какую мощность потребляет схема при выключении сигнала тактовой синхронизации? Если в самом кристалле используется КМОП-технология из-за ее хороших электрических характеристик, но он не был предназначен для прикладных задач с крайне малой мощностью потребления, то в него могут входить некоторые не КМОП-схемы, которые приводят к значительной мощности рассеяния в статическом режиме. Остерегайтесь также тех кристаллов, в которых используется тактовая синхронизация неявным образом: в качестве примера можно привести (непрерываемый) строенный 16-разрядный счетчик, который совместим с микропроцессорами (шесть портов с третьим состоянием, разрядностью в байт, плюс порты управления). Он потребляет ток 10 мкА при остановленной тактовой синхронизации; однако сюрприз состоит в том, что для него необходимо тактовое колебание, даже когда он не общается с процессором. В его технических данных не указано, что сама тактовая синхронизация используется для синхронизации входов и что эта частота должна быть по крайней мере в три раза выше скорости счета. Таким образом, необходимо подавать на него высокую тактовую частоту, чтобы он функционировал как счетчик, а это приводит к избыточной мощности рассеяния.

Второй вопрос, на который следует ответить, — это насколько низкой может быть частота тактовой синхронизации, чтобы при этом сохранялись разумные рабочие характеристики? В состав некоторых процессоров могут входить динамические регистры, для которых предписана высокая минимальная частота тактовой синхронизации. При низкой частоте тактовой синхронизации некоторые процессоры (в частности, типа «контроллеров» — см. ниже) могут реагировать очень медленно; вы можете получить при прерываниях время задержки до 10 мс.

Зависимость компьютера от контроллера. Как правило, микропроцессоры делятся на две категории, согласно тому для каких целей они спроектированы. Типы, ориентированные на вычисление, имеют адресное пространство по крайней мере в 64К и используют только несколько циклов тактовой синхронизации на инструкцию (для достижения высокого быстродействия). Для них требуются внешние периферийные устройства, а именно: порты, таймеры, преобразователи и т. д. Ориентированные на управление типы предназначены для целевого использования в определенных приборах и обычно имеют небольшое адресное пространство (в типовом случае 2К или 4К), и выполнение одной инструкции проводится за много циклов тактовой синхронизации. С другой стороны, для них характерно наличие многочисленных встроенных параллельных портов, большого числа контактов прерываний и внутреннего формирователя тактовой синхронизации. В них часто входят таймеры, УАПП и даже аналого-цифровые преобразователи и энергонезависимое ОЗУ.

Некоторые примеры. Схемы 80C85, 80C86 и 80C88 представляют собой КМОП-аналоги популярных n-МОП вычислительных процессоров. ИС 80C85 (фирма Oki) при остановленной тактовой синхронизации потребляет ток 2 мА и 10 мА — при частоте тактовой синхронизации 6 МГц. Он может быть непригоден для микромощных применений, если только вы не используете его в режиме с отключением питания. Схемы 8C86 и 80C88 (фирмы Harris, Intel) лучше — имеют статический ток потребления ~0,1 мА (хотя он задается как 0,5 мА, макс). У них вы можете с целью экономии мощности останавливать тактовую синхронизацию, при этом сохраняется содержимое регистров и программных счетчиков.

Имеется тонкость в восстановлении на входе остановленного процессора сигнала тактовой синхронизации. Для обеспечения низкого значения мощности потребления в режиме резервирования вы должны выключать кварцевый генератор, а не только стробировать его выходной сигнал (конечно, вместе со схемой синхронизации; см. разд. 8.19). Однако из-за высокой добротности кварцевый генератор не может запуститься мгновенно, и генератор мегагерцевого диапазона частот в типовом случае имеет время восстановления от 5 до 20 мс; генератор с частотой 32 кГц может иметь это время до секунды (Q = 10⁵). Следовательно, для восстановления сигнала тактовой синхронизации вы можете или подождать пока генератор «наберет скорость» перед стробированием его с помощью микропроцессора, или вы можете установить процессор в исходное состояние в течение этого периода. Первый метод обычно лучше, поскольку вы можете и не захотеть проводить перезагрузку каждый раз, как нужно запустить обработку (см. ниже «Отключение источника питания» — метод «теплой» загрузки).

Схема 82С85 (фирма Harris) представляет собой маломощный формирователь тактовой синхронизации, ориентированный на работу с микропроцессорами 80C86/88; его внутренняя схемотехника выполняет выключение тактовой синхронизации, остановку генератора (~25 мкА), работает на низких частотах и имеет дополнительные средства для микропроцессорного программного управления.

Схемы 80СЗ1/51 — это примеры популярных процессоров типа контроллера, спроектированные со специальными характеристиками и ориентированные на батарейное питание. В эти процессоры входит вплоть до 32 программируемых контактов шины ввода-вывода (ВВ), пара 16-разрядных таймеров, 128-байт встроенное ПЗУ (они могут использовать порты как мультиплексные шины для адресации 64К внешней памяти; схема 80C51 имеет, кроме того, масочное программируемое ПЗУ объемом 4К байт), 5 прерываний и программируемый последовательный порт. Они могут быть переведены в маломощный режим «ожидания» (< 1 мА при частоте тактовой синхронизации 1 МГц), в котором прерывания, последовательный порт и таймеры продолжают функционировать, в то время как тактовая синхронизация самого процессора прервана; содержимое всех регистров и встроенного ОЗУ сохраняется. Они также могут быть переведены в режим «выключения питания» с нулевым током, из которого их можно вывести только путем полного сброса, но при котором сохраняется содержимое внутреннего ОЗУ.

Схема 146805Е2 представляет собой аналогичный контроллер с прекрасной способностью по восстановлению из режима «остановки» с нулевой мощностью потребления через прерывание. В нем имеется внутренняя схемотехника формирования периода ожидания перед возобновлением обработки после запуска генератора. В технических условиях на него записано, что время запуска в типовом случае составляет 30 мс (300 мс макс.) при f_такт = 1 МГц, U_CC = 3 В. Это, очевидно, непригодно для прикладной задачи, где требуется многократный запуск, скажем, 10 раз в секунду, но это было бы прекрасно при запуске системы раз в минуту. В серию 14805 входят различные модификации (определяется суффиксом) с отличными конфигурациями порта и памяти, маскируемым ПЗУ и т. д. Мы используем его в приведенном в следующем разделе примере проектирования.

В табл. 14.9 приведено большинство из наиболее интересных маломощных микропроцессоров, имеющихся в наличии на момент сдачи этого издания в печать.

Отключение источника питания. Конечно, вы можете заставить любой микропроцессор работать при низкой средней мощности, если включать источник питания только в течение короткого рабочего цикла. Это более просто сделать для n-МОП-схем, чем для КМОП, поскольку входы, такие, как WR', могут оставаться в ВЫСОКОМ состоянии при выключенном питании (для КМОП-схем такая ситуация привела бы к появлению питания на кристалле через входные диоды защиты), препятствуя подложным циклам записи. Следовательно, для КМОП-схем необходимо использовать внешние логические схемы, которые обеспечат аккуратное выключение. В любом случае надлежит решить вышеупомянутую проблему запуска тактовой синхронизации, которую вы можете решить с помощью внешних логических схем задержки, либо с помощью кристалла типа 82С85.

Мало кому понравится проводить полную «холодную» перезагрузку программного обеспечения на каждом цикле перезапуска. Лучший способ справиться с этим — это заставить ЦПЭ считывать с триггера «флаг включения питания» (постоянно включенные КМОП-схемы) на каждом перезапуске, проводя холодную загрузку только первый раз, после которого он устанавливает этот триггер.

Для n-МОП-процессоров с отключаемым источником питания вы должны во время «спячки» процессора хранить запускаемые фронтом запросы прерывания во внешних логических схемах, обслуживая их, когда процессор снова запущен. Вам возможно потребуется использовать этот же прием и для некоторых КМОП-процессоров, а именно для тех, которые теряют запускаемые фронтом прерывания в течение режима ожидания и остановки.

При отключении питания от n-МОП-процессоров, которые в типовом случае потребляют ток 100 мА или больше, позаботьтесь о применении хорошего «дюжего» полевого МОП-транзистора с сопротивлением R_вкл < 3 Ом при 5 В возбуждения на затворе.

Периферийные КМОП-устройства. Многие маломощные КМОП-кристаллы периферийных устройств представляют собой просто КМОП-копии их n-МОП аналогов, например параллельные порты 81С55 и 85С55. Их технические условия тоже почти точная копия исходных материалов по n-МОП-аналогам, правда с некоторыми изменениями. Зачастую эти технические условия не вполне корректны. Например, в них может задаваться выходной втекающий ток 2 мА при напряжении 0,4 В и вытекающий ток 100 мкА при напряжении 2,4 В, тогда как в действительности их формирователи с p-каналом могут обеспечивать вытекающий ток 2 мА, в частности, при напряжении 2,4 В. Входные пороги также могут быть перепутаны. Другая вещь, о которой следует побеспокоиться при использовании КМОП-приборов, является склонность к наводке плавающих потенциалов на входах при третьем состоянии шины. Фирма Harris и Intel добавляют в схему цепь «поддержки шины», которая вводит небольшую положительную обратную связь на вход для предотвращения появления тока режима класса А из-за плавающего потенциала на входах.

Остерегайтесь периферийных КМОП-устройств, которые потребляют ток «покоя», поскольку в них имеется тактовая синхронизация. Например, УАПП типа 65С51 и 82С52 потребляют ток около 2 мА на их рекомендованной частоте генератора (1,84 МГц при 1,4 мА/МГц для 65С51). Вы могли бы и выключить генератор, но тогда УАПП не смог бы принимать данные, например команду на включение. Другими периферийными КМОП-устройствами с токами покоя от 1 до 5 мА являются аналого-цифровые преобразователи, модемы видеоадаптеры, ЭСППЗУ и шифраторы клавиатуры. Сложные системы с несколькими такими приборами могут потреблять ток покоя 25–50 мА, что приводит к сроку службы 9-вольтовой батареи всего 10 ч. Если это вас устраивает, то прекрасно; в противном же случае необходимо отключать источник питания. Но будьте внимательны — входы и выходы могут себя вести дурно; например, шинные формирователи АЦП с третьим состоянием могут перейти в НИЗКОЕ состояние, когда отсутствует питание этого АЦП (в этом случае используйте отдельный КМОП формирователь третьего состояния).

Формирователи сигналов стыка RS-232 традиционно представляют собой мощные приборы: классический счетверенный формирователь 1488 потребляет ток в статическом режиме ±20 мА без учета тока нагрузки, а счетверенный приемник 1489 потребляет ток 15 мА. Некоторые современные кристаллы стыка RS-232 работают с малой мощностью потребления. Здесь описывается несколько их хороших разновидностей:

МС145406 фирмы Motorola. Он представляет собой строенный КМОП-формирователь/приемник, который будет работать при напряжениях источника питания от ±5 до ±13 В и имеет мощность рассеяния не более 15 мВт во всем этом диапазоне. Выходные КМОП-формирователи дают перепад выходного сигнала в пределах общего перепада напряжения питания, так что вы можете получить требуемый размах сигналов стыка RS-232 даже при напряжении питания ±5 В. Различные приемы были использованы в этой конструкции, с тем чтобы обеспечить работу КМОП-схемы с общим напряжением питания вплоть до 26 В, и допустить размах сигнала на входе на 20 В выше этого перепада напряжения.

LT1032. Это счетверенный биполярный формирователь сигнала стыка RS-232 с диапазоном напряжения источника питания от ±5 до ±15 В и током покоя 0,5 мА. Его можно выключать (нулевой ток) с помощью контакта управления; при выключении сами выходы переходят в третье состояние.

LT1039. Это строенный биполярный формирователь/приемник с диапазоном напряжений питания от ±5 до ±15 В и током покоя 4 мА. Аналогично схеме LT1032 у него имеется контакт выключения. В нем также предусмотрен контакт управления, который позволяет оставлять один из приемников во включенном состоянии, в то время как остальная часть кристалла отключается; вы можете использовать это для включения остальной части самого кристалла, когда что-нибудь поступает на вход. В выключенном режиме выход переходит в состояние с высоким полным сопротивлением.

Серия MAX230-239/ICL232; LT1080/1. Эти приборы, выпускаемые фирмами Maxim, Intersil и Linear Technology, представляют собой сдвоенные формирователи/приемники с внутренними преобразователями напряжения, так что они могут работать от единственного источника питания с напряжением +5 В, выдавая выходные сигналы с размахом ±9 В. Все они, за исключением МАХ233 и 235 (которые имеют встроенные конденсаторы), требуют подключения к преобразователям напряжения четырех внешних танталовых конденсаторов; их выходные сигналы с напряжением ± 9 В пригодны для питания низкотоковых нагрузок. Их ток покоя составляет 5 мА. Части этих кристаллов, а именно преобразователи напряжения, выпускаются отдельно, как схема МАХ680 или LT1026,- преобразователи единственного напряжения +5 В в сдвоенное напряжение ±10 В; их можно использовать для организации питания всех других приведенных выше кристаллов стыка RS-232.

DS14C88/89. Фирма National переработала по КМОП-технологии свою классическую биполярную схему с аналогичным наименованием. Формирователь 14С88 работает при напряжениях источника питания от ±4,5 до ±12 В, вырабатывая обычный для КМОП-схем размах сигнала до напряжений питания. При напряжении питания ±5 В этот счетверенный формирователь потребляет ток 30 мкА, макс, (ненагруженный), в то время как приемник потребляет 0,9 мА, макс, от его единственного источника питания с напряжением +5 В. (Фирма National также выпускает КМОП-кристаллы стыка RS-422 (DS26C31-32).).

14.18. Пример проектирования на микропроцессоре: регистратор данных типа «градус-день».

Давайте приведем пример разработки, где все вышеприведенные идеи сведены воедино. Мы разработаем небольшой регистратор данных с питанием от батарей, чья задача проводить текущий контроль температуры окружающей среды единожды за минуту, сохраняя средние значения «градус-день» в ОЗУ для последующего считывания их через последовательную систему передачи. Вы могли бы разместить такой прибор в удаленном месте, нанося ему визиты дважды в год, во время которых вы считываете его данные в портативный компьютер. Или вы могли предпочесть «собрать урожай» этих регистраторов, а затем считать их данные, после того как принесете их снова домой.

Прибор будет работать на трех щелочных C-элементах, со сроком службы батареи по крайней мере год. Для поддержания потребляемой мощности на низком уровне мы будем использовать КМОП периферийные устройства и КМОП-микропроцессор типа контроллера со встроенными режимами остановки. Применим режим включения источника питания самого ЦПЭ и схем предварительной обработки в течение кратковременных интервалов сбора данных, с запуском его от маломощного кристалла хронометрирования. Поскольку последовательный порт будет использоваться только время от времени, мы сделаем также и здесь выключение источника питания. Наша частная схема не является никоим образом уникальной; наряду с ней мы рассмотрим и альтернативные схемные решения.

ЦПЭ. На рис. 14.43 показана схема нашей разработки.

Рис. 14.43. Пример схемы на универсальном микромощном процессоре.

Мы начали с выбора КМОП-контроллера МС146805 фирмы Motorola, который предназначен для работы при напряжении питания вплоть до 3 В, в него входят встроенные схемотехнические решения для перехода в режим ОЖИДАНИЯ (малая мощность, работают генератор и таймер) или режим ОСТАНОВКИ (нулевая мощность, генератор остановлен, восстановление только через прерывание или сброс). В модификации с суффиксом - Е2 используются внешние ПЗУ и ОЗУ, но она имеет и внутреннее ОЗУ объемом 112 байт. При работе с источником питания напряжением 5 В ЦПЭ потребляет при функционировании ток 7 мА (тактовая синхронизация с частотой 5 МГц), в режиме ОЖИДАНИЯ-1 мА и в режиме ОСТАНОВКИ — 5 мкА. Поскольку нам необходимо регистрировать данные в течение только нескольких миллисекунд раз в минуту, а восстановление из режима ОСТАНОВКИ (благодаря запуску кварцевого генератора) занимает в типовом случае 30 мс, мы минимизируем мощность потребления с помощью использования формируемого внешней схемой прерывания, которое подготавливает прибор к каждому измерению.

Альтернативное решение — использование формируемого с помощью таймера ЦПЭ в режиме ОЖИДАНИЯ прерывания — обеспечивает средний ток потребления ЦПЭ по крайней мере 1 мА, что соответствует сроку службы батареи С-элементов только полгода. Этот срок можно, конечно, довести и до года, т. е. используя D-элементы; другое решение могло бы быть связано с работой на более низкой частоте генератора (скажем, 1 МГц), где ток в режиме ОЖИДАНИЯ существенно ниже. Еще одна возможность - это работа при напряжении питания 3 В, где ток потребления в режиме ожидания составляет приблизительно 150 мкА при тактовой частоте 1 МГц. Любое из этих решений вполне хорошее. В этом же примере мы будем придерживаться методов выключения питания, поскольку удастся продемонстрировать дополнительные технические приемы. При этом также получается приемлемая система хронометрирования с помощью кристалла календаря.

Тактовая синхронизация календаря. Для обеспечения тактовой синхронизации календаря нам требуется кристалл, который не только может сохранять временные параметры при низком токе потребления (все кристаллы календаря делают это), но также может обслуживать прерывания во время режима потребления малой мощности. Поскольку поначалу кристаллы календаря предназначались для компьютеров, работающих от сети переменного тока, где имеется изобилие мощности, когда ЦПЭ функционирует, то многие кристаллы не могут обслуживать прерывания в режиме малой мощности (батарейное резервирование). Мы сначала рассмотрим схему ICM7170, прекрасный кристалл календаря фирмы Intersil; он обрабатывает прерывание в режиме малой мощности, но имеет неуклюжую схему питания при работе от единственной батареи. «Вечно популярная» схема ММ 58274 фирмы National не может обрабатывать прерывание в режиме резервирования. Мы, наконец, решили остановиться на схеме МС14618 фирмы Motorola - это популярный прибор, который выпускается по крайней мере еще двумя другими фирмами-изготовителями и предназначен для использования с кристаллами ЦПЭ типа МС146805. Схему можно оставить работающей и при полном напряжении питания, она обеспечивает низкий ток потребления (50 мкА, макс, на частоте 32 кГц, внешний генератор), когда не снят запрет.

Фирма Motorola «любит» отображение в памяти устройств ВВ (ввода-вывода) и их схема МС146608 не является исключением. При этом отсутствует стробирование ввода-вывода, что предпочитает делать фирма Intel; вместо этого вы кодируете некоторую часть пространства памяти как «пространство ВВ». Только при использовании нескольких приборов ВВ в этой системе вы сможете запутаться при декодировании ВВ, как мы установили в разд. 10.06. Тогда мы поставим УАПП на «дно» внешней памяти (кристалл ЦПЭ резервирует нижние 80 байт для внутренней памяти и портов), а тактовая синхронизация календаря занимает ячейку 80Н, при этом используется тот же самый `НС139 — дешифратор, который разрешает доступ к памяти (см. ниже).

Память. В качестве стираемого программируемого ПЗУ мы использовали стандартную схему 27С64 (8Кх8), только нижняя четверть которой адресуется через 11-разрядную шину, к которой мы подключены (мы использовали верхнюю часть адресного пространства для устройств ВВ). ПЗУ меньшего объема было бы предпочтительнее, но фирмы-изготовители схем памяти, как правило, прекращают выпуск памяти меньшего объема, как только они осваивают выпуск кристаллов памяти большего объема. Для схемы 27С64 точно определен ток I_СС = = 100 мкА, макс, когда отменен ее выбор; в действительности же статический ток потребления не превышает 10 мкА.

Следует отметить, фиксирование младшего адресного разряда из мультиплексной шины ЦПЭ и перекодирование пары сигналов фирмы Motorola (R/W', DS) в пару сигналов фирмы Intel (RD', WR'), которое удобно выполнить на половине дешифратора `НС 139 (другая половина делает адресное декодирование).

Внешнее КМОП ОЗУ (необязательно и не показано) расположено ниже ПЗУ в адресном пространстве (см. рис. 14.44) и подключено к той же самой шине, за исключением декодирования адреса. Еще раз о том, что ОЗУ меньшего объема было бы предпочтительнее, но формы-изготовители кристаллов не содействуют этому.

Рис. 14.44. Пример распределения памяти микропроцессора.

Последовательная передача. Для последовательной передачи (разд. 10.19) нам необходим УАПП и биполярный формирователь/приемник стыка RS-232. Поскольку последовательный порт будет использоваться только время от времени (в течение считывания и инициализации), то его можно оставить в выключенном состоянии, приводя с помощью ЦПЭ контроль подсоединения к нему какого-либо узла во время части его периодических рабочих циклов (раз в минуту). Одна возможность тогда заключается в использовании обычного УАПП (например, 8251) с управлением выключения источника питания с помощью бита с выходного порта самого ЦПЭ. Эта прекрасная идея, хотя вы должны быть осторожны, поскольку при выключенном питании УАПП не нагружает шину (или получает питание от нее, как это делает КМОП-кристалл). Хороший способ решить эту проблему заключается в использовании на шине НС буферов с третьим состоянием, включаемых между самой шиной и отключаемым от питания УАПП, переводя их в состояние с высоким полным сопротивлением на время выключения питания (рис. 14.45).

Рис. 14.45. Развязка шины данных от периферийного оборудования с отключаемым питанием.

В этом примере мы выбрали более простое решение, а именно используем КМОП УАПП, который оставляется под питанием все время, переключая генератор только тогда, когда используется последовательный порт; результирующий ток покоя, хотя он и не определяется в технических условиях, в типовом случае не превышает 20 мкА. Для простоты также оставим под питанием большую часть стыка RS-232. Формирователь является одной из секций маломощного счетверенного блока с управляемым выключением; в отключенном состоянии определен ток покоя, который равен 1 мкА (тип.), 10 мкА (макс). Отрицательное напряжение источника питания обеспечивается инвертором напряжения типа 7662, отключение питания которого осуществляется под управлением одного из битов порта ЦПЭ; хотя технические требования устанавливают ток I_п = 20 мкА (тип.), максимальный ток I_п составляет 150 мкА, это достаточный довод в пользу отключения питания от той части схемы, которая должна использоваться 10 мин в год! Отметим наличие токоограничивающего резистора с номиналом 100 Ом, поскольку нагрузка представляет собой короткое замыкание при начальном включении источника питания. Приемник стыка RS-232 мы создали на основе НС логического инвертора с фиксатором на диоде Шоттки и токового ограничителя при биполярном входном сигнале.

При оставлении приемника под питанием мы сможем определить, когда что-нибудь подключено к самому последовательному порту, поскольку «спящее» состояние стыка RS-232 («маркер» — отрицательное напряжение по крайней мере 3 В) приводит к появлению на выходе инвертора ВЫСОКОГО уровня (отметим привязку к верхнему уровню на входе). Вот почему выход инвертора кроме возбуждения самого УАПП подключен и к входному порту ЦПЭ. Конечно, и сам ЦПЭ мог бы распознать этот факт, но только в течение короткого интервала времени (< 1 с) каждую минуту, когда он «разбужен». Следовательно, на практике при подключении к последовательному порту пользователь должен иметь некоторое терпение, т. е. подождать пока это не произойдет.

Устройства предварительной обработки. В качестве датчика мы выбрали температурно-чувствительный источник тока LM334. Ток этого двухконтактного источника пропорционален абсолютной температуре и устанавливается с помощью единственного резистора R_уст: I (мкА) = 227T/R_уст, где температура Т измеряется в Кельвинах, а сопротивление R_уст - в омах. Он имеет податливость напряжения от 1 до 40 В и начальную точность 6 %.

В качестве АЦП мы выбрали простой AD803 — дешевый (меньше 5 долл.) преобразователь с последовательным приближением, внутренним формирователем тактовой синхронизации, выходами с тремя состояниями и единственным источником питания с напряжением +5 В. Он имеет удобный дифференциальный вход, со схемами установки полномасштабного диапазона. Поскольку он потребляет ток 1 мА, мы применили выключение источника питания — управление с помощью разряда порта ЦПЭ.

В этой реализации мы выбрали R_уст = 226 Ом, т. е. 1 мкА/К. Разумный диапазон измеряемых температур лежит в пределах от —20 °C до +50 °C, что соответствует диапазону изменения тока от 254 мкА до 324 мкА. Он должен быть согласован с входным диапазоном АЦП. Используемый конкретный АЦП имеет полномасштабный диапазон аналогового (опорного) напряжения 2U_оп, когда используется внешний источник эталонного напряжения U_оп; к тому же структура дифференциального входа позволяет добавлять смещение на вход. В наиболее простой конфигурации, как это показано на рисунке, подается напряжение смещения, равное U_оп; т. е. диапазон аналогового входного сигнала лежит в пределах от U_оп до 3U_оп. При использовании нашего источника питания с напряжением +4,5 В, эталонное напряжение 1,23 В обеспечивается источником эталонного напряжения на запрещенной зоне, скажем, LM385-1,2. Тогда диапазон аналогового входного сигнала составит от 1,23 до 3,69 В. Остальное просто, а именно, выбирая соответствующий нагрузочный резистор, установим нижнюю границу выходного сигнала самого датчика на напряжение 1,23 В, затем, добавляя каскад дифференциального усиления постоянного тока, установим верхнюю границу выходного сигнала датчика на напряжение 3,69 В. В соответствии с этим нагрузочный резистор датчика должен быть 4,84 кОм, за ним следует каскад с усилением напряжения K_U = 7,26, как указано на схеме. Подстроечная регулировка нагрузочного резистора в диапазоне +10 % необходима, с тем чтобы согласовать начальные ошибки (LM334 — 6 %, LM385 — 2 %, смещение ОУ — 1 %). Следует отметить необычную конфигурацию во входной цепи автоматического регулятора напряжения, который обеспечивает нулевую точку усилителя постоянного тока, равную эталонному напряжению, в то же время обеспечивая смещение эталонного источника.

 _{Упражнение 14.1. Проверьте сами наши арифметические вычисления температурного диапазона, который обеспечивается приведенными на рис. 14.43 номиналами резисторов.}

Отметим, что мы сопрягли АЦП через шину параллельного порта, а не более обычным способом, т. е. используя шину данных ЦПЭ. Мы сделали это так, поскольку иначе бы при отключенном питании АЦП нагружал эту шину. Быстродействие в этой прикладной задаче не важно (особенно поскольку время запуска генератора ЦПЭ может достигать 250 мс), а сама шина порта доступна и не используется.

Потребляемая мощность. В табл. 14.10 дано распределение тока потребления в каждом из этих трех рабочих состояний. Следует отметить большой разброс между «типовым» и «максимальными» токами покоя. Если применены «типовые» ИС, то средний ток потребления (предполагая время «бодрствования» 500 мс за минуту) составляет 168 мкА или 3 года работы на щелочных С-элементах (4500 мА·ч). В худшем случае средний ток потребления равен 680 мкА (9 месяцев) — предельное значение для необслуживаемого регистратора данных. Конечно, «худший случай» означает, что ток покоя каждой ИС определяется по проектному пределу. Имеются два решения: а) использовать гораздо более энергоемкие батареи, с тем чтобы гарантировать для худшего случая удовлетворительный срок их службы; или б) предварительно тщательно отобрать (измеряя ток I_п) ИС, которые определяют срок службы батареи, в данном случае сам ЦПЭ. В большинстве случаев вы сможете, вероятно, выйти из положения, придерживаясь правила в) жить опасно; большинство ИС имеют гораздо меньший ток утечки, чем указано в технических требованиях для худшего случая.

Программирование. Программирование ПЗУ является непосредственным и повторяет основную структуру программно-аппаратных средств, которые мы уже рассмотрели в гл. 11. Однако имеется несколько дополнительных советов.

При выключаемом источнике питания позаботьтесь о выделении времени для восстановления работоспособности питаемого им прибора. Им может быть генератор на кварцевом резонаторе, в этом случае требуемая задержка может составить десятки миллисекунд. Инвертор напряжения 7662 в этой схеме имеет большие номиналы конденсаторов и потребуется несколько миллисекунд для установки его напряжения. Если отключаемый прибор подсоединяется к шине порта (как, скажем, АЦП), то разряды шины порта должны быть либо установлены в НИЗКОЕ состояние, либо запрограммированы как входные, перед тем как сам прибор отключится. Если для развязки шины используются формирователи с третьим состоянием, позаботьтесь о переводе их в состояние высокого полного сопротивления до снятия напряжения с самого прибора.

_{Упражнение 14.2. Нарисуйте структурную схему регистратора данных типа день-градус. Правильно проведите мероприятия на разрядах параллельного порта, перед тем как «отправить его спать». Не забудьте инициализировать тактовую синхронизацию календаря и УАПП. Позаботьтесь о проверке наличия подключения к последовательному порту во время каждого рабочего цикла.}

Альтернативное проектирование. Как мы установили вначале, при работе с напряжением питания 3 В вместо 4,5 В (поскольку напряжение батареи со временем всегда падает, лучше всего сделать понижение исходного напряжения +4,5 В с помощью микромощного стабилизатора с малым переходным напряжением типа LP2951 или ILC7663), ЦПЭ мог бы находиться в режиме ОЖИДАНИЯ, а не в режиме ОСТАНОВКИ. В режиме ожидания (200 мкА, макс, при напряжении 3 В и частоте 1 МГц) внутренний генератор работает и поддерживает как прерывания, так и функцию внутреннего таймера. Таким образом, внешняя система тактовой синхронизации календаря могла бы быть заменена простым маломощным генератором на частоту 32 кГц и делителем (например, дешевой ИС ММ5368 в мини-DIP-корпусе) для обеспечения формирования 1 импульса прерываний в секунду; внутренний таймер должен тогда переводить ЦПЭ в рабочее состояние в программируемый интервал времени, как было и раньше. Следует отметить, что в представленной конструкции большая часть энергии батареи расходуется системой тактовой синхронизации календаря — относительно дорогой кристалл чрезмерной сложности.

_{Упражнение 14.3. Нарисуйте исправленную схему регистратора температуры, который «засыпает» в режиме ОЖИДАНИЯ.}

Изготовители предлагают несколько современных кристаллов, которые позволят вам упростить схему последовательного порта RS-232. В состав схем серий LT1080 и МАХ230 формирователей/приемников стыка RS-232 входят внутренние инверторы напряжения и в некоторых моделях имеется управление их «остановкой» с I_п = 1 мкА, тип. (10 мкА, макс). Мы могли бы, следовательно, заменить схему 7662 на ее дискретный аналог с выключением питания, а схему LT1032 — на единственную ИС МАХ235, в которую входят даже встроенные летающие конденсаторы. К несчастью, приемные секции последнего становятся «мертвыми» во время отключения, так что мы не можем использовать их также и для замены нашего приемника `НСО4. В наличии имеются формирователи/приемники стыка RS-232, которые обеспечивают работу одного приемника («бездействие»?) во время микромощного выключения, например ИС LT1039; однако этот кристалл не дает решения проблемы в нашем случае, поскольку для него требуется непрерывная подача напряжения от источника питания во время режима бездействия, что потребовало бы непрерывной работы схемы 7662.

По поводу альтернативных решений последовательного порта стоит отметить, что вы можете в действительности исключить УАПП при использовании пары битов параллельного порта ЦПЭ для организации передачи и приема. Для реализации такого «программного» УАПП вы должны написать программное обеспечение для формирования и приема последовательных потоков бит. В обычной процедуре должна использоваться программная функция внутреннего таймера ЦПЭ, которая устанавливает подходящую символьную скорость. Функция передачи относительно тривиальна, поскольку вы только формируете «1» или «0» по каждому сигналу таймера. Приемная функция, оказывается, требует большего внимания, поскольку вы должны стробировать приходящий на порт бит с гораздо большей тактовой скоростью (в типовом случае в 8 раз выше символьной скорости), для того чтобы выбрать его значение вблизи середины двоичной посылки. Несмотря на проблемы с программированием, программная реализация УАПП часто более пригодна для небольших систем, поскольку позволяет отказаться от БИС.

Вместо прямых выходов стыка RS-232 в конструкцию мог бы входить отключаемый от источника питания модем, обеспечивающий подключение к телефонной линии. Прибор 74НС943 фирмы National был бы хорош в этом случае, обеспечивая ток покоя 8 мА при единственном источнике питания с напряжением +5 В. Пассивная схема «обнаружения вызова» (рис. 14.46) могла бы тогда заменить схему «обнаружения маркера» отрицательного уровня (см. рис. 14.43). Было бы лучше обеспечить запуск прерывания при обнаружении вызова, поскольку никому не понравится ожидать минуту, пока телефон ответит. В представленной конструкции присутствие маркирующего уровня (—3 В или более) могло бы также быть использовано для запуска прерывания.

Рис. 14.46. Обнаружение телефонного вызывного сигнала.

_{(С любезного разрешения. N. Jotikasthira и М. Bain, фирма Infinet. Inc.)}

_{Упражнение 14.4. Покажите, как сделать запуск прерывания при поступлении маркирующего уровня. Позаботьтесь об обеспечении очистки прерывания программным способом.}

Периферийный АЦП мог быть привязан к шине ЦПЭ (вместо порта), при этом КМОП-формирователи сигналов третьего состояния используются для формирования развязки отключаемого от питания прибора (рис. 14.45). Тот же самый прием можно было применить для минимизации потребления мощности от источника питания, если высококачественный УАПП (например, 85СЗ0) как показано на рис. 11.13) подставляется вместо используемого здесь простого 85С52.

Немного философии: всегда соблазнительно постараться выжать последнюю каплю из микромощного проектирования, применяя дьявольские ухищрения в виде крайне маломощных приборов, отключения источника питания и др. Для нашей схемы вы смогли бы, вероятно, преуспеть в таком проектировании, где вместо С-элементов используются АА-элементы. Но крайние усилия (и цена) не имели бы в нашем случае значения, поскольку уменьшение на 20 % размера и веса не существенно для данной прикладной задачи. В действительности имело, вероятно, бы смысл еще больше упростить конструкцию, например, запитать ИС 7662 от того же самого отключаемого источника питания, что и периферийный АЦП, или даже оставить его под питанием постоянно.

Схемы, не требующие пояснений.

14.19. Удачные схемы.

На рис. 14.47 представлены некоторые удачные маломощные схемы.

Рис. 14.47. Удачные схемы, а — формирование напряжений +5 В и в диапазоне от -2 В до -4 В от единственной батареи 9 В; б — формирование напряжений +5 В от единственной батареи 9 В; в — широкодиапазонный наноамперметр (из PMI Арр. Note 106).

Глава 15. ИЗМЕРЕНИЯ И ОБРАБОТКА СИГНАЛОВ.

Ввведение.

Перевод И. И. Короткевич и О. А. Соболевой.

Возможно, наиболее увлекательной (и наиболее полезной) областью применения электроники являются сбор и использование данных о технологических процессах или при научных экспериментах. Вообще говоря, первичные преобразователи или датчики (устройства, с помощью которых некоторые физические величины, такие, например, как температура или светимость, преобразуются в напряжение или другие электрические сигналы) используются для получения сигналов, которые далее могут обрабатываться в электронных схемах, кодироваться с помощью АЦП, запоминаться и анализироваться компьютерами. Если исследуемый сигнал настолько мал, что его маскируют шумы и помехи, то используются мощные методы выделения частот сигнала, такие, как «детектирование с захватом», усреднение сигналов, многоканальные счетчики, а также корреляционный и спектральный анализы, с помощью которых требуемый сигнал восстанавливается. В конце концов результаты таких физических измерений можно использовать для внешнего управления самим экспериментом или для контроля процесса, который обычно обеспечивается небольшим компьютером или микропроцессором, предназначенным для такой задачи. Недавние достижения в развитии мощных и недорогих микропроцессоров привели к бурному проникновению электроники в область управления и регистрации хода процессов, что не имело прецедентов всего десять лет назад.

Эту главу мы начнем с рассмотрения методов измерения и с описания используемых преобразователей. Здесь есть неограниченные возможности для изобретательской деятельности, поэтому перечень преобразователей, описываемых в этой главе, далеко не полон, а охватывает лишь наиболее типичные. Мы более подробно расскажем о некоторых специфических проблемах, присущих имеющимся измерительным преобразователям, и дадим несколько схемных решений, которыми вы можете воспользоваться. Постараемся охватить наиболее трудные проблемы, включая сверхвысокие сопротивления источников сигналов (сотни мегаом для микроэлектродов или ионных зондов), маломощные, преобразователи с низким сопротивлением (как, например, термопары, тензодатчики, магнитные звукосниматели), высокоимпедансные чувствительные элементы для переменного тока (емкостные преобразователи) и др.

В этой главе мы продолжим знакомство с получением прецизионных стандартных значений (стандарты частоты и времени, а также напряжений и сопротивлений) и некоторыми методами прецизионных измерений. Затем более подробно опишем весь процесс сужения полосы и «выделения сигнала из шума». Эти методы чрезвычайно мощны и для непосвященных представляются таинственными.

В заключение мы кратко расскажем об анализе спектров и методе Фурье.

Читатель, которого интересует только конструирование электронных схем, может не читать эту главу.

Измерительные преобразователи.

Иногда бывает, что величина, которую вы хотите измерить, сама по себе является электрической. Примером этому могут служить нервные импульсы (напряжение), проводимость морской воды (сопротивление), поток заряженных частиц (ток) и др. В этом случае измерения оказываются относительно прямыми, а основные трудности связаны с выбором типов измерительных электродов и возможностями обработки сигналов, которые удается получить. Здесь можно столкнуться либо с очень высоким импедансом (как, например, в случае с микроэлектродами), либо с очень слабыми сигналами (ток, возникающий при радиоактивном распаде).

Гораздо чаще требуются приборы, которые могут преобразовывать некоторые физические величины в соответствующие значения электрических сигналов. Сюда можно отнести измерения температуры, уровня светимости, магнитного поля, деформации, ускорения, интенсивности звука и т. п. В последующих разделах будут рассмотрены наиболее часто встречающиеся преобразователи входных сигналов, чтобы дать общее представление о том, что можно измерять и с какой точностью. Более подробно будут описаны измерения тепла и светового потока, но охватить все возможные измерения в данной книге невозможно.

15.01. Температура.

Поступающие в продажу датчики температуры имеют очень хорошие характеристики. Это касается как диапазона измеряемой температуры, так и точности, воспроизводимости, универсальности кривых, а также габаритов и стоимости.

Термопары. Если соединить между собой два провода из различных металлов, то на их концах возникнет небольшая разность потенциалов (сопротивление такого источника при этом будет низким!), обычно порядка милливольта, с температурным коэффициентом около 50 мкВ/°С. Такие соединения называют термопарами, и используются они для измерений температуры в широком диапазоне. Комбинируя различные пары сплавов, можно измерять температуры от —270 до +2500 °C с хорошей точностью (0,5–2 °C). Термоэлектрические свойства различных сплавов хорошо известны, поэтому термопарные зонды в любом виде (щупы, прокладки, бронированные зонды и т. п.), изготовленные из одних и тех же сплавов, могут взаимозаменяться без дополнительной калибровки.

Классическая термопарная цепь приведена на рис. 15.1.

Рис. 15.1. Классическая схема включения термопары.

Специфический подбор металлов, указанный на этом рисунке, составляет термопару, известную как тип J (см. табл. 15.1, в которой приведен список стандартных сплавов и их свойств). Каждая пара изготовляется путем сварки (спайки) двух разных металлов таким образом, чтобы получилось небольшое по размеру соединение-спай. (Известно, что можно соединить провода, просто скручивая их вместе, но такое соединение не будет работать долго!) Опорный («холодный») спай абсолютно необходим, иначе придется иметь дело с добавочными паразитными термопарами, возникающими в точках, где различные металлы соединяются с зажимами измерительного прибора. Эти лишние неконтролируемые термо-э.д.с. в схеме приводят к странным и неточным результатам. Даже при наличии двух термопар на клеммах все же имеют место термопарные соединения, но это редко вызывает осложнения, поскольку они одинаковы и находятся при той же температуре.

В термопарных схемах напряжение зависит от температуры обоих термосоединений. Грубо говоря, оно пропорционально разности температур между двумя спаями. На практике требуется знание температуры на чувствительном спае. Учесть температуру опорной термопары можно двумя способами: (а) Поддерживать на опорном спае постоянную температуру, равную 0 °C. Обычно для этого используют ванночку с тающим льдом, но можно приобрести прекрасный небольшой стабилизированный по температуре холодильник, который будет выполнять ту же работу. Если измеряются очень высокие температуры, то можно не беспокоиться о тех небольших ошибках, которые возникают, если опорный спай будет находиться при комнатной температуре, (б) Более современные методы заключаются в построении компенсирующих схем, которые корректируют отличие, связанное с тем, что температура на опорном соединении не равна 0 °C. На рис. 15.2 показано, как это осуществляется.

Рис. 15.2. Схема компенсации температуры опорного спая термопары.

Основная идея заключается в использовании полупроводникового датчика, воспринимающего температуру холодного спая, и схемы, формирующей поправку к напряжению, т. е. компенсирующей разницу между фактической температурой опорного спая и стандартной (0 °C). AD590 (см. следующий раздел об ИС-датчиках температуры) дает на выходе ток (в микроамперах), пропорциональный температуре (в Кельвинах). R₁ выбирается в соответствии с термоэлектрическим коэффициентом, в данном случае на этом резисторе 1 мкА/°С преобразуется в 51,5 мкВ/°С (см. табл. 15.1), а опорный трехполюсный источник AD580 (в комбинации с R₂ и R₃) используется для компенсации тока смещения 273 мкА при 0 °C (273,15 К), даваемого AD590. Таким образом, тока коррекции нет, если опорный спай находится при 0 °C, а если он имеет несколько другую температуру, то к собственному напряжению от пары спаев добавляется 51,5 мкВ/°С (термоэлектрический коэффициент соединения типа J при комнатной температуре).

Следует несколько слов сказать об измерительной схеме. Проблема усиления сигналов термопар связана с низким выходным напряжением (50 мкВ/°С или около этого), большими синфазными помехами промышленной частоты и радиочастотными наводками. Усилитель должен хорошо подавлять синфазные помехи промышленной частоты (60 или 50 Гц) и иметь стабильное дифференциальное усиление. Кроме того, его входное сопротивление должно быть достаточно высоким (порядка 10 кОм или более), чтобы предотвратить ошибки от нагружения датчика, поскольку выводы термопар имеют некоторое сопротивление (например, выводы длиной ~ 1,5 м соединения типа К 30-го калибра имеют сопротивление 30 Ом). Примером решения этой задачи может служить схема, приведенная на рис. 15.3.

Рис. 15.3. Балансный усилитель сигналов термопары с компенсацией опорного спая на выходе.

Она представляет собой просто обычный дифференциальный усилитель с Т-образной цепью обратной связи, обеспечивающей высокое усиление по напряжению (в данном случае 200) и в то же время с достаточно большим входным сопротивлением, таким, что сопротивление источника не создает заметной погрешности. Операционный усилитель представляет собой прецизионный усилитель, у которого дрейф составляет менее 1 мкВ/°С, благодаря чему эта составляющая ошибки измерения много меньше 50 мкВ, эквивалентных погрешности в 1 °C. Благодаря входным шунтирующим конденсаторам ослабляются ВЧ-радиопомехи (термопары и их длинные соединительные линии могут вести себя подобно радиоантеннам). Поскольку в любом случае сигнал от термопары очень слаб, полезно дополнительно ограничить полосу, подключая параллельно сопротивлению обратной связи конденсатор, как показано на схеме рис. 15.3. В случае возникновения больших трудностей, связанных с радиопомехами, может оказаться необходимым экранировать входные провода и добавить ВЧ-дроссели перед входными шунтирующими конденсаторами.

Заметим, что схема компенсации напряжения на опорном спае термопары на рис. 15.3 подключена к выходной цепи в отличие от обычного способа компенсации напряжения холодного спая термопары на входе, показанного на рис. 15.2. Это сделано для того, чтобы сохранить точный дифференциальный баланс на входе и тем самым обеспечить высокое подавление синфазной помехи, присущее дифференциальному усилителю. Так как усилитель имеет коэффициент усиления по напряжению, равный 200, то на выходе схемы компенсации напряжение термо-э.д.с. усиливается до 200 x 51,5 мкВ/°С или 10,3 мВ/°С. Отметим, что для ОР-97Е входному току смещения 0,1 нА (макс.) сопутствует на входе ошибка 25 мкВ, которая вместе с U_см = 25 мкВ (макс.) может быть сведена к нулю. Можно также использовать операционный усилитель 7652 типа модулятор-демодулятор со стабилизацией нуля (U_см = 5 мкВ макс, J_см = 40 нА макс).

Вместо простого дифференциального усилителя можно использовать измерительный усилитель, показанный на рис. 7.32; в этом случае существенно улучшатся параметры смещения по постоянному току на входе.

Пользователи термопар должны знать, что фирма Analog Devices выпускает усилители сигналов термопар с компенсацией холодного спая AD594 (тип J) и AD595 (тип К). Эти монолитные устройства обладают всем необходимым (включая опорную точку льда) для получения выходного напряжения пропорционального температуре и даже программируемую тройную точку для термопарного входа. Наилучшие из них имеют точность (без подстройки) ±1 °C при комнатной температуре и ±3 °C при -25 °C и при +75 °C. Фирма Linear Technology изготовляет компенсатор холодного спая микромощной термопары, сконструированные для использования с внешним прецизионным ОУ. В нем предусмотрена компенсация для всех типов термопар, приведенных в табл. 15.1 (кроме типа В); благодаря коррекции кривизны второго порядка, точность сохраняется в широкой области температур. Наилучшие (LT1025A) имеют точность (без подстройки) +0,5 °C при комнатной температуре и ±2 °C при -25 и +80 °C.

Промышленностью выпускаются комплекты аппаратуры для измерения температур с помощью термопар самых различных конфигураций. Сюда входят вычислительные схемы для преобразования термоэлектрического напряжения в данные о температуре. Например, в цифровых термометрах, изготовляемых фирмами Analog Devices и Omega Engineering, достигается точность около 0,4 °C в интервале температур от —200 до +1000 °C и около 1 °C для температур, превышающих +2300 °C.

При сравнении с другими методами измерения температуры термопары обладают такими преимуществами, как небольшие размеры и широкий интервал температур, кроме того, они особенно хороши для измерения высоких температур.

Термисторы. Термисторы представляют собой полупроводниковые устройства, у которых температурный коэффициент сопротивления отрицателен и обычно равен приблизительно -4%/°С. Они выпускаются во всевозможных видах, от шариков из свинцового стекла до бронированных зондов. Термисторы, предназначенные для точных измерений температур (их можно также использовать, например, в качестве элементов схем температурной компенсации), обычно имеют сопротивление несколько сотен омов при комнатной температуре, а характеристики их прекрасно укладываются (с точностью до 0,1–0,2 °C) на стандартные кривые. Высокий коэффициент изменения сопротивления делает их очень удобными в эксплуатации, они недороги и стабильны. Для измерения и контроля в области от —50 до +300 °C имеется достаточно богатый выбор термисторов. Относительно легко строятся простые и эффективные схемы «пропорционального регулирования температуры», в которых термисторы используются в качестве чувствительных элементов; посмотрите, например, указания RCA по применению ICAN-6158 или же спецификацию Plessey на SL445A.

Из-за своего свойства сильно изменять сопротивление в зависимости от температуры термисторы не предъявляют высоких требований к последующим электрическим схемам. Некоторые из простых методов получения выходного напряжения показаны на рис. 15.4.

Рис. 15.4. Схемы включения термисторов.

Схема а особенно эффективна при измерениях низких температур, так как сопротивление термистора изменяется по экспоненциальному закону, а схема б имеет несколько более линейный характер изменения выходного напряжения в зависимости от температуры. Например, на рис. 15.5 приведены зависимости сопротивления от температуры одного термистора 10 кОм (Fenwal UUA41J1, унифицированная кривая) и того же термистора с включенным последовательно сопротивлением 10 кОм.

Рис. 15.5. Зависимость сопротивления от температуры для термистора и термисторно-резисторной пары.

Последовательная пара имеет линейную характеристику в пределах 3 % в области от -10 до +50 °C и 1 % от 0 до +45 °C. Такую линейность имеет зависимость выходного напряжения от температуры в схеме с сопротивлением R, изображенной на рис. 15.4, б.

На схемах в и г рис. 15.4 приведены варианты с улучшенной линейностью, в которых использованы составные согласованные термисторы (и соответствующие резисторные пары), изготовляемые Yellow Springs Instrument Company. Эти 2-термисторные конфигурации обеспечивают линейность 0,2 % в области температур от 0 до 100 °C. YSI также выпускает 3-термисторные модули (с тремя резисторами), имеющие еще лучшие показатели линейности. Схема д представляет собой классический мост Уитстона, уравновешенный при R_T/R₂ = R₁/R₃; поскольку здесь измеряются отношения, нельзя не учитывать отклонений, связанных с изменениями напряжения питания.

Мостовая схема в сочетании с усилителем, обладающим высоким коэффициентом усиления, особенно широко используется для определения небольших изменений вблизи некоторой опорной температуры; при малых отклонениях выходное (дифференциальное) напряжение линейно зависит от величины разбаланса. Во всех термисторных схемах надо учитывать явления саморазогрева. Обычные небольшие термисторные зонды имеют коэффициент рассеяния, равный 1 мВт/°С, т. е. нагрев, соответствующий I²R, должен не превышать 1 мВт, если вы хотите иметь точность считывания температуры не хуже чем 1 град.

В свободную продажу поступает комплект приборов для измерения температур, использующих термисторы с подходящими характеристиками. Эти устройства включают в себя встроенные вычислительные схемы для преобразования считываемого сопротивления непосредственно в данные о температуре. Например, модель цифрового термометра 5800 фирмы Omega перекрывает область от —30 до +100 °C, причем считывание температуры возможно как по стоградусной шкале Цельсия, так и по шкале Фаренгейта на 4-цифровом СИД-индикаторе. Точность термометра во всей области 0,5 °C с разрешением 0,1 °C.

Термисторный метод измерения по сравнению с другими проще и точнее, но термисторы чувствительны к саморазогреву, хрупки и пригодны для узкой области температур.

Платиновые термометры сопротивления. Эти устройства представляют собой катушку из очень чистой платиновой проволоки с положительным температурным коэффициентом сопротивления, равным приблизительно 0,4 %/°С. Платиновые термометры чрезвычайно стабильны во времени и имеют кривую, очень точно (0,02-0,2 °C) совпадающую со стандартной. С ними можно работать в весьма широкой области температур от —200 до +1000 °C, но стоимость их высока.

ИС-датчики температуры. Как мы уже отмечали в разд. 6.15, смещение шкалы от источника опорного напряжения можно получить от датчика температуры, дающего напряжение, пропорциональное абсолютной шкале, т. е. напряжение, пропорциональное температуре по шкале Цельсия. REF-02, например, обеспечивает температурный выход с линейным коэффициентом +2,1 мВ/°С. Если этот выход подключить к усилителю с регулируемым усилением и смещением для калибровки, то можно получить точность почти 0,5 °C для интервала от —55 до +125 °C.

LM335 — удобный 2-клеммный температурный датчик, который в принципе подобен зенеровскому диоду с выходным напряжением +10 мВ/К; например, при 25 °C (298,2 К) он работает как стабилитрон на 2,982 В (рис. 15.6).

Рис. 15.6. ИС-датчики температуры. Напряжения соответствуют 25 °C. Способы а и б приводят, кроме того, к ошибке 1 % для температурного коэффициента резистора 33·10^-6 1/°С.

Выпускаются эти датчики с начальной точностью ±1 °C и имеют внешнюю подстройку. Простой калибровкой можно обычно улучшить его точность до ±0,5 °C максимально в области —55 °C — +125 °C. После подстройки точность выхода должна быть 0,1 °C при тестовой температуре и с бюджетом точности на краях ±0,5 °C (рис. 15.7).

Рис. 15.7. Погрешности температуры для LM335.

LM35 также обеспечивает наклон зависимости выходного напряжения от температуры +10 мВ/°С, но он ведет себя скорее как 3-полюсный опорный источник (а не как 2-клеммный зенеровский диод), в котором питание (+4 ÷ +30 В) подается на третий зажим; внутреннее смещение у него такое, что выходное напряжение равно 0 В при 0 °C. При работе вблизи или ниже 0 °C следует использовать понижающий резистор, как показано на рис. 15.6, г. Наилучшие приборы (LM35A) имеют максимальную погрешность 0,5 °C, но они не подстраиваемые.

Родственное им устройство LM34A работает также, но считывание осуществляется по шкале Фаренгейта (0 В при 0°Ф). Существуют и другие ИС-датчики температуры, например АО590 — 2-клеммное устройство, работающее как генератор постоянного тока, у которого ток в микроамперах пропорционален абсолютной температуре; например, при 25 °C (298,2 К) он ведет себя как стабилизатор тока на 298,2 мкА (±0,5 мкА). Точность, достигаемая этим простым прибором, равна 1 °C (при наилучшей градуировке) в интервале от —55 до +150 °C. Что особенно привлекает в них, так это простота внешних электрических соединений.

Пластиковый вариант AD592 имеет сравнимые характеристики в меньшей температурной области (-25 °C до 105 °C). ИС источника тока LM334 (см. разд. 6.18) также имеет на выходе сигнал, пропорциональный абсолютной температуре, устанавливаемый с помощью одного резистора в соответствии с формулой J_вых (мкА) = [227 Т (°К)]/R_уст (см. рис. 15.6); эта формула включает в себя ~= 5 %-ную коррекцию на U_ ток.

Кварцевые термометры. Изменение резонансной частоты кристалла кварца может быть использовано для создания точного, с хорошей воспроизводимостью, термометра. Хотя реальные генераторы на кристалле кварца обычно имеют самый низкий температурный коэффициент, можно подобрать сечение кристалла, обеспечивающее большой коэффициент, и воспользоваться высокой точностью частотных измерений. Хорошим образцом такого датчика является прибор фирмы Newlett-Packard 2804А — термометр со встроенным микропроцессором, имеющий абсолютную точность 40 мкград в интервале от —50 до +150 °C (при расширении интервала точность уменьшается) и температурное разрешение 100 мкград. Чтобы получить такие характеристики, в приборе предусмотрена индивидуальная калибровка каждого датчика, данные с которого используются для вычисления температуры.

Пирометры и термографы. Интересен метод «бесконтактного» измерения температуры с помощью классического пирометра. Метод заключается в том, что наблюдатель, рассматривая через зрительную трубу вроде телескопа раскаленную поверхность предмета, сравнивает цвет его свечения с цветом нити накала внутри пирометра. При этом наблюдатель подстраивает ток нити накала так, чтобы ее яркость сравнялась с яркостью объекта наблюдения (причем оба рассматриваются через красный светофильтр), и считывает температуру. Этот метод удобен для измерения температуры очень горячих объектов в окислительной или в восстановительной газовой среде, где невозможно использование термопар. Обычные оптические пирометры имеют интервал измеряемых температур от 750 до 3000 °C, точность около 4 °C для нижней части интервала температур и около 20 °C — для верхнего края интервала.

Появление хороших детекторов инфракрасного излучения позволило использовать этот метод измерений и для более низких температур вплоть до обычных. Например, фирма Omega выпускает ряд инфракрасных пирометров с цифровым считыванием в области температур от —30 до +5400 °C. Измеряя интенсивность инфракрасного излучения, иногда с определенными длинами волн, вы можете определять с хорошей точностью температуру удаленных предметов. Такая «термография» с недавнего времени стала популярной в совершенно различных областях: в медицине для диагностики опухолей или в энергетике, например термография вашего дома покажет вам, где транжирится энергия.

Низкотемпературные измерения. Особое место занимает проблема точного измерения температуры криогенных (очень холодных) систем. Задача сводится к выяснению вопроса, насколько температура близка к абсолютному нулю (0 К = = —273,15 °C). Здесь имеются два пути: измерение сопротивления обычного углеродсодержащего резистора, которое при низких температурах резко возрастает, и измерение парамагнитных свойств некоторых солей. Эти вопросы касаются специальной области измерительной техники и здесь рассматриваться не будут.

Измерения позволяют управлять. Если имеется способ регулировать некоторую количественную величину, то при наличии хорошей измерительной аппаратуры можно точно управлять этой величиной. В частности, термисторы обеспечивают прекрасное управление температурой ванны или печи.

15.02. Уровень излучения.

Измерение, синхронизация и наблюдение слабых световых потоков достигли высокого уровня благодаря существованию методов усиления, которые неприменимы в обычной схемотехнике. Фотоумножители, усилители с канальными пластинами, ПЗС (приборы с зарядовой связью) и УУКМ (усилитель + усилитель с кремниевой мишенью) включены в каталог высококачественных оптических детекторов. Мы сначала расскажем о самых простых детекторах (фотодиодах и фототранзисторах), а затем перейдем к экзотическим и удивительным устройствам.

Фотодиоды и фототранзисторы. Диодный переход работает как фотодетектор. Свет создает электронно-дырочные пары и тем самым вызывает ток во внешней цепи. Диоды, используемые в качестве фотодетекторов (фотодиоды и p-i-n-диоды), имеют прозрачный корпус и обладают хорошим быстродействием, высоким КПД, низким уровнем шума и малыми токами утечки. Простейший режим работы фотодиода — это когда он соединен параллельно с сопротивлением нагрузки или со входом преобразователя ток/напряжение, как показано на рис. 15.8.

Рис. 15.8.

Более быстрое срабатывание (при том же фототоке) у обратно-смещенного перехода (рис. 15.9).

Рис. 15.9.

Быстродействующие р-i-n-диоды имеют времена срабатывания несколько наносекунд или меньше (ширина полосы 1 ГГц), если нагружены на низкое сопротивление. Следует отметить, что у хороших р-i-n-диодов ток утечки так мал (меньше наноампер), что тепловые шумы сопротивления нагрузки становятся доминирующими уже при сопротивлениях, меньших или равных 100 МОм, поэтому отношение быстродействие/шум здесь выбирается на основе компромисса. Кроме того, при работе с низкими уровнями светового потока нужно учитывать и ошибки, вызываемые смещением напряжения на входе усилителя или напряжения сдвига в сочетании с «темновым» сопротивлением фотодиода.

Фотодиоды - прекрасные детекторы излучения в условиях, когда света много, но если уровень излучения низок, то сигнал с его выхода может быть слишком мал. Обычно их чувствительность порядка 1 мкА на 1 мВт падающего излучения. Поток в 1000 фотонов в 1 с, видимый невооруженным глазом, если его сфокусировать на р-i-n-диоде, вызовет фототок всего в 4·10^-16 А, что совершенно невозможно выделить на фоне шума и тока утечки. Здесь лучше применять не фотодиоды, чувствительные к фотонам (см. след. раздел о фотоумножителях), а так называемые фоторезисторы, которые имеют значительно больший выходной ток, чем фотодиоды, при сравнимых уровнях облучения, но хуже по быстродействию. Фототранзисторы работают как обычные транзисторы, но ток базы — это фототок, получаемый в переходе база-коллектор.

Недорогие фототранзисторы типа MRD701 имеют выходной ток порядка миллиампера при освещенности 1 мВт/см², времена нарастания и спада десятки микросекунд, а фототранзисторы Дарлингтона типа MRD711 имеют фототок примерно в 50 раз выше, но времена нарастания у них составляют 100 мкс или более. Заметим, однако, что добавочное усиление тока в фототранзисторах или в составных фототранзисторах не улучшает их способность детектировать очень малые уровни света (чувствительность), поскольку нижний предельный уровень определяется «темновым током» детекторного диода.

Мы имеем прекрасные результаты с фотодиодами фирмы UDT, Siemens и Наmаmаtsи. В каталоге последней представлено впечатляющее разнообразие детекторов, включая кремниевые p-n-переходы, р-i-n-диоды на кремнии, фотодиоды на GaAs (как диффузионные, так и Шоттки) и на GaP, лавинные детекторы. В каталоге перечислены простые детекторы различных размеров и вида, а также линейные фотодиодные матрицы. ADT выпускает серии детекторов с разъемами типа МВС.

Фотоумножители. Для детектирования и измерения малых световых потоков (и иногда с наносекундным разрешением) лучше всего пригодны фотоумножители. В них фотоны (мельчайшие частицы света) вырывают с «фотокатода», изготовленного из светочувствительного щелочного металла, электроны. В фотоумножителе этот слабый фототок усиливается благодаря ускоренному движению электронов к последующим поверхностям (динодам), из которых легко вырываются дополнительные электроны. Рис. 15.10 иллюстрирует этот процесс.

Рис. 15.10. Процесс умножения в ФЭУ.

При таком «электронном умножении» шум первоначального сигнала фототока практически не усиливается. Делитель напряжения обычно рассчитывают так, чтобы между соседними динодами падало по 100 В, при этом усиление на каждом каскаде было равно 10 или общее 10⁶. В конце концов ток собирается на аноде, потенциал которого близок к земле (см. рис. 15.11), и он бывает настолько велик, что шумы последующего усилителя уже не играют роли.

Рис. 15.11. Схема смещения динодов в фотоумножителях.

Наиболее эффективные фотокатодные материалы имеют квантовый выход, превышающий 25 %, и благодаря большому усилению, обеспечиваемому динодами, легко фиксируются отдельные фотоэлектрические акты. Если световой поток очень мал, то сигналы после ФЭУ (фотоэлектронного умножителя) подаются на импульсный усилитель, интегрирующий заряд, дискриминатор (см. подробнее рис. 13.60) и счетчик. При больших световых потоках количество фотоэлектронов становится столь большим, что анодный ток фиксируется как макроскопическая величина. ФЭУ имеют чувствительность порядка 1 А на 1 мкВт, а максимальный анодный ток ФЭУ не должен превышать 1 мА. Таким образом, число фотонов практически ограничивается величиной около 1 млн/с, что при грубой оценке соответствует падающей мощности 2·10^-12 Вт!

Обычно выпускаемые электронные приборы работают в режиме как счета импульсов, так и измерения тока на выходе. Например, «квантовый фотометр» фирмы РАР с встроенным источником высокого напряжения работает в обоих режимах. Он имеет 11 диапазонов для счета импульсов (полная шкала от 10 имп./с до 10⁶ имп./с) и 11 диапазонов считывания анодного тока (полная шкала 10 нА-1 мА).

Даже в условиях полной темноты на аноде будет небольшой ток. Он вызывается тепловыми электронами, исходящими из фотокатода и динодов, и его можно уменьшить, если охлаждать ФЭУ до температуры —25 °C и ниже. Обычно темновые токи для светочувствительного катода ФЭУ из щелочноземельных металлов имеют величину примерно 30 ед./(с·см² площади катода) при комнатной температуре. Охлажденный ФЭУ с небольшим катодом имеет темновой ток меньше единицы в секунду. Следует помнить, что ФЭУ с включенным напряжением питания не должен подвергаться воздействию обычного света; для ФЭУ, в окно которого попал дневной свет даже при отключенном питании, требуется 24 ч или более, чтобы он «остыл» и его темновой ток вернулся к нормальному уровню. В некоторых применениях (например, флуоресцентные измерения) ФЭУ могут известное время подвергаться воздействию ярких вспышек света. В этом случае вы можете минимизировать время восстановления при перегрузке, блокируя ускоряющее напряжение на первых нескольких динодах во время вспышки (некоторые изготовители предоставляют эту возможность соответствующим сочетанием ФЭУ/гнездо).

По сравнению с фотодиодами ФЭУ обладают более высоким квантовым выходом, сохраняя быстродействие (время нарастания обычно равно 2 нс). Однако они громоздки и требуют стабилизированного источника высокого напряжения, поскольку усиление ФЭУ возрастает экспоненциально в зависимости от приложенного напряжения.

Особое значение приобретают ФЭУ при работе с чрезвычайно малыми световыми потоками. Они используются при токах анода порядка микроампера или менее, следовательно, ФЭУ легко «видят» свет, который вы не можете видеть. Фотоэлектронные умножители применяют не только для непосредственного детектирования света, как в астрономии (фотометрия) и биологии (биолюминесценция, флуоресценция), но и в схемах совпадений со сцинтилляторами типа детекторов частиц и детекторов рентгеновского и гамма-излучения, которые будут рассматриваться в разд. 15.07. ФЭУ широко используются в спектрофотометрии, где они в сочетании с призмами, дифракционными решетками или интерферометрами позволяют проводить точные измерения оптических спектров. ФЭУ изготовляются фирмами RCA (Burle), Hamamatsu, EMI и EG&G.

ПЗС, усилители изображения, УКМ, УУКМ и диссекторы изображения. С помощью некоторых новейших искусных методов можно получить изображение на уровне отдельных световых квантов, т. е. можно сформировать изображение с такой же чувствительностью к малым световым потокам, что и в фотоумножителях (не дающих изображение). Эти последние изобретения удивительны. Вы можете сидеть в совершенно темной комнате и смотреть в телевизионный монитор, в котором изображаются, хотя и со множеством «бликов», все предметы в комнате.

Ключевым узлом во всех этих устройствах является электронно-оптический усилитель изображения, на выходе которого формируется яркая реплика входного изображения. Считывание осуществляется либо с помощью обычного видикона (ТВ-камеры) с кремниевой мишенью, либо с помощью матрицы ПЗС. В видиконе изображение, спроецированное на светочувствительную двумерную мишень, считывается сканированием электронного пучка, а в ПЗС-путем сдвига «изображения» по типу аналогового регистра сдвига. Чувствительность телевизионной камеры много ниже уровня отдельных фотонов — это двумерный аналог фотодиода. Поместив перед камерой трубку электронно-оптического усилителя изображения, вы совершите чудо. Схематично этот процесс изображен на рис. 15.12.

Рис. 15.12. Видикон с одним каскадом усиления изображения. 1 — изображения попадают на чувствительный фотокатод, эжекция электронов; 2 — усиленное изображение, формируемое на люминофоре выходного окна ускоренными электронами; 3 — усиление изображение попадает на чувствительную поверхность видикона, считывание осуществляется сканированием электронного пучка.

Электронно-оптические усилители поступают в двух вариантах. В усилителях с первичной генерацией чувствительная поверхность фотокатода такая же, как и в фотоумножителях. Здесь предусмотрена фокусировка электронов и имеется люминофорный экран, расположенный позади так, что фотоэлектроны от катода ускоряются под действием приложенного высокого напряжения и бомбардируют люминофор с энергией, достаточной, чтобы вызвать яркие вспышки света. С помощью такого усилителя вы можете получить на одном каскаде усиление около 50 с разрешением приблизительно 50 линий на 1 мм. Обычно ставятся два, три или четыре каскада, чтобы получить общее усиление света 10⁶ или более. Входное и выходное окна делаются из стекла с внутренним соответственно фоточувствительным или фосфорным покрытием, или же они могут изготовляться из плотной связки оптических волокон. Оптические волокна обладают тем преимуществом, что позволяют сопрягать совершенно плоские входные и выходные поверхности с искривленной поверхностью трубки.

Благодаря волоконной оптике упрощаются внешние оптические узлы, так как можно соединять эти устройства покаскадно, прямо стыкуя их вместе без всяких линз. Электронно-оптические усилители с вторичной генерацией, в которых используются «микроканальные пластинки», позволяют достичь более высоких значений для коэффициента усиления света на одном каскаде, и их лучше всего использовать при низких уровнях световых потоков, когда число «ионных актов» мало. Положительные ионы вырываются из люминофора и движутся к катоду, где производят сильный всплеск. В этих усилителях в пространство между катодом и люминофором помещается микроканальная пластина, представляющая собой связку микроскопических полых трубок, внутренняя поверхность которых покрыта умножающим слоем по типу динодов. Фотоэлектроны от катода ударяются снизу об эти каналы, вырывая вторичные электроны, благодаря чему получается усиление света порядка 10000 (рис. 15.13).

Рис. 15.13. Электронно-оптический усилитель с микроканальной пластиной и с электростатической фокусировкой.

Можно получить разрешение около 20 лин./мм, а используя специфические конфигурации («J-канал», «С-канал», «шеврон»), почти полностью решить проблему дефицита ионных актов. В результате получается усилитель изображения с таким же квантовым выходом, как и фотоумножитель (20–30 %).

Использование почти бесшумного умножения электронов позволяет довести уровень усиленного света до уровня чувствительности видикона или ПЗС. Такие усилители, совмещенные в одной трубке с видиконом, имеющим кремниевую мишень, называют УКМ (усилители с кремниевой мишенью). УУКМ (усилитель + усилитель с кремниевой мишенью) — это УКМ, перед которым с внешней стороны встроен дополнительный усилитель (рис. 15.14). Эти приборы позволяют видеть в темноте и широко применяются как в астрономии, так и для военных действий в ночное время.

Рис. 15.14. Усилитель + усилитель с кремниевой мишенью (УУКМ).

_{1 — изолирующий «герметизирующий» материал; 2 — люминофор; 3 — высоковольтные выводы; 4 — фотокатод; 5 — магнитная отклоняющая система; 6 — цоколь трубки видикона; 7 — входное окно диаметром 18 мм (связка оптических волокон); 8 — электростатическая фокусировка; 9 — стекловолоконный диск; 10 — кремниевая мишень (видикон); 11 — электронный пучок для сканирующего считывания.}

Интересную модель фотоэлектронного усилителя изображения представляет собой так называемый диссектор изображения - хитроумное устройство, которое фактически является предшественником описанных приборов. В нем после площадки чувствительного фотокатода располагается цепочка обычных для фотоумножителей динодов. Между фотокатодом и динодами имеется небольшая диафрагма и несколько отклоняющих электродов так, что любое пятно на фотокатоде может стать активной областью генерации электронов, умножаемых системой динодов. Можете считать, что диссектор изображения — это тот же фотоумножитель, но у которого рабочая область на фотокатоде электронным путем может перемещаться. Квантовый выход и усиление те же, что и у обычных ФЭУ, но от усилительных видиконов, ПЗС и УКМ (у всех у них изображение интегрируется) диссекторы отличаются тем, что между считываниями изображение в пределах входного поля зрения не накапливается. Конечно, детекторные матрицы ПЗС могут использоваться и без усилителя.

Компании EGG Reticon, Kodak, TI, Tektronix, Thomson и Toshiba выпускают их в виде одномерной («линейной») матрицы, содержащей до 4096 ячеек, или же в виде двумерной (плоской) матрицы, содержащей 256К (512x512) и более ячеек (так называемых «пикселов», или «элементов растра»). Toshiba, например, выпускает плоские детекторы с размещением до 2·10⁶ пикселов на один кристалл. Линейные матрицы более удобны как детекторы в спектроскопии; плоские же — для двумерных изображений, в телевизорах.

Все ПЗС являются свето-интегрирующими устройствами, т. е. у них, пока матрица не считывается, заряд в каждом пикселе накапливается. Во время считывания ПЗС ведет себя как аналоговый регистр сдвига с изображением растрового типа, возникающим в виде последовательных аналоговых импульсов на одной шине.

15.03. Деформация и смещение.

Измерение таких физических переменных, как положение и сила, само по себе достаточно сложно, и любой измерительный прибор должен включать в себя такие устройства, как тензодатчик, ДПЛП и т. п. Основным здесь является измерение перемещения. Существует несколько прекрасных методов измерения положения, смещения (изменение положения) и деформации (относительное удлинение).

ДПЛП. Весьма распространены ДПЛП (дифференциальные преобразователи линейных перемещений), название которых само объясняет их суть. Они строятся в виде трансформаторов с подвижным сердечником, в которых возбуждается переменным током одна обмотка и измеряется индуцированное напряжение во второй обмотке. Вторичные цепи имеют в середине отвод (или делаются как две отдельные обмотки) и располагаются симметрично по отношению к первичной, как показано на рис. 15.15.

Рис. 15.15. Датчики перемещений. а — дифференциальный преобразователь линейных перемещений (ДПЛП), вид в разрезе; б — схема ДПЛП; в — выходное напряжение ПЛП в зависимости от перемещения; г — схема тензодатчика.

ДПЛП выпускаются различных размеров и охватывают диапазон перемещений от 0,125 до 625 мм, с частотами возбуждения от 50 Гц до 30 кГц и точностью от 1 до 0,1 % или еще лучше. Лидирующей в этой области является фирма Schaevitz, в каталоге которой представлен широкий выбор линейных и угловых («ДПВП»[4]) преобразователей, приборов, преобразующих измерения датчиков ДПЛП в давление, силу, ускорение и т. п., а также устройств считывания данных ДПЛП. Если вы работаете в этой области и пользуетесь ДПЛП, у вас может возникнуть желание создать собственную аппаратуру, возможно использующую ИМС, предназначенные для специальных целей. Например, прибор Signetics NE5520/1 «LVDT[5] Signal Conditioner» выдает сигналы синусоидального возбуждения и включает в себя синхронный демодулятор, обеспечивающий выходное напряжение пропорциональное перемещению, измеренному ДПЛП. Устройства 2S54/6 Analog Devices являются синхронными демодуляторами с высокой линейностью (0,01 %), имеющими встроенные А/Ц-преобразователи, обеспечивающие прямые цифровые выходы (14 и 16 бит соответственно).

Тензодатчики. Тензодатчики измеряют удлинение и (или) изгиб сборки из четырех металлических тонкопленочных резисторов, подвергаемой деформации. Они выпускаются в виде законченных комплектов размерами от 0,4 мм до нескольких сантиметров с сопротивлением, обычно равным приблизительно 350 Ом/плечо. Электрическая схема тензодатчиков подобна мосту Уитстона: на два противоположно расположенных зажима подается постоянное напряжение, а с двух других снимается разность потенциалов, как уже рассматривалось в разд. 7.09. Выходные напряжения очень малы, обычно около 2 мВ на 1 В возбуждения при полной шкале деформации, точность от 1 до 0,1 % всей шкалы (см. рис. 15.15, г).

Очень нелегко измерять относительно малые удлинения, и определение величины деформации в этом случае, к сожалению, ненадежно. Небольшие различия в температурных коэффициентах элементов моста влияют на их чувствительность к температуре, что ограничивает точность деформации. Это проблематично даже в условиях контролируемой температуры окружающей среды из-за явления саморазогрева. Например, при возбуждении постоянным током напряжение 10 В 350-омного моста в чувствительном элементе рассеивается 300 мВт, а его температура возрастает на 10 °C (или больше), что вызывает ошибку в реальном сигнале от 0,1 до 0,5 % для всей шкалы.

В последнее время получили распространение полупроводниковые тензодатчики. На выходе они дают сигнал, в 10 раз превышающий сигнал металлопленочных приборов, а их сопротивление составляет несколько сотен омов. И что особенно важно, для их возбуждения можно использовать источник тока, а не источник напряжения, а это дает возможность минимизировать чувствительность к температуре.

Емкостные преобразователи. Очень чувствительный метод измерения перемещений может быть реализован, если использовать преобразователь, состоящий просто из двух близко расположенных друг к другу пластин или из пластины, заключенной между парой внешних пластин. Включив такой конденсатор в резонансную схему или используя мост, возбуждаемый переменным током высокой частоты, можете улавливать и измерять очень малые изменения положения. Емкостные микрофоны используют этот принцип для преобразования акустического давления или скорости его изменения в электрический сигнал звуковой частоты.

Интересные схемные решения применяются в усилителях для конденсаторных микрофонов, и они имеют большое практическое значение, поскольку многие из лучших микрофонов для записи являются просто емкостными датчиками положения, состоящими из тонкой металлизированной пластиковой фольги, расположенной почти вплотную к жестко закрепленной пластине. Конденсатор заряжается через большое сопротивление напряжением от 50 до 100 В, и фиксируются изменения напряжения при движении диафрагмы в звуковом поле.

Конденсаторные микрофоны имеют чрезвычайно высокие импедансы источника (типичная капсула имеет емкость около 20 пФ или реактивное сопротивление около 400 МОм при 20 Гц), поэтому шансы, что сигнал сумеет пройти даже через кабель малой длины, практически отсутствуют, если не поместить непосредственно при капсуле предусилитель. На рис. 15.16 представлены два способа усиления напряжения с капсулы, амплитуда которого может принимать значения от 1 мВ до 100 мВ (эфф.) для обычно используемых материалов.

Рис. 15.16. Усилители для емкостных микрофонов.

В первой схеме малошумящий операционный усилитель на полевых транзисторах обеспечивает усиление 20 дБ и низкое выходное сопротивление, необходимое, чтобы возбудить однопроводную экранированную линию. Поскольку усилитель должен располагаться вплотную к капсуле микрофона (в пределах нескольких сантиметров), следует рабочие напряжения (смещение для капсулы, а также питание ОУ) подавать через микрофонный кабель, а в данном случае по дополнительным проводам.

Особенностью этой схемы является плавающая микрофонная капсула, позволяющая упростить задание смещения ОУ. R₁ и С₁ — фильтр напряжения смещения микрофона, a R₂ должен иметь высокое сопротивление по сравнению с капсулой на всех звуковых частотах, R₅ и С₄ образуют фильтр ВЧ, так как линия несбалансирована и в нее, следовательно, могут проникать радиочастотные наводки и помехи.

Эта схема не лишена некоторых недостатков. Она требует 4-жильного кабеля, тогда как промышленностью выпускается стандартный экранированный двухжильный кабель. К этому же плавающая капсула создает чисто технические трудности. Эти недостатки ликвидируются во второй схеме, где смещение на капсулу подается по линии, служащей и для передачи звуковой частоты, причем линия представляет собой согласованную 200-омную пару. Один электрод капсулы заземлен, а p-канальный p-n-полевой транзистор (ПТ) используется в режиме истокового повторителя, работающего на небольшой трансформатор звуковой частоты. Однополюсный выход восстанавливается на удаленном конце, где смещение подается на центральное ответвление трансформатора. Кое-кто может возразить, что увеличение числа трансформаторов - плохая идея, но на практике они прекрасно работают.

Углы. Угол поворота объекта с достаточно хорошей точностью можно преобразовать в электрические сигналы. Например, имеются модификации ДПЛП для измерения углов поворота, весьма популярны вращающиеся синусо-косинусные преобразователи. В обоих случаях используется возбуждение переменным током, и угловое положение легко измеряется вплоть до дуговой минуты. Приложив некоторые усилия, можно измерять углы и на уровне дуговой секунды. В других приборах используется, например, световой пучок, падающий на стеклянный диск с серыми радиальными штрихами.

Интерферометрия. Измерения положения с высокой точностью можно проводить, используя отражение лазерного луча от зеркал, скрепленных с предметом, и считывая число интерференционных полос. Предельная точность таких методов определяется длиной волны излучения, так что приходится приложить большие усилия, чтобы добиться точности, большей чем полмикрона (1 микрон, или микрометр, равен 1/1000 мм). Например, промышленный измеритель на лазере, выпускаемый фирмой Hewlett-Packard, имеет разрешение, приближающееся 10^-6 см. Лазерные интерферометры сейчас используют для непрерывных наблюдений, для измерений плоскостности и для решения различных задач в научно-исследовательских лабораториях. В Национальном бюро стандартов большинство прецизионных измерений размеров осуществляется интерференционно с помощью Deslatt. Дислетты, несомненно, прекрасны, когда требуется проводить прецизионные физические измерения, так как они позволяют измерять интервалы до миллиангстрема (10^-11 см) и углы в дуговых миллисекундах.

Кварцевые генераторы. Кварцевые кристаллы откликаются на деформацию изменением своей резонансной частоты, таким образом обеспечивая очень точный метод измерения малых смещений или измерений давления. Кварцевые преобразователи давления обеспечивают самое высокое разрешение из всех устройств, имеющихся в настоящее время (об этом см. ниже).

15.04. Ускорение, давление, сила, скорость.

Описанные методы позволяют измерять ускорение, давление и силу. Акселерометры содержат в себе тензодатчик, связанный с массивным пробником, или датчик емкостного типа, которые реагируют на изменение в положении пробной массы. В акселерометрах, которые измеряют непосредственно перемещение пробной массы для получения выходного сигнала, приходится демпфировать систему для предотвращения колебаний. В некоторых системах используют обратную связь, препятствующую массе перемещаться относительно тела акселерометра. В этом случае выходной сигнал акселерометра будет соответствовать величине силы, возникающей в петле обратной связи.

ДПЛП, тензодатчики, емкостные преобразователи и кварцевые генераторы применяются для измерений давления в сочетании со специальными устройствами, такими, как манометр Бурдона, полые спиральные кварцевые трубки, которые раскручиваются при заполнении газом. ДПЛП, например, охватывают область измерений от 70 гс/см² до 7 гс/см² или больше. Кварцевые осцилляторы обеспечивают самое высокое разрешение и точность. Образцы, выпускаемые фирмой Рагоsсiеntifiс, обеспечивают точность 0,01 % и стабильность 0,001 %. Фирма Hewlett-Packard выпускает кварцевые манометры с полной шкалой 800 кгс/см² и паспортным разрешением 0,7 гс/см².

Для измерения силы и веса часто используются ДПЛП, хотя здесь подходит любой метод измерения перемещений. Полная шкала общедоступного ряда приборов охватывает диапазон от 10 г до 250 г с точностью 0,1 %. Для измерения с высокой точностью малых сил в лабораторных условиях используют приборы с торсионным балансированием кварцевой нити, электростатической балансировкой и т. п. Интересный пример современного подхода представляет собой гравиметр разработки фирм Goodkind и Warburton. В нем вес сверхпроводящей сферы под действием магнитного поля грубо компенсируется в нуль, а остаточный небаланс снимается с помощью электростатических датчиков и пластин. Такой метод позволяет измерять изменения гравитационного поля до 10^-9 и с легкостью наблюдать изменение барометрического давления, связанное с влиянием воздушных масс на локальное гравитационное поле!

Магнитные преобразователи скорости. Прежде всего следует отметить, что датчики перемещений можно использовать для измерения скорости, которая является производной положения по времени. Однако можно и непосредственно проводить измерения скорости, принимая во внимание, что напряжение, индуцируемое в проволочной петле, движущейся в магнитном поле, пропорционально скорости изменения магнитного потока, пронизывающего петлю. Такие устройства для измерения скорости содержат длинную проволочную катушку с магнитным сердечником, движущимся внутри ее. Чаще всего магнитные датчики скорости используются в промышленных звукозаписывающих и воспроизводящих устройствах: микрофонах (и в обратном варианте — громкоговорителе), кассетных магнитофонах, электромагнитных звукоснимателях, аналоговых записывающих устройствах. Эти датчики обычно дают сигналы очень низкого уровня (несколько милливольт) и требуют своеобразных схемных решений. Чтобы получить высококачественное воспроизведение звука, надо снизить шумы и наводки на 60 дБ и более, т. е. до уровня микровольт. Поскольку в студиях звукозаписи и на радиостанциях эти сигналы проходят по кабелю очень большое расстояние, задача может осложниться.

На рис. 15.17 показаны способы усиления слабых сигналов от микрофонов и магнитных звукоснимателей.

Рис. 15.17. Усилители для динамического микрофона и электромагнитного звукоснимателя.

Динамический микрофон противоположен по принципу громкоговорителю: катушка под действием звукового давления движется в магнитном поле. Выходной импеданс этих приборов 200 Ом, а уровень сигналов от 50 мкВ до 5 мВ (эфф.) для тихой речи и концертного зала соответственно. Всякий соединительный кабель значительной длины представляет собой сбалансированную и экранированную скрученную пару и заканчивается стандартным 3-штырьковым разъемом XLR Cannon для звуковой аппаратуры. На дальнем конце кабеля производится преобразование сопротивления к уровню около 50 кОм с помощью высококачественного звукового согласующего трансформатора, как показано на рис. 15.17, а. Уровень сигнала при этом трансформируется к значениям от 1 мВ до 100 мВ (эфф.), и, как показано, далее сигнал должен усиливаться малошумящим предусилителем. Хотя часто используются предусилители с усилением 40 дБ, но, чтобы получить хорошие параметры при перегрузках, лучше остановиться на усилении 20 дБ. Это особенно справедливо при записи популярной музыки, где певцы часто заканчивают выступление выкриками прямо в микрофон. Использование сбалансированного 200-омного микрофонного кабеля значительно ослабляет помехи благодаря его способности подавлять синфазные сигналы. Хорошие трансформаторы звуковых частот, предназначенные для такого рода применений, имеют электростатический экран между обмотками, что дополнительно уменьшает чувствительность в ВЧ-наводкам. Если радиочастотные помехи недостаточно подавляются этой схемой, как может быть при наличии близко расположенных передающих станций, можно добавить на входе предусилителя низкочастотный фильтр. Наводки можно подавить, если последовательно входу подключить резистор 1 кОм (или небольшой дроссель) и заземленный конденсатор 100 пФ.

Звукосниматели не нуждаются в сбалансированной линии, так как кабель к предусилителю обычно очень короткий. Стандартный способ - это просто использовать одножильный экранированный провод, конец которого заземляется через 47 кОм, что нужно для получения надлежащей частотной характеристики (рис. 15.17, б). Здесь показан также входной фильтр для уменьшения наводок радиочастот, которые являются всеобщей проблемой в городах. ВЧ-сигналы на входе звуковой аппаратуры ставят специфические задачи, так как вследствие нелинейностей усилителя звуковых частот в диапазоне радиочастот происходит их паразитное детектирование, в результате чего возникают помехи на звуковых частотах и искажения. При конструировании ВЧ-фильтра нельзя делать емкость нагрузки большой (не больше 300 пФ, включая емкость кабеля), иначе изменится частотная характеристика полезного сигнала.

Чтобы сохранить уровень шума низким, сопротивление последовательной цепи следует выбирать не более нескольких сотен омов. До некоторой степени большие величины индуктивности можно безбоязненно использовать, поскольку индуктивность самой головки обычно составляет 0,5 Г. Приведенная усилительная схема имеет стандартную характеристику RIAA, используемую для звукозаписи в США.

15.05. Магнитное поле.

Точные измерения магнитных полей необходимы в научных исследованиях при наличии измерительной аппаратуры, в которой используются магнитные поля (магнитный резонанс, магнетроны, приборы с магнитной фокусировкой электронов и т. п.), а также в геологии при разведке полезных ископаемых. Для измерений на уровне 1 % достаточно датчиков на эффекте Холла. Эффект Холла вызывает появление поперечного напряжения на токонесущем куске материала (обычно это полупроводник), помещенном в магнитное поле, и полная шкала промышленных магнитометров на основе эффекта Холла перекрывает область от 1 Гс (гаусс) до 10 кГс. Чтобы вы имели представление о масштабе этих величин, скажем, что Земля обладает полем примерно 0,5 Гс, в то время как сильный постоянный магнит - несколько сотен гаусс. Холловские магнитометры дешевы, несложны, небольших размеров и надежны. Например, недорогой TLI73 фирмы TI является законченным линейным датчиком на основе эффекта Холла, размещенным в трехполюсном пластиковом корпусе ТО-92. При питании от +12 В на выходе его постоянное напряжение возрастает на 1,5 мВ на каждый гаусс приложенного магнитного поля. Sprague также выпускает ряд линейных холловских датчиков (серии VG 3500/3600). Эффект Холла используется также при построении бесконтактных распределительных щитов и панелей переключений, как было отмечено в разд. 9.04.

Давно известен метод, в котором многовитковая проволочная катушка либо вращается в магнитном поле с некоторой постоянной скоростью, либо перемещается поступательно. При этом измеряется соответственно или индуцированное переменное напряжение, или интегральный ток. Сама по себе катушка очень проста, и для нее имеется стройная электромагнитная теория, но применение таких катушек делает приборы громоздкими, да и выглядят они старомодно.

Для измерения очень малых магнитных полей нет ничего лучше СКИПа (SQUID — сверхпроводящий квантовый интерференционный прибор) — весьма хитроумного устройства на сверхпроводниках, легко измеряющего один квант магнитного потока (0,2 мкГс на 1 см²). С помощью СКИПа можно измерить магнитное поле, наводимое в вашем теле, когда вы пьете стакан холодной воды, если это зачем-либо понадобится. Имеются фантастические устройства, требующие значительного оснащения криогенной аппаратурой, жидким гелием и т. п., и здесь нет необходимости их рассматривать. Точные измерения магнитного поля в диапазоне килогаусса лучше всего осуществляются с помощью ЯМР (ядерный магнитный резонанс) — магнитометра. Это устройство, в котором используется прецессия атомных ядер (обычно водорода) во внешнем магнитном поле. Этим методом пользуются физики, и точность измерения без усилий достигается порядка 10^-6 или еще лучше. Поскольку выходным сигналом является частота, подходят все методы точного измерения частоты-времени (более подробно об этом сказано ниже).

В таких приборах, как магнитометры с насыщенным сердечником и магнитные усилители, осуществляется еще один способ измерения магнитных полей. В них феррит возбуждается переменным полем, а наблюдаемый сигнал соответствует наложенному внешнему полю.

15.06. Вакуумные манометры.

Измерения в вакууме, к счастью, не вызывают затруднений, и вакуум играет немаловажную роль, например, при производстве транзисторов и ИМС, изготовлении тонких пленок и сублимации кофе. Основным измерительным прибором в подобных процессах служит ионизационный манометр Баярда/Алперта, который внешне напоминает вывернутую наизнанку вакуумную лампу-триод (рис. 15.18).

Рис. 15.18. Ионизационный манометр.

Горячая нить накала испускает электроны, которые притягиваются к положительно заряженному аноду. На пути к аноду пучок электронов сталкивается с находящимися в трубке молекулами газа и создает положительно заряженные ионы, которые притягиваются к центральному электроду, потенциал которого близок к потенциалу земли. Ионный ток в точности пропорционален молекулярной плотности газа, т. е. давлению. Ионные манометры используют в тех случаях, когда давление (вакуум!) измеряется в пределах от 10^-3 до 10^-11 мм рт. ст. (единица давления 1 мм рт. ст. называется также торром, нормальное атмосферное давление равно 760 мм рт. ст.). Для того чтобы поддерживать давление равным 10"10 мм рт. ст., требуется величайшая тщательность в работе, даже наличие отпечатка пальца на внутренней стороне баллона может свести на нет все ваши усилия.

Для измерения более умеренных уровней давления (от 1 мм рт. ст. до 1 мкм рт. ст., такое давление создают с помощью механических форвакуумных насосов) чаще всего используют манометры с термопарой, соединенной с небольшим нагревателем; через нагреватель пропускают некоторый ток и определяют температуру с помощью термопары. «Аппарат» охлаждается остаточным газом, при этом понижается выходное напряжение термопары. Манометры с термопарами обычно используют для того, чтобы узнать, когда можно включать насосы (диффузионные или ионизационные) высокого вакуума. Фирма Cranville-Phillips выпускает улучшенный вариант теплоотдающего манометра, работа которого основана на сходных принципах. Этот манометр называют «конвектроном», с его помощью измеряют давление в диапазоне от 1 мм рт. ст. до атмосферного давления.

15.07. Детекторы элементарных частиц.

В ядерной физике и физике элементарных частиц, а также в многочисленных областях науки, использующих в своей практике радиоактивные частицы (медицина, судебная экспертиза, промышленный контроль и т. п.), существенное место отводится вопросам обнаружения, идентификации, спектрального анализа заряженных частиц и фотонов высоких энергий (рентгеновских лучей и гамма-лучей). Сначала рассмотрим детекторы рентгеновского и гамма-излучения, а затем детекторы заряженных частиц.

Детекторы рентгеновского и гамма-излучения. Классический образ искателя урана предполагает седеющего, измученного жарой субъекта, который бродит по пустыне со счетчиком Гейгера в руке. В наши дни в отношении детекторов достигнут значительный прогресс. Во всех современных детекторах используется следующий эффект: энергия поступающего в детектор фотона используется для ионизации какого-либо атома, при этом благодаря фотоэлектрическому эффекту излучается электрон. С этим электроном поступают по-разному в различных типах датчиков.

Ионизационная камера, пропорциональный счетчик, счетчик Гейгера. Эти детекторы состоят из цилиндрической (как правило) камеры, имеющей в диаметре несколько сантиметров, и проходящего в центре тонкого провода. Камера бывает заполнена каким-либо газом или смесью газов. С одной стороны имеется узкое «окошко» из материала, пропускающего интересующее вас излучение (пластик, бериллий и т. п.). Центральный провод имеет положительный потенциал и подключается к некоторой электронной схеме. Типичная конструкция такого детектора представлена на рис. 15.19.

Рис. 15.19. Пропорциональный счетчик частиц.

Когда в камере появляется квант излучения, он ионизирует атом, и тот испускает фотоэлектрон, последний затем отдает энергию, ионизируя атомы газа до тех пор, пока запас энергии не иссякнет. Оказывается, что электрон отдает около 20 В энергии в расчете на создаваемую им пару электрон — ион, следовательно, полный заряд, высвобожденный фотоэлектроном, пропорционален энергии, которую первоначально несло излучение. В ионизационной камере этот заряд собирается и усиливается усилителем заряда (интегрирующим), который работает также как фотоумножитель. Итак, выходной импульс пропорционален энергии излучения. Аналогичным образом работает пропорциональный счетчик, но на его центральном проводе поддерживается более высокое напряжение, следовательно, притягиваемые к нему электроны вызывают дополнительную ионизацию и результирующий сигнал получается большим. Эффект умножения заряда позволяет использовать пропорциональные счетчики при небольших значениях энергии излучения (порядка киловольт и ниже), когда ионизационные счетчики использовать невозможно. В счетчике Гейгера на центральном проводе поддерживается достаточно высокое напряжение, при котором любая начальная ионизация порождает большой одиночный выходной импульс (фиксированной величины). В данном случае вы получаете хороший большой выходной импульс, но не имеете никакой информации об энергии рентгеновского излучения.

В разд. 15.16 вы познакомитесь с интересным прибором, называемым анализатором ширины импульсов, который позволяет преобразовать последовательность импульсов различной ширины в гистограмму. Если ширина импульса является мерой энергии частицы, то с помощью такого прибора получим не что иное, как энергетический спектр! Итак, с помощью пропорционального счетчика (но не счетчика Гейгера) можно проводить спектрографический анализ излучения.

Подобные газонаполненные счетчики используют в диапазоне значений энергии от 1 кэВ до 100 кэВ. Пропорциональные счетчики обладают разрешающей способностью порядка 15 % при значении энергии 5,9 кэВ (распространенная для излучения калибровка, которую обеспечивает распад железа-55). Они недороги и могут иметь как очень большие, так и очень маленькие габариты, но для них требуется высокостабильный источник питания (умножение растет по экспоненциальному закону с напряжением), и они не отличаются высоким быстродействием (максимальная практически достижимая скорость счета грубо определяется величиной 25 000 имп./с).

Сцинтилляторы. Сцинтилляторы преобразуют энергию фотоэлектрона, электрона Комптона или пары электрон-позитрон в световой импульс, который воспринимается подключенным к прибору фотоумножителем. Распространенным сцинтиллятором является кристаллический иодид натрия (Nal) с примесью талия. Как и в пропорциональном счетчике, в этом датчике выходной импульс пропорционален поступающей энергии рентгеновского (или гамма) излучения, а это значит, что с помощью анализатора ширины импульсов можно производить спектрографический анализ (разд. 15.16).

Обычно кристалл Nal обеспечивает разрешение порядка 6 % при значении энергии 1,3 МэВ (распространенная для гамма-излучения калибровка, которую обеспечивает распад кобальта-60) и используется в энергетическом диапазоне от 10 кэВ до нескольких ГэВ. Световой импульс имеет длительность порядка 1 мкс, следовательно, эти детекторы обладают достаточно высоким быстродействием. Кристаллы Nal могут иметь различные размеры, вплоть до нескольких сантиметров, однако они сильно поглощают воду, следовательно, хранить их следует в закрытом виде. В связи с тем, что свет нужно каким-то образом устранять, кристаллы обычно поставляют в металлическом корпусе, имеющем окошко, закрытое тонкой пластинкой алюминия или бериллия, в котором находится интегральный фотоумножитель.

В сцинтилляторах используют также пластики (органические материалы), которые отличаются тем, что они очень недороги. Разрешение у них хуже, чем у иодида натрия, и используют их в основном в тех случаях, когда имеют дело с энергией выше 1 МэВ. Световые импульсы получаются очень короткими — их длительность составляет примерно 10 нс. В биологических исследованиях в качестве сцинтилляторов используют жидкости («коктейли»). При этом материал, исследуемый на радиоактивность, примешивается к «коктейлю», который помещается в темную камеру с фотоумножителем. В биологических лабораториях можно встретить очень красивые приборы, в которых процесс автоматизирован; в них через камеру счетчика одна за другой помещаются различные ампулы и регистрируются результаты.

Детекторы на твердом теле. Как и в других областях электроники, революцию в области обнаружения рентгеновского и гамма-излучения произвели достижения в технологии изготовления кремниевых и германиевых полупроводников. Детекторы на твердом теле работают точно так же, как классические ионизационные камеры, но активный объем камеры заполняется в данном случае непроводящим (чистым) полупроводником. Приложенный потенциал порядка 1000 В вызывает ионизацию и генерирует импульс заряда. При использовании кремния электрон теряет всего около 2 эВ на пару электрон — ион, значит, при той же энергии рентгеновского излучения создается гораздо больше ионов, чем в пропорциональном газонаполненном детекторе, и обеспечивается лучшее энергетическое разрешение благодаря более представительным статистическим данным. Некоторые другие, менее значительные эффекты также способствуют тому, что прибор имеет улучшенные характеристики.

Выпускают несколько разновидностей детекторов на твердом теле: на основе Si(Li) (называются «силли»), Ge(Li) («жилли») и чистого германия (или IG), отличающихся друг от друга материалом полупроводника и примесей, используемых для того, чтобы обеспечить изолирующие свойства. Все они работают при температуре жидкого азота (—196 °C), и все типы полупроводников с примесью лития нужно постоянно держать в холодном состоянии (повышенная температура влияет на детектор так же плохо, как на свежую рыбу). Типовые детекторы на основе Si(Li) имеют диаметр от 4 до 16 мм и используются в энергетическом диапазоне от 1 до 50 кэВ. Детекторы на основе Ge(Li) и IG используют при работе с более высокими значениями энергии, от 10 кэВ до 10 МэВ. Хорошие детекторы на основе Si(Li) обладают разрешением 150 эВ при значении энергии 5,9 кэВ (2,5 %, разрешение в 6–9 раз лучше, чем у пропорциональных счетчиков), германиевые детекторы обладают разрешением порядка 1,8 кэВ при значении энергии 1,3 МэВ (0,14 %).

Для того чтобы проиллюстрировать, что дает такое высокое разрешение, мы бомбардировали лист нержавеющей стали протонами с энергией 2 МэВ и проанализировали полученный рентгеновский спектр. Это явление называют рентгеновской эмиссией за счет протонов, и оно является мощным средством анализа веществ, при котором используется взаимное расположение спектров элементов. На рис. 15.20 показан энергетический спектр (полученный с помощью анализатора ширины импульсов), каждому элементу соответствуют два видимых рентгеновских импульса, по крайней мере при использовании детектора на основе Si(Li).

Рис. 15.20. Рентгеновский спектр листа нержавеющей стали, полученный с помощью аргонового пропорционального счетчика и детектора на основе Si(Li).

На графике можно видеть железо, никель и хром. Если нижнюю часть графика укрупнить, то можно будет увидеть и другие элементы. При использовании пропорционального счетчика получается «каша». Рис. 15.21 иллюстрирует аналогичное положение для детекторов гамма-излучения.

Рис. 15.21. Гамма-спектр кобальта-60, полученный с помощью сцинтиллятора на основе иодида натрия и детектора на основе Ge(Li).

_{(Из брошюры Canberra Ge(Li) Detector Systems фирмы Canberra Industries, Inc.)}

На этот раз сравниваются между собой сцинтиллятор на основе Nal и датчик на основе Ge(Li). Этот график нам помогли получить коллеги из фирмы Canberra Industries. Выражаем благодарность мистеру Тенчу. Как и в предыдущем случае, преимущество в отношении разрешающей способности оказалось на стороне детекторов на твердом теле. Детекторы на твердом теле обладают самым высоким энергетическим разрешением среди всех детекторов рентгеновского и гамма-излучения, но у них есть и недостатки: маленькая активная область в большом и неуклюжем корпусе (см., например, рис. 15.22), относительно невысокое быстродействие (время восстановления составляет 50 мкс и более), высокая стоимость и, кроме того, для работы с ними нужно запастись большим терпением (но может быть вам и понравится нянчиться с «пожирателем» жидкого азота, кто знает).

Рис. 15.22. Криостат с датчиком Ge(Li).

_{(С разрешения фирмы Canberra Industries, Inc.).}

Детекторы заряженных частиц. Детекторы, которые мы только что описали, предназначены для определения энергии фотонов (рентгеновских и гамма-лучей), но не элементарных частиц. Детекторы элементарных частиц имеют несколько иной облик; кроме того, заряженные частицы отклоняются электрическим и магнитным полями в соответствии с их зарядом, массой и энергией, благодаря чему измерять энергию заряженных частиц значительно проще.

Детекторы с поверхностным энергетическим барьером. Эти германиевые и кремниевые детекторы аналогичны детекторам из Ge(Li) и Si(Li). Однако их не требуется охлаждать, а это намного упрощает конструктивное оформление прибора. (А у вас появляется шанс получить свободное время!) Детекторы с поверхностным энергетическим барьером выпускают с диаметрами от 3 до 50 мм. Их используют в энергетическом диапазоне от 1 МэВ до сотен МэВ, они обладают разрешением от 0,2 до 1 % при значении энергии альфа-частиц, равном 5,5 МэВ (распространенная энергетическая калибровка, которая обеспечивается при распаде америция-241).

Детекторы Черепкова. При очень высоких значениях энергии (1 ГэВ и выше) заряженная частица может опередить свет в материальной среде и вызвать излучение Черенкова, «видимую ударную волну». Они находят широкое применение при экспериментах в физике высоких энергий.

Ионизационные камеры. Классическую газонаполненную камеру, которую мы рассмотрели выше в связи с рентгеновским излучением, можно использовать также в качестве детектора заряженных частиц. Простейшая ионизационная камера состоит из камеры, заполненной аргоном, и проходящего по всей ее длине провода. В зависимости от того, для работы с какими энергиями предназначена камера, ее длина может составлять от нескольких сантиметров до нескольких десятков сантиметров; в некоторых разновидностях прибора используют не один, а несколько проводов или пластин и другие газы-наполнители.

Душевые камеры. Душевая камера является электронным эквивалентом ионизационной камеры. Электрон попадает в камеру, заполненную жидким аргоном, и создает «душ» из заряженных частиц, которые затем притягиваются к заряженным пластинам. Специалисты в области физики высоких энергий любят называть такие приборы калориметрами.

Сцинтилляционные камеры. Заряженную частицу можно обнаружить с очень хорошим энергетическим разрешением с помощью фотоумножителей по ультрафиолетовым вспышкам, которые возникают при движении заряженной частицы в камере, заполненной жидким или газообразным аргоном или ксеноном. Сцинтилляционные камеры обладают более высоким быстродействием по сравнению с ионизационными и душевыми камерами.

Дрейфовые камеры. Это новейшее достижение в области физики высоких энергий, которое обусловлено успехами в области быстродействующих диалоговых вычислительных систем. Концепция их проста: камера, в которой под атмосферным давлением находится газ (обычная смесь аргона с этаном) и множество проводов с приложенным к ним напряжением. В камере действуют электрические поля, и когда в нее попадает заряженная частица, ионизирующая газ, ионы оказываются в сфере действия проводов. Отслеживаются амплитуды сигналов и моменты времени по всем проводам (вот здесь и приходит на помощь ЭВМ), и на основе этой информации строится траектория движения частицы. Если в камере действует еще магнитное поле, то можно также определить количество движения. Дрейфовая камера завоевала положение универсального детектора заряженных частиц для физики высоких энергий. Она может обеспечить пространственное разрешение порядка 0,2 мм и выше для объемов, которые могут вместить даже вас.

15.08. Щупы, используемые в биологии и химии.

Биологические и химические науки дают немало примеров любопытных измерений: электрохимические методы, в которых используются ионные электроды, электрофорез, вольтаметрия и полярографический анализ, а также хроматография, инфракрасная и визуальная спектроскопия, ЯМР, масс-спектроскопия, рентгеновская спектроскопия, ядерная квадратичная спектроскопия, электронная сканирующая микроскопия и др. Бесполезно пытаться в данной книге представить сколько-нибудь полный перечень этих сложных методов измерений. Более того, такая попытка лишь создаст впечатление, что эти методы не обладают фундаментальностью, присущей физическим измерениям, о которых речь шла выше в этой главе.

Для того чтобы дать представление о проблемах, возникающих при химических и биологических измерениях, опишем простейший вид измерений: определение потенциалов, возникающих на микроэлектроде (используемом для изучения нервных и мускульных сигналов в биологических системах), на ионном электроде (используемом для измерения концентрации определенных ионов в растворе) и на электрохимическом щупе. Как обычно, приходится сталкиваться с некоторыми загадками, если стремиться к тому, чтобы измеряемые величины имели смысл.

Микроэлектроды. Для того чтобы определить напряжение на нервном окончании или в клетке, пользуются электродами с диаметром, равным всего лишь нескольким сотням ангстрем (1 А = 10^-8 см, что приблизительно равно размеру атома водорода). Оказывается, в качестве электрода можно использовать стеклянный капилляр, заполненный проводящим раствором. Получается очень хороший щуп, но возникает интересная проблема, связанная с тем, что выходное сопротивление электрода как источника сигнала составляет 100 МОм и выше. Внешние наводки, нагрузка схемой, высокочастотный спад характеристики, обусловленный наличием кабеля и паразитных емкостей, приводят к пагубным последствиям.

Для того чтобы рассмотреть сигналы в нервах или мускулах, желательно иметь хорошую характеристику в области высоких частот, по крайней мере для частот порядка нескольких килогерц (это, конечно, не совсем та высокая частота, о которой шла речь в гл. 13). Усилитель должен обладать очень высоким входным импедансом, желательно также, чтобы входной шум был у него небольшим. Кроме того, он должен быть нечувствителен к синфазным сигналам. Подходящий вариант схемы представлен на рис. 15.23.

Рис. 15.23. Микроусилитель с компенсацией, защитой входов и эталонным каналом.

Использование эталонного электрода, подключенного вблизи точки измерения, устраняет возможность того, что постороннее воздействие будет воспринято как нормальный дифференциальный сигнал. На входах, как можно ближе к микроэлектродам, включены буферные усилители, в качестве которых использованы интегральные операционные усилители ИС₁ и ИС₂ со входами на полевых транзисторах и с низким уровнем шума. Они также используются для задания следящей связи на экраны кабелей, чтобы уменьшить эффективную емкость кабеля. Обратите внимание, что основной экран снаружи еще дополнительно экранирован.

Для того чтобы получить высокий входной импеданс и небольшой шумовой ток на входе, следует использовать усилители со входами на полевых транзисторах; типы интегральных схем, приведенные в примере, выбраны потому, что они обеспечивают небольшое шумовое напряжение на входе (максимальное значение 2 мкВ от пика до пика при частотах 0,1-10 Гц), обычно этот параметр создает трудности при работе с усилителями на полевых транзисторах и на полевых транзисторах с МОП-структурами. Пара прошедших через буферные усилители сигналов подается на стандартную схему дифференциального усилителя, построенного на основе ОУ с низким уровнем шума и с небольшим дрейфом; регулируемый стабильный сдвиг величиной 100 мВ обеспечивается ИС₆.

Итак, мы имеем усилитель со следующими параметрами: коэффициент усиления дифференциального сигнала равен 10, удовлетворительный уровень шума, хорошее подавление синфазного сигнала и малый входной ток (< 1 пА). Однако, несмотря на то, что емкость со стороны входа определяется входной емкостью буферов и микроэлектрода, схема имеет неудовлетворительное быстродействие. Например, при сопротивлении источника 100 МОм, работающего на емкость 20 пФ, точке —3 дБ соответствует частота, равная всего лишь 80 Гц. Выйти из положения помогает активная компенсация, осуществляемая с помощью цепи положительной обратной связи, в которую входят ИС₃ и ИС₄ и конденсаторы С₁ и С₂. На практике приходится регулировать коэффициент усиления по напряжению в усилителях ИС₃ и ИС₄ для получения хорошей характеристики в области высоких частот вплоть до нескольких килогерц.

Ионные электроды. Классическим примером ионного электрода служит измеритель кислотности рН-метр, с помощью которого определяют напряжение между эталонным электродом и тонким пластинчатым электродом из стекла, через который могут проникать ионы водорода. Снова мы сталкиваемся с тем, что источник имеет очень большое сопротивление, правда, здесь проблемы не столь серьезны, как в случае с микроэлектродами, так как частотная характеристика в данном случае не играет такой важной роли.

Промышленность выпускает более 20 видов электронных систем, например, для анализа активности ионов К⁺, Na⁺, NH₄⁺, CN^-, Hg⁺⁺, SCN^-, Br^-, С1^-, F^-, I^-, Са⁺⁺ или Си⁺⁺. В общем в этих системах используют два электрода: эталонный электрод, обычно имеющий серебряное покрытие из хлорида серебра (он погружается в концентрированный раствор хлорида калия, который соединяется с исследуемым раствором с помощью пористого штыря или геля) и электрод, несущий определенный заряд. Последний обычно представляет собой электрод, погруженный в концентрированный раствор, содержащий интересующие вас ионы и отделенный от испытываемого раствора мембраной, которая может пропускать только исследуемые ионы. Мембраной обычно служит специальное стекло, избирательно пропускающее те или иные ионы, или органическая жидкость, содержащая подвижные органические молекулы, способные перемещать ионы. Задача состоит в том, чтобы измерить напряжение в диапазоне от 0 до 2 В с точностью до милливольт, при этом величина тока не должна превышать 100 пА. Положение дел осложняется тем, что величина температурного коэффициента напряжения достигает нескольких процентов при изменении температуры на один градус (по шкале Цельсия). Можно попытаться устранить влияние температуры, если использовать компенсационную схему с термистором. Для того чтобы перейти от измеренной ионной активности к значениям концентрации, необходимо обратить внимание на общую ионную силу образца и на чувствительность заряженного электрода к другим ионам, присутствующим в растворе. Во всяком случае, любой химик подтвердит, что более качественные результаты можно получить лишь в том случае, если перед началом и по завершении измерений выполнить калибровку на каком-нибудь стандартном растворе. Если выполнять измерения тщательно, то можно анализировать концентрации величиной 0,1 миллионной доли и получать при измерениях точность порядка 1 % в растворах умеренной концентрации.

Электрохимические измерения. В области электрохимии выполняют аналитические измерения концентрации определенных ионов путем измерения токов в электродах (скорости реакции) относительно приложенного к раствору напряжения. Изменяя приложенное напряжение, вы задаете среди прочих такие потенциалы, при которых возникает определенная реакция, при этом возникают скачки и пики сигнала. Методы подобных аналитических измерений определяются такими терминами, как циклическая вольтаметрия, полярография, анодная вольтаметрия (ASV). Одним из наиболее чувствительных является метод ASV, в котором используется ртутный капельный электрод. На этот обновляемый электрод на некоторое время подается относительно высокий потенциал, затем направление тока меняется на противоположное, и производится последовательное выделение отдельных элементов. Этот метод позволяет обнаруживать такие элементы, как свинец и кадмий в концентрациях порядка 10^-9, и его следует рассматривать наравне с другими методами обнаружения элементов, такими, как нейтронная активация, спектроскопия пламени, рентгеновские и ионные микроизмерения.

Метод, при котором измеряется небольшой ток, в то время как в системе поддерживается фиксированное напряжение, называют «фиксацией напряжения». Он находит применение в исследованиях нервной и клеточной физиологии. Мембраны нервных окончаний (аксонов) имеют каналы, чувствительные к напряжению, через которые происходит диффузия определенных ионов. Физиологи измеряют напряжения, при которых открываются эти каналы. Для этого используют метод фиксации напряжения и микроэлектроды.

При работе с электрохимическими препаратами используют такой же метод измерений, но токи измеряют не в микроамперах, а в амперах. Здесь также задача состоит в том, чтобы вызвать определенную реакцию и получить ее продукт с помощью приложенного к системе напряжения. На рис. 15.24 показана простая схема стабилизатора напряжения (или схема фиксации напряжения).

Рис. 15.24. Схема электрохимических измерений (фиксатор напряжения).

Электролитическая ячейка состоит из электрода для инжекции тока (электрода-счетчика), общего электрода (рабочего электрода) и небольшого щупа для измерения напряжения в растворе вблизи рабочего электрода (эталонный электрод). Схема ИС₁ поддерживает напряжение между эталонным и рабочим электродами равным U_ЭТ за счет соответствующего изменения тока в электроде счетчика (при измерениях потенциала мембраны два верхних электрода должны находиться внутри клетки, а рабочий электрод — вне ее).

Схема ИС₂ поддерживает на рабочем электроде потенциал мнимого заземления и преобразует ток в выходное напряжение. Диапазон напряжений составляет обычно ±1 В; в аналитических измерениях диапазон токов определяется значениями 1 нА и 1 мА, для электрохимических препаратов диапазон определяется значениями 1 мА и 10 А.

Для того чтобы можно было производить сканирование, напряжение U_ЭТ должно формироваться генератором пилообразного напряжения. При слаботочных измерениях в мембранах следует тщательно экранировать входные провода, для получения определенной частотной характеристики рекомендуется также организовывать положительную обратную связь с помощью конденсатора подобно тому, как это было сделано в схеме на рис. 15.23.

Эталоны точных величин и прецизионные измерения.

В гл. 7 мы познакомили вас с приемами, которыми пользуются в точных приборах для обеспечения малых сдвигов и небольшого дрейфа, например, при усилении очень малых напряжений. Там мы коснулись только аналоговой электроники, вопросов усиления постоянно изменяющихся напряжений и токов. По ряду причин оказывается, что цифровые измерения таких величин, как частота, период, временной интервал, дают значительно более высокую точность, чем аналоговые измерения. В последующих разделах мы рассмотрим точность принятых в электронике эталонов (таких величин, как время, напряжение, сопротивление), и вы узнаете, как производить аналоговые измерения с высокой точностью, используя эти эталоны. Основное внимание при обсуждении будет уделено вопросам измерения времени/частоты, так как в этих измерениях точность имеет наибольшее значение, а также потому, что аналоговые схемы мы уже рассмотрели более или менее подробно в гл. 7.

15.09. Эталоны частоты.

Посмотрим, как можно получить стабильный эталон частоты, каким образом задать частоту и как ее поддерживать.

Кварцевые генераторы. Ранее в разд. 5.12-5.19 мы упоминали о том, какую стабильность может обеспечить эталон частоты, начиная от простейшего релаксационного RС-генератора и кончая атомным эталоном на основе рубидия или цезия. Для любой более или менее серьезной времязадающей схемы нужно использовать устройство, не менее стабильное, чем кварцевый генератор. К счастью, среди кварцевых генераторов есть очень недорогие, и их точность определяется миллионными долями. Например, за 50 долл. можно приобрести хороший кварцевый генератор с температурной компенсацией, стабильность которого определяется отношением 1:10⁶ при изменении температуры от 0 до 50 °C. При более высоких требованиях следует использовать термостатированные кристаллы; стоимость таких генераторов колеблется от пары сотен долларов до 1000 долл. Если вас интересует стабильность, оцениваемая миллиардными долями, то следует побеспокоиться о таком параметре, как «старение», которым определяется тенденция кварцевого генератора к дрейфу частоты с более или менее постоянной скоростью с момента начала эксплуатации прибора. Генераторы серии 10⁵ В, выпускаемые фирмой Hewlett-Packard, представляют собой стандартные генераторные модули, стабильность которых определяется отношением 2:100 x 10⁶ в полном температурном интервале, а скорость старения — отношением 0,5:10⁹ за день.

Некомпенсированные кварцевые генераторы и даже кварцевые генераторы с температурной компенсацией представляют собой лишь логические блоки небольших приборов. Более совершенные генераторы на термостатированных кристаллах кварца, как правило, представляют собой самостоятельные приборы.

Атомные эталоны. В настоящее время используют три атомных эталона: рубидий, цезий и водород. Рубидий поглощает микроволновые колебания на частоте 6 834682 608 Гц, цезий - на частоте 9192 631770 Гц, а водород — на частоте 1420405 751768 Гц. Эталон частоты на основе одного из перечисленных атомов представляет собой гораздо более сложное и дорогое устройство, чем хороший кварцевый генератор.

Рубидиевый эталон. Эталон на основе рубидия представляет собой стеклянную колбу, заполненную парами рубидия. Ее нагревают и помещают в микроволновую камеру со стеклянными окошками на торцах. Камера просвечивается рубидиевой лампой, свет, прошедший через камеру, фиксирует фотоэлемент. Одновременно на камеру подается модулированный микроволновый сигнал, полученный с помощью стабильного кварцевого генератора. Используя для обнаружения переданной световой энергии метод захвата (см. разд. 15.15), можно точно совместить микроволновый сигнал с резонансной частотой рубидия, так как оптическое поглощение газа рубидия изменяется на резонансной частоте. Частота кварца связана с резонансной частотой рубидия определенным соотношением, и таким образом генерируется эталонная частота, например 10 МГц. (На самом деле есть некоторые сложности, на которых мы не будем заострять внимание.).

Эталоны частоты на основе рубидия обладают большей стабильностью, чем кварцевые генераторы с термостатированным кристаллом, правда, им присущ один недостаток — старение. Имеющиеся в продаже устройства обладают стабильностью порядка 1:10¹¹ в полном температурном интервале, а старение для них определяется отношением 1:10¹¹ за месяц. Рубидиевые эталоны используют в лабораторных условиях, вы можете встретить их в обсерваториях и других местах, где выполняют наблюдения с очень высокой степенью точности. Следует отметить, что эталоны частоты на основе рубидия, так же как и кварцевые генераторы, должны быть откалиброваны, так как изменение условий внутри резонансного контура изменяет частоту в отношении 1:10⁹.

Цезиевый эталон. Цезиевый эталон частоты практически представляет собой атомную лабораторию в миниатюре, в которой атомы цезия запускаются из нагревательной в вакуумную камеру. В последней они пропускаются через магнитный селектор постоянного спина и переменного электрического поля, а потом детектируются с помощью ионизационного детектора с нагретой проволокой. Как и в рубидиевом генераторе, в данном случае микроволновый сигнал, определяемый стабильным кварцевым генератором, резонансно захватывается за счет сигнала обратной связи, снимаемого с фазового детектора, а выходная частота снимается с кварцевого генератора.

Цезиевые генераторы эталонной частоты не отличаются миниатюрностью и дешевизной. Но они представляют собой первичные стандартные эталоны; для них не требуется выполнять калибровку. В соответствии с международным соглашением цезиевый генератор частоты определяет продолжительность времени в одну секунду: это продолжительность 9 192631 770 периодов излучения, соответствующего переходу атома цезия-133 между двумя сверхтонкими уровнями основного состояния атома цезия-133. Цезиевые часы служат стандартом официального времени в стране, с их помощью выполняют калибровку временных сдвигов. Цезиевые часы представляют собой очень сложные устройства, даже коммерческие цезиевые генераторы обладают исключительными характеристиками: для генератора модели 5061В фирмы Hewlett-Packard (стоимостью 32500 долл.) старение и воспроизводимость определяются отношением 3:10²².

Водородный эталон. Для нейтральных атомов водорода резонансная частота составляет примерно 1420 МГц, и в отличие от других генераторов эталонной частоты на основе других атомов на атомах водорода можно непосредственно построить генератор. Как и в случае с атомами цезия, создается поток атомов, который пропускают сначала через магнитные селекторы. Затем он попадает в кварцевую колбу с тефлоновым покрытием, которая находится в микроволновой камере. Внутри этой «колбы-хранилища» атомы находятся в активном движении в течение приблизительно 1 с. За это время они отдают достаточное количество энергии ВЧ для поддержания колебаний в камере. Благодаря этому облегчается возможность фиксации кварцевого генератора с помощью схем ФАПЧ и смесителей. Такой прибор называют водородным мазером (он обеспечивает микроволновое усиление за счет индуцированного излучения).

Водородные мазеры обладают очень высокой стабильностью на коротких промежутках времени (не более нескольких часов), их стабильность оценивается отношением 1:10¹⁵. Тем не менее они не заменяют цезиевые генераторы в качестве устройств первичного отсчета времени, так как с ними связана не решенная пока проблема влияния объема камеры на частоту, кроме того, в этих приборах наблюдается долговременный дрейф, связанный с изменением свойств поверхности колбы — хранилища. Всемирно признанным лидером в деле создания водородных часов является Р. Весот из Смитсоновской астрофизической обсерватории (Кембриджский университет) — им создано более двух десятков этих приборов; цена одной такой «штуки» 0,5 млн. долл.

Метановый лазер. Этот четвертый по счету эталон частоты используется для инфракрасного диапазона длин волн и называют его стабилизированным метаном гелий-неоновым лазером. Его стабильность сравнима со стабильностью других атомных эталонов частоты, но он работает на частоте 8,85·10¹³ Гц (длина волны 3,39 мкм), и его нельзя использовать в качестве эталона радиочастот.

Последние достижения. Последние научные исследования, связанные со стабильными эталонами частоты, открыли две новые многообещающие темы: «ионные ловушки» и криогенные водородные лазеры. Сторонники новых направлений говорят, что если все пойдет хорошо, то можно будет обеспечивать стабильность, определяемую отношением порядка 1:10¹⁸.

Калибровка часов. Если вы не являетесь счастливым обладателем цезиевого генератора эталонной частоты, то вам нужно знать, каким образом можно воспользоваться стабильным калибровочным сигналом. Кроме того, иногда может потребоваться абсолютное значение как времени, так и частоты, т. е. может возникнуть необходимость установить часы, после того как они уже проработали какое-то время с нужной скоростью. Для этого предусмотрены следующие службы. На восточном побережье Соединенных Штатов и в некоторых других областях можно принять навигационный сигнал на частоте 100 кГц, лорановский сигнал (Loran-C), с помощью которого можно определить частоту и время. Лорановский сигнал генерируют цезиевые часы, этот сигнал сравнивается с сигналом, который генерируют главные цезиевые часы в Морской обсерватории; Морская обсерватория ежемесячно публикует поправки. Еще одна служба времени именуется WWVB, ею заведует Национальный институт стандартов и технологии (бывшее Национальное бюро стандартов) в шт. Колорадо. Она формирует сигналы на частоте 60 кГц, которые можно принимать на всей территории Соединенных Штатов. Оба низкочастотных сигнала можно синхронизировать с точностью до 1 мкс и выше, если вы находитесь в пределах действия сигнала, распространяющегося по поверхности земли (в пределах нескольких сотен миль), но влияние ионосферы (смена дня и ночи, солнечные ветры и т. п.) приводит к тому, что синхронизация с помощью «воздушного сигнала» обеспечивает меньшую точность (10–50 мкс). Из недавно появившихся служб времени можно назвать сигнал Омега, который передается на очень низкой частоте (около 10 кГц) и может быть принят в любой точке с точностью около 10 мкс. Геостационарные метеорологические спутники, известные под названием «GOES», передают в диапазоне УКВ (497 МГц) сигналы временных отсчетов, которые можно использовать для синхронизации с точностью до мс, при условии, что вы находитесь в зоне видимости одного из таких спутников (зона видимости — это вся Северная и Южная Америка).

Если вы используете эти сигналы, то сможете сравнивать частоту, которую вы получаете с помощью своего генератора, с эталоном. В продаже имеются хорошие приборы, воспользовавшись которыми вы можете не ломать себе голову над тем, как выполнить сравнение — все будет сделано без вашего вмешательства, а вы даже получите красивые графики с результатами. Немного сложнее обстоит дело с установкой часов. Самый надежный способ заключается в том, чтобы отнести свое устройство в службу времени, где могут выполнить такую установку.

Вернувшись на место, следует обнаружить в эфире лорановский сигнал или какой-нибудь другой и определить временную задержку распространения от передатчика до вас. Полученное число нужно запомнить! (Мы до сих пор помним магическое число 53,211 мкс, которое определяет задержку распространения лорановского сигнала из Нантукета до 60-дюймового телескопа в Гарварде.) И если только между передатчиком и вами не образуется неожиданно новая гора, вы можете выдавать отсчеты точного времени.

Недавно появившаяся Система Глобального Позиционирования (СГП или «NAVSTAR») состоит из 121 спутника. Эти спутники находятся на 12 часовых орбитах с высоким отклонением, на их бортах установлены атомные часы. Когда эта система будет запущена в действие полностью, она позволит определять время (с точностью до 20 нс) и местоположение (с точностью до 10 м) любой точки на земле. Для решения этих задач будет использоваться «умное» приемное устройство Системы с небольшой антенной в форме круглой дверной ручки, имеющее небольшой диапазон L-частот (от 1,2 ГГц до 1,6 ГГц). В незавершенном виде эта Система уже использовалась для синхронизации часов в мировом масштабе с точностью до 50 нс. Полная Система, безусловно, сможет обеспечить время передачи порядка 2 нс, при условии, что будут приняты предложения по ее модернизации.

К другим методам синхронизации времени и частоты, о которых вы можете услышать, относят синхронизацию с помощью микроволновых повторителей, телевизионных сигналов, спутников связи и наблюдений за пульсарами.

15.10. Измерения частоты, периода и временных интервалов.

Оказывается, что измерять частоту и период колебаний с высокой степенью точности на редкость просто — для этого достаточно иметь генератор эталонной частоты и несложную цифровую схему.

Измерение частоты. На рис. 15.25 показана основная схема счетчика частоты. Триггер Шмитта преобразует аналоговый входной сигнал в логические уровни, после этого производится стробирование вторым импульсом, получаемым от кварцевого генератора с делителем, длительность которого точно равна 1 с. Частота в герцах определяется числом импульсов, зафиксированным многоразрядным двоично-десятичным счетчиком. Между интервалами счета полезно зафиксировать полученное число и произвести сброс счетчика.

Рис. 15.25. Схема измерения частоты с помощью счетчика.

На практике времязадающую схему можно построить так, чтобы можно было выбирать короткие и длинные интервалы: 0,1, 1, 10 с. Можно также устранить интервал длительностью 1 с между измерениями. Схема может быть усовершенствована: можно включить регулируемый предусилитель с перестраиваемым уровнем срабатывания и гистерезисом и панель, на которую поступает выход дискриминатора и с помощью которой можно контролировать уровень срабатывания на осциллографе; выход двоично-десятичного счетчика можно подключить к ЭВМ или регистрирующему устройству, может быть предусмотрена возможность для подключения внешнего генератора в тех случаях, когда имеется прецизионный эталон; полезно предусмотреть возможность ручного старт-стопного режима при простом счете (суммировании).

Микроволновые счетчики. Используя современные цифровые интегральные схемы, можно работать с частотами порядка 3 ГГц. В частности, фирма GigaBit Logic выпускает серию счетчиков с чрезвычайно высоким быстродействием — до 3 ГГц. На более высоких частотах можно использовать гетеродинный метод для смешения микроволнового входного сигнала с частотой счета, или так называемый метод переходного генератора, при котором входной сигнал «захватывается» по фазе n-й гармоникой ГУН, затем частота ГУН измеряется и умножается на n.

Ошибка при счете ±1. Недостаток представленной счетной схемы состоит в том, что на низких частотах нельзя обеспечить высокую точность из-за того, что при счете имеет место ошибка, равная ±1. Например, если частота сигнала равна приблизительно 10 Гц, а время стробирования составляет 1 с, то результат будет правильным только на 10 %, так как вы получите или 9, или 10, или 11. Можно производить измерение на более длинном интервале времени, но вам понадобится целый день, чтобы получить приличную точность (определяемую отношением 1:10⁶), а если бы частота сигнала была равна, например, 1 МГц, то для проведения измерений потребовалась бы всего одна секунда. Существует несколько способов решения этой задачи: измерение периода (вместо частоты), использование методов интерполяции, использование ФАПЧ с умножением частоты.

Два первых способа мы рассмотрим в следующих разделах, так как на самом деле их нельзя отнести к непосредственным измерениям частоты.

На рис. 15.26 показано применение схемы ФАПЧ для измерения частоты методом «увеличения разрешающей способности с помощью умножения частоты».

Рис. 15.26. Увеличение разрешающей способности при измерениях низких частот с помощью схемы ФАПЧ.

Стандартная схема ФАПЧ синтезирует частоту, которая превосходит частоту входного сигнала, скажем, точно в 100 раз, затем такой сигнал поступает на счетчик, работу которого мы описали выше. На точность этого метода накладывает ограничение «дребезг фазы» в фазовом детекторе и компенсационные параметры петли. Например, если сигнал, имеющий частоту 100 Гц, умножается на 1000, время счета составляет 1 с, а дребезг в фазовом детекторе оценивается величиной 1 % за цикл (3,6°) иле 100 мкс, то точность измерения будет определяться отношением 1:100000, хотя  разрешающая способность оценивается отношением 1:1000000.

А теперь мы скажем несколько слов о двух других способах повышения точности при измерении частоты: речь идет об измерениях периода и о методе интерполяции при измерениях временных интервалов.

Измерение периода («обратный счет»). Один из способов повышения разрешающей способности при измерении низких частот состоит в том, что входной сигнал (или некоторая его часть) используется для стробирования часов. На рис. 15.27 показана стандартная схема такого счетчика периода.

Рис. 15.27. Схема измерения периода.

Число периодов измерения обычно можно задавать с помощью переключателя в виде одной из степеней основания 10 (1, 10, 100 и т. д.). Обычно число периодов выбирают так, чтобы измерения занимали удобный отрезок времени, как правило 1 с, а полученный за это время результат должен содержать около семи значащих цифр. Само собой разумеется, результат будет измеряться в единицах времени, а не частоты, поэтому необходимо выполнить обратный пересчет для получения искомого значения. Для того чтобы выполнить преобразование, не нужно даже уметь делить, так как в современных счетчиках используют микропроцессоры, предназначенные для выполнения преобразования периода в частоту.

Отметим, что точность измерений периода существенно зависит от стабильности срабатывания триггера Шмитта и от отношения сигнал/шум. Сказанное иллюстрирует рис. 15.28.

Рис. 15.28.

Основное достоинство метода «обратного счета» состоит в том, что он обеспечивает постоянное разрешение Δf/f для заданной продолжительности измерения независимо от входной частоты. С помощью графика, изображенного на рис. 15.29, можно сравнить разрешающую способность частотного и периодического (обратного счета) методов измерения частоты при продолжительности измерения, равной 1 с, и при использовании таймера с частотой 10 МГц.

Рис. 15.29. Разрешающая способность для счетчиков частоты и периода.

График, соответствующий методу периода, на самом деле должен представлять собой слегка волнистую линию, так как обычно приходится иметь дело с приближениями к степени числа 10 для осредняемого числа периодов. Но даже этот недостаток отходит в область предания с появлением «умных» счетчиков» на микропроцессорах (например, дешевый счетчик фирмы Hewlett-Packard типа 5315А), которые обеспечивают плавную регулировку времени стробирования; они сами знают, по какому числу периодов производилось осреднение, и самостоятельно выполняют деление результата на нужное число. Кроме того, они сами определяют, когда необходимо перейти от режима измерений периода к режиму прямого измерения частоты. Такое переключение выполняется в том случае, когда входная частота превышает частоту таймера и позволяет получать оптимальное разрешение при любой частоте входных сигналов.

Еще одно достоинство метода измерений частоты по периоду состоит в возможности внешнего управления временем стробирования. Это достоинство проявляется, например, когда возникает необходимость измерить частоту короткого тонового импульса. В этом случае простой счетчик частоты даст неправильный результат, так как его интервал стробирования не совпадает с импульсом. Метод счета периода позволяет стробировать измерения извне и даже за счет высокой разрешающей способности выполнять измерения в различных точках импульса.

Возникает вопрос: можно ли получить более высокую разрешающую способность, чем Δf/f ~= 1/f_{таймера}T (для периодических измерений) или 1/f_входаT (для частотного счетчика) при относительной ошибке по частоте, равной Δf/f для интервала счета Т? Оказывается, можно. На практике применяют несколько хитроумных схем. Некоторые из них мы рассмотрим в следующем подразделе (посвященном измерению временных интервалов), а сейчас, просто для того чтобы показать, как можно этого добиться, мы приводим рис. 15.30, который иллюстрирует метод измерения частоты 1 МГц — генератора с разрешающей способностью 1:10¹² при продолжительности измерений, равной 1 с.

Рис. 15.30. Сравнение частот с высоким разрешением.

Неизвестная частота смешивается со стабильной эталонной частотой, имеющей небольшой сдвиг относительно 1,0 МГц, например, 1,000001 МГц (для этого можно использовать схему ФАПЧ). На выходе смесителя получаем частоту, равную сумме, и частоту, равную разности. Пропустив сигнал через фильтр НЧ, получим частоту 1 Гц, которая определяет разность частот двух генераторов. Ее нетрудно измерить с помощью счетчика периода, разрешающая способность при этом будет определяться отношением 1:10⁶ при продолжительности измерений, равной 1 с. Иными словами, мы измерили частоту 1 МГц с точностью до 1 мкГц за 1 с.

Этот метод измерения предполагает, что в схеме обеспечено хорошее отношение сигнал/шум; на практике приходится беспокоиться об уровне низкочастотного шума, времени установления фильтра и т. п., и фактическая разрешающая способность определяется отношением 1:10¹⁰ за 1 с. Но и такая разрешающая способность значительно лучше, чем при использовании счетчика частоты (или при счете периода). Кроме того, точность будет ниже, чем разрешающая способность, если точность эталонного генератора хуже, чем 1:10¹² (такую точность при современном уровне технологии получить можно, но это не просто). При желании эту схему можно рассматривать как схему для сравнения отношения частот двух генераторов.

Измерение временных интервалов. Простейшее изменение в схеме счетчика периода позволяет измерять интервалы времени между событиями. Рис. 15.31 иллюстрирует сказанное.

Рис. 15.31. Измерение временных интервалов.

На практике желательно, чтобы в схему был включен синхронизатор, как показано на второй схеме, для предотвращения действия небольших импульсов помехи. Очевидно, что самое хорошее разрешение получается при работе генератора на максимально возможной частоте. Имеющиеся в продаже счетчики используют эталонную частоту порядка 500 МГц, а во внутренней схеме ФАПЧ используется стабильный кварцевый генератор с частотой 5 или 10 МГц. Эталон 500 МГц обеспечивает разрешение 2 нс.

Как уже упоминалось выше, существуют приемы, с помощью которых можно преодолеть ограничение по разрешающей способности, присущее методу обратного счета, при измерении временных интервалов. Для этого используют дополнительную информацию о точках, в которых входной сигнал пересекает нулевой уровень по отношению к сигналу-эталону. В схеме сравнения частот двух генераторов, которую мы привели выше, используется та же самая информация, но в неявном виде. На эти схемы должен подаваться чистый сигнал с очень низким уровнем шума. В коммерческих приборах используют два интерполяционных метода: линейную интерполяцию и верньерную интерполяцию.

Линейная интерполяция. Допустим, требуется измерить интервал времени между стартовым и стоповым импульсами, показанными на рис. 15.32.

Рис. 15.32. Линейная интерполяция (при измерении временных интервалов), τ = T_ТАКТ[n + (n₀/1000) — (n₁/1000)].

Вы измеряете число импульсов синхронизации τ за время t, как показано на временной диаграмме (при наличии синхронизатора вы начнете и закончите счет по первому синхронизирующему импульсу, поступающему после соответствующего изменения входного сигнала). Для того чтобы улучшить разрешение, вам нужно знать только длительность интервалов Т₀ и T₁, определяющих задержку синхронизирующих импульсов относительно каждого входного импульса. Если используемый в системе таймер работает с максимальной приемлемой для счета скоростью, то для того, чтобы измерить нужные нам интервалы времени, их нужно расширить. Для этого прибегают к помощи треугольного импульса, имеющего разные углы наклона: на искомых интервалах конденсатор накапливает заряд, а затем разряжается со скоростью, равной небольшой доле скорости заряда, например 1/1000, при этом искомый интервал увеличивается в 1000 раз. На расширенных интервалах подсчитывается число синхронизирующих импульсов n₀ и n₁. Окончательно искомый интервал времени определяется из следующего выражения:

τ = T_ТАКТ(n + n₀/1000 — n₁/1000).

Которое явно свидетельствует об улучшении разрешения. Точность этого метода ограничена точностью интерполяторов и часов, используемых в системе. Примером приборов такого типа служит счетчик типа 5334В фирмы Hewlett-Packard, который отображает 9 цифр (значение частоты или времени) за секунду счета.

Верньерная интерполяция. Верньерная интерполяция представляет собой цифровой метод, который позволяет определить, в какой момент периода синхронизации появился входной импульс. На рис. 15.33 показаны временные диаграммы, соответствующие этому методу.

Рис. 15.33. Верньерная интерполяция (при измерении временных интервалов).

Т = Т₁ + Т₃ — Т₂ = n₁Т₀(1 + 1/16) + (n₀T₀ — n₂T₀(1 + 1/16) = T₀[n₀ + (n₁ — n₂)(1 + 1/16)].

Используются три времязадающие схемы: главные эталонные часы, работающие непрерывно с периодом Т₀, равным, например, 5 нс; входной импульс СТАРТ запускает второй генератор, период которого больше, чем период эталонного генератора в (1 + 1/n) раз (для нашего примера мы взяли n = 16); входной импульс СТОП запускает третий генератор с таким же периодом, как и второй запускаемый генератор. Быстродействующая схема следит за тем, когда произойдет совпадение импульсов запущенных генераторов и главных часов, и подсчитывает число импульсов (n₁, n₂), которые проходят до момента совпадения. Арифметический подсчет представлен вместе с диаграммами; интервал между импульсами СТАРТ и СТОП определяется с точностью до (1/n) — й длительности импульса главных часов.

В счетчике типа 5370В фирмы Hewlett-Packard используется этот метод, Т₀ = 5 нс, n = 256. Разрешение при измерении временных интервалов определяется величиной 20 нс. Этот же метод можно использовать для измерения периодов, так как период представляет собой не что иное, как продолжительность одного цикла входного колебания. В этом случае только что описанный счетчик дает разрешение по частоте до 11 цифр за 1 с!

Осреднение по временному интервалу. Существует третий способ улучшения разрешения при измерении временных интервалов, он состоит в многократном повторении измерений и определении среднего значения. Ошибка счета, равная ±1, при этом усредняется, и результат стремится к реальной величине интервала при условии, что скорость повторения импульсов СТАРТ непропорциональна скорости главных часов (таймера). В некоторых счетчиках для того, чтобы наверняка избежать такого соотношения, используют «подпрыгивающие часы».

Спектральный анализ. В связи с измерениями частоты следует упомянуть и такой мощный метод, как спектральный анализ, с помощью которого анализируются сигналы в частотной области. Анализаторы спектра измеряют частоту (особенно они незаменимы, когда требуется определить частоту слабого сигнала на фоне более сильных сигналов), а кроме этого выполняют и многие другие функции. Мы рассмотрим их в разд. 15.18.

15.11. Эталоны напряжения и сопротивления и их измерение.

Как уже упоминалось выше, аналоговые эталоны и измерения не могут иметь точность, подобную той, с которой мы только что имели дело. Здесь вы должны довольствоваться точностью, равной 1:10⁶. Аналоговые эталоны существуют для напряжения и сопротивления, используя их, можно определить, если потребуется, и ток.

По традиции в качестве эталона напряжения используют ячейку (элемент) Уэстона — электрохимический прибор, дающий выходное напряжение, предназначенное для использования исключительно в качестве эталонного (потребляемый от устройства ток не должен превышать 10 мкА, а лучше, чтобы ток вообще не потреблялся). Снимаемое с выводов напряжение составляет 1,018636 В при температуре 20 °C. К сожалению, ячейки Уэстона требуют больших хлопот при эксплуатации. Их следует эксплуатировать при точном соблюдении температурного режима, так как они обладают большим температурным коэффициентом [40 мкВ/°С), что значительно хуже, чем у интегральных источников эталонного (или опорного) напряжения] и еще большей чувствительностью к изменениям температуры (на отдельных «участках» температурный коэффициент ячейки составляет приблизительно 350 мкВ/°С). Эталоны напряжения хранятся с соблюдением всех предосторожностей в Национальном институте стандартов и технологий, с ними производится сравнение вторичных эталонов. В настоящее время существуют очень стабильные эталоны на твердом теле с управляемым выходным напряжением. Их можно использовать для того, чтобы перенести измерения из «тепличных» условий, необходимых для ячейки Уэстона, в реальные. Типичными являются такие характеристики: месячная стабильность определяется величиной 10 млн. долей, годовая стабильность — 30 миллионных долей.

Для выполнения прецизионных измерений напряжения используют прецизионные делители напряжения (известные под названием «делители Кельвина — Варлея»), линейность которых лежит в диапазоне 0,1 млн. доли. Делитель используется для формирования точной доли неизвестного напряжения, которая будет использоваться для сравнения с эталоном напряжения. Для выполнения сравнения используют точные детекторы нуля и приборы для компенсации сопротивления проводов. Если точность определяется миллионными долями, то периодически проводят калибровку.

В последнее время измерения с использованием стандартной ячейки в качестве источника эталонного напряжения уступили место измерениям, основанным на использовании перехода Джозефсона, обладающего свойствами сверхпроводимости. Если тщательно соблюдать все требования, то можно измерять напряжения с точностью до нескольких долей в 10¹⁰. Этот метод привлекает своей простотой — нужно лишь измерить частоту и использовать значения физических констант h (постоянная Планка) и е (заряд электрона). Хотя технология измерений всегда считалась слишком сложной для использования в качестве эталона напряжения, в настоящее время ситуация изменяется: Национальный институт стандартов и технологии (НИСТ, бывшее НБС) разработал вполне доступную микросхему, содержащую 19000 последовательных переходов, напряжение на которых может достигать 10 В и выше. Те, кому всерьез нужны эталоны напряжения теперь могут себе позволить собственный эталон, основанный на использовании перехода Джозефсона. Если еще недавно трудности с эталонами напряжения сдерживали развитие научной мысли в области сверхпроводимости, то теперь каждая лаборатория может позволить себе эталон напряжения Джозефсона.

Эталоны сопротивления, как и эталоны напряжения, хранятся в Национальном институте стандартов и технологии. Используя мостовую схему Уитстона, можно откалибровать вторичный эталон и обеспечить точность порядка миллионных долей.

Отметим некоторые ограничения, которые не позволяют получать при аналоговых измерениях такую же высокую точность, как и при измерении временных интервалов. Аналоговые измерения основаны на физических свойствах, таких, как электрохимические потенциалы, напряжение пробоя и сопротивление, а все они зависят от температуры и от времени. Побочные эффекты, такие, как шум Джонсона и шум 1/f, токи утечки и термоэлектрические потенциалы (эффект термопары), усложняют измерения. Для того чтобы измерить напряжение с точностью, сравнимой с точностью классических измерений времени и частоты, для напряжения 1 В нужно обеспечить точность порядка пиковольт. На основании этого не следует делать вывод, что аналоговые методы никуда не годятся, просто в области времени/частоты достигается невероятно высокая точность. На практике по возможности следует отдавать предпочтение преобразованию время/частота и соответствующим измерениям, а не измерениям напряжения/сопротивления.

Методы сужения полосы пропускания.

15.12. Отношение сигнал/шум.

До настоящего момента мы говорили о различных количественных величинах, которые можно обнаружить, о том, как можно их измерить, и о том, на какие компромиссы приходится идти. К счастью или несчастью, чаще всего случается так, что сигналы, которые нужно измерить, перемешаны с шумами или помехами настолько сильно, что их даже трудно увидеть на осциллографе. В тех случаях, когда шумы не создают проблем, обнаружение сигнала может быть затруднено его собственной статистической природой, например при наблюдении за распадом ядер в слабом источнике радиоактивности за минуту на счетчик поступает всего несколько импульсов. И наконец, в том случае, когда сигнал обнаруживается нормально, может возникнуть необходимость усилить его для того, чтобы выполнить более точные измерения. Во всех перечисленных случаях необходимо принять меры для улучшения отношения сигнал/шум; как вы увидите, все приемы направлены на то, чтобы сузить ширину полосы пропускания при обнаружении и сохранить тем самым нужный сигнал, сократив одновременно общее количество принимаемых шумовых сигналов.

Первое, что приходит на ум при разговоре о сужении полосы пропускания, — это использовать на выходе простой фильтр НЧ для усреднения шума. В некоторых случаях этот прием может оказаться полезным, но в большинстве случаев толку от него будет мало по двум причинам. Во-первых, сам сигнал может включать в себя некоторые высокочастотные составляющие или его центральная частота может лежать в области высоких частот. Во-вторых, даже если сигнал на самом деле изменяется медленно или является статичным, никуда не денешься от того, что плотность шумового сигнала определяется величиной 1/f, а значит, сужение полосы пропускания и исключение из нее высокочастотных составляющих большой пользы не принесут. Электронные и физические системы требуют к себе особого подхода.

Известно несколько методов сужения полосы пропускания, которые получили широкое распространение на практике. Эти методы имеют следующие названия: усреднение сигнала, переходное усреднение, метод интегрирования, многоканальное уплотнение, амплитудный анализ импульсов, детектирование с захватом, фазовое детектирование. Все эти методы предполагают, что сигнал является периодическим; это условие не создает трудностей, так как почти всегда сигнал можно сделать периодическим. Каким же образом производят сужение полосы пропускания?

15.13. Усреднение сигнала и многоканальное усреднение.

Отношение сигнал/шум можно существенно улучшить, если просуммировать повторяющийся сигнал во времени. Этот процесс принято называть «усреднением сигнала» и его часто используют для аналоговых сигналов. Рассмотрим сначала ситуацию, которая, может быть, не очень похожа на реальную, а именно последовательность импульсов, скорость которых пропорциональна изменению амплитуды некоторого колебания во времени. Мы начинаем с этого примера, так как с ним связаны наиболее простые расчеты. На самом деле такие примеры встречаются и в жизни, они характерны, например, для электронных систем, предназначенных для подсчетов импульсов, — детекторы элементарных частиц или фотоумножители для низких уровней света.

Многоканальные счетчики (уплотнители). Мы начинаем с многоканального уплотнения, так как этот метод лежит в основе всех остальных и, кроме того, с ним связаны простые и понятные количественные соотношения. Многоканальный счетчик-уплотнитель — это аппаратное средство, которое включает в себя набор запоминающих регистров (обычно 10²⁴ или больше), каждый из которых может хранить число, значение которого может достигать миллиона (20 двоичных разрядов или 24 разряда при двоично-десятичном представлении) или около того. На вход многоканального уплотнителя поступают импульсы (или аналоговые напряжения, о которых речь пойдет позже); дополнительно на него поступает сигнал (импульс) выборки канала и многоразрядный адрес канала в виде параллельного кода. Всякий раз, когда появляется входной импульс, уплотнитель увеличивает на единицу содержимое памяти канала, к которому в этот момент производится обращение. Дополнительные входы позволяют производить сброс адреса, очистку памяти и т. п.

Для того чтобы можно было использовать многоканальный уплотнитель, необходимо, чтобы сигнал повторялся через некоторый интервал времени. Предположим, что наблюдаемое явление само по себе периодично и период равен Т; хотя в большинстве случаев периодичность приходится организовывать собственными усилиями, в жизни все-таки можно найти примеры строго периодических явлений, например излучение света пульсаром. Допустим, что на вход поступают импульсы со скоростью, пропорциональной изменению сигнала во времени, и фоновые шумовые импульсы с высокой скоростью, т. е. импульсы, случайно распределенные во времени (это предположение снова вполне справедливо для пульсаров, сигналы от которых смешиваются со светом ночного неба).

Посылая синхроимпульсы на входы выборки и сброса каналов, мы создаем такой режим работы, при котором многоканальный уплотнитель подключается к каждому из 1024 каналов один раз за каждые Т секунд и при каждом обращении в память каналов добавляется новая величина (сигнал плюс шум). С течением времени сигнал будет увеличивать содержимое памяти по всем каналам, так как время прохода через весь набор каналов выбрано таким, что оно совпадает с периодом исследуемого сигнала. Следовательно, сигнал добавляется сам к себе и увеличивает накопленную сумму при каждом повторении.

Определение отношения сигнал/шум. Рассмотрим, что же происходит. Пусть скорость фоновых импульсов такова, что при каждом подключении к сумме в каждом канале добавляется величина n_ф, а сигнал добавляет величину n_с в тех каналах, на которые приходятся его пики (рис. 15.34).

Рис. 15.34. Многоканальное усреднение сигнала (импульсный вход),

_{А — «сигнал» (если аналоговое измерение возможно); б — отсчеты по сигналу (доказательство того, что число импульсов пропорционально амплитуде «сигнала»); в — фоновые отсчеты (доказательство того, что фоновые импульсы распределены случайно); г — за время одного прохода на интервале «всплеска» сигнала сигнал добавляет в среднем nс отсчетов; за время одного прохода на любом интервале фон добавляет в среднем nф отсчетов.}

Допустим, что отношение сигнал/шум является плохим, т. е. n_с << n_ф, а это значит, что большая часть накопленной суммы определяется шумом, а не сигналом. Если теперь изобразить содержимое памяти графически, то сигналу будут соответствовать «всплески» на фоне шума. Можно ли считать, что число импульсов в канале сигнала должно быть сравнимо с числом импульсов шума в этом же канале? Нет, это предположение неверно, так как средняя величина суммы, обусловленной шумом, совершенно случайна; играет роль лишь величина флуктуации этой суммы относительно среднего значения.

Следовательно, плохое отношение сигнал/шум на самом деле характеризуется соотношением n_с << √n_ф, которое означает, что в одном проходе по каналам сигнал нельзя отличить от шума, представленного на графике волнистой линией. Для простоты расчетов допустим, что n_с = 10 и n_ф = 1000. Тогда за один цикл работы предварительно сброшенный многоканальный уплотнитель накопит в каждом канале в среднем величину 1000, а в каналах, соответствующих пикам сигналов, будет присутствовать еще дополнительная величина 10. В связи с тем, что флуктуации в канале оцениваются величиной 31 (корень квадратный из 1000), то после первого цикла «всплеск» сигнала будет потерян на фоне шума. После, например, 1000 циклов средняя сумма в канале составит примерно 1 000 000, а флуктуации будут оцениваться величиной 1000. В каналах, соответствующих пикам сигналов, дополнительная сумма будет равна 10000 (1000 циклов x 10 имп./цикл) для отношения сигнал/шум, равного 10. Отсюда видно, что сигнал будет выделяться на фоне шума.

Пример: резонанс Мессбауэра. Рис. 15.35 иллюстрирует результаты как раз такого анализа для резонансного сигнала Мессбауэра, состоящего из шести отрицательных выбросов, которые возникают, когда на железную фольгу, обогащенную изотопом железа-57, воздействует гамма-излучение от радиоактивного кобальта-57. В данном случае приблизительно n_ф = 0,4 и n_с = 0,1, что соответствует плохому отношению сигнал/шум. Сигнал Мессбауэра полностью теряется на фоне шума после 10 или 100 циклов уплотнения; он становится различимым лишь после примерно 1000 циклов.

Приведенные результаты соответствуют 1000, 10000 и 100000 циклам, причем масштаб для каждого графика выбран так, чтобы величина сигнала сохранялась одинаковой. Обратите внимание, что «базовая ось» графика поднимается по мере того, как стабилизируется шум и одновременно заметно улучшается отношение сигнал/шум.

Рис. 15.35. Спектр поглощения Мессбауэра, иллюстрирующий эффект усреднения сигнала.

Нетрудно заметить, чем обусловлено увеличение отношения амплитуды сигнала к фоновым флуктуациям сигнала (шума) с течением времени. Амплитуда сигнала увеличивается пропорционально времени t; среднее число фоновых импульсов (базовая ось) также увеличивается пропорционально времени t, но при этом флуктуации в количестве импульсов фона (шум) увеличиваются только пропорционально корню квадратному из t. Следовательно, отношение сигнала к флуктуациям фона увеличивается как отношение t к корню квадратному из t. Иными словами, увеличение отношения сигнал/шум пропорционально корню квадратному из времени.

Многоканальный анализ аналоговых сигналов (усреднение сигнала). Тот же метод можно использовать и для анализа аналоговых сигналов, нужно всего лишь подключить на вход преобразователь напряжения в частоту. В коммерческих схемах многоканальных уплотнителей часто бывает предусмотрена возможность задания аналогового или импульсного режима работы. Такие устройства часто называют усреднителями сигнала или переходными усреднителями. Одна из фирм (ТМС) использовала для этих устройств название CAT (сокращение от английских слов computer of averged transients — вычислитель среднего значения поступающих сигналов), которое кое-где вошло в обиход.

Можно создать полностью аналоговый многоканальный уплотнитель, если для хранения накапливаемого сигнала использовать набор интеграторов. Наиболее простой интегратор представляет собой аналоговый усреднитель сигнала с единственным «скользящим каналом». Если учесть, что стоимость цифровой памяти в последнее десятилетие существенно уменьшилась, то оказывается, что нет смысла использовать аналоговые устройства для усреднения сигналов, за исключением, может быть, некоторых особых случаев.

Многоканальное уплотнение как средство сужения полосы пропускания. В начале нашего обсуждения мы предположили, что существует прямая связь между «магическими» методами улучшения отношения сигнал/шум и сужением полосы пропускания при измерениях. Эту связь нетрудно проследить. Представим себе, что на входе действует некоторый посторонний сигнал (помехи) с периодом Т, который немного отличается от периода основного сигнала Т. После нескольких циклов этот сигнал также начинает накапливаться, угрожая неприятностями. Но немного терпения, и вы увидите, что постепенно соответствующие ему всплески начинают «расползаться» и увеличивать содержимое счетчиков по всем каналам. Он распространится по всем каналам через время t = 1/Δf, где Δf — это разность частот 1/Т = 1/Т' основного и постороннего сигналов.

_{Упражнение 15.1. Получите этот результат сами.}

Иными словами, накапливая данные в течение времени t (определяемого согласно приведенному выше выражению), можно добиться, чтобы посторонний сигнал равномерно распределился по всем каналам. Если взглянуть на полученный результат с другой точки зрения, то можно сказать, что ширина полосы измеряемых частот уменьшилась приблизительно на величину Δf = 1/t после накопления данных в течение времени t.

Итак, если проводить накопление, то ширина полосы пропускания уменьшится, а все посторонние сигналы будут исключены! На деле исключается также большая часть шума, так как он равномерно распределен по всем частотам. С этой точки зрения эффект многоканального уплотнения проявляется в сужении полосы принимаемых частот, при этом мощность принимаемого сигнала остается неизменной, а мощность шума заметно снижается.

А теперь выполним необходимые расчеты. Через время t ширина полосы пропускания уменьшается на величину Δf = 1/t. Если плотность мощности шума р_ш составляет ватт на герц, а мощность сигнала Р_с не изменяется в пределах измеряемой полосы частот, то через время t отношение сигнал/шум составит k_с/ш = 10log(Р_сt/р_ш). Чуть выше, рассматривая поведение сигнала и его флуктуации, мы установили, что амплитуда сигнала пропорциональна корню квадратному из t (3 дБ на каждое удвоение t).

15.14. Получение периодического сигнала.

В самом начале было упомянуто, что для всех методов усреднения сигнала необходимо, чтобы сигнал повторялся многократно, только тогда можно будет уменьшить отношение сигнал/шум. Так как в большинстве случаев приходится измерять периодические по своей природе функции, то обычно повторение сигнала вызывают принудительным путем. Для этого известно немало приемов, которые зависят от конкретных случаев измерений. Проще всего привести несколько примеров, а не пытаться вывести правила для всех случаев жизни.

Измеряемую величину, которая зависит от некоторого внешнего параметра, очень просто сделать периодической - для этого нужно сделать изменяемым этот внешний параметр. Рассмотрим ядерный магнитный резонанс. Резонансная частота изменяется по линейному закону под воздействием приложенного поля, поэтому используют следующий стандартный прием — модулируют ток в небольшой дополнительной обмотке. В случае резонанса Мессбауэра изменяется интенсивность источника. В случае квадропульного резонанса можно произвести развертку генератора.

В других случаях можно использовать собственный явно выраженный переходный процесс, а запуск производить внешним сигналом. Классическим примером служит импульс деполяризации в нервном волокне. Для того чтобы получить чистый импульс такого рода, нужно просто возбудить нерв внешним импульсом напряжения и одновременно запустить многоканальный уплотнитель (или произвести «упреждающий» запуск уплотнителя, а затем возбудить нерв задержанным импульсом); в этом случае период повторения устанавливается достаточно большим для того, чтобы перед приходом следующего импульса полностью завершилось восстановление нерва. Последний пример дает наглядное представление о том, что источником информации для усреднения сигнала служит повторяющееся явление; если подопытная лягушка отправилась на небеса, то чему бы ни было равно отношение сигнал/шум его уже не измерить!

Следует отметить, что те явления, в которых наблюдается явно выраженная собственная периодичность, на самом деле труднее всего измерить, так как нужно точно знать, чему равен период. В качестве примера рассмотрим «световую кривую» (зависимость яркости от времени), которая представлена на рис. 15.36.

Рис. 15.36. Зависимость яркости пульсара Крабовидной туманности от времени (световая кривая).

Эта кривая получена с помощью многоканального уплотнителя, подключенного к выходу фотоумножителя, установленного в фокусе 60-дюймового телескопа, и работающего совершенно синхронно с вращением пульсара. Даже при наличии телескопа такого размера требовалось в среднем около 5 млн. циклов для получения такой чистой кривой, так как среднее число фотонов для каждого полного импульса пульсара приблизительно равно 1. Такая малая величина периода предъявляет очень высокие требования к схеме переключения каналов уплотнителя, в данном случае требовалась стабильность порядка одной миллиардной доли и предусматривалась подстройка часов для компенсации неравномерности вращения Земли.

Стоит еще раз подчеркнуть, что суть метода усреднения сигналов состоит в сужении полосы пропускания, а для этого продолжительность эксперимента должна быть большой. По горизонтальной оси откладывается время эксперимента; конкретная скорость сканирования или модуляции обычно большого значения не имеет, так как она достаточно далека от величины 1/f, характерной для шума вблизи частот постоянного тока.

Модуляцию можно представить себе как простой сдвиг сигнала, который необходимо измерить, из области частот постоянного тока в область модулирующей частоты. Эффект длительного накопления данных сводится в этом случае к концентрированию полосы шириной Δf = 1/T на частоте f_мод, а не к смещению ее в область частот постоянного тока.

15.15. Обнаружение путем захвата.

Этот метод достаточно сложен для понимания. Для того чтобы разобраться с ним, необходимо уделить немного внимания фазовому детектору, который мы первоначально рассмотрели в разд. 9.27.

Фазовые детекторы. В разд. 9.27 мы описали фазовый детектор, выходное напряжение которого пропорционально разности фаз между двумя цифровыми сигналами (логическими уровнями). Для того чтобы перейти к обнаружению путем захвата, необходимо познакомиться с линейными фазовыми детекторами, так как почти всегда приходится иметь дело с аналоговыми уровнями напряжения. Основная схема представлена на рис. 15.37. Аналоговый сигнал проходит через линейный усилитель, знак коэффициента усиления которого изменяется на противоположный под воздействием прямоугольного опорного сигнала, управляющего переключателем на полевом транзисторе. Выходной сигнал проходит через RС-фильтр низких частот. Вот и все, о чем можно здесь сказать. Посмотрим, что же это нам дает.

Рис. 15.37. Фазовый детектор для линейных входных сигналов. Эта принципиальная схема использована в микросхеме AD630.

Выход фазового детектора. Для того чтобы проанализировать работу фазового детектора, допустим, что на вход подается сигнал Е_сcos (ωt + φ) и соответствующий ему опорный сигнал представляет собой прямоугольное колебание. В тех точках, где функция sinωt проходит через нуль, происходит изменение полярности прямоугольного колебания, т. е. в точках t = 0, π/ω, 2π/ω и т. д. Предположим далее, что мы усредняем выходной сигнал U_вых, пропуская его через фильтр низких частот, постоянная времени которого превышает величину одного периода τ = RC >> Т = 2π/ω. Тогда выход фильтра низких частот описывается следующим выражением:

Где скобки  использованы для представления среднего значения, а знак «минус» объясняется тем, что в двух половинах периода сигнала U_оп коэффициент усиления имеет противоположные знаки. В качестве упражнения можете показать, что.

 _{Упражнение 15.2. Получите выражение для коэффициента усиления, равного единице. Для нахождения средних значений выполните интегрирование.}

Полученный результат позволяет сделать следующий вывод: для входного сигнала, имеющего такую же частоту, что и опорный сигнал, усредненный выходной сигнал пропорционален амплитуде Е_с и синусу относительного сдвига фазы.

Прежде чем идти дальше, нам нужно получить еще один результат: каким будет выходное напряжение в случае, когда частота входного сигнала близка (но не равна) частоте опорного сигнала? Ответить на этот вопрос нетрудно, используя предыдущие выражения и приняв, что теперь величина φ есть медленно меняющаяся переменная. При частоте, слегка отличающейся от опорной (на Δω), имеем.

Cos(ω + Δω)t = cos(ωt + φ), φ = tΔω.

Теперь выходной сигнал представляет собой медленно меняющуюся синусоиду:

U_вых = (2E_c/π)sin(Δω)t.

Которая проходит через фильтр НЧ почти без изменений при условии, что Δω < 1/τ = 1/RC, и значительно ослабляется при условии, что ω < 1/τ.

Метод захвата. Теперь для увеличения чувствительности введем так называемый усилитель захвата (фазочувствительный усилитель). Сначала искусственно создадим слабый периодический сигнал, как обсуждалось выше, взяв его частоту вблизи 100 Гц. Этот слабый сигнал, засоренный шумами, усилим и продетектируем по фазе относительно сигнала модуляции.

Рассмотрим рис. 15.38.

Рис. 15.38. Обнаружение путем захвата.

Будем проводить опыт при «двойном управлении» сигналом: во-первых, должна быть быстрая модуляция, которая нужна для фазового детектирования, и, во-вторых, медленная развертка по интересующим нас параметрам сигнала (при ядерном магнитному резонансе, например, для быстрой модуляции можно использовать модуляцию магнитного поля небольшим сигналом с частотой 100 Гц, а для медленной — использовать 10-минутную развертку, охватывающую все резонансы). Фазосдвигающая цепь отрегулирована так, чтобы выходной сигнал был максимальным, а постоянная времени фильтра низких частот имеет достаточно большое значение, которое выбирается с учетом отношения сигнал/шум. Спад характеристики фильтра низких частот определяет ширину полосы пропускания, например если сопрягающая частота равна 1 Гц, то схема будет пропускать посторонние сигналы и шум, частота которых лежит в пределе 1 Гц относительно частоты исследуемого сигнала (100 ±1 Гц). Ширина полосы пропускания ограничивает также скорость медленной модуляции, так как нет смысла устанавливать для развертки более короткое время, чем время отклика фильтра. Обычно величина постоянной времени лежит в пределах от долей секунды до десятков секунд, и часто для медленной модуляции используют часовой механизм, которым управляют с помощью выведенной куда-нибудь ручки.

Обратите внимание, что обнаружение путем захвата фазы сводится к сужению полосы пропускания, причем ширину полосы пропускания устанавливает оконечный фильтр НЧ. Как и в случае с усреднением сигнала, эффект модуляции заключается в центрировании сигнала на частоте быстрой модуляции, а не на частоте постоянного тока, при этом удается устранить шумы с фактором 1/f (фликкер-шум, дрейф, дребезг и т. п.).

Два метода быстрой модуляции. Существуют два способа быстрой модуляции: в качестве модулирующего колебания можно использовать очень слабое синусоидальное колебание или очень сильное, по сравнению с искомым сигналом, прямоугольное колебание; их иллюстрирует рис. 15.39.

Рис. 15.39. Методы модуляции при захвате, а — малый синусоидальный сигнал модуляции; б — большой прямоугольный сигнал модуляции.

В первом случае выходной сигнал фазового детектора пропорционален наклону сигнала (т. е. его производной), а во втором случае — сигналу (при условии, что нет других спектральных линий, связанных с модулирующим колебанием). По этой причине все эти простые резонансные кривые, наблюдаемые при ядерном магнитном резонансе, выглядят как дисперсионные кривые (рис. 15.40).

Рис. 15.40. Дифференцирование сигнала при обнаружении путем захвата.

При модуляции прямоугольным колебанием с большим фазовым сдвигом существует хороший метод подавления сигнала прямого прохождения, применяемый в тех случаях, когда это явление создает трудности в работе. На рис. 15.41 показано модулирующее колебание. Сдвиги выше и ниже центрального значения уничтожают сигнал и создают модуляцию типа «включен/выключен» на удвоенной частоте по отношению к основной несущей. Этот метод предназначен для специальных случаев и не следует прибегать к нему ради красоты.

Рис. 15.41. Схема модуляции для подавления сигнала прямого прохождения.

Модуляцию с прямоугольными колебаниями большой амплитуды очень часто используют в инфракрасной астрономии, где для переключения изображения инфракрасного источника приводят в движение вторичные зеркала телескопа. Этот метод популярен также в радиоастрономии и известен здесь под названием переключений Дикке.

Промышленные усилители с захватом имеют источники модулирующих колебаний с перестраиваемой частотой, следящий фильтр, оконечный фильтр с коммутируемой постоянной времени, высококачественный усилитель с низким уровнем шума и широким динамическим диапазоном (если бы шум не имел значения, то не нужно было бы и использовать обнаружение с захватом), а также линейный фазовый детектор с хорошими характеристиками. Кроме того, они допускают возможность использования внешнего источника модуляции. С помощью ручки можно регулировать фазовый сдвиг, следовательно имеется возможность максимально увеличить обнаруженный сигнал. Весь прибор заключают в красивый корпус, на котором имеется шкала для считывания выходного сигнала. Обычно цена этих приборов составляет несколько тысяч долларов. Их производят такие фирмы, как EG&G Princeton Applied Research, Ithaco и Stanford Research Systems. Бортовые компоненты среди прочих производит фирма Evans Electronics. Для того чтобы наглядно продемонстрировать возможности метода захвата фазы, мы обычно показываем студентам такой эксперимент. Мы используем захват фазы для выделения модулированного сигнала от небольшого светодиода, подобного тем, которые используют для индикации на панелях приборов. Частота модуляции имеет порядок несколько килогерц. Ток очень мал, и свечение диода при нормальном комнатном освещении можно заметить с трудом. На расстоянии около 2 м установлен фототранзистор, направленный в сторону светодиода, а его выход подается на схему захвата фазы.

Если свет в комнате выключить, то с фототранзистора на частоте модуляции будет сниматься очень слабый сигнал (смешанный с шумами), который легко обнаруживает схема захвата при условии, что постоянная времени равна нескольким секундам. Затем мы выключаем свет в комнате (флуоресцентное освещение), и в тот же момент фототранзистор начинает формировать колебания с частотой 120 Гц, амплитуда которых больше примерно на 50 дБ. Теперь с помощью осциллографа обнаружить сигнал от светодиода невозможно, а схема захвата спокойно обнаруживает этот сигнал. Для того чтобы убедиться, что схема действительно работает, достаточно поместить руку между светодиодом и детектором. Впечатление огромное!

15.16. Амплитудный анализ импульсов.

Работа анализатора амплитуды импульсов основана на простом расширении принципа работы многоканального уплотнителя; этот прибор играет важную роль в ядерной и радиационной физике. Идея метода на редкость проста: импульсы, амплитуды которых лежат в некотором диапазоне, поступают на вход схемы пикового детектора с АЦП, которая преобразует относительную амплитуду импульса в адрес канала. Многоканальный уплотнитель затем наращивает выбранный адрес на единицу. В результате получаем график, который представляет собой гистограмму амплитуд импульсов. Вот и вся хитрость.

Широкое распространение анализаторов амплитуд импульсов обусловлено тем, что величина выходных импульсов многих датчиков заряженных частиц, рентгеновского и гамма-излучения пропорциональна энергии излучения, воспринятого датчиком (примером могут служить пропорциональные счетчики, детекторы на твердом теле, детекторы с поверхностным барьером, сцинтилляторы, рассмотренные в разд. 15.07). Таким образом, анализатор амплитуды импульсов преобразует выход детектора в энергетический спектр.

Анализаторы амплитуды импульсов обычно разрабатывались как специальные приборы, в состав которых входили интегральные схемы и отдельные дискретные компоненты. В настоящее время все более широко стали использовать мини-компьютеры и быстродействующие АЦП с импульсным входом. При этом в вашем распоряжении оказываются разнообразные полезные для дела аппаратные и программные возможности ЭВМ, такие, как вычитание фоновых сигналов, энергетическая калибровка и идентификация линий, память на дисках и лентах, управление экспериментом в интерактивном режиме. Это устройство заставляет микролуч потока протонов сканировать образец в двумерной плоскости, обнаруживает появившиеся рентгеновские лучи, сортирует их по химическим элементам и запоминает картину распределения по каждому элементу в образце; одновременно вы имеете возможность наблюдать рентгеновский спектр и само формирование картины распределения. Всем процессом управляет анализатор амплитуды импульсов, который и не подозревает, что на самом деле он представляет собой ЭВМ.

На входе анализатора амплитуды импульсов используется АЦП, с которым связана одна интересная особенность этой системы. Оказывается, что в данном случае нельзя использовать АЦП с последовательными приближениями, несмотря на его высокую скорость. Это связано с тем, что вы не сможете добиться точного равенства ширины каналов, плавная последовательность входных сигналов излучения даст волнистую базовую линию. Во всех анализаторах амплитуды импульсов используют так называемый преобразователь Уилкинсона, принцип работы которого основан на преобразовании входного сигнала с единственным углом наклона - входной импульс заряжает конденсатор, который затем разряжается постоянным током, а во время разряда быстродействующий счетчик (обычно используется частота 200 МГц) подсчитывает адрес. Недостаток такого анализатора состоит в наличии «мертвой зоны», величина которой зависит от амплитуды последнего импульса, а его достоинство — в точном равенстве ширины каналов.

Входы многих анализаторов амплитуды импульсов позволяют использовать эти устройства в качестве многоканальных уплотнителей. А почему бы и нет? Все необходимые элементы здесь в наличии. Среди крупных производителей анализаторов амплитуды импульсов такие фирмы, как Canberra, EG&G, Nuclear Data и Tractor-Nothern.

15.17. Преобразователи времени в амплитуду.

В ядерной физике приходится определять распределение времени распада частиц с коротким временем жизни. Эту задачу помогает решить время-амплитудный преобразователь (ВАП), подключаемый на входе анализатора амплитуды импульсов. ВАП запускает генератор линейно-изменяющегося сигнала, когда на один из его входов приходит импульс, и останавливает его, когда импульс появляется на другом входе, при этом происходит разряд конденсатора и формируется выходной импульс, пропорциональный интервалу времени между импульсами запуска и останова. Достигаемое при этом разрешение измеряется в пикосекундах. Рис. 15.42 иллюстрирует измерение продолжительности жизни мюона, выполненное студентом путем определения времени задержки между захватом мюона космического излучения сцинтиллятором и его последующим распадом.

Рис. 15.42. Измерение продолжительности жизни мюона на основе спектра временных интервалов (преобразователь времени в амплитуду + амплитудный анализатор импульсов).

Каждое обрабатываемое событие сопровождается вспышкой света, а ВАП используется для преобразования интервалов времени в импульсы. В приборе нашего студента распад космического мюона происходил в среднем один раз в 1 мин, поэтому для того, чтобы установить, что продолжительность жизни составляет 2,198 ± 0,02 мкс, ему пришлось потратить 18 дней (более точным является значение 2,197134 + 0,00008 мкс). Обратите внимание на использование логарифмического масштаба для построения графика и на систематическое уменьшение ошибки, пропорциональной n^1/2 (ошибки счета). Изображенный график соответствует распаду, который описывается выражением n(i) = n₀exp(-t/τ).

Спектральный анализ и преобразование Фурье.

15.18. Анализаторы спектра.

На практике, особенно в диапазоне радиочастот, широко используют прибор, называемый анализатором спектра. Это устройство формирует изображение на осциллографе в координатах XY, причем координата Y представляет интенсивность сигнала (обычно используется логарифмический масштаб, т. е. децибеллы), а координата X служит для представления частоты. Иначе говоря, анализатор спектра позволяет рассматривать частотную область и строить график зависимости значения входного сигнала от частот.

Можно также считать, что производится разложение входного колебания на гармонические составляющие (если вы имеете представление о таком разложении), или можно рассматривать график как отклик, который получается при настройке высококачественного приемника (имеет широкий динамический диапазон, высокую стабильность и чувствительность) в частотном диапазоне. Эта возможность очень полезна при анализе модулированных сигналов, изучении результатов взаимной модуляции составляющих сложных сигналов и искажений, анализе шума и сдвигов, при точных измерениях частоты слабых сигналов в присутствии более сильных сигналов и при выполнении множества других измерений.

Существуют две основные разновидности анализаторов спектра: с разверткой частоты и с реальным масштабом времени. Анализаторы с разверткой частоты распространены наиболее широко, и принцип их работы иллюстрирует рис. 15.43.

Рис. 15.43. Анализатор спектра на основе локального генератора с разверткой.

Схема представляет собой аналог супергетеродинного приемника (см. разд. 13.16) с локальным генератором (ЛГ), для развертки которого используется пилообразное колебание, сгенерированное внутри схемы. По мере того как производится развертка частоты ЛГ, результаты ее смешения с различными входными частотами поступают на усилитель ПЧ и затем на фильтр. Например, представим, что для анализатора спектра промежуточная частота составляет 200 МГц, а частоту ЛГ можно разворачивать в диапазоне от 200 до 300 МГц. Когда частота ЛГ равна 210 МГц, входной сигнал с частотой 10 МГц (± ширина полосы пропускания фильтра ПЧ) проходит на детектор и создает напряжение вертикального отклонения на осциллографе. Сигналы с частотой 410 МГц (с «зеркальной» частотой) также будут проходить через эту цепочку, поэтому на входе установлен фильтр НЧ. В любой момент времени детектируются входные частоты, лежащие ниже частоты ЛГ на 200 МГц.

Реальные анализаторы спектра обладают большой гибкостью в отношении частоты развертки, центральной частоты, ширины полосы пропускания фильтра, масштаба изображения и т. д. Обычно диапазон входной частоты охватывает значения от герц до гигагерц, а избираемая полоса частот может иметь ширину от герц до мегагерц. Кроме того, в сложных современных анализаторах спектра предусмотрены такие возможности, как калибровка амплитуды, запоминание спектров для предотвращения мерцания при развертке, дополнительная память для выполнения сравнения и нормализации и отображение на экране цифровой информации. Эти замечательные анализаторы спектра позволяют рассматривать изменение фазы относительно частоты, формировать частотные маркеры, программировать работу от микропроцессорной шины IЕЕЕ 488, а также включать следящие генераторы (для работы в увеличенном динамическом диапазоне), выполнять прецизионные измерения частоты в спектре, генерировать напряжения шумов для возбуждения исследуемых систем и даже выполнять усреднение сигнала (что особенно полезно при наличии шума).

Отметим, что анализатор спектра с разверткой частоты рассматривает в каждый момент времени только одну частоту и генерирует полный спектр путем развертки во времени. Иногда это может создавать большие неудобства, например при исследовании переходных процессов. Кроме того, при работе с узкой полосой пропускания скорость развертки должна быть небольшой. И наконец, в каждый момент времени используется только небольшая часть входного сигнала.

Эти недостатки анализаторов спектра с разверткой частоты устранены в анализаторах спектра, работающих в реальном времени. Здесь также существует несколько подходов. Один громоздкий метод основан на использовании набора узкополосных фильтров, которые позволяют выделять различные частоты диапазона одновременно. В последнее время большую популярность приобретают сложные анализаторы, основанные на методах цифрового анализа Фурье (в частности, используется известное быстрое преобразование Фурье). Эти приборы преобразуют аналоговый входной сигнал (после смешения и других процедур) в числа с помощью быстродействующего аналого-цифрового преобразователя. Затем специализированная вычислительная машина осуществляет соответствующие операции и формирует цифровой частотный спектр. Этот метод позволяет обрабатывать все частоты одновременно, в связи с этим он обладает очень высокой чувствительностью и высоким быстродействием и его можно использовать для анализа переходных процессов. Он особенно полезен при анализе тех сигналов, для которых быстродействие анализаторов спектра с разверткой частоты оказывается слишком низким. Кроме того, он позволяет выделить корреляцию между сигналами. В связи с тем что результаты представляются в цифровом виде, естественно в полной мере использовать усреднение сигналов, и эта возможность заложена в некоторых приборах, предназначенных для широкого применения.

Следует отметить, что цифровые анализаторы спектра имеют ограничения по скорости вычислений и обладают гораздо более узкой полосой пропускания, чем радиочастотные анализаторы спектра (ЛГ с разверткой частоты). Например, популярный анализатор типа 3561А фирмы HP работает на частотах от 125 мкГц до 100 кГц. Конечно, можно сделать так, чтобы анализатор работал с полосой 100 кГц, отцентрированной на более высокой частоте — преобразование этой полосы к более низкой частоте выполняется с помощью гетеродина.

В некоторых анализаторах спектра, работающих в реальном времени, используют так называемое импульсное Z-преобразование. Для этого метода в анализаторе с разверткой (рис. 15.43) полосовой фильтр ПЧ заменяют диспергирующим фильтром (в котором время задержки пропорционально частоте). При согласовании скорости развертки ЛГ с дисперсией фильтра на выходе будет получена картина, очень похожая на ту, которую дает спектроанализатор с разверткой на частоте, — линейная развертка частоты по времени. Однако в отличие от анализатора с разверткой эта схема собирает сигналы по всей ширине полосы пропускания. Еще один интересный пример анализатора спектра, работающего в реальном времени, представляет собой ячейка Брэгга (или «акустико-оптический спектрометр»), в которой сигнал промежуточной частоты используется для генерации акустических колебаний в прозрачном кристалле. Эти деформации дифрагируют лазерный луч и формируют частотный спектр в реальном масштабе времени в виде зависимости интенсивности света от местоположения. Схему анализатора завершает решетка фотодетекторов на выходе. Брэгговские спектрометры используют в радиоастрономии.

Типовой прибор имеет полосу пропускания шириной 2 ГГц, которая распределяется по 16000 каналам, ширина полосы пропускания каждого составляет 125 кГц. При выборе типа анализатора спектра следует решить, какие параметры имеют для вас решающее значение — ширина полосы пропускания, разрешающая способность, линейность или динамический диапазон.

На рис. 15.44 представлены радиочастотные спектры, полученные с помощью анализатора спектра, который должен понравиться тем, кто имеет дело с частотами выше 1 МГц. Четыре первых спектра представляют генераторы: а формирует чистые синусоидальные колебания, б имеет искажения (на что указывают гармонические колебания, в характеризуется наличием шумов по краям спектра и г обладает некоторой частотной нестабильностью (дрейфовая или остаточная ЧМ). Можно измерить составляющие внутренней модуляции, как на примере д, где частоты внутренней модуляции второго, третьего и четвертого порядка видны на выходе усилителя, на которой подается тестовый «двухтоновый» сигнал, состоящий из чистых синусоидальных колебаний с частотами f₁ и f₂. И наконец, пример е иллюстрирует необычное поведение смесителя с двойной балансировкой; наблюдается наводка как от ЛГ, так и от входного сигнала, помимо того, сказывается искажение на частотах (f_ЛГ ± 2f_с f_ЛГ ± 3f_с). Этот спектр на самом деле может характеризовать вполне приемлемую работу смесителя в зависимости от масштаба, выбранного для вертикальной оси. Анализаторы спектра разрабатывают с очень большим динамическим диапазоном (составляющие внутренних искажений ослабляются на 70 дБ, а при наличии предварительной избирательной схемы — на 100 дБ), благодаря чему можно наблюдать недостатки даже очень хороших схем.

Пример ж на рис. 15.44 показывает, что произойдет, если слишком быстро производить развертку ЛГ в анализаторе с разверткой. Если развертка ЛГ такова, что сигнал проходит через полосу пропускания фильтра Δf за более короткое время, чем Δt ~= 1/Δf, то его частотный спектр расширится примерно на Δf' = 1/Δt.

Рис. 15.44. Спектры, полученные с помощью анализатора спектра.

15.19. Автономный спектральный анализ.

Быстрое преобразование Фурье, использованное применительно к цифровым данным, полученным на основании эксперимента, представляет собой мощный метод анализа сигналов и особенно распознавания слабых сигналов с ярко выраженной периодичностью на фоне посторонних сигналов и шумов или же обнаружения дрожания и колебаний. Например, метод быстрого преобразования Фурье использовали для обнаружения пульсаров, анализа сигналов в звуковом диапазоне частот, увеличения разрешения астрономических наблюдений, для поиска сигналов от внеземных цивилизаций. В последнем случае усилитель на полевых транзисторах (GaAs), подключенный к приемнику диаметром 84 фута, управляет гетеродинным приемником, в котором подвергается анализу (в реальном масштабе времени) полоса шириной 400 кГц. Сигнал подается одновременно на 8 млн. каналов с полосой 0,05 Гц. Цифровой анализатор спектра состоит из 20000 ИС и полмиллиона твердых переходов (сделанных вручную). За 20 с он обнаруживает узкополосные сигналы, которые на 60 дБ слабее, чем шум приемника. А это соответствует потоку радиоволн, имеющему полную мощность менее 1 нВт и огибающему весь земной шар!

Схемы, не требующие пояснений.

15.20. Идеи схем.

На рис. 15.45 собраны схемы, которые могут быть полезны при измерениях и в задачах управления.

Рис. 15.45. а — выравнивает характеристику мостовой схемы, минимизируя влияние U_сдв; отметим, что во многих мостовых схемах (например, в полупроводниковом тензометре) сопротивления R обладают высоким значением температурного коэффициента;

Рис. 15.45. б — усилитель с положительной обратной связью с высоким значением Z_вх для пьезоэлектрического преобразователя;

Рис. 15.45. в — схема с малой утечкой, предназначенная для защиты зарядного усилителя по входу;

Рис. 15.45. г — преобразователь тока в напряжение, реагирующий на ток величиной 35 пА, способен сохранять контроль над суммирующим переходом вплоть до значений ±150 мА;

Рис. 15.45. д — стабилизирующие усилители на фотодиодах: борьба с малыми значениями С и большими значениями R;

Рис. 15.45. е — еще один усилитель на фотодиодах;

Рис. 15.45. ж — сбалансированные усилители на фотодиодах, предназначенные для длинных детекторных кабелей;

Рис. 15.45. з — прецизионный усилитель для напряжения +200 В (из фирменной технической документации).

Приложения.

Приложение А. ОСЦИЛЛОГРАФ.

Перевод приложений А-Л О.А. Соболевой.

Осциллограф представляет собой очень полезный и наиболее широко распространенный измерительный прибор. При обычном применении он позволяет «видеть» напряжения в схеме в виде функции времени. Запуск прибора производится всегда в определенной точке сигнала, поэтому мы имеем возможность наблюдать стационарное изображение. Для того чтобы объяснить, как работает прибор, мы изобразили его блок-схему (рис. А.1) и типовую переднюю панель (рис. А.2). Осциллограф, который мы здесь опишем, обычно называют двухлучевым осциллографом с входом по постоянному току и внешним запуском. Существуют специальные телевизионные осциллографы и им подобные, существуют также осциллографы старых выпусков, которые нельзя использовать для проверки современных электронных схем.

Вертикальное отклонение луча.

Если говорить о входах для сигналов, то в большинстве осциллографов предусмотрены два канала; это очень удобно, так как часто интерес представляет соотношение между сигналами. В каждом канале имеется калиброванный переключатель усиления, с помощью которого устанавливается масштаб ВОЛЬТ/ДЕЛЕНИЕ на экране осциллографа. Предусмотрена также ручка ПЕРЕМЕННОГО усиления (концентричная с переключателем коэффициента усиления), которая позволяет установить сигнал в таком виде, чтобы он занимал определенное число делений. Предупреждение: при измерении напряжений ручка установки переменного усиления должна обязательно находиться в положении КАЛИБР! Об этом часто забывают. В более совершенных моделях осциллографов предусмотрены индикаторные лампы, которые указывают, что ручка регулировки переменного усиления не находится в положении КАЛИБР.

Осциллограф имеет связи по постоянному току, и это очень важно: на экране отображается сигнал напряжения постоянного тока и только. Однако иногда интерес может представлять небольшой переменный сигнал, имеющий большое смещение в виде неизменного напряжения постоянного тока; в этом случае можно переключить вход на связь по переменному току, при этом последовательно со входом подключится конденсатор, постоянная времени которого равна примерно 0,1 с. В большинстве осциллографов имеется также заземленный вход, который позволяет определить, где находится на экране уровень 0 В. (В положении ЗЕМЛЯ сигнал не закорачивается на землю, а просто отключается от осциллографа, вход которого заземляется.) Входы осциллографа обычно обладают высоким импедансом (параллельное соединение сопротивления 1 МОм и емкости 20 пФ), как и должно быть в хорошем приборе для измерения напряжения. Универсальным и точным значением для входного сопротивления является 1,1 МОм, при этом можно использовать высокоомные щупы (об этом речь пойдет ниже); к сожалению, стандартизованного значения для параллельной емкости нет, и это вызывает некоторые неприятности при замене щупов.

В усилителях вертикального отклонения предусматривают возможность управления положением луча и возможность инвертирования сигнала по крайней мере на одном из каналов, а также переключатель ВХ. РЕЖИМ. Последний позволяет наблюдать сигнал в любом из каналов, их сумму (разность при инвертировании сигналов) или оба канала сразу. Для наблюдения сигналов в обоих каналах предназначены два режима: ЧЕРЕДОВАНИЕ, когда при следующих друг за другом развертках отображаются сигналы с альтернативных входов; режим МЕТКИ, при котором луч быстро перемещается (0,1–1 МГц) туда и обратно между двумя сигналами. Режим ЧЕРЕДОВАНИЕ, как правило, предпочтительнее, за исключением наблюдений слабых сигналов. Иногда, для того чтобы убедиться в правильности своих наблюдений, полезно пронаблюдать сигналы и в том, и в другом режиме.

Горизонтальное отклонение луча.

Сигнал вертикальной развертки подается на схему вертикального отклонения и перемещает луч вверх и вниз по экрану. Сигнал горизонтальной развертки создается внутренним генератором пилообразного напряжения, обеспечивающим отклонение, пропорциональное времени. Как и для усилителей вертикального отклонения, здесь предусмотрены калиброванный переключатель ВРЕМЯ/ДЕЛЕНИЕ и концентрическая с ним ручка ПЕРЕМЕННОГО усиления; сформулированное ранее предупреждение распространяется и на этот случай. Осциллографы в большинстве снабжены ручкой х10 УСИЛЕНИЕ (по горизонтали), один из входных каналов может быть использован для внешнего задания горизонтального отклонения (при этом получаются, например, всем известные и, как правило, бесполезные фигуры Лиссажу, которые любят авторы элементарных учебников и создатели научно-фантастических фильмов).

Схема запуска.

Мы подошли к самому интересному — к схеме запуска. Мы уже познакомились с сигналами вертикального отклонения и горизонтальной развертки; они необходимы для построения графика зависимости напряжения от времени. Но если сигнал горизонтальной развертки не будет перехватывать входной сигнал каждый раз в одной и той же точке (при условии, что входной сигнал является периодическим), то изображение будет представлять собой сплошную путаницу - входное колебание будет накладываться само на себя в различные моменты времени. Схема запуска позволяет выбрать УРОВЕНЬ и НАКЛОН («+» или «—»), определяющие момент начала развертки.

Посмотрите на переднюю панель прибора, и вы увидите, что существует несколько вариантов выбора сигналов, поступающих на вход схемы запуска и несколько вариантов выбора режима ее работы. В НОРМАЛЬНОМ режиме развертка начинается только в том случае, когда выбранный сигнал проходит через установленную вами точку запуска и изменяется в выбранном направлении (имеется в виду заданный НАКЛОН). На практике, регулируя уровень, добиваются стабильного изображения. В режиме внутреннего запуска (АВТО) в отсутствие сигнала развертка начинает «бегать»; этот режим хорошо использовать в тех случаях, когда сигнал может уменьшаться до малых значений, так как изображение не будет пропадать и не будет возникать впечатление, что сигнал исчез. Этот режим является самым подходящим, если рассматривается совокупность различных сигналов и нет желания каждый раз производить установку схем запуска. ОДНОКРАТНАЯ РАЗВЕРТКА используется для непериодических сигналов. В режиме ЛИНИЯ развертка запускается от сети переменного тока; этот режим используется в тех случаях, когда интерес представляют фон или пульсации в схеме. ВНЕШНИЕ входы схемы запуска используют в тех случаях, когда наряду с некоторым интересующим вас «грязным» сигналом имеется чистый сигнал, имеющий такую же скорость изменения; к такому режиму часто прибегают в тех случаях, когда на схему подается некоторый испытательный входной сигнал или в цифровых схемах, работа которых синхронизируется тактовыми импульсами. Для наблюдения комбинированных сигналов полезны различные виды связи; например, предположим, что необходимо рассмотреть звуковой сигнал с частотой порядка нескольких килогерц, на который накладываются отдельные выбросы. В режиме ПОДАВЛЕНИЕ ВЧ ко входу схемы запуска подключается фильтр НЧ, предотвращающий запуск схемы по этим выбросам. Если именно выбросы представляют для вас интерес, то можно сделать так, чтобы схема запускалась как раз по ним - для этого служит режим ПОДАВЛЕНИЕ НЧ.

Во многих осциллографах предусмотрены ручки ПОИСК ЛУЧА и ПРОСМОТР СИГНАЛА ЗАПУСКА. Поиск луча полезен в тех случаях, когда вы не можете найти осциллограмму; этот режим особенно по душе начинающим. В режиме просмотра сигнала запуска на экране отображается сигнал запуска; этот режим особенно удобен при внешнем запуске.

Подсказки начинающим.

Для того чтобы осциллограф был послушным инструментом в ваших руках, начиная работу, вспомните следующие практические советы. Прежде всего осциллограф нужно включить; для схемы запуска установите режим АВТО, СВЯЗЬ ПО ПОСТ. ТОКУ, КАН1. Для скорости развертки установите значение 1 мс/дел., а усиление выключите (получим 1-кратное усиление). Заземлите входы схемы вертикального отклонения, задайтесь яркостью и вращайте ручку управления отклонением по вертикали до тех пор, пока на экране не появится горизонтальная линия (если это вызовет затруднения, попробуйте воспользоваться режимом поиска луча).

Предупреждение: в некоторых осциллографах, например типа Tectronix 400, режим автоматической внутренней развертки нельзя установить, если не отрегулирован должным образом уровень запуска. После этого можно подать сигнал, отключить вход от земли и начать манипулировать со схемой запуска. Чтобы ближе познакомиться с осциллографом, посмотрите, каким будет изображение на его экране, когда коэффициент усиления вертикального отклонения имеет очень большое значение, когда скорость развертки очень велика или очень мала и когда схема запуска плохо отрегулирована.

Щупы.

Входная емкость осциллографа по отношению к испытываемой схеме может быть слишком велика, особенно если учесть экранированный соединительный кабель. Полное входное сопротивление (параллельное соединение сопротивления 1 МОм и емкости 100 пФ или около того) часто оказывается слишком низким для чувствительных схем и нагружает их, образуя делитель напряжения. Хуже того, иногда эта емкость вызывает неправильную работу схемы и даже приводит к возникновению автоколебаний! Очевидно, что в подобных случаях осциллограф ведет себя, «как слон в посудной лавке», по отношению к рассматриваемой схеме, оказывая существенное влияние на ее работу.

Для того чтобы решить эту проблему, обычно используют высокоимпедансные щупы. Работу широко распространенного 10-кратного щупа иллюстрирует рис. А.3.

Рис. А.3.

Для сигналов постоянного тока щуп (вместе с осциллографом) образует просто 10-кратный делитель напряжения. Если отрегулировать С₁ так, чтобы его емкость была равна 1/9 части емкости параллельного соединения С₂ и С₃, то схема станет работать как 10-кратный делитель на всех частотах, а входной импеданс будет определяться параллельным соединением сопротивления 10 МОм и емкости в несколько пикофарад. На практике щуп регулируют с помощью прямоугольных импульсов с частотой примерно 1 кГц, генератор которых предусмотрен во всех осциллографах и снимается с гнезда КАЛИБР. или РЕГ. ЩУПА. Емкость щупа регулируют до тех пор, пока на экране не будет получено изображение точной прямоугольной формы. Иногда регулировка щупа бывает ловко спрятана изготовителями; в некоторых конструкциях тело щупа надо поворачивать и фиксировать относительно второй, сочлененной с ним части. Один недостаток: с помощью 10-кратного (10 х) щупа трудно рассматривать сигналы порядка нескольких милливольт; для таких измерений лучше использовать щуп 1 х, который представляет собой обычный экранированный кабель с небольшой емкостью и необходимыми для щупа элементами (зажим с захватом, зажим «земля», удобная ручка и т. п.). 10-кратный щуп должен быть стандартным и должен быть подключен к осциллографу с левой стороны, а 1-кратный щуп должен использоваться по мере необходимости. В некоторых щупах возможно переключение на 1-кратный или 10-кратный режим.

Земля.

Как и в большинстве измерительных приборов, сигнал на входе осциллографа оценивается относительно земли прибора (внешняя часть входного коаксиального разъема типа BNC), которая обычно электрически связана с корпусом. Последний в свою очередь соединяется с «землей» сети переменного тока через 3-жильный кабель питания. Это значит, что вы не можете измерять напряжение между двумя точками в схеме, а вынуждены измерять сигналы относительно этой земли.

В связи со сказанным отметим один важный момент: если подключить «землю» щупа осциллографа к точке в схеме, которая обладает некоторым потенциалом относительно земли, то эта точка будет в результате закорочена на землю. Для испытуемой схемы это может иметь самые плачевные последствия; кроме того, есть схемы, для которых заземление крайне опасно (для бестрансформаторных электронных приборов, как, например, некоторые телевизоры). Если вам непременно нужно рассмотреть сигнал между двумя точками в схеме, то вы можете либо сделать осциллограф «плавающим» и поднять земляной провод (просто так этого делать не следует), либо произвести дифференциальное измерение. Для этого нужно, инвертировав сигнал в одном из входных каналов, использовать режим СУММИРОВАНИЕ (для некоторых осциллографов предусмотрены специальные модули, подключив которые можно непосредственно выполнять дифференциальные измерения).

И еще одно замечание по поводу земли при измерении слабых и высокочастотных сигналов: убедитесь, что земля осциллографа и земля схемы, в которой вы проводите измерения, одинаковы. Лучше всего для этого соединить «землю» щупа непосредственно с «землей» схемы, а затем измерить щупом напряжение «земли» и убедиться, что сигнал отсутствует. Вся беда в том, что очень часто короткий конец «земля» на щупе бывает утрачен, поэтому храните все принадлежности щупа где-нибудь в одном месте.

Другие возможности осциллографа.

Во многих осциллографах предусмотрена ЗАДЕРЖАННАЯ РАЗВЕРТКА; с помощью задержанной развертки можно наблюдать фрагмент сигнала, спустя некоторое время после запуска. Задержку можно точно отрегулировать с помощью специальной многооборотной ручки, а вторую скорость развертки можно установить с помощью переключателя. В режиме задержки при ПОВЫШЕННОЙ ЯРКОСТИ весь сигнал отображается с первой скоростью развертки, а задержанный элемент имеет «вторую скорость развертки» и повышенную яркость; такой режим удобен во время наладки. В осциллографах с задержанной разверткой иногда предусматривают «смешанную развертку», в этом режиме изображение формируется сначала с одной скоростью развертки, а затем переключается на другую (обычно более высокую) скорость по истечении выбранной задержки.

Задержанная развертка может начинаться сразу по истечении задержки или в следующий после задержки момент запуска; для управления запуском предусмотрены две схемы управления, благодаря которым две точки запуска можно устанавливать независимо друг от друга. (Ну путайте задержанную развертку с задержкой сигнала. Во всех осциллографах происходит задержка сигнала в канале, благодаря чему можно наблюдать событие, которое произвело запуск; оказывается, осциллограф позволяет нам заглядывать в недавнее прошлое!) Во многих современных осциллографах предусмотрена возможность управления задержкой запуска (ЗАДЕРЖКА СРАБАТЫВАНИЯ); при этом запуск запрещается на интервал времени, величина которого регулируется после каждого периода развертки. Этот режим очень удобен для наблюдения сложных сигналов без простой периодичности, характерной, скажем, для синусоидального сигнала. Типичным примером является цифровой сигнал, представляющий собой сложную последовательность единиц и нулей, для которого никаким иным способом нельзя добиться стабильного изображения (разве только путем регулировки верньера скорости развертки, а это предполагает отсутствие калиброванной развертки). Существуют также осциллографы с памятью, которые позволяют наблюдать неповторяющиеся события, и осциллографы, к которым можно подключать дополнительные функциональные модули. Они позволяют делать почти все, что захочется: отображать одновременно до восьми осциллограмм, производить спектральный анализ, точно измерять время и напряжение (в цифровом виде) и т. д. Сейчас появились аналоговые осциллографы нового поколения с цифровой памятью; они позволяют улавливать кратковременные однократные сигналы и возвращаться к прошлым событиям (которые произошли до начала запуска) на расстояние до 3/4 целого экрана.

Приложение Б. МАТЕМАТИЧЕСКИЙ ОБЗОР.

Для того чтобы понять изложенный в этой книге материал, необходимо иметь некоторые познания в области алгебры и тригонометрии. Кроме того, полезно, хотя и не столь необходимо, уметь выполнять кое-какие действия с комплексными числами и производными (которые рассматриваются в разделе математического анализа). Это приложение содержит кратчайшее изложение основных положений алгебры комплексных чисел и дифференциального исчисления. Ни в коем случае не предполагается, что оно может заменить собой учебник. Для самообразования в области математики рекомендуем книгу: D. Kleppner, N. Ramsey. Quick Calculus (John Wiley & Sons, 1972).

Комплексные числа.

Комплексное число представляется в следующей форме:

N = а + bi,

Где а и b — действительные числа, а i представляет собой корень квадратный из — 1 (вместо i в остальных частях книги использован символ j для того, чтобы не возникало путаницы с обозначением малосигнального тока); а называют действительной частью комплексного числа, а b — мнимой. Для обозначения комплексных чисел используют иногда жирный шрифт или подчеркивают символ жирной линией. Во всех остальных случаях, когда нет специальных обозначений, предполагается, что вы сами знаете, когда перед вами комплексное число!

Комплексные числа, так же как и действительные, можно складывать, вычитать, умножать:

(а + bi) + (с + di) = (а + с) + (b + d)i;

(а + bi) — (с + di) = (a — c) + (b — d)i;

(а + bi)(c + di) = (ас + bd) + (bc + ad)i;

Все эти действия выполняются просто в том смысле, что i рассматривается как величина, на которую умножена мнимая часть, а все остальные — простая арифметика. Отметим, что i² = — 1 (это используется в примере с умножением), а операция деления упрощается путем умножения числителя и знаменателя на сопряженное комплексное число, которое получается при изменении знака мнимой части на противоположный. Иногда сопряженное комплексное число отмечают звездочкой.

Если N = а + bi, то N* = а — bi.

Модуль комплексного числа равен.

|N| = |а + bi| = [(а + bi)(a — bi)]^1/2 = (а² + Ь²)^1/2, т. е. |N| = (NN*)^1/2.

Для того чтобы определить модуль комплексного числа, нужно умножить это число на сопряженное и взять квадратный корень от произведения. Модуль произведения (или частного) двух комплексных чисел представляет собой просто произведение (или частное) их модулей.

Для действительной и мнимой частей комплексного числа иногда используется следующая запись:

Действительная часть N = Re(N),

Мнимая часть N = Im(N).

Для того чтобы получить действительную или мнимую часть, нужно записать число в виде а + bi и взять а или b. При этом может потребоваться выполнить умножение или деление, так как комплексное число может быть весьма запутанным.

Для представления комплексных чисел иногда используют комплексную плоскость. Она представляет собой такую же плоскость, как и плоскость с координатами х, у. При изображении комплексного числа действительная часть берется как координата х, а мнимая — как у, т. е. на этой плоскости используются оси ДЕЙСТВИТЕЛЬНАЯ (х) и МНИМАЯ (у), как показано на рис. Б.1.

Рис. Б.1.

Используя эту аналогию, иногда комплексные числа записывают с помощью координат х, у:

А + bi <-> (a, b).

Как и обычные точки с координатами х, у, комплексные числа можно представлять в полярных координатах; это представление называют тригонометрическим. Например, число а + bi можно записать и так (рис. Б.2):

A + bi = (R, θ),

Где R = (а² + b²)^1/2 и = arctg(b/a).

Если учесть, что.

E^ix = cosx + isinx.

(это выражение, известное под названием формулы Эйлера, нетрудно получить, если представить экспоненциальную функцию в виде ряда Тейлора), то получим показательную форму записи:

N = a + bi = Re^iθ,

R = |N| = (NN*)^1/2 = (а² + b²)^1/2,

θ = arctg(b/a),

Т. е. модуль комплексного числа R и угол θ — это просто полярные координаты точки, представляющей число на комплексной плоскости. Показательная (или полярная) форма представления удобна для выполнения операций умножения (или деления) комплексных чисел - модули чисел перемножаются (делятся), а углы — аргументы складываются (вычитаются):

(ae^ib)(ce^id) = ace ^i(b+d).

Рис. Б.2.

И наконец, для того чтобы перейти от представления в полярных координатах к представлению в прямоугольных координатах, следует просто воспользоваться формулой Эйлера:

Ae^ib = acosb + iasinb,

Т. е. Re(ae^ib) = acosb, Im(ae^ib) = asinb.

Для того чтобы умножить комплексное число на экспоненциальную функцию, необходимо просто выполнить соответствующие операции умножения:

N = a + bi,

N^ix = (а + bi) (cosх + isinх) = (acosx — bsinx) + i(bcosx + asinx).

Дифференциальное исчисление.

Начнем с понятия функции f(x), т. е. формулы, которая для каждого значения х позволяет найти значение у = f(x). Функция f(х) является однозначной, если каждому значению х она ставит в соответствие единственное значение у. Понятие функции у = f(x) иллюстрирует график, представленный на рис. Б.З.

Рис. Б.3.

Производная у по х определяется углом наклона графика у к оси х. Если вы проведете касательную к графику функции в некоторой точке, то наклон касательной в этой точке и есть dy/dx, т. е. производная сама по себе представляет функцию, так как ее значение определено в каждой точке. На рис. Б.З наклон в точке (1,1) определяется значением 2, а в точке начала координат он нулевой (немного ниже сказано, как вычисляется производная).

Пользуясь математическими терминами, можно сказать, что производная - это предел, к которому стремится отношение приращения у(Δу) к приращению х(Δх), когда Δх стремится к нулю.

Процитируем песенку, которую когда-то сочинили по этому поводу в Гарвардском университете (авторы Том Лехрер и Льюис Бранском):

В исходной функции от х (иначе у, в целях упрощенья) Берем значенье аргумента, чуть меняем, запоминаем Приращенье… Сменили аргумент. Теперь о функции и до и после Этого момента: Ее мы вычислим, потом разделим y-рост на приращенье Аргумента. Идем дальше: разность x-ов устремив к нулю и изменения в частном наблюдая, Должны найти… должны (?), мне кажется, найдем Предел, тем самым и работу завершая. А найденный предел для функции исходной И называют производной.

(На мелодию «Что-то должно измениться». W. Benton Overstreet.)

Дифференцирование - это прямая операция, и для основных функций составлены стандартные таблицы производных. Ниже приводятся основные правила нахождения производных (u и v — это функции х):

Некоторые производные.

Последнее правило представляет собой правило дифференцирования сложной функции, оно распространяется на цепочку из любого числа функций и очень полезно для вычисления производных. Иногда функцию дифференцируют, чтобы определить значение производной в некоторой точке. В других случаях требуется найти минимум или максимум функции. Так как в точке экстремума производная равна нулю, то найденную производную приравнивают к нулю и разрешают полученное уравнение относительно х.

Рассмотрите следующие примеры:

Приложение В. ЦВЕТНАЯ МАРКИРОВКА РЕЗИСТОРОВ С ДОПУСКОМ 5 %

Маломощные проволочные и пленочные резисторы с допуском от 2 до 20 % имеют стандартные значения сопротивлений и стандартную схему цветной маркировки. У начинающего это может вызвать подозрения, но на самом деле такая маркировка позволяет легко определить сопротивление стоящего в схеме резистора по его цвету, а не по цифровой маркировке, которую не сразу разглядишь. Стандартные значения сопротивлений резисторов выбраны так, что смежные значения отличаются на 10 % для резисторов с допуском 2 и 5 % и на 20 % для допусков 10 и 20 %. С помощью цветной маркировки можно задать многие значения сопротивлений, но не все они существуют на практике.

Две цифры и множитель определяют величину сопротивления резистора, и в таком порядке от одного конца резистора к другому выполняется цветная маркировка (рис. В.1). Обычно присутствует и четвертая цветная полоска, обозначающая допуск, а иногда и пятая для каких-либо других параметров (желтая или оранжевая полоска на металлопленочных резисторах обозначает уровень надежности).

Пример: красно-желто-оранжево-золотой — это резистор на 24 кОм с допуском 5 %.

Рис. В.1.

Ниже приведен стандартный ряд номинальных значений сопротивлений (невыделенные значения относятся только к допуску 2 и 5 %):

Стоимость композитных резисторов лежит в диапазоне от 3 центов за штуку (если покупается 1000 штук) до 15 центов (если покупается 25 штук). Иногда невыгодно покупать меньше чем 25–50 штук резисторов одного номинала, поэтому имеет смысл купить готовый набор резисторов с разными значениями сопротивлений.

Приложение Г. ПРЕЦИЗИОННЫЕ РЕЗИСТОРЫ С ДОПУСКОМ 1 %

Прецизионные пленочные резисторы с диапазоном допусков от 0,5 до 1 % находят широкое применение в промышленности и привлекают своей дешевизной. В частности, резисторы типа RN55D и RN60D очень часто продают по цене 8 центов за штуку, если приобретается не менее 100 штук, а набор резисторов со смешанными значениями сопротивлений, как правило, продают со скидкой. Резисторы типа RN55D имеют такие же размеры, как обычные композитные резисторы с мощностью 0,25 Вт (правда, те же самые резисторы, предназначенные для военного использования, имеют предельную мощность порядка 0,125 Вт при температуре окружающей среды 70 °C), а резисторы типа RN60D — такие же размеры, как композитные резисторы с мощностью 0,5 Вт. Для резисторов типа RN55D температурный коэффициент составляет 100 млн. долей/°С, а для резисторов типа RN55C (такого же размера) — 50 млн. долей/°С.

На корпус пленочных прецизионных резисторов нанесен четырехзначный цифровой код в отличие от обычной цветовой разметки. Три первые цифры определяют величину сопротивления, а последняя — число нулей, т. е. множитель. Например, код 1693 соответствует сопротивлению 169 кОм, а код 1000 — 100 Ом. (Отметим, что цветовые полоски играют такую же роль, но в цветовом коде участвуют только три цифры.) Для многих типов конденсаторов принята такая же цифровая маркировка. Если величина сопротивления очень мала, то для обозначения десятичной точки используют символ R, например, 49R9 — это 49,9 Ом, а 10R0 — 10,0 Ом.

Стандартные значения сопротивлений лежат в диапазоне от 10,0 Ом до 301 кОм, и смежные значения отличаются одно от другого примерно на 2 %, некоторые изготовители, правда, предлагают подобные резисторы с сопротивлением от 4,99 Ом до 2,00 МОм. Стандартные значения для каждой декады приведены в представленной ниже таблице.

Резисторы с допуском 1 % часто используют в тех случаях, когда требуется очень высокая точность и стабильность; к группе прецизионных резисторов можно подключить небольшой регулируемый потенциометр. Рассчитывая на худший случай, следует иметь в виду, что для резисторов с допуском 1 % гарантируется величина сопротивления в пределах допуска только в определенных условиях. При изменении температуры, высокой влажности и при работе с предельными значениями мощности величина сопротивления может легко выйти за пределы допуска. Дрейф сопротивления со временем может достигать 0,5 %, особенно если резисторы работают с предельными значениями мощности. В схемах, от которых требуется особая точность и стабильность (порядка 0,1 %), следует использовать прецизионные проволочные резисторы или специальные пленочные резисторы, обеспечивающие такую стабильность. То же самое можно сказать и о композитных резисторах. Не стоит тешить себя мыслями, что фабричные спецификации на резисторы слишком консервативны, они отражают реальное положение вещей.

Приложение Д. КАК РИСОВАТЬ ПРИНЦИПИАЛЬНЫЕ СХЕМЫ.

Если принципиальная схема нарисована хорошо, то она поможет разобраться в работе схемы, облегчит поиск неисправности; если схема нарисована плохо, то она лишь запутает дело. Если вы будете помнить о некоторых правилах и советах, то построение хорошей схемы займет у вас не больше времени, чем построение плохой схемы. В этом приложении мы представляем вам общие принципы построения схем, некоторые правила и практические советы. Кроме того, мы привели здесь несколько схем-уродцев, которые должны стать образцом того, как не следует рисовать схемы.

Общие принципы.

1. Схема не должна допускать двусмысленности. В связи с этим номера контактов, параметры элементов, полярности и т. п. следует указывать на схеме совершенно четко, во избежание следующей путаницы.

2. Хорошая принципиальная схема дает ясное представление о ее работе. В связи с этим выделяйте на схеме функциональные части, не бойтесь оставлять на бумаге чистые участки, не старайтесь заполнить весь лист без просветов. Для изображения функциональных частей приняты определенные условности, например изображать дифференциальный усилитель так, как показано на рис. Д.1, не стоит — в таком виде его трудно узнать. При изображении триггеров, например, вход синхронизации и входы сигналов принято показывать слева, входы установки и сброса - сверху и снизу, а выходы — справа.

Некоторые правила.

1. Соединение проводов обозначают точкой; пересечение проводов без их соединения точкой не отмечают (не нужно в точке пересечения использовать небольшой полукруг, этим символом перестали пользоваться еще в 50-е годы).

2. Четыре провода не должны соединяться в одной точке - провода не могут пересекаться и соединяться.

3. Для обозначения одного и того же элемента на схеме всегда используйте один и тот же символ: например, не изображайте двумя способами триггеры (исключение: двумя способами могут изображаться логические вентили).

4. Провода и компоненты выравнивают в ряды по горизонтали и по вертикали: это правило следует соблюдать всегда, если только нет серьезных причин для его нарушения.

5. Номера контактов следует ставить с внешней стороны условного обозначения элемента, а наименование сигналов — внутри условного обозначения.

6. Для всех элементов следует указывать номинальное значение или тип, кроме того, очень хорошо обозначать все элементы на схеме, например, R₇ или ИС₃.

Практические советы.

1. Обозначения проставляйте непосредственно около символа элемента, четко выделяйте группы обозначений, относящиеся к элементу: символ элемента, обозначение, тип или номинальное значение.

2. Как правило, сигналы в схемах распространяются слева направо; привычным направлением можно пожертвовать ради ясности изображения.

3. Источники положительного напряжения питания располагайте в верхней части листа, а источники отрицательного напряжения питания - в нижней. В связи с этим транзисторы n-р-n-типа обычно изображают так, что их эмиттеры «смотрят» вниз, а эмиттеры транзисторов р-n-р-типа — вверх.

4. Не старайтесь подключить все провода в схеме к шине питания или к общей земле. Для того чтобы указать эти напряжения в нужных точках схемы, используйте условное обозначение земли и такие обозначения, как +U_кк.

5. Полезно обозначать сигналы и функциональные блоки, а также показывать форму сигнала; на логических схемах очень хорошо обозначать шины сигналов, например СБРОС или СИНХР.

6. При изображении соединений с контактами компонентов эти контакты лучше немного продолжить, чтобы компонент выделялся на схеме. Транзисторы, например, изображайте так, как показано на рис. Д.2.

7. Около символов элементов оставляйте некоторое пространство; например, символы ОУ, отдельных компонентов и провода не рисуйте вплотную друг к другу. Тогда схему будет легче читать, и у вас останется место для проставления обозначений, номеров контактов и т. д.

8. Обозначайте все «квадратики», функции которых сразу не очевидны: например, компараторы и ОУ, сдвиговые регистры и счетчики. Смелее изобретайте новые условные обозначения.

9. Разъемы печатных плат, контакты разъемов и другие подобные элементы обозначайте с помощью небольших прямоугольников, овалов, кружков.

10. Схема должна давать ясное представление о том, какие сигналы поступают на переключатель. Не заставляйте людей, которым предстоит работать с вашей схемой, разгадывать «головоломки с переключателями».

11. Для ОУ и логических устройств подключение источников питания обычно не изображают, а подразумевают. Однако все нестандартные подключения (например, в случае, когда ОУ работает от единственного источника питания и U_ — это земля) и входы следует указывать.

12. Очень полезно составлять небольшие таблицы и указывать в них номера и типы ИС, контакты источников питания (например, номера контактов для U_KK и земли).

13. В нижней части листа следует помещать штамп, в котором указывается наименование схемы, наименование прибора, кто начертил схему, кто ее разработал и проверил, дата и номер сборки. Следует предусмотреть также табличку корректировок с графами для номера, предмета корректировки и даты.

14. Советуем рисовать схемы от руки на миллиметровой бумаге или на простой бумаге, под которую подложен разграфленный лист. Так получается быстро и хорошо. Пользуйтесь карандашом, а не шариковой ручкой.

В качестве иллюстрации мы приводим на рис. Д.3 два варианта одной и той же принципиальной схемы: один служит примером того, как не следует чертить схемы, а другой - примером хорошей схемы, достойной подражания. При построении первого варианта схемы забыли обо всех правилах и в результате ее почти невозможно понять. Как много плохих привычек собрано в этом примере! И с каждой из них нам приходится сталкиваться на практике. (Создание «плохой» схемы очень нас позабавило, но в жизни такие примеры настроения не поднимают.).

Рис. Д.З.

Приложение Е. НАГРУЗОЧНЫЕ ЛИНИИ.

Графическое построение нагрузочных линий можно найти в начале большинства учебников по электронике. Мы решили вынести изложение этого метода в приложение, так как при разработке схем на основе транзисторов он не так полезен, как при разработке схем на основе вакуумных электронных ламп. Однако к нему прибегают при работе с некоторыми нелинейными элементами (например, с туннельными диодами), и вообще он представляет собой интересный и полезный инструмент анализа.

Начнем с примера. Допустим, вас интересует падение напряжения на диоде, представленном на рис. Е.1. Предположим, что вам известна вольт-амперная характеристика используемого диода (конечно, существует некоторый технологический разброс, а также сказывается влияние температуры окружающей среды): пусть она имеет такой вид, как показано на графике. Как определить положение точки покоя? Один метод заключается в том, что нужно грубо задать величину тока, скажем 0,6 мА, затем с помощью вольт-амперной характеристики определить падение напряжения на резисторе, затем на основании этого результата определить новую величину тока (в данном случае 0,48 мА). Этот итеративный метод иллюстрирует рис. Е.1. После нескольких итераций вы получите ответ, который, правда, оставляет желать лучшего.

Рис. Е.1.

С помощью метода нагрузочных линий ответ на подобный вопрос можно получить сразу же.

Представьте себе, что вместо диода включен некоторый элемент; резистор с сопротивлением 1,0 кОм по-прежнему выступает в качестве нагрузки. А теперь давайте построим на вольт-амперной характеристике график зависимости тока, протекающего через резистор, от напряжения на элементе. Оказывается, построить такой график не трудно: при напряжении 0 В ток равен просто U₊/R (полное падение напряжения на резисторе); при напряжении U₊ ток равен нулю; все промежуточные значения лежат на прямой, соединяющей эти две точки. Теперь на том же самом графике построим вольт-амперную характеристику элемента. Рабочая точка (точка покоя) принадлежит одновременно двум графикам, т. е. совпадает с точкой их пересечения, как показано на рис. Е.2.

Рис. Е.2. 1 — вольт-амперная характеристика черного ящика (в данном случае диода); 2 — нагрузочная линия (устанавливается с помощью U₊ и R).

При использовании метода нагрузочных линий для 3-выводных элементов (например, для лампы или транзистора) строят семейство вольт-амперных характеристик элемента. На рис. Е.З в качестве примера приведен обедненный полевой транзистор и семейство характеристик, построенных для различных значений напряжения между затвором и истоком.

Рис. Е.3.

Выходное напряжение для заданного входного сигнала можно получить, если спроектировать на ось напряжения отрезок нагрузочной линии, заключенный между точками ее пересечения с вольт-амперными характеристиками, соответствующими входному сигналу. На примере показано напряжение стока для изменения напряжения на затворе (входного) от значения потенциала земли до —2 В.

На первый взгляд этот метод очень хорош, но по целому ряду причин его использование для схем с транзисторами и полевыми транзисторами очень ограничено. Во-первых, вольт-амперные характеристики, указываемые для полупроводниковых элементов, являются «типичными», а их технологический разброс может быть 5-кратным. Представьте, какой результат можно получить с помощью метода нагрузочных линий, если все характеристики сожмутся в 4 раза! Во-вторых, для элементов, обладающих логарифмическими характеристиками, таких, как диодный переход, линейная нагрузочная линия дает точный результат только на небольшом участке. И наконец, для всех элементов на твердом теле подходят неграфические методы, которые мы уже представили в этой книге. Эти методы, в частности, основаны на таких параметрах элементов, на которые можно положиться (r_э, I_к при данных U_бэ и Т°С и т. п.), а не на параметрах, подверженных большим изменениям (h_21э, напряжение отсечки и т. п.). Во всяком случае, использование метода нагрузочных линий для транзисторов на основе публикуемых в паспортных данных характеристик дает вам ложное чувство уверенности в своих результатах, так как в этих характеристиках не учтен разброс.

Метод нагрузочных линий очень полезен для понимания работы схем, в состав которых входят нелинейные элементы. Некоторые интересные моменты иллюстрирует пример с туннельным диодом. Рассмотрим схему, представленную на рис. Е.4.

Рис. Е.4.

Отметим, что в данном случае роль питающего напряжения играет напряжение U_вх. Изменение сигнала от пика до пика порождает семейство параллельных нагрузочных линий, пересекающихся с вольт-амперной характеристикой элемента (рис. Е.5, а). Приведенные значения соответствуют сопротивлению 100 Ом для резисторов нагрузки. Как следует из графика, выходной сигнал быстрее всего изменяется, когда нагрузочная линия пересекает участок отрицательного сопротивления на характеристике диода. Значения U_вых (представляющие собой проекцию на ось х), соответствующие различным значениям U_вх (отдельные нагрузочные линии), образуют представленную в этом же примере передаточную характеристику. Рассматриваемая схема обеспечивает некоторое усиление по напряжению для входных напряжений вблизи значения 0,2 В.

Рис. Е.5.

Интересное явление наблюдается в том случае, когда нагрузочные линии становятся более пологими, чем средняя часть характеристики диода. При этом сопротивление нагрузки превышает абсолютную величину отрицательного сопротивления диода и возможны две точки пересечения с характеристикой диода, как на рис. Е.6. По мере того как растет выходной сигнал, нагрузочные линии поднимаются до тех пор, пока точка пересечения не переходит скачком к более высокому значению U_вых. При изменении в обратном направлении точка пересечения аналогичным образом перемещается вниз до тех пор, пока скачком не возвратится обратно. Полная передаточная характеристика, как видим, обладает гистерезисом. Это явление позволяет использовать туннельные диоды в качестве быстродействующих переключательных элементов (триггеров).

Рис. Е.6.

Приложение Ж. НАСЫЩЕНИЕ ТРАНЗИСТОРА.

Подзаголовком этого приложения могут стать такие слова: «Диод база-коллектор одерживает победу над транзистором». На простой модели транзистора, в образе которого выступает человек, можно убедиться в наличии конечного напряжения насыщения, которым обладает биполярный транзистор. Основная идея состоит в том, что переход коллектор — база представляет собой большой диод с высоким значением I₀ (уравнение Эберса-Молла), значит, в открытом состоянии напряжение на нем при заданном значении тока ниже, чем на диоде база-эмиттер. Следовательно, при небольших значениях напряжения между коллектором и эмиттером (обычно 0,25 В и ниже) некоторую часть базового тока «забирает» диод коллектор-база (рис. Ж.1).

Рис. Ж.1.

В связи с этим уменьшается эффективное значение h21э, и для того, чтобы потенциал коллектора был близок потенциалу эмиттера, приходится поддерживать относительно большие базовые токи. Это подтверждают результаты измерений, приведенные на рис. Ж.2.

Рис. Ж.2.

Коллекторное напряжение насыщения U_K (нас.) при определенном значении базового и коллекторного тока является величиной, почти не зависящей от температуры, так как температурные коэффициенты двух диодов взаимно компенсируют друг друга (рис. Ж.З). Это свойство представляет интерес, так как насыщенный транзистор часто используют для переключения больших токов и он может нагреваться (например, ток 10 А при напряжении насыщения 0,5 В дает мощность 5 Вт, которой вполне достаточно для того, чтобы переход небольшого мощного транзистора нагревался до температуры 100 °C или выше).

Рис. Ж.3.

При использовании насыщенных переключателей обычно создают большой базовый ток (составляющий обычно 1/10 или 1/20 часть от коллекторного тока) для того, чтобы напряжение U_КЭ (нас.) достигало значения в пределах от 0,05 до 0,2 В. Если нагрузка «потребует», чтобы коллекторный ток был значительно больше, то транзистор выйдет из насыщения и рассеиваемая мощность станет значительно больше.

Результаты измерений, представленные на рис. Ж.4, показывают, что трудно точно установить, когда транзистор насыщен; можно использовать, например, такой критерий: I_К = 10·I_Б.

Рис. Ж.4.

Приложение 3. LС-ФИЛЬТРЫ БАТТЕРВОРТА.

Активные фильтры, как мы установили в гл. 5, очень удобно использовать на низких частотах, но на радиочастотах они неприменимы из-за условий, которые они предъявляют к ОУ в отношении скорости нарастания и ширины полосы пропускания. На частотах порядка 100 кГц и выше (а часто и на более низких частотах) лучше всего использовать фильтры, состоящие из индуктивностей и конденсаторов. Конечно, на СВЧ и микроволновых частотах вместо этих «ламповых» фильтров используют полосковые линии и резонаторы.

Для LC-фильтров, так же как и для активных фильтров, существуют различные методы анализа, различные характеристики. Например, можно использовать классические фильтры Баттерворта, Чебышева, Бесселя в качестве фильтров низких частот, высоких частот, полосовых и заграждающих фильтров.

Оказывается, что проще всего разработать фильтр Баттерворта и на одной-двух страницах можно изложить всю информацию, необходимую для разработки НЧ- и ВЧ- LC-фильтров Баттерворта и даже привести примеры. Для получения более полной информации мы рекомендуем прекрасное руководство Зверева, указанное в библиографии. В табл. 3.1 приведены значения нормализованных индуктивностей и емкостей для фильтров НЧ различного порядка. С помощью этой таблицы определяют действительные значения емкостей и индуктивностей по формулам для соответствующих фильтров.

Формулы для фильтров НЧ:

L_п (действ.) = R_нL_п (табл.)/ω, С_п (действ.) = С_п (табл.)/ωR_н, где R_н - сопротивление нагрузки, ω — угловая частота.

В табл. 3.1 приведены нормализованные значения для 2-8-полюсных фильтров НЧ для двух наиболее общих случаев, а именно: (а) сопротивление источника и нагрузки равны; (б) одно из сопротивлений, источника или нагрузки, значительно больше другого.

Прежде чем прибегать к помощи таблицы, решите, используя характеристику Баттерворта (графики приведены в разд. 5.05 и 5.07), сколько полюсов вам нужно иметь. Затем, используя приведенные выше уравнения, определите конфигурацию фильтра (И- или П-образная, см. рис. 3.1) и величины компонентов. Для одинаковых сопротивлений источника и нагрузки подходит любая конфигурация: П-образные фильтры предпочтительнее, так как для них требуется меньшее количество индуктивностей. Если сопротивление нагрузки значительно выше (ниже), чем сопротивление источника, то следует использовать Т-образный (П-образные) фильтр.

Рис. 3.1.

При разработке фильтра высоких частот воспользуйтесь описанной процедурой для того, чтобы выбрать конфигурацию фильтра и определить необходимое число полюсов. Затем проделайте универсальное преобразование фильтра НЧ в фильтр ВЧ, показанное на рис. 3.2. Оно заключается в простой замене индуктивностей конденсаторами и наоборот.

Рис. 3.2.

Действительные величины компонентов определяются по табл. 3.1 с помощью формул:

Формулы для ВЧ:

L_п (действ.) = R_н/ωC_н (табл.), С_п (действ.) = 1/R_нωL_п (табл.).

Приведенные ниже примеры показывают, как использовать табличные значения при разработке фильтров НЧ и ВЧ.

Пример I. Требуется разработать 5-полюсный фильтр НЧ при условии, что сопротивления нагрузки и источника равны 75 Ом, а частота среза (—3 дБ) составляет 1 МГц.

Для уменьшения числа индуктивностей выберем П-образный фильтр. С помощью формул преобразования получим:

С₁ = С₅ = 0,618/2π·10⁶·75 = 1310 пФ,

L₂ = L₄ = 75·1,618/2π·10⁶ = 19,3 мкГ,

С₃ = 2/2π·10⁶·75 = 4240 пФ.

Полная схема фильтра показана на рис. 3.3.

Рис. 3.3.

Отметим, что все фильтры с одинаковыми сопротивлениями источника и нагрузки имеют симметричную конфигурацию.

Пример II. Требуется разработать 3-полюсный фильтр НЧ при условии, что импеданс источника равен 50 Ом, сопротивление нагрузки равно 10 кОм, а частота среза составляет 100 кГц.

В связи с тем что R_и << R_н, выберем T-образную конфигурацию. Воспользуемся формулами преобразования, учитывая, что R_н = 10 кОм:

L₁ = 10⁴·1,5/2π·10⁵ = 23,9 мГ,

С₂ = 1,3333/2π·10⁵·10₄ = 212 пФ,

L₃ = 10⁴·0,5/2π·10⁵ = 7,96 мГ.

Полная схема фильтра показана на рис. 3.4.

Рис. 3.4.

Пример III. Требуется разработать 4-полюсный фильтр НЧ при условии, что сопротивление источника (напряжения) равно нулю, сопротивление нагрузки равно 75 Ом, а частота среза составляет 10 МГц.

Как и в предыдущем примере, выберем T-образную конфигурацию, так как R_и << R. Воспользуемся формулами преобразования:

L₁ = 75·1,5307/2π·10⁷ = 1,83 мкГ,

С₂ = 1,5772/2π·10⁷·75 = 335 пФ,

L₁ = 75·1,0824/2π·10⁷ = 1,29 мкГ,

С₄ = 0,3827/2π·10⁷·75 = 81,2 пФ.

Рис. 3.5.

Пример IV. Требуется разработать 2-полюсный фильтр НЧ при условии, что в качестве источника используется источник тока, сопротивление нагрузки равно 1 кОм, а частота среза составляет 10 кГц.

Выберем П-образную конфигурацию, так как R_и << R. Воспользуемся формулами преобразования:

C₁ = 1,4142/2π·10⁴·10³ = 0,0225 мкФ,

L₂ = 10³·0,7071/2π·10⁴ = 11,3 мГ.

Полная схема фильтра показана на рис. 3.6.

Рис. 3.6.

Пример V. Требуется разработать 3-полюсный фильтр ВЧ при условии, что сопротивление источника и нагрузки равно 52 Ом, а частота среза составляет 6 МГц.

Возьмем ^образный фильтр и заменим индуктивности на конденсаторы и наоборот:

С₁ = СЗ = 1/52·2π·6·10⁶·1,0 = 510 пФ,

L₂ = 52/2π·6·10⁶·2,0 = 0,690 мкГ.

Полная схема фильтра показана на рис. 3.7.

Рис. 3.7.

Хотелось бы подчеркнуть, что разработка пассивных фильтров представляет собой обширный предмет, включающий в себя множество разнообразных вопросов, и он, конечно, не исчерпывается простой таблицей фильтров Баттерворта.

Приложение И. ЖУРНАЛЫ И ПЕРИОДИЧЕСКИЕ ИЗДАНИЯ ПО ЭЛЕКТРОНИКЕ.

В этом приложении в нескольких разделах мы представляем журналы по электронике, о которых должен знать разработчик. В большинстве из них вы найдете много рекламных материалов, прославляющих достоинства и характеристики новых ИС, приборов, компьютеров и т. п., реклама служит хорошим источником информации о новых изделиях фирм, она не скучна и не однообразна, что присуще рекламе, помещаемой в обычных газетах и журналах. В конце журнала всегда помещается «информационная карточка читателя», на которой зарубежный специалист может отметить номера тех объявлений, которые его заинтересовали. Более подробную информацию он получит по почте через несколько недель. Эта система зарекомендовала себя очень хорошо.

Журналы по электронике.

EDN; Electronic Design; Electronics; Electronic Products.

Хотя бы один из этих журналов нужно обязательно читать для того, чтобы быть в курсе появления новых компонентов и новых подходов к разработке электронных схем. Рекламная информация имеет не меньшее значение, чем статьи.

ЕЕ Tunes, Electronic News. Газеты по электронной промышленности.

Electronics and Wireless World. Английский журнал по электронике для любителей и профессионалов.

Ham Radio. Наиболее техническое из всех изданий, публикуемых радиолюбителями.

Journal of Solid State Circuits (IEEE). Журнал, посвященный разработке схем и новым ИС.

QST. Журнал для радиолюбителей, публикуется Американской лигой радиолюбителей.

Spectrum (IEEE). Журнал по электронике для широкого круга читателей, издается Институтом инженеров по электротехнике и радиоэлектронике. Содержит хорошие обзорные статьи по широкому кругу вопросов.

Журналы по вычислительной технике.

Byte. Первый массовый журнал по персональным компьютерам. Содержит хорошие рекомендации по проблемам применения персональных компьютеров.

Computer Design. Журнал по техническому и программному обеспечению систем больших ЭВМ.

Computer in Phisics. Название говорит само за себя.

Dr. Dobbs Journal Адресован программистам. Основное внимание уделяется программным системам и разработке программ.

MacWorld; MacUser. Содержит оценку технического и программного обеспечения с точки зрения конечного пользователя; помещает обзоры изделий фирм.

PC Magazine. Полезный журнал для владельцев персональных компьютеров.

PC Tech Journal. Технический журнал по персональным компьютерам.

PC Week; Inforworld; Macintosh Today. Коммерческие еженедельники газетного формата, полны последних сплетен.

Другие журналы.

Measurement and Control News. Содержит информацию о биомедицинских и химических приборах.

Nuclear Instruments and Methods; Review of Scientific Instruments. Приборы для научных исследований.

Приложение К. ПРЕФИКСЫ В СЕРИЙНЫХ НОМЕРАХ ИС.

Рассмотрим такой пример: необходимо заменить ИС или по крайней мере узнать о ней какие-либо данные. Схема имеет следующую маркировку:

DM8095N. 7410 NS.

И располагается в 16-контактном корпусе с двухрядным расположением выводов (DIP). Что же из этого следует? Номер 7410 кажется вам знакомым, и вы заказываете несколько микросхем типа 7410. Через неделю вы получаете заказ, но оказывается, что ИС расположены в 14-контактных корпусах с двухрядным расположением выводов!

Для того чтобы не попадать в такие глупые ситуации, нужно иметь перечень серийных номеров ИС, по которому легко определить фирму-изготовителя. В этом приложении мы попытались навести порядок в этом вопросе. Мы не претендуем на полноту и точность, тем более, что список пополняется каждый день. (Кстати, та загадочная ИС, которую мы так неудачно опознали, представляет собой ИС типа 8095 фирмы National Semiconductor, она выполняет функции ТТЛ-буферного усилителя и была изготовлена на 10-й неделе 1974 г.).

Префиксы ИС.

Различные фирмы-изготовители используют, как правило, определенные префиксы перед номером серии ИС, даже если они изготавливают ИС одного типа. В нашем примере префикс DM означает, что это цифровая однокристальная ИС фирмы National Semiconductor (на фирму указывают также буквы NS).

Далее приводится список употребляемых сейчас префиксов.

_{Префикс · Фирма-изготовитель.} ^{_____________________________} _{ACF, AY, GIC, GP, SPR · General Instrument (GI). AD, CAV, HAS, HDM · Analog Devices. ADC, DM, DS, LF LFT, LH, LM, NH · National Semiconductor (NSC). AH · Optical Electronics Inc. Am · Advanced Micro Devices (AMD). AM · Datel. AN · Panasonic. Bt · Brooktree. BX, CX · Sony. C, I, i · Intel. CA, CD, CDP · GE/RCA. CA, TDC, MPY, THC, TMC · TRW. CM, HV · Supertex. CLC · Comlinear. CMP, DAC, MAT, OP, PM, REF, SSS · Precision Monolithics. CY · Cypress. D, DF, DG, SI · Siliconix. DS · Dallas Semiconductor. EF, ET, MK, SFC, TDF, TS · Thomson/M ostek. ЕР, EPM, PL · Altera. F, μA, μL, Unx · Fairchaild/NSC. FSS, ZLD · Ferranti. GA · Gazelle. GAL · Lattice. GEL · GE. HA, HI · Harris. HA, HD, HG, HL, HM, HN · Hitachi. HADC, HDAC · Honywell. HEP, MC, MCC, MCM, MEC, MM, MWM · Motorola. ICH, ICL, ICM, IM · GE/Intersil. IDT · Integrated Device, Technology, Siemens. IMS · Inmos. INA, ISO, OPA, PWR · Burr-Brown. IR · Sharp. ITT, MIC · ITT. KA · Samsung. L · SGS. L, LD · Siliconix, Siltronics. L, UC · Unitrode. LA, LC · Sanyo. LS · LST Computer Systems. LT, LTC, LTZ · Linear Technology Corp. M · Mitsubishi. MA · Analog Systems, Marconi. MAX · Maxim. MB · Fujitsu. MCS · MOS Technology. MIL · Microsystems International. ML, MN, SL, SP, TAB · Plessey. ML, MT · Mitel. MM · Teledyne-Amelco, Monolithic Memories. MN · Micro Networks. MP · Micro Power Systems. MSM · Oki. N, NE, PL, S, SE, SP · Signetics. NnG · Gigabit Logic. NC · Nitron. PA · Apex. PAL · AMD/MMI. R · Rockwell. R, Ray, RC, RM · Raytheon. RD, RF, RM, RT, RU · EG&C Reticon. S · AMI. SFC · ESMF. SG · Silicon General. SN, TL, TLC, TMS · Texas Instruments (TI). SS · Silicon Systems. T, ТА, ТС, TD, TMM, TMP · Toshiba. OM, PCD, PCF, · AEG, Amperex, SGS, SAA, SAB, SAF,SCB, SCN, · Siemens, Signetics, TAA, TBA, TCA, TDA, TEA, U · Telefunken. TML · Telmos. TP · Teledyne Philbrick. TPQ, UCN, UCS, UDN, UDS, UHP, ULN, ULS · Sprague. TSC · Teledyne Semiconductor. μPB, μPC, μPD · NEC. V · Amtel. VA, VC · VTC. VT · LSI Technology Inc. (VTI). X · Xicor. XC · Xilinx. XR · Exar. Z · Zilog. ZN · Ferranti. 5082-nnnn · Hewlett-Packard (HP).}

Суффиксы.

Суффикс указывает на тип корпуса и температурный интервал. Существуют 3 стандартных интервала температур: военный (от —55 до +125 °C), промышленный (от —25 до +85 °C) и коммерческий (от 0 до 70 °C). Последний интервал подходит для систем, которые используются в помещениях с нормальными условиями эксплуатации. По собственной прихоти каждая фирма-изготовитель устанавливает для себя собственные суффиксы и часто их изменяет. Мы не стремились привести здесь все суффиксы, так как это едва ли поможет при идентификации ИС. (Однако, прежде чем заказывать ИС, следует найти и указать правильный суффикс.).

Указание даты в маркировке. На большинстве ИС и транзисторов и на многих других электронных компонентах проставляется четырехзначная дата изготовления: первые две цифры указывают год, а последние две — неделю года. В приведенном выше примере число 7410 означает, что ИС была изготовлена во вторую неделю марта месяца 1974 г. Иногда эти цифры полезны, так как позволяют определить возраст компонентов, имеющих ограниченный срок службы (к числу таких компонентов относятся, например, электролитические конденсаторы); к сожалению, компоненты с наиболее коротким сроком службы (батареи) специально маркируют так, что нельзя определить дату изготовления. Если вам попадется партия ИС с необычно высоким уровнем отказов (в большинстве случаев на предприятии проверяется только некоторая выборка из партии; как правило, от 0,01 % до 0,1 % поступающих в продажу ИС не отвечает паспортным данным), то лучше не заменять их схемами с такой же датой изготовления. Дата, указанная в маркировке, позволяет также определять дату изготовления коммерческого оборудования. Так как ИС не «черствеют» подобно хлебу, нет смысла отказываться от ИС со старой датой изготовления.

Приложение Л. ТЕХНИЧЕСКИЕ ПАСПОРТА НА ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОННЫХ СХЕМ.

В этом приложении мы привели три паспорта на элементы в том виде, каком их предоставляет фирма-изготовитель. Мы выбрали подходящие для примера или широко распространенные элементы, особое внимание при отборе было обращено на то, чтобы паспорта были четкими и понятными.

На следующих страницах помещены паспорта на следующие элементы:

2N4400-4401 Популярный сигнальный транзистор.

_{(по изданию Motorola Semiconductor Library, том 1, 1974).}

_{(С разрешения фирмы Motorola Semiconductor Products Inc.)}

LF411-412 Популярная серия ОУ на полевых транзисторах с p-n-переходом.

_{(печатается по изданию National Semiconductor Linear Data Book, том 1, 1988).}

_{(С разрешения фирмы National Semiconductor Corp.)}

LM317 Регулируемый 3-выводной стабилизатор положительного напряжения.

_{(печатается по изданию National Semiconductor Linear Data Book, 1978).}

_{(С разрешения фирмы National Semiconductor Corp.)} 

2N4400 2N4401.

Кремниевые переключательные и усилительные n-р-n-транзисторы; август 1966-DS 5198.

_{1 — плоский D-образный корпус для обеспечения монтажа на плоской плате;}

_{2 — прочный, литой, высокотемпературный, прессованный, влагоустойчивый пластмассовый корпус;}

_{3 — расположение вывода легко приспосабливается к стандартному кругу выводов ТО-18;}

_{4 — овальные позолоченные выводы длиной 19/32 дюйма позволяют надежно паять соединение.}

Кремниевые n-р-n-транзисторы типа ANNULARE[6].

… предназначены для ключевых схем общего назначения, усилительных схем и для использования в комплементарных схемах совместно с p-n-p-транзисторами типа 2N4402 и 2N4403.

• Высокое предельное напряжение - пробивное U_КЭО = 40 В (мин.).

• Усиление по току определяется в пределах от 0,1 до 500 мА.

• Низкое напряжение насыщения U_{кэ (нас)} = 0,4 В (макс.) при I_к = 150 мА.

• Полный перечень переключательных и усилительных характеристик.

• Литой корпус типа Injection-Molded Unibloc[7].

Схема ТО-92.

Эквивалентные схемы для измерения времени переключения.

Рис. 1. Время включения.

_{Время нарастания осциллографа < 4 нс,* полная шунтирующая емкость испытательного стенда, соединений и осциллографа.} 

Рис. 2. Время выключения.

Переходные характеристики.

_{На рис. 3–8: 25 °C, — 100 °C.}

Рис. 3. Емкости.

Рис. 4. Характеристики заряда.

Рис. 5. Время включения.

Рис. 6. Время нарастания и время спада.

Рис. 7. Время хранения.

Рис. 8. Время спада.

Характеристики малого сигнала.

Коэффициент шума.

_{Uкэ = 10 В пост. тока, Токр = 25 °C.}

Рис. 9. Влияние частоты.

Рис. 10. Влияние сопротивления источника.

H-параметры.

_{Uкэ = 10 В пост, тока, f = 1 кГц, Токр = 25 °C.} 

Эта группа графиков иллюстрирует взаимосвязь между h_21э и другими h-параметрами для транзисторов этой серии. Для получения этих кривых были отобраны элементы с высоким и низким коэффициентом усиления среди транзисторов типа 2N4400 и 2N4401, соответствующие номера элементов проставлены на каждом из графиков.

Рис. 11. Коэффициент усиления по току.

Рис. 12. Входное сопротивление.

Рис. 13. Коэффициент обратной связи по напряжению.

Рис. 14. Выходная проводимость.

Статические характеристики.

Рис. 15. Коэффициент усиления по постоянному току.

Рис. 16. Область насыщения коллектора.

Рис. 17. Напряжения «включенного» состояния.

Рис. 18. Температурные коэффициенты.

Операционные усилители с входами на полевых транзисторах с p-n-переходом с небольшим напряжением сдвига, малым дрейфом LF411A/LF411 (National Semiconductor).

Общее описание. Эти недорогие, быстродействующие элементы представляют собой операционные усилители с входами на полевых транзисторах с p-n-переходом с очень небольшим напряжением сдвига и гарантированным малым дрейфом этого напряжения. Для них требуется небольшой питающий ток, при этом обеспечивается высокое значение произведения коэффициента усиления на ширину полосы пропускания и высокая скорость нарастания. Кроме того, хорошо согласованные высоковольтные ОУ с входами на полевых транзисторах с p-n-переходом характеризуются малым входным током смещения и малым током сдвига. По выводам элемент LF411 совместим со стандартным элементом LM741, а это значит, что разработчик может моментально улучшить характеристики уже существующих приборов.

Эти усилители можно рекомендовать к использованию в качестве быстродействующих интеграторов, быстродействующих цифро-аналоговых преобразователей, схем выборки и запоминания и прочих схем, требующих небольшого напряжения сдвига и небольшого дрейфа этого напряжения, малого входного тока смещения, большого входного импеданса, высокой скорости нарастания и широкой полосы пропускания.

Свойства:

• внутренняя регулировка напряжения сдвига… 0,5 мВ (макс.).

• дрейф входного напряжения сдвига… 10 мкВ/°С (макс.).

• малый входной ток сдвига… 50 пА.

• малый входной шумовой ток… 0,01 пА/√Гц.

• широкая полоса пропускания… 3 МГц (мин.).

• высокая скорость нарастания… 10 В/мкс (мин.).

• небольшой потребляемый ток… 1,8 мА.

• высокий входной импеданс… 10¹² Ом.

• небольшое искажение гармонической составляющей, при К_U = 10, R_н = 10 кОм, Uвнх = 2U_{от пика до пика}, ширина полосы = 20 Гц-20 кГц… < 0,02 %

• небольшой угол наклона характеристики 1/f… 50 Гц.

• быстрое установление до 0,01 %… 2 мкс.

Типовое соединение.

X — электрический класс.

Y — температурный диапазон.

«М» — военный стандарт,

«С» — коммерческий стандарт.

Z — тип корпуса «Н» или «N».

Упрощенная схема.

BI-FET II™ — торговая марка фирмы National Semiconductor Corp.

Схема соединений.

Металлический корпус.

Вид сверху. Примечание: выход 4 соединен с корпусом. Порядковый номер LF411AMH, LF411MH, LF411CH или LF411CH, см. корпус типа НО8Н фирмы National Semiconductor.

Корпус с двухрядным расположением выводов.

Вид сверху. Порядковый номер LF411ACH или LF411CN, см. корпус типа N08E фирмы National Semiconductor.

Предельно допустимые значения параметров. Если элементы преназначаются для военных/аэрокосмических приборов, просим связаться с торговым отделом фирмы National Semiconductor по вопросу наличия и характеристик (см. примеч. 8).

_{Примечание 1. Если не указано иное, абсолютное максимальное значение отрицательного входного напряжения равно отрицательному напряжению питания.}

_{Примечание 2. В условиях работы при повышенной температуре следует учитывать температурное сопротивление θп окр.}

_{Примечание 3. Эти элементы предназначаются как для коммерческого диапазона температур, 0 °C <= Токр <= 70 °C, так и для военного диапазона, — 55 °C <= Токр <= 125 °C Диапазон температур обозначается символом, который стоит в серийном номере перед обозначением типа корпуса. Символ «С» указывает на коммерческий диапазон температур, символ «М» — на военный. Для военного диапазона температур предназначен только корпус типа «Н».}

_{Примечание 4. Если не указано иное, то характеристики относятся к полному температурному диапазону при условии, что Uи = ±20 В для LF411A и Uи = ±15 В для LF411. Значения Uсдв, Uсм и Iсдв измеряются при Ucc = 0.}

_{Примечание 5. Элемент LF411A проверяется на соответствие характеристикам в полном объеме партии — 100 %. Элемент LF411 подвергается выборочной проверке, характеристикам должны соответствовать не менее 90 % элементов из партии.}

_{Примечание 6. Входные токи смещения представляют собой токи утечки переходов, они удваиваются каждый раз при увеличении температуры перехода Iп на 10 °C. В связи с тем что время испытаний продукции ограничено, входные токи смещения коррелированы с температурой перехода. При нормальной работе температура перехода в результате внутреннего рассеивания Ррасс превышает температуру окружающей среды Тп = Токр + θп окрРрасс, где θп окр — температурное сопротивление между переходом и окружающей средой. Теплоотвод рекомендуется использовать в тех случаях, когда входной ток смещения должен быть минимальным.}

_{Примечание 7. Коэффициент ослабления влияния напряжения источника питания в соответствии с принятой методикой измеряется при одновременном увеличении или уменьшении обоих источников, от ±15 В до ±5 В для LF411 и от ±20 В до ±5 В для LF411А.}

_{Примечание 8. Военные характеристики для элемента LF411AMH можно найти в документации RETS 411АХ, для элемента LF411MH — в документации RETS 411Х.}

_{Примечание 9. Максимальная мощность рассеивания определяется свойствами корпуса Если рабочая рассеиваемая мощность близка к максимальной, то возможно превышение предельных значений характеристик.}

Типовые характеристики.

Импульсная характеристика, R_н = 2 кОм, С = 10 пФ.

Замечания по применению.

Интегральная схема LF411 представляет собой операционный усилитель с входами на полевых транзисторах с р-n-переходом, имеющих внутреннюю регулировку (торговая марка BI-FET II™). Они обладают очень небольшим входным напряжением сдвига и гарантированным малым дрейфом этого напряжения.

Полевые транзисторы с р-n-переходом имеют большое обратное напряжение пробоя между затвором, истоком и стоком, это устраняет необходимость ограничения напряжения на входах. Следовательно, вполне можно использовать большие дифференциальные входные напряжения без значительного увеличения входного тока. Максимальное значение дифференциального входного напряжения не зависит от питающих напряжений. Однако ни одно из входных напряжений не должно выходить за пределы отрицательного напряжения питания, так как это может привести к большим токам и может закончиться разрушением схемы.

Превышение предельного значения отрицательного синфазного сигнала на любом из входов приводит к тому, что фаза на выходе изменяется на противоположную и на выходе усилителя устанавливается соответствующий высокий или низкий уровень. Превышение предельного значения отрицательного синфазного сигнала на обоих входах приводит к тому, что на выходе усилителя устанавливается высокий уровень. Ни в одном из случаев не происходит защелкивания, так как возвращение сигнала в пределы диапазона синфазных сигналов снова приводит входной каскад, а следовательно, и усилитель в нормальное рабочее состояние.

Превышение предельного значения положительного синфазного сигнала на одном из входов не изменяет фазу на выходе, однако если предел будет превышен на обоих входах, то на выходе усилителя установится высокий уровень. Эти усилители будут работать, если синфазное входное напряжение будет равно положительному питающему напряжению, однако в этих условиях ширина полосы пропускания и скорость нарастания могут уменьшиться. При изменении отрицательного синфазного сигнала на 3 В относительно отрицательного питающего напряжения может произойти увеличение входного напряжения сдвига.

Для элемента LF411 смещение задается зенеровским диодом, что обеспечивает нормальную работу схемы при величине питающего напряжения +4,5 В. Меньшие значения питающего напряжения могут привести к меньшим значениям ширины полосы пропускания и скорости нарастания. На нагрузочном сопротивлении величиной 2 кОм схема LF411 создает напряжение величиной +10 В в полном температурном диапазоне. Большие токи нагрузки могут, однако привести к увеличению входного напряжения сдвига в отрицательном диапазоне изменения питающего напряжения и в конечном итоге к достижению предельной величины активного тока как в положительном, так и в отрицательном диапазоне изменения питающего напряжения.

Следует принимать меры предосторожности, чтобы источник питания никогда не изменял свою полярность и чтобы нельзя было случайно включить схему в разъем, развернув ее на 180°, так как через имеющийся внутри интегральной схемы диод начнет протекать неограниченно большой ток, который вызовет разрушение внутренних проводников и всей схемы.

Усилители на полевых транзисторах с р-n-переходами в отличие от усилителей на полевых МОП-транзисторах не требуют специального обращения.

Как и для большинства усилителей, в данном случае для обеспечения стабильности необходимо позаботиться об экранировании проводов, расположении компонентов и о развязке источников питания. Например, резисторы, соединяющие выход со входом, следует располагать ближе к входу для минимизации «наводок» и максимизации частоты полюса обратной связи за счет минимизации емкости между входом и землей.

Полюс обратной связи возникает в том случае, когда усилитель имеет резистивную обратную связь. Частоту полюса определяют сопротивление и емкость цепы, параллельной цепи, образованной входом схемы (обычно инвертирующим) и землей по переменному току. Нередко частота этого полюса значительно превышает частоту, соответствующую точке 3 дБ на характеристике усиления при разомкнутой цепи обратной связи, и следовательно, ее влиянием на стабильность можно пренебречь. Однако если частота полюса обратной связи меньше, чем частота в точке 3 дБ, то в цепь, соединяющую выход цепи обратной связи с входом, следует включить конденсатор. Конденсатор должен иметь такую емкость, чтобы постоянная времени цепи, образованной этим конденсатором и параллельным ему сопротивлением, была равна или превосходила первоначальную постоянную времени полюса обратной связи.

Типовые применения.

Полная принципиальная схема.

Габаритные размеры (в мм).

Металлический корпус (типа Н), порядковые номера: LF411AMN, LF411AMH, LF411ACH или LF411CH; фирменный номер корпуса — НО8В.

Штампованный корпус с двухрядным расположением выводов (типа N), порядковые номера корпусов: LF411ACN или LF411CN; фирменный номер корпуса — N08E.

Замечания по использованию в системах жизнеобеспечения.

Изделия фирмы National Semiconductor не предназначены для использования в качестве критических компонент в системах жизнеобеспечения, если на то нет письменного согласия президента фирмы. Под системами жизнеобеспечения и критическими компонентами понимается следующее:

1. Устройства или системы жизнеобеспечения — это устройства, которые (а) предназначены для хирургической имплантации в организм или (б) обеспечивают поддержание жизни. Их отказ при условии соблюдения инструкций по эксплуатации может нанести серьезный ущерб пользователю.

2. Критическим является всякий компонент, входящий в устройство или систему жизнеобеспечения, отказ которого может привести к отказу устройства или системы в целом или может повлиять на безопасность или эффективность их работы.

Стабилизаторы напряжения (National Semiconductor).

3-выводные регулируемые стабилизаторы напряжения LM117/LM217/LM317.

Общее описание. Интегральные схемы LM117/LM217/LM317 представляют собой регулируемые 3-выводные стабилизаторы положительного напряжения, обеспечивающие выходной ток 1,5 А в диапазоне выходного напряжения от 1,2 до 37 В. Они очень удобны в обращении и требуют только два внешних резистора для установки выходного напряжения. Стабилизация по сети (по входу) и по нагрузке выше, чем при использовании стандартных фиксированных (заземленных) стабилизаторов. Кроме того, LM117 размещен в стандартных транзисторных корпусах, которые удобно устанавливать на печатных платах.

Помимо того что схемы серии LM117 обладают лучшими характеристиками, чем фиксированные стабилизаторы, они обеспечивают полную защиту от перегрузки, что возможно только в ИМС. В одном кристалле предусматривается ограничение по току, защита от перегрева перегрузки и защита безопасной зоны. Вся схема защиты от перегрузки остается полностью работоспособной даже в том случае, когда вывод регулировки не задействован.

Свойства:

• Регулируемый выход вплоть до 1,2 В.

• Гарантированный выходной ток 1,5 А.

• Типовая стабилизация по входу 0,01 %/В.

• Типовая стабилизация по нагрузке 0,1 %

• Предельное значение тока не зависит от температуры.

• 100 %-ная повторяемость по электрическим характеристикам.

• Нет необходимости иметь запасы источников на различные напряжения.

• Используется стандартный 3-выводной транзисторный корпус.

• Ослабление пульсаций на 80 дБ.

Обычно конденсаторы не требуются, если только устройство не расположено вдалеке от входных фильтрующих конденсаторов. В этом случае вход необходимо шунтировать. Дополнительный выходной конденсатор можно использовать для улучшения переходной характеристики. Если зашунтировать вывод регулировки, то можно получить очень высокие значения коэффициента ослабления пульсаций, которые трудно получить с помощью стандартных 3-выводных стабилизаторов. Помимо того что LM117 заменяет фиксированные стабилизаторы, эта интегральная схема находит широкое применение и в других приложениях. В связи с тем что стабилизатор является «плавающим» и для него имеет значение только разность (перепад) напряжения между входом и выходом, можно строить источники на напряжения до нескольких сотен вольт; ограничение накладывается только превышением максимума перепада напряжений между входом и выходом.

На основе этой схемы достаточно просто построить импульсный стабилизатор, стабилизатор с программируемым выходом, а при включении между выходом и выводом регулировки фиксированного резистора LM117 можно использовать в качестве прецизионного стабилизатора тока[8]. Можно получить источник с электронным выключением, если закорачивать вывод регулировки на землю; при этом на выходе будем иметь 1,2 В, т. е. напряжение, соответствующее очень малому току для большинства нагрузок.

Для LM117K, LM217K и LM317K используют стандартные транзисторные корпуса ТО-3, для LM117H, LM217H и LM317H-транзисторные корпуса ТО-5 с коваровым основанием. LM117 работает в диапазоне от —55 до +150 °C, LM217-OT -25 до 150 °C и LM317-OT 0 до 125 °C.

Интегральные схемы LM317T и LM317MP, работающие в интервале температур от 0 до +125 °C, изготовляют в пластмассовых корпусах ТО-220 и ТО-202 соответственно. Для применений, в которых выходной ток должен превышать 3 А и 5 А, предназначены LM150 и LM138 соответственно. Если требуется иметь отрицательное дополнительное напряжение, то рекомендуем обратиться к LM137.

Типовые применения.

А — регулируемый стабилизатор напряжения 1,2-25 В.

_{1) Необязательный элемент — улучшает переходную характеристику: * необходим в том случае, когда схема расположена вдалеке от фильтрующих конденсаторов;}

_{2⁾ Uвых = 1,25 B [1 + (R2/R1)].}

Б — цифровая установка выхода.

_{* устанавливает максимальное значение Uвых.}

В — стабилизатор напряжения на 5 В для логических схем с электронным выключением;

_{* минимальное выходное напряжение ~= 1,2 В.}

Предельные (максимальные) значения параметров:

Рассеиваемая мощность Имеет встроенное ограничение. Перепад напряжения между входом и выходом… 40 В. Рабочий температурный диапазон для р-n-переходов. LM117… От -55 до +150 °C. LM217… От -25 до +150 °C. LM317… От 0 до +125 °C. Температура хранения… От -65 до +150 °C. Температура пайки выводов (продолжительность пайки 10 с) … 300 °C.

Типовые характеристики для корпусов К и Т.

Замечания по применению.

Включенный LM117 формирует опорное напряжение U_оп с номинальным значением 1,25 В между выходом схемы и выводом регулировки (рис. 1). Опорное напряжение падает на программирующем резисторе R₁, и так как это напряжение является постоянным, то через резистор установки выхода R₂ протекает постоянный ток, определяющий выходное напряжение:

Ток 100 мкА, протекающий через вывод регулировки, создает ошибку, поэтому схема LM117 была разработана с учетом необходимости минимизировать I_рег и сделать его независимым от изменений на входе и в нагрузке. Для этого от выхода через R₁ и R₂ должен отбираться ток, равный начальному току нагрузки. Если нагрузка на выходе недостаточна, то напряжение на выходе увеличится.

Внешние конденсаторы. Рекомендуется использовать шунтирующий конденсатор на входе. Почти во всех практических случаях для этой цели подойдет дисковый конденсатор емкостью 0,1 мкФ или танталовый конденсатор емкостью 1 мкФ. Схема более чувствительна к отсутствию шунтирующего конденсатора на входе, когда используется конденсатор на выводе регулировки и выходной конденсатор, но указанные выше значения емкости на входе устраняют возможные трудности.

Для более сильного подавления пульсаций в LM117 можно зашунтировать на землю вывод регулировки. Шунтирующий конденсатор в данном случае предотвращает усиление пульсаций при увеличении выходного напряжения. Шунтирующий конденсатор емкостью 10 мкФ обеспечивает ослабление пульсаций на 80 дБ при любом уровне на выходе. На частотах выше 120 Гц увеличение емкости выше значения 10 мкФ не вызывает соответствующего увеличения коэффициента подавления пульсаций. При использовании шунтирующего конденсатора иногда нужно использовать защитные диоды для предотвращения разряда конденсатора через внутренние слаботочные цепи и разрушения схемы.

В общем наиболее подходящими являются танталовые конденсаторы. Танталовые конденсаторы обладают низким импедансом даже на высоких частотах. На высоких частотах алюминиевый электролитический конденсатор емкостью 25 мкФ эквивалентен танталовому конденсатору емкостью 1 мкФ. На высоких частотах хорошо использовать также керамические конденсаторы, но у некоторых типов таких конденсаторов на частотах вблизи 5 МГц наблюдается большой спад емкости. В связи с этим может оказаться, что дисковый керамический конденсатор емкостью 0,01 мкФ работает лучше в качестве шунтирующего, чем дисковый конденсатор емкостью 0,1 мкФ.

Хотя схема LM117, как и всякая схема с обратной связью, работает стабильно и без выходных конденсаторов, некоторые значения внешних емкостей могут привести к чрезмерному «звону». Это относится к диапазону емкостей от 500 до 5000 пФ. Танталовый конденсатор емкостью 1 мкФ или алюминиевый электролит емкостью 25 мкФ на выходе устраняет этот эффект и обеспечивает стабильность.

Стабилизация по нагрузке. LM117 может обеспечить очень хорошую стабилизацию по нагрузке, но для получения самых хороших характеристик следует принять некоторые меры. Резистор, задающий ток, подключаемый между выводом регулировки и выходом (обычно имеет сопротивление 240 Ом), следует подключать непосредственно к выходу стабилизатора, а не вблизи нагрузки. Это устраняет возможность того, что падение напряжения в линии будет последовательно опорному напряжению и ухудшит стабилизацию. Например, стабилизатор напряжения 14 В с сопротивлением 0,05 Ом между стабилизатором и нагрузкой обеспечивает следующую стабилизацию по нагрузке с учетом сопротивления линии: 0,05 Ом·I_н.

Если задающий резистор подключить вблизи нагрузки, то эффективное сопротивление линии будет равно 0,05 Ом [1 + (R₂/R₁)], т. е. в данном случае стабилизация будет в 11,5 раза хуже.

Рис. 2 иллюстрирует влияние резистора, подключаемого между стабилизатором и задающим резистором с сопротивлением 240 Ом.

Рис. 2. Стабилизатор с сопротивлением линии на выводе выхода.

При использовании корпуса ТО-3 нетрудно уменьшить сопротивление между корпусом и задающим резистором, для этого нужно использовать два отдельных провода. Однако при использовании корпуса ТО-5 нужно принять меры для того, чтобы уменьшить длину провода, присоединяемого к выходу. Один конец резистора R₂ можно подключить к земле вблизи земли нагрузки, это обеспечивает возможность дистанционного управления землей и улучшает стабилизацию по нагрузке.

Защитные диоды. При подключении внешних конденсаторов к любым стабилизаторам на интегральных схемах иногда необходимо подключать защитные диоды для предотвращения разряда конденсаторов через слаботочные цепи стабилизатора. Большинство конденсаторов емкостью 10 мкФ имеют достаточно небольшое внутреннее последовательное сопротивление, на котором при закорачивании возникает пиковый импульс тока величиной до 20 А. Хотя этот всплеск имеет небольшую длительность, он обладает достаточной энергией для разрушения интегральной схемы.

Если к стабилизатору подключен выходной конденсатор и вход закорочен, то выходной конденсатор разряжается через выход стабилизатора. Ток разряда зависит от величины емкости, выходного напряжения стабилизатора и скорости спада U_вх. В LM117 цепь разряда проходит через большой переход, который выдерживает без последствий пик тока 15 А. Этого нельзя сказать о других типах стабилизаторов положительного напряжения. Для выходных конденсаторов емкостью 25 мкФ и ниже нет необходимости использовать диоды.

Шунтирующий конденсатор вывода регулировки может разряжаться через слаботочный переход. Разряд происходит тогда, когда закорочен или вход, или выход. В LM117 имеется внутренний резистор 50 Ом, который ограничивает пиковый ток разряда. Для выходных напряжений, не превышающих 2 В, и конденсаторов с емкостью до 10 мкФ защита не нужна.

На рис. 3 показан стабилизатор LM117 с защитными диодами, которые предназначены для выходных напряжений выше 25 В и больших выходных емкостей.

Рис. 3. Стабилизатор с защитными диодами. U_вх = 1,25 В [1 + (R₂/R₁)] + R₂I_рег; D₁ обеспечивает защиту для С₁; D₂ обеспечивает защиту для С₂.

Принципиальная схема.

Резистор R₆ — подстроечный.

Типовые применения (продолжение).

Стабилизатор напряжения 15 В с замедленным включением.

Регулируемый стабилизатор с улучшенным коээфициентом подавления пульсаций.

_{1) Танталовый; * разряжает С1 если выход замкнут накоротко на землю.}

Стабилизатор напряжения 10 В с повышенной стабильностью.

Высокоточный регулируемый стабилизатор напряжения (три LM195, соединенные параллельно, обозначены как транзистор в прямоугольнике).

_{1) Танталовый; * минимальный нагрузочный ток 30 мА.}

_{2) Необязательный элемент, увеличивает подавление пульсаций.}

Стабилизатор напряжения от 0 В до 30 В.

Мощный повторитель.

Стабилизатор постоянного напряжения/постоянного тока на 5 А.

_{1) Танталовый; * излучает свет в режиме стабилизации тока.}

Стабилизатор тока 1 А.

Стабилизатор напряжения 1,2-20 В с заданным минимальным током.

_{* Минимальный ток нагрузки ~ 4 мА.}

Усилитель с большим коэффициентом усиления.

Недорогой импульсный стабилизатор на 3 А.

_{1) Танталовый; * сердечник типа Arnold А-254168-2 имеет 60 витков.}

Импульсный стабилизатор на 4 А с защитой от перегрузки (три LM195, соединенные параллельно, обозначены транзистором в прямоугольнике).

_{1) Танталовый; * сердечник типа Arnold А-254168-2 имеет 60 витков.}

Прецизионный ограничитель тока.

Следящий предстабилизатор.

Высоковольтный стабилизатор.

Блок регулируемых стабилизаторов с единым управлением.

_{* Разброс выходов в пределах ±100 мВ; 1) минимальная нагрузка 10 мА.}

Стабилизатор напряжения переменного тока.

Регулируемый стабилизатор на 4 А.

Зарядное устройство для аккумулятора на 50 мА.

_{* Rуст устанавливает выходное сопротивление схемы равным Rвых = Rуст + (R2/R1]: Rуст обеспечивает небольшую скорость заряда при полностью заряженной батарее.}

Зарядное устройство на 6 В с ограничением тока.

_{* Устанавливает пиковое значение тока (0,6 А для 1 Ом).}

Схема подключения.

Металлический корпус.

Порядковые номера LM117K, LM217K или LM317K, см. корпус 18.

Металлический корпус.

Порядковые номера LM117H, LM217H или LM317H, см. корпус 9.

Пластмассовый корпус.

Порядковый номер LM317T, см. корпус 26.

Пластмассовый корпус.

Порядковый номер LM317P, см. корпус 37.

_{Производятся в соответствии со следующими патентами США:}

_{3083262, 3189758, 3231797, 3303356, 3317671, 3323071, 3381071, 3408542, 3421025, 3426423, 3440498, 3518750, 3519897, 3557431, 3560765, 3566218. 3571630, 3575609, 3579059, 3593069, 3597640, 3607469, 3617859, 3631312, 3633052, 3638131, 3648071, 3651565, 3693248.}

_{Фирма не несет ответственности за применение представленных здесь схем, патентов на схемы нет, фирма оставляет за собой право без предупреждения изменять указанные схемы.}

Библиография.

Общая часть.

Руководства.

Fink D. G., Christiansen D., 1982. Electronic engineers' handbook. New York: McGraw-Hill.

Энциклопедический справочник.

Fink D.G., Beaty H. W., 1986. Standard handbook for electrical engineers. New York: McGraw-Hill. Руководство для инженеров-электриков.

Giacoletto L. J., 1977. Electronics designers' handbook. New York: McGraw-Hill. Превосходное руководство и масса полезной информации.

Jordan Е., 1985. Reference data for engineers: radio, electronics, computer, and communications. Indianapolis: Horward W. Sams & Co. Информация общего назначения для инженеров.

Каталоги.

ЕЕМ: Electronic engineers master catalog. Graden City, NY: Hearst Business Communication, Inc. Ha тысячах страниц представлены паспортные данные на элементы, адреса производителей, их представители и дистрибьюторы. Чрезвычайно полезный каталог. Публикуется ежегодно.

IС master. Garden City, NY: Hearst Business Communications, Inc. Подборка руководств и множество паспортных данных. Чрезвычайно полезный материал. Публикуется ежегодно.

Книги.

Bracewell R.N., 1986. The Fourier transform and its applications. New York: McGraw-Hill. Классическая книга в своей области.

Brigham Е. О. 1973. The fast Fourier transform.

Englewood Cliffs, NJ: Prentice-Hall. Пользуется большой популярностью.

Higgins R.J. 1983. Electronics with digital and analog integrated circuits. Englewood Cliffs, NJ: Prentice-Hall. Если верить автору, то «это книга по электронике, но совсем не такая, как у Хоровица и Хилла».

Lathi В. Р. 1987. Signals and systems. Carmichael, CA: Berkley-Cambridge Press. Теория сетей, методы преобразования, коммуникации.

Mead С, Conway L. 1980. Introduction to VLSI systems. Reading, MA: Addison-Wesley. Разработка приборов и схем, классическая книга.

Millman J., Grabel А. 1987. Microelectronics. New York: McGraw-Hill. Рекомендуем в качестве учебника по широкому кругу вопросов.

Savant С. J., Jr., RodenM.S., Carpenter G. L. 1987. Electronic circuit design. Menlo Park, CA: Benjamin/Cummings. Хороший вводный курс по электронным схемам.

Senturia S. D., Wedlock В. D. 1975. Electronic circuits and applications. New York: Wiley. Хороший вводный курс для инженеров.

SiebertW. М. 1986. Circuits, signals, and systems.

Cambridge, MA: MIT Press. Теория сетей, методы преобразования и обработка сигналов.

Smith R.J. 1984. Circuits, devices, and systems. New York: Wiley. Вводный курс широкого профиля для инженеров.

Tietze U., Schenk С. 1978. Advanced electronic circuits. Berlin: Springer-Verlag. Отличное справочное руководство широкого профиля.

* * *

Глава 1.

Holbrook J. G. 1966. Laplace transforms for electronic engineers. New York: Pergamon Press. По этой книге хорошо изучать s-плоскость.

Johnson D. Е., Hilburn J. L., Johnson J. R. 1986. Basic electric circuit analysis. Englewood Cliffs, NJ: Prentice-Hall. Анализ пассивных цепей.

Purcell E. M. 1985. Electricity and magnetism (Berkley physics course, vol. 2). New York: McGraw-Hill. Прекрасный учебник по теории электромагнетизма. Отдельные разделы посвящены электрической проводимости и анализу цепей переменного тока с использованием комплексных чисел.

Глава 2.

Ebers J.J., Moll J. L. 1954. Large-signal behavior of junction transistors. Proc. I.R.E. 42:1761–1772. Вывод уравнения Эберса-Молла.

Grove A. S. 1967. Phisics and technology of semiconductor devices. New York: Wiley. Описаны принципы создания и работы биполярного транзистора и полевого транзистора.

Schilling D. L, Belove С. 1979. Electronic circuits: discrete and integrated. New York: McGraw-Hill. Традиционный анализ транзисторов с помощью h-параметров.

Searle С. L., Boothroyd A. R., Angelo Е. J., Jr., Gray P. Е., PedersonD. О. 1966. Elementary circuit properties of transistors (semiconductor electronics education committee, vol. 3). New York: Wiley. Посвящена физике транзисторов.

SzeS. M. 1981. Physics of semiconductor devices. New York: Wiley.

"Discrete products databook", "Transistor databook." Сборники технических паспортов на транзисторы, которые время от времени публикуют все фирмы, занятые производством транзисторов, в частности, GE, Motorola, National, и TI. Без паспортных данных не обойтись при разработке схем.

Глава 3.

Muller R.S., Kamins T.I. 1986. Device electronics for integrated circuits. New York: Wiley. Посвящена свойствам транзисторов в интегральных схемах.

Richman Р. 1973. MOS field-effect transistors and integrated circuits. New York: Van Nostrand Reinhold. Рекомендуем почитать.

Tsividis Y. P. 1987. Operation and modeling of the MOS transistor. New York: McGraw-Hill. См. также книгу Grove A. S. в библиографии к гл. 2.

"FET databook", "Power MOSFET databook". Сборники технических паспортов на полевые транзисторы, публикуются под этими или похожими заголовками один раз в несколько лет всеми фирмами, занятыми производством полевых транзисторов, в частности, GE (Intersil, RCA), Hitachi, IR, Motorola, National, Siemens и TI. Без паспортных данных не обойтись при разработке схем.

Глава 4.

Frederiksen Т. М. 1984. Intuitive IС op-amps. Santa Clara, CA: National Semiconductor Corp. Очень хороший подход ко всем проблемам.

Greame J. G. 1987. Applications of operational amplifiers: Third generation techniques. New York: McGraw-Hill. Одна из серийных брошюр, публикуемых фирмой Burr-Brown.

Jung W. G. 1986. IС op-ampr cookbook.

Indianapolis: Howard W. Sams & Co. Множество схем с пояснениями. См. также книгу того же автора Audio IС op-amp applications.

Meyer R. G., ed. 1978. Integrated circuit operational amplifiers. New York: IEEE. Перепечатка отдельных паспортных данных.

Rosenstark S. 1986. Feedback amplifier principles. New York: Macmillan. Изложены принципы разработки дискретных схем.

Smith J.I. 1971. Modern operational circuit design. New York; Wiley. Очень популярная книга, уже не печатается.

Soclof S. 1985. Analog integrated circuits. Englewood Cliffs, NJ: Prentice-Hall. Посвящена разработке линейных интегральных схем.

Stout D.F., Kaufman М. 1976. Handbook of operational amplifier circuit design. New York: McGraw-Hill. Подробно описаны процедуры разработки. См. книгу тех же авторов Handbook of microcircuit design and application.

Wait J. V, Huelsman L. P., KornG.A. 1989. Introduction to operational amplifier theory and applications. New York: McGraw-Hill.

"Linear databook", "Analog databook", и "Op-amp "databook". Сборники технических паспортов на линейные интегральные схемы и замечания по их применению; публикуются под этими заголовками примерно один раз в два года всеми фирмами, занятыми производством линейных интегральных схем, в частности, Analog Devices, Burr-Brown, GE (RCA, Intersil), Linear Technology, Maxim, Motorola, National, Precision Monolithics, TI. Необходимы при разработке схем.

Глава 5.

Bingham J. А. С. 1988. Theory and practice of modem design. New York: Wiley. Хорошее руководство для инженеров; содержит информацию по фильтрам и генераторам.

Clarke К. К. Hess D.T. 1971. Communication circuits: analysis and design. Reading, MA: Addison-Wesley. Включает материал по осциллографам.

Hilburn J.L., Johnson D.E. 1982. Manual of active filter design. New York: McGraw-Hill.

Jung W. С 1983. IС timer handbook. Indianapolis: Howard W. Sams & Co. Посвящена серии 555.

Lancaster D. 1979. Active filter cookbook. Indianapolis: Howard W. Sams & Co. Подробно описаны процедуры разработки; изложенный материал легко воспринимается.

Loy N.J. 1988. An engineer's guide to FIR digital filters. Englewood Cliffs, NJ: Prentice-Hall. Описаны и разобраны процедуры разработки.

Parzen В. 1983. Design of crystal and other harmonic oscillators. New York: Wiley. Дискретные схемы генераторов.

Zverev А.I. 1967. Handbook of filter synthesis. New York: Wiley. Приведены подробные таблицы для разработки пассивных LC-фильтров и фильтров на кристаллах. См. также книгу Greame J. G., в библиографии к гл. 4.

Глава 6.

Hnatek E.R. 1981. Design of solid-state power supplies. New York: Van Nostrand Reinhold. Посвящена переключаемым источникам питания.

Pressman A. I. 1977. Switching and linear power supply, power converter design. Rochelle Park, NJ: Hayden Book Co.

"Voltage regulator databook", "Power databook". Сборники технических паспортов и замечаний по применению для стабилизаторов напряжения и источников питания; публикуются время от времени под такими или подобными заголовками фирмами Apex, Motorola, National, TI, Unitrode. Сборник "Linear databook", указанный в библиографии к гл. 4 также содержит паспортные данные для стабилизаторов, необходимые при разработке схем.

Глава 7.

Buckingham М. J. 1983. Noise in electronic devices and systems. New York: Wiley.

Morrison R. 1986. Grounding and shielding technlues in instrumentation. New York: Wiley.

Motchenbacher С D., Fitchen F.C. 1973. Low-noise electronic design. New York: Wiley. Рекомендуем использовать эту книгу при разработке усилителей с низким уровнем шумов.

Netzer Y. 1981. The design of low-noise amplifiers. Proc. IEEE 69:728–741. Представляет собой прекрасный обзор.

Ott Н. 1988. Noise reduction techniques in elecronic systems. New York: Wiley. Экранирование и помехозащита.

Sheingold D. H., ed. 1976. Nonlinear circuit handbook. Norwood, MA: Analog Devices. Рекомендуем вам пользоваться этой книгой.

Van Duzer T. 1981. Principles of superconductive devices and circuits. New York: Elsevier. Обзор традиционных суперпроводников и их применения.

Wong Y. J., Ott W.E. 1976. Function circuits: design and applications. New York: McGraw-Hill. Описаны нелинейные схемы и экзотические операционные усилители.

"Data acquisition databook" или "Linear databook". Сборники технических паспортов и замечаний по применению прецизионных схем; публикуются один раз в несколько лет под таким или подобными заголовками многими фирмами, занятыми производством полупроводников, в частности Analog Devices, Burr-Brown, Linear Technology, Maxim, National, Precision Monolithics, Teledyne Semiconductor.

Глава 8.

Blakeslee T. R. 1979. Digital design with standard MSI and LSI. New York: Wiley. Обновленный подход к практической разработке логических схем; две главы посвящены «мрачной действительности».

Hill F.I, Peterson G.R. 1981. Introduction to switching theory and logical design. New York: Wiley. Классический учебник по разработке логических схем.

Lancaster D. 1979. TTL cookbook. Indianapolis: Howard W. Sams & Co. Собраны примеры реальных схем, изложенный материал легко воспринимается.

Lancaster D. 1988. CMOS cookbook. Indianapolis: Howard W. Sams & Co. Хорошая книга для чтения, содержит всевозможные примеры. В ней рассмотрена широко используемая (но редко упоминаемая) технология M²L (логика Микки Мауса).

Wickles W. Е. 1968. Logic design with integrated circuits. New York: Wiley. Книга старая, но все еще хорошая.

"TTL databook", "Logic databook" и "CMOS data-book". Сборники технических паспортов и замечаний по применению, публикуются примерно один раз в два года под этим или подобными заголовками фирмами, которые заняты производством полупроводниковых элементов, в частности ADM/MMI, GE (RCA), Motorola, National, Signetics, TI. См. также сборники "Programmable logic databooks" (или подобные), выпускаемые такими фирмами как Altera, AMD/MMI, Cypress, Gazelle, Lattice, National, VTI, Xicor. Эти сборники содержат очень полезный материал для разработчиков.

Глава 9.

Best R. Е. 1984. Phase-locked loops. New York: McGraw-Hill. Книга посвящена продвинутым методам ФАПЧ.

Davies А. С. 1969. Digital generation of low-frequency sine waves. IEEE Trans. Inst. Meas. 18:97. В книге рассмотрены вопросы цифровой генерации синусоидальных колебаний.

Gardner F. М. 1979. Phaselock techniques. New York: Wiley. Классическая книга по ФАПЧ — особое внимание уделено фундаментальным вопросам.

Hnatek E.R. 1988. A user's handbook of D/A and A/D converters. New York: Wiley. Описываются различные примеры применения.

Jung W. G. 1978. IС converter handbook. Indianapolis: Howard W. Sams &Co. В книге рассмотрено использование современных преобразователей на интегральных схемах.

Sheingold D. Н., ed. 1976. Nonlinear circuits handbook. Norwood, MA: Analog Devices.

Szeingold D. H., ed. 1980. Transducer interfacing handbook. Norwood, MA: Analog Devices.

Sheingold D. H., ed. 1986. Analog-digital conversion handbook. Englewood Cliffs, NJ: Prentice-Hall. Книга посвящена основам аналого-цифрового и цифро-налогового преобразований, построена на основе материалов фирмы Analog Devices.

Yariv 1976. Introduction to optical electronics. New York: Rinehart & Winston. Книга посвящена физическим основам оптоэлектроники, лазерной техники и проблемам обнаружения сигналов.

"Conversion products databooks", "Data acquisition databook". Сборники технических паспортов и замечаний по применению, периодически публикуются под этим или подобными заголовками фирмами, занятыми производством полупроводниковых элементов, в частности Analog Devices, Analogic, Brooktree, Burr-Brown, Crystal, Datel, Hybrid Systems, Teledyne Semiconductor, Telmos. Паспортные данные необходимы при разработке электронных схем.

"Interface databook". Сборники технических паспортов и замечаний по применению, публикуются один раз в несколько лет под этим или подобными заголовками фирмами, занятыми производством полупроводниковых элементов, в частности Motorola, National, Sprague, TI.

Глава 10.

Eggebrecht L. С. 1986. Interfacing to the IBM personal computer. Indianapolis: Howard W. Sams & Co. Книга написана руководителем группы по архитектуре системы и разработке.

Osborne А. 1987. An introduction to microcomputers. Vol. 1: Basic concepts. Berkeley, CA: Osborne/McGraw-Hill.

Sargenet M, III, Shoemaker R.L. 1986. The IBM PC from the inside out. Reading, MA: Addison-Wesley. Книга представляет собой подробное руководство по программированию и техническим средствам.

Sloan М. Е. 1980. Introduction to minicomputers and microcomputers. Reading, MA: Addison-Wesley. Основное внимание в книге уделено программным средствам.

Sloan М. Е. 1983. Computer hardware and organization. Chicago: Science Research Assoc.

Tanenbaum A. S. 1984. Structured computer organization. Englewood Cliffs, NJ: Prentice-Hall. В книге рассматривается структурная организация компьютера. См. книгу Bingham J. А. С, в библиографии к гл. 5, а также руководства и технические паспорта на процессор 8086/8088 ("MCS-86 user's manual", "iAPX 86, 88 user's manual", "The family 8086 family user's manual" фирмы Intel и др.).

Глава 11.

Cramer W., Kane G. 1986. 6800 microprocessor handbook. New York: McGraw-Hill. Книга содержит вводные сведения о микропроцессоре 68000.

Eccles W.J. 1985. Microcomputer systems-a 16-bit approach. Reading, MA: Addison-Wesley. Информация о технических и программных средствах на примере 68000.

Hancock L., Kreiger M. 1982. The С primer. New York: McGraw-Hill. Вводный курс для начинающих.

Hansen А. 1986. Proficient С. Bellevue, WA: Microsoft Press. Книга посвящена использованию языка Microsoft С на персональном компьютере типа IBM PC.

Harbison S. P., Steele G.L, Jr., 1987. C: a reference manual. Englewood Cliffs, NJ: Prentice-Hall. Материал хорошо воспринимается и изложен четко.

Motorola, Inc. 1986. М68000 programmer's reference manual. Englewood Cliffs, NJ: Prentice-Hall. Обязательная книга для тех, кто будет писать программы для 68000.

Peatman J. В. 1977. Microcomputer-based design. New York: McGraw-Hill. Книга представляет собой обзор использования микропроцессоров.

Peatman J. В. 1987. Design with microcontrollers. New York: McGraw-Hill.

А также руководства и технические паспорта для процессора 68000/68008 (Motorola М68000 family reference book, P/N FR 68K/D).

Глава 12.

Coombs C.F., Jr., ed. 1988. Printed circuits handbook. New York McGraw-Hill. Рассмотрены вопросы разработки, изготовления и использования печатных плат.

"Technical manual and catalog". Westlake Village, CA: Bishop Graphics, Inc. Часто обновляемый каталог, содержащий информацию по печатному монтажу.

Глава 13.

Carson R. S. 1982. High-frequency amplifiers. New York: Wiley. В книге рассмотрены транзисторные усилители для радиочастотных сигналов.

DeMaw D. 1982. Practical RF design manual. Englewood Cliffs, NJ: Prencice-Hall. В книге подробно рассматриваются вопросы разработки радиочастотных.

Схем.

Edwards Т. С. 1981. Foundations for microstrip circuit design. New York: Wiley.

Gonzalez G.H. 1984. Microwave transistor amplifier analysis and design. Englewood Cliffs, NJ: Prentice-Hall. В книге рассматривается подход к разработке генераторов и усилителей на основе s-параметров для малого сигнала.

Hayward W. Н. 1982. Introduction to radiofrequency design. Englewood Cliffs, NJ: Prentice-Hall. Книга посвящена технике разработки; хороша для принимающих систем.

Matick R. Е. 1969. Transmission lines for digital and communication networks. New York: McGraw-Hill.

Milligan T. 1985. Modern antenna design. New York: McGraw-Hill. Книга содержит необходимую информацию о каждой антенне.

Rohde U. L. 1983. Digital PLL frequency synthesizers. Englewood Cliffs, NJ: Prentice-Hall. Книга посвящена теории, а также содержит множество подробных примеров схем.

Rohde U. L. Bucher T.N. 1988. Communications receivers. New York: McGraw-Hill. Прекрасный учебник по приемникам, смесителям, модуляции и обнаружению сигналов.

Skolnik M.I., ed. 1979. Radar handbook. New York: McGraw-Hill. Эта книга содержит основные положения и выводы о радарах.

Unitrode Corp. 1984. Pin diode designers' handbook and catalog. Lexington, Ma: Untrode Corporation. Книга содержит теорию, технические паспорта и примеры применения.

Viterbi A. J. 1966. Principles of coherent communication. New York: McGraw-Hill. В этой книге изложена классическая теория модуляции; больше не публикуется.

Weinreb S. 1980. Low-noise cooled GASFET amplifiers. IEEE Trans. Microwave Theory and Techniques. MTT-28, 10:1041–1054. Автор этой книги, всемирно известный специалист, излагает теорию и практику микроволновых усилителей с низким уровнем шума.

"The radio amateur's handbook". Newington, CT: American Radio Relay League. Ежегодно публикуемая книга для радиолюбителей.

"RF transistor data book". Сборник технических паспортов и замечаний по применению; публикуется время от времени под этим или подобными заголовками фирмами, производящими радиочастотные транзисторы, в частности Avantek, GE (RCA), Mini-circuits, Mitsubishi, Motorola, Siliconix, TRW.

Глава 14.

Meindl J. D. 1969. Micropower circuits. New York: Wiley. Книга уже устарела, но для проектирования на дискретных компонентах очень полезна.

См. также отдельные замечания по применению таких фирм как Liner Technology, Maxim, National. Многочисленные технические паспорта и замечания по применению публикуют фирмы Duracell, Electrochem, Eveready (Union Carbide), Gates, Kodak, Power Conversion, Power Sonic, Saft, Tadiran, Yuasa. Для получения информации по солнечным батареям следует установить контакт с такими фирмами, как Агсо, Solar, Solarex, Solavolt.

Глава 15.

Ferbal Т., ed. 1987. Experimental techniques in high energy physics. Reading, MA: Addison-Wesley.

Meade M. L. 1983. Lock-in amplifiers: principles and applications. London: P. Peregrinus Ltd. Книга о том, как работают усилители с защелкой и как их разрабатывать.

Radeka V. 1988. Low-noise techniques in detectors.

Ann. Rev. Nucl. and Part. Physics, 38:217–277. Книга посвящена разработке усилителей, обработке сигналов и основным ограничениям при измерении зарядов.

Wobschall D. 1987. Circuit design for electronic instrumentation. New York: McGraw-Hill. В книге рассматриваются датчики и связанные с ними проблемы электроники.

"Temperature measurement handbook". Stamford, CT: Omega Engineering Corp. (переиздается ежегодно). Рассматриваются термопары, термисторы, разистивные термисторы.

Рекомендации по применению фирмы Hewlett-Packard: АР 52-2 ("Temekeeping and frequency calibration"), АР 150 ("Spectrum analyzer basics"), AP200 ("Fundamentals of quartz oscillators"). Предоставляются бесплатно фирмой Hewlett-Packard Corp., Palo Alto, CA.

См. также ежегодные каталоги фирм Hewlett-Packard Corp, EG&G Princeton Applied Research, Fluke/Phillips, Tektronix.

Таблицы.

11.

12.

13.

14.

1.

Более точно — карта распределения адресного пространства. — Прим. перев.

2.

В действительности в МП 8086 реализованы оба способа обращения к внешним устройствам. — Прим. перев.

3.

Сечением приблизительно 0,25-0,35 мм. — Прим. ред.

4.

Дифференциальный преобразователь вращательных перемещений. — Прим. перев.

5.

LVD (linear variable differential transformer) — англ. аббревиатура русского ДПЛП. — Прим. перев.

6.

Полупроводниковые элементы типа Annular запатентованы фирмой Motorola.

7.

Торговый знак фирмы Motorola Inc.

8.

Нагрузка включается между выводом.

Регулировки и землей. — Прим. ред.